JP2004350471A - 電圧分圧回路 - Google Patents

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Abstract

【課題】比較的簡単な構成で高精度に分割した直流電圧を出力することができるようにした電圧分圧回路を提供する。
【解決手段】直流電圧源V0の上下端子間に、それぞれ逆並列接続したダイオードD1,D2を有する二つの直列接続した半導体スイッチSd1,Sd2と、それぞれ逆並列接続したダイオードD3,D4を有する二つの直列接続した半導体スイッチSd3,Sd4と、所望の電圧比で出力電圧を分割するように接続した分圧コンデンサCd1,Cd2を接続し、半導体スイッチSd1,Sd2の中点aと分圧コンデンサCd1,Cd2の中点c間を電圧制限素子Ld1を介して接続し、半導体スイッチSd3,Sd4の中点bと分圧コンデンサCd1,Cd2の中点c間を電圧制限素子Ld2を介して接続し、これら電圧制限素子Ld1,Ld2であるインダクタを共通の鉄心23に巻回して形成した。
【選択図】 図11

Description

【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流電源の電圧を複数に分割する電圧分圧回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
一般に、種々の分野において直流電源の電圧を複数に分割する電圧分圧手段の要求がある。例えば、最近のデジタル回路は、動作周波数の高速化、発熱抑制、耐ノイズ性向上などの要求を同時に満たすため、一つの回路基板上や機器内に5Vで動作するICと、3.3Vで動作するIC、また2.8Vや2.6Vなど様々な直流電圧で動作するICなどが搭載されている。このようなデジタル回路では、回路規模が小さい場合、三端子レギュレータと呼ばれる電圧降下型アナログICなどを用いて5Vの電源から3.3Vおよび2.8Vなどの低い電圧を得ているが、回路規模が大きく消費電流が大きい場合は、三端子レギュレータでは電圧を降下させるための損失(降下電圧×出力電流)が問題となるので、低損失で直流電源の電圧を複数に分割する電圧分圧手段が望まれている。
【0003】
また核磁気共鳴イメージング装置用電源装置では、最近の大電流化や高スルーレート化の要求からマルチレベルインバータが使用されており、このマルチレベルインバータではそれぞれの負荷に出力するレベル毎に分割した直流電圧源が必要であり、直流電源の電圧を複数に分割する電圧分圧手段が望まれている。これに対して従来の核磁気共鳴イメージング装置用電源装置では、マルチレベルインバータとリニアアンプを直列に接続したものが知られている(例えば、特許文献1参照)。
【0004】
【特許文献1】
特開平7−313489号公報
【0005】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の電圧分圧手段は、いずれの場合も損失および発熱に対する考慮が不十分であった。特に、後者のマルチレベルインバータとリニアアンプを直列接続したものでは、絶縁された直流電圧源が複数必要となり、特に傾斜磁場電源の場合に3チャンネルに個別に電圧源が必要であることなどから装置の大型化が避けられず、またリニアアンプでの損失および発熱に対する考慮を払う必要があった。
【0006】
本発明の目的は、比較的簡単な構成で損失を抑えて高精度に分割した直流電圧を出力することができるようにした電圧分圧回路を提供することにある。
【0007】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記目的を達成するため、入力側を直流電源に接続し、その入力側の電圧レベル数より多いレベル数の直流電圧を出力する電圧分圧回路において、上記直流電源の端子間に、逆並列接続したダイオードを有して直列接続した複数の半導体スイッチと、直列接続した複数の分圧コンデンサとを接続し、上記複数の半導体スイッチの中点と上記複数の分圧コンデンサの中点との間に電流制限素子を接続したことを特徴とする。
【0008】
本発明による電圧分圧回路は、入力側のレベル数に対して出力側のレベル数を増加し、また、比較的簡単な構成で損失を抑えて高精度に分割した直流電圧を出力することができるようになり、従来のように絶縁された直流電圧源を複数使用することによる装置の大型化を避けることができる。
【0009】
請求項2に記載の本発明は、請求項1記載のものにおいて、逆並列接続した上記ダイオードを有して直列接続した複数の上記半導体スイッチを、上記直流電源の端子間に少なくとも2組並列に接続し、それぞれの組の上記複数の半導体スイッチの中点と上記複数の分圧コンデンサの中点との間に上記電流制限素子を接続し、これら2つの電流制限素子を共通の鉄心に巻回したインダクタで構成したことを特徴とする。
【0010】
請求項2に記載の本発明による電圧分圧回路は、鉄心を共通にした二つの電流制限素子であるインダクタを用いて構成しているため、各電流制限素子に供給される電圧は正負対称の波形となり偏磁を起こすことはなく、従って、巻線の損失や周囲へ電磁ノイズをまき散らす心配がないので、より高出力の電圧分圧回路を容易に実現することができる。
【0011】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図1は、本発明の一実施の形態による電圧分圧回路を採用した核磁気共鳴イメージング装置の傾斜磁場用電源装置を示すブロック図である。
この傾斜磁場電源装置1は、三相交流電源2に接続して三相交流電圧を直流電圧に変換する交流直流変換器4と、この交流直流変換器4の出力側に接続して直流電圧を受電し直流電圧を所望の割合と分割数に分割する電圧分圧回路5と、この電圧分圧回路5によって分割された直流電圧を受電し傾斜磁場コイル3にそれぞれ電流を供給する電流増幅器6A,6B,6Cと、傾斜磁場コイル3を形成するX軸コイル3A、Y軸コイル3BおよびZ軸コイル3Cとから構成しており、三相交流電源2から電力を供給し、負荷である傾斜磁場コイル3に電流を供給している。
【0012】
交流直流変換器4は、マルチレベルコンバータ7によって構成されており、次に、このマルチレベルコンバータ7の一例としての3レベルコンバータを回路図である図2を用いて説明する。
マルチレベルコンバータ7は、図1に示した三相交流電源3のEu,Ev,Ewに接続された電流制限素子、ここではリアクトルLu,Lv,Lwと、これらのリアクトルLu,Lv,Lwに二対の半導体スイッチSA,SBと、これに逆並列接続したダイオードDA,DBとを直列に接続したアーム10A〜10Fをフルブリッジ接続して構成し、三相交流電源Eu,Ev,Ewを入力して、直流電圧+Ec,Ec0,−Ecを出力している。出力側の各端子間には平滑コンデンサ11A,11Bが接続され、これら平滑コンデンサ11A,11Bの中性点と、フルブリッジ構成の各アーム10A〜10Fにおける半導体スイッチSA,SBとこれに逆並列接続したダイオードDA,DBとの中点との間にダイオード12A〜12Fをそれぞれ接続している。
【0013】
ここで、アーム10Aの半導体スイッチSA,SBを導通させることによって、アーム10A,10B間の電位Euaが上方の出力端に+Ecの電圧を出力している。またアーム10Aの半導体スイッチSBおよびアーム10Bの半導体スイッチSAを導通させることによって、中間の出力端にEc0=0の電圧を出力し、さらにアーム10Bの半導体スイッチSA,SBを導通させることによって、下方の出力端に−Ecの電圧を出力することができ、こうして3レベルの出力を得ている。アーム10C,10Dの間の電位Eva、またアーム10E,10F間の電位Ewaについても同様である。
【0014】
さらに、これらをPWM変調することによって、上下アーム間の平均電圧Eua,Eva,Ewaを+Ecから−Ecの間で任意の電圧として出力することができる。すなわち、上下アーム間の平均電位Eua,Eva,Ewaと三相交流電源2の電位Eu,Ev,Ewとの差がリアクトルLu,Lv,Lwに印加され、この電圧の積分がリアクトルLu,Lv,Lwに流れる電流Iu,Iv,Iwに比例する。これらの片方向の電流の和が出力電流Iaとなって平滑コンデンサ11A,11Bに流れ込み、この電流の積分に比例した電圧が平滑コンデンサ11A,11Bの両端にかかる。従って、各上下アームの動作Dutyを変化させることによって上下アーム間の平均電位を制御し、これによってリアクトルに印加する電圧および電流を制御し、ひいては出力電流および電圧を制御することが可能である。
【0015】
このようなマルチレベルコンバータ7は、出力する直流電圧を平滑コンデンサ11A,11Bによって分割し、それぞれ各アーム間をダイオード12A〜12Fで接続することによって、各アーム10A〜10Fの半導体スイッチSA,SBには分割した直流電圧分の直流電圧しか印加されないため、各半導体スイッチSA,SBとしては耐電圧の低いものを用いても大きな出力電圧が得られる。
【0016】
図1に示した電流増幅器6A〜6Cは、それぞれ図3に示したマルチレベルインバータ8を含んだ回路構成となっており、次に、このマルチレベルインバータ8としての一例として5レベルインバータについて説明する。
マルチレベルインバータ8は、四対の半導体スイッチSA,SB,SC,SDとこれに逆並列接続したダイオードDA,DB,DC,DDを直列に接続したアーム13A,13B,13C,13Dをフルブリッジ接続しており、入力端に4つの直流電圧源V1,V2,V3,V4を接続し、出力端A,Bに任意の電圧波形を出力するようにしている。さらに、各アーム13A〜13Dにおける逆並列接続した半導体スイッチSAおよびダイオードDAと、逆並列接続した半導体スイッチSBとダイオードDBとの中点接続部と、直流電圧源V1と直流電圧源V2の中点との間に、ダイオード14A〜14Dをそれぞれ接続している。また各アーム13A〜13Dにおける逆並列接続した半導体スイッチSBおよびダイオードDBと、逆並列接続した半導体スイッチSCとダイオードDCとの中点接続部と、直流電圧源V2と直流電圧源V3の中点との間に、ダイオード15A〜15Dをそれぞれ接続している。さらに、各アーム13A〜13Dにおける逆並列接続した半導体スイッチSCおよびダイオードDCと、逆並列接続した半導体スイッチSDとダイオードDDとの中点接続部と、直流電圧源V3と直流電圧源V4の中点との間に、ダイオード16A〜16Dをそれぞれ接続している。
【0017】
ここで、アーム13Aの各半導体スイッチSA〜SDを導通させることによって、出力端Aに入力端E0に対して4Eの電圧を出力することができる。また、アーム13Aの各半導体スイッチSB〜SDおよびアーム13Bの半導体スイッチSAを導通させることによって、出力端Aに入力端E0に対して3Eの電圧を出力し、アーム13Aの各半導体スイッチSC,SDおよびアーム13Bの各半導体スイッチSA,SBを導通させることによって、出力端Aに入力端E0に対して2Eの電圧を出力することができる。さらに、アーム13Aの半導体スイッチSDおよびアーム13Bの各半導体スイッチSA,SB,SCを導通させることによって、出力端Aに入力端E0に対してEの電圧を出力し、アーム13Bの各半導体スイッチSA〜SDを導通させることによって、出力端Aに入力端E0に対して0の電圧を出力することができる。このようにして出力端Aに5レベルの電圧を出力することができる。出力端Bについても同様であり、こうして出力端A,B間の電圧としては、−4Eから+4Eまでの9通りの電圧を出力することができる。さらに、これらをPWM変調することによって、−4Eから+4Eの間で任意の電圧を出力することができるようになる。
【0018】
このようなマルチレベルインバータ8は、分割した直流電圧源V1〜V4をそれぞれをダイオード14A〜14D,15A〜15D,16A〜16Dで接続することによって、各半導体スイッチSA〜SDには分割した直流電圧分の直流電圧しか印加されないため、各半導体スイッチSA,SBとしては耐電圧の低いものを用いても大きな出力電圧が得られるようになる。
【0019】
マルチレベルインバータ8には、分割した直流電圧源が必要であり、特に核磁気共鳴イメージング装置用電源装置としては、各直流電圧源の電圧を高精度に制御する必要がある。そこで、図1に示した交流直流変換器4であるマルチレベルコンバータ7と、電流増幅器6A〜6Cであるマルチレベルインバータ8との間に電圧分圧回路5を設け、この電圧分圧回路5によってマルチレベルコンバータ7からの入力に対してマルチレベルインバータへの出力のレベル数を増した直流電圧源を生成している。
【0020】
図1に示した傾斜磁場電源装置1では、交流直流変換器4に3レベルのマルチレベルコンバータ7を用いて、交流直流変換器4の出力直流電圧を2等分するようになっており、電流増幅器6A〜6Cでは5レベルのマルチレベルインバータ8を採用しているため、4分割された直流電圧源が必要となる。しかしながら、上述した交流直流変換器4としては必ずしもマルチレベルコンバータ7を使用する必要はなく、それよりもレベル数の少ないコンバータを採用したり、またマルチレベルインバータ8としてもさらにレベル数を増減したものを使用することもできる。従って、交流直流変換器4と電流増幅器6A〜6C間に接続した電圧分圧回路5としては、入力側のレベル数よりも出力側のレベル数を増加して所定の電圧比に分圧する構成であればよく、以下の説明から分かるように種々の構成を採用することができる。
【0021】
図4は、電圧分圧回路5の一例を示す回路図で、入力側の直流電圧がレベル数2であるのに対してレベル数3の出力電圧を得るようにしたものである。
この電圧分圧回路5は、直流電圧源V0の上下端子間に二つの直列接続した半導体スイッチSd1,Sd2と、これにそれぞれ逆並列接続したダイオードD1,D2を設け、また直流電圧源V0の上下端子間に所望の電圧比で出力電圧を分割するように接続した分圧コンデンサCd1,Cd2を接続している。さらに、半導体スイッチSd1,Sd2の中点aと、分圧コンデンサCd1,Cd2の中点cとの問に電流制限素子Ld1、例えばインダクタを接続している。分圧コンデンサCd1,Cd2と並列に抵抗として示す負荷R1,R2を接続しており、直流電圧源V0を二分割して、負荷R1,R2に負荷電流に拘わらず常にV0/2ずつの電圧を供給するようにしている。
【0022】
図5は、負荷R1<負荷R2の場合における電圧分圧回路5の動作を示す波形図である。同図において、半導体スイッチSd1,Sd2のゲート電圧をVg1,Vg2で表し、半導体スイッチSd1,Sd2のドレイン電圧をVsd1,Vsd2で表し、また半導体スイッチSd1,Sd2とダイオードD1,D2に流れる電流をisd1,isd2で表している。半導体スイッチSd1,Sd2は、ゲート電圧をVg1,Vg2で示すように交互にオンオフを繰り返し、負荷R1に対して負荷R2よりも多くの負荷電流を供給するため、半導体スイッチSd2の方が僅かに長くオンするようにゲート電圧Vg1,Vg2を制御させている。すると、半導体スイッチSd1と半導体スイッチSd2との中点aの電位は、ドレイン電圧をVsd2と同じ波形となる。ここでは半導体スイッチSd2のオン時間が半導体スイッチSd1よりやや長くなるようにしているので、半導体スイッチSd1と半導体スイッチSd2との中点aの平均電位が中点cの電位よりも低くなるため、電流はc点からa点に向かって多く流れる。その結果、負荷R1に十分な電流を供給することができる。電流制限素子Ld1は、直流的にはインピーダンスが小さいので負荷電流に拘わらず、中点aと中点cの平均電位は殆ど等しくなり、実際には半導体スイッチSd1と半導体スイッチSd2の導通率はほぼ50%であってもよいことになる。
【0023】
図6は、負荷R1>負荷R2の場合における電圧分圧回路5の動作を示す波形図である。
上述した図5とほぼ同様であるが、負荷R2に負荷R1よりもより多くの電流を供給する目的で中点aの平均電位がc点の平均電位に比べてやや高くなるように、半導体スイッチSd1のオン時間が半導体スイッチSd2より僅かに長くなるよう動作させている。このようにすると、中点aから中点cに向かってより多くの電流が流れ電流制限素子Ld1を流れる電流iLd1<0となり、十分な負荷電流を負荷R2に供給することが可能になる。また前述の場合と同様に電流制限素子Ld1は、直流的にはインピーダンスが小さいので負荷電流に拘わらず中点aと中点cの平均電位はほとんど等しくなり、実際には半導体スイッチSd1と半導体スイッチSd2の導通率はほぼ50%一定で良いことになる。しかし、電流制限素子Ld1には直流低抗分が存在しており、また急激に負荷R1,R2の電流が変化したとき、それに応じて半導体スイッチSd1,Sd2のオン時間の配分を調整して出力電圧の分圧精度を向上させるフィードバック制御を施しても良い。
【0024】
こうして半導体スイッチSd1,Sd2を交互にオンさせ、その導通比を50%とすることによって、半導体スイッチSd1,Sd2の中点aの平均電圧は、直流電圧源V0の50%電位になる。電流制限手段Ld1に発生する電位差を無視できるならば、分圧コンデンサCd1,Cd2の電圧も直流電圧源V0の50%電位とすることができる。こうして交流直流変換器4と電流増幅器6A〜6C間に接続した電圧分圧回路5によって、高精度に分圧した電圧をマルチレベルインバータ8に与えることができる。
【0025】
図7は、本発明による他の実施の形態による電圧分圧回路を示す回路図であり、図4に示した電圧分圧回路5との同等物には同一符号を付けて詳細な説明を省略し、その相違部分について説明する。
出力電圧を検出するために分圧コンデンサCd1,Cd2に電圧検出器18A,18Bをそれぞれ設け、これらの電圧検出器18A,18Bからの検出電圧値を入力して、それぞれの電圧が等しくなるように半導体スイッチSd1,Sd2の導通比を決定して半導体スイッチSd1,Sd2を駆動する制御回路19を備えている。
【0026】
このような構成の電圧分圧回路5によれば、出力電圧を図4に示した構成に比べてさらに高精度に分割することが可能である。この実施の形態では、二つの出力電圧を電圧検出器18A,18Bによって検出しているが、入力電圧と一つの出力電圧を検出し、出力電圧の一つが入力電圧の50%になるように制御したり、一つの出力電圧と、目標となる電圧値を入力して、出力電圧の一つが目標の電圧と等しくなるように制御するようにすることもできる。また、上述した各実施の形態では出力電圧が入力電圧の50%となるようにしたが、出力電圧が入力電圧の1/3や1/4、その他の分割比を目標に動作させることも可能である。
【0027】
図8は、本発明のさらに他の実施の形態による電圧分圧回路示す回路図であり、図4に示した電圧分圧回路5との同等物には同一符号を付けて詳細な説明を省略し、その相違部分について説明する。
この電圧分圧回路5は、逆並列接続したダイオードD1〜D3をそれぞれ有する3組の半導体スイッチSd1,Sd2,Sd3を直列に接続し、これを直流電圧源V0に上下端子間に接続している。また直流電圧源V0の上下端子間に出力電圧を分割するように直列接続した分圧コンデンサCd1,Cd2,Cd3を接続し、半導体スイッチSd1,Sd2の中点aと、分圧コンデンサCd1,Cd2の中点c1との間をリアクトルなどの電流制限素子Ld1を介して接続し、また半導体スイッチSd2,Sd3の中点bと、分圧コンデンサCd2,Cd3の中点c2との間にリアクトルなどの電流制限素子Ld2を介して接続している。
【0028】
図9は、上述した電圧分圧回路5の動作を示す波形図である。
ゲート電圧Vg1,Vg2,Vg3を図示のように1/3周期ずつずらし、2/3周期分だけ半導体スイッチSd1,Sd2,Sd3がオンするようにする。すると、期間t1では半導体スイッチSd1および半導体スイッチSd3がオンしているので、図8に示したライン20に沿って電流が流れ、コンデンサCd2に電流を流し込み負荷R2への電圧VR2を発生させ、また期間t1を長くしたり短くしたり制御することによって分担電圧VR2を制御することができる。同様に、期間t2では半導体スイッチSd1および半導体スイッチSd2をオンさせているので、図8に示したライン21に沿って電流が流れ、コンデンサCd3の電圧VR3を制御することができる。さらに期間t3では、半導体スイッチSd2および半導体スイッチSd3をオンさせているので、図8に示したライン22に沿って電流が流れ、コンデンサCd1の電圧VR1を制御することができる。説明を簡単にするため同図では、同時に2つの半導体スイッチをオンするようにゲート電圧を決めているが、1つの半導体スイッチのみをオンさせたり、1つの半導体スイッチがオンする期間と2つの半導体スイッチがオンする期間を組み合わせたりすることができる。
【0029】
図10は、本発明のさらに他の実施の形態による電圧分圧回路を示す回路図である。
電圧分圧回路5の左方部は図4の場合と同一構成であり、逆並列接続したダイオードD1を有する半導体スイッチSd1と、逆並列接続したダイオードD2を有する半導体スイッチSd2とを直列に接続し、これを直流電圧源V0の端子間に接続している。また直流電圧源V0の端子間には出力電圧をV0・2/3とV0/1/3とに分割するような容量比を持った分割コンデンサCd1,Cd2を直列接続しており、さらに、半導体スイッチSd1,Sd2の中点aと、分圧コンデンサCd1,Cd2の中点cとの問に電流制限素子Ld1、例えばインダクタを接続している。また、分圧コンデンサCd1,Cd2の中点cと直流電圧源V0の上部端子間に、逆並列接続したダイオードD3を有する半導体スイッチSd3と、逆並列接続したダイオードD4を有する半導体スイッチSd4とを直列に接続し、これらと並列に出力電圧を二分割するように直列接続した分圧コンデンサCd3,Cd4を接続している。さらに、半導体スイッチSd3,Sd4の中点a1と、分圧コンデンサCd3,Cd4の中点c1との問にインダクタなどの電流制限素子Ld2を接続している。
【0030】
上述した電圧分圧回路5をそのまま使用すると、比較的簡単な構成によって正確に三分割した出力電圧を得ることができ、先の実施の形態と同様の効果を期待できる。また、これを上下二段に接続すると、電圧分圧回路5は全体として3レベルのマルチレベルコンバータ7に対してレベル数を7にしたマルチレベルインバータ8に接続することができ、その出力を比較的に簡単な構成で、正確に7分割することができる。
【0031】
図11は、本発明のさらに他の実施の形態による電圧分圧回路5を示す回路図である。
この電圧分圧回路5は、逆並列接続したダイオードD1を有する半導体スイッチSd1と逆並列接続したダイオードD2を有する半導体スイッチSd2とを直列接続したものを直流電圧源V0の上下端子間に接続し、また逆並列接続したダイオードD3を有する半導体スイッチSd3と逆並列接続したダイオードD4を有する半導体スイッチSd4とを直列接続したものを直流電圧源V0の上下端子間に接続し、さらに直列接続した分圧コンデンサCd1,Cd2を直流電圧源V0の上下端子間に接続している。この分圧コンデンサCd1と分圧コンデンサCd2の中点cと、半導体スイッチSd1と半導体スイッチSd2との中点a間はインダクタなどの電流制限素子Ld1を介して接続し、また分圧コンデンサCd1と分圧コンデンサCd2の中点cと、半導体スイッチSd3と半導体スイッチSd4との中点b間はインダクタなどの電流制限素子Ld2を介して接続している。これら電流制限素子Ld1および電流制限素子Ld2は、一つの鉄心23に巻回したものである。
【0032】
図12は、図11に示した分圧回路5における動作波形を示しており、ここでは負荷抵抗がR1>R2の場合について説明する。
各半導体スイッチSd1〜Sd4の各ゲート電圧をそれぞれVg1,Vg2,Vg3,Vg4で示し、各半導体スイッチSd1〜Sd4のドレイン電圧をVsd1,Vsd2,Vsd3,Vsd4で示し、各半導体スイッチSd1〜Sd4および各ダイオードD1〜D4に流れる電流をisd1,isd2,isd3,isd4で示し、各電流制限素子Ld1,Ld2を流れる電流をiLd1,iLd2で示している。ここでは、半導体スイッチSd1,Sd2と、半導体スイッチSd3,Sd4とはそれぞれ交互にオンオフすると共に、上端子側の半導体スイッチSd1,Sd3のオン時間比を50%より僅かに大きくしている。また、半導体スイッチSd1,Sd2に対して半導体スイッチSd3,Sd4は180度位相を遅らせて動作させている。
【0033】
このようにすると、ドレイン電圧Vsd2,Vsd4の平均電位、すなわち図11に示した中点aと中点bの平均電位がいずれも50%よりやや高くなり、中点cの平均電位よりわずかに高いことになる。このため直流的なインピーダンスが小さい電流制限素子Ld1,Ld2には右向きの電流(iLk1,iLk2<0)24が流れ、負荷R1より負荷抵抗の小さい負荷R2に対して十分な電流を供給することができる。しかも、前述した場合と同様に電流制限素子Ld1,Ld2は直流的にはインピーダンスが小さいので、負荷電流に拘わらず中点a,中点bおよび中点cの平均電位はほとんど等しくなり、実際には半導体スイッチSd1,Sd2の導通率はほぼ50%で良いことになる。尚、動的および静的な分圧精度を向上させるためにフィードバック制御しても良い。
【0034】
この実施の形態における特徴は、同一の鉄心23に巻回した二つの電流制限素子Ld1,Ld2とを用いていることにある。すなわち、分圧コンデンサCd1,Cd2にそれぞれ並列に接続した負荷R1,R2の抵抗値が等しくないとき、電流制限素子Ld1,Ld2に流れる電流には直流成分が含まれているために、それぞれ鉄心のあるインダクタを用いると、その鉄心が偏磁を起こしインダクタが電流制限素子としての性質を失ってしまう。これを防ぐためには,相当量の鉄心を用意するか、あるいは鉄心に十分なギヤツプを設ける必要がある。いずれにしても電流制限素子Ld1,Ld2の重量が大きくなってしまうので、電圧分圧回路5を設計する場合には実用上は空心のリアクトルを採用することになる。しかし、空心のリアクトルで必要なインダクタを得るには、コイルの直径を大きくしたり、その巻数を増やさねばならず、巻線の損失が増加するばかりか周囲に電磁ノイズをまき散らしてしまう。
【0035】
しかしながら、図11で示した電圧分圧回路5のように鉄心23を共通にした二つの電流制限素子Ld1,Ld2であるインダクタを用いて構成すると、電流制限素子Ld1,Ld2の直列体に供給される電圧は正負対称の波形となり偏磁を起こすことはない。従って、上述したように巻線の損失や周囲へ電磁ノイズをまき散らす心配がないので、より高出力の電圧分圧回路5を容易に実現できる。
【0036】
図13は、本発明のさらに他の実施の形態による電圧分圧回路を示す回路図である。
この電圧分圧回路5は、直流電圧源V0の上下端子間に、それぞれ逆並列接続したダイオードD1,D2を有する二つの直列接続した第一段半導体スイッチSd1,Sd2と、同様にそれぞれ逆並列接続したダイオードD3,D4を有する二つの直列接続した第二段半導体スイッチSd3,Sd4と、同様にそれぞれ逆並列接続したダイオードD5,D6を有する二つの直列接続した第三段半導体スイッチSd5,Sd6と、同様にそれぞれ逆並列接続したダイオードD7,D8を有する二つの直列接続した第四段半導体スイッチSd7,Sd8とを接続している。第一段半導体スイッチSd1,Sd2の中点aにはインダクタなどの電流制限素子Ld1の一端を接続し、また第二段半導体スイッチSd3,Sd4の中点bにはインダクタなどの電流制限素子Ld2の一端を接続している。これらの電流制限素子Ld1および電流制限素子Ld2は同じ鉄心23に巻回したものである。
【0037】
また第三段半導体スイッチSd5,Sd6の中点dにはインダクタなどの電流制限素子Ld3の一端を接続し、また第四段半導体スイッチSd7,Sd8の中点eにはインダクタなどの電流制限素子Ld4の一端を接続している。これらの電流制限素子Ld3および電流制限素子Ld4は他の同じ鉄心24に巻回したものである。さらに、鉄心23に巻回した電流制限素子Ld1および電流制限素子Ld2の他端は、インダクタなどの電流制限素子Ld5を介して分圧コンデンサCd1,Cd2の中点cに接続している。同様に鉄心24に巻回した電流制限素子Ld3および電流制限素子Ld4の他端は、インダクタなどの電流制限素子Ld6を介して分圧コンデンサCd1,Cd2の中点cに接続している。この電流制限素子Ld5と電流制限素子Ld6は、さらに他の同じ鉄心25に巻回したものである。
【0038】
この実施の形態における特徴は、同一の鉄心23に巻回した二つの電流制限素子Ld1,Ld2と、他の同一の鉄心24に巻回した二つの電流制限素子Ld3,Ld4と、さらに他の同一の鉄心25に巻回した二つの電流制限素子Ld5,Ld6とを用いていることにある。すなわち、分圧コンデンサCd1,Cd2にそれぞれ並列に接続した負荷R1,R2の抵抗値が等しくないとき、電流制限素子Ld1〜Ld6に流れる電流には直流成分が含まれているために、それぞれ鉄心のあるインダクタを用いると、その鉄心が偏磁を起こしてインダクタとしての性質を失ってしまう。これを防ぐためには,相当量の鉄心を用意するか、あるいは鉄心に十分なギヤツプを設ける必要がある。いずれにしてもインダクタの重量が大きくなってしまうので、電圧分圧回路5を設計する場合には実用上それぞれ空心のリアクトルを採用することになる。しかし、空心のリアクトルで必要なインダクタを得るには、コイルの直径を大きくしたり、その巻数を増やさねばならず、巻線の損失が増加するばかりか周囲に電磁ノイズをまき散らしてしまう。
【0039】
しかしながら、図13で示した電圧分圧回路5のように鉄心23を共通にした二つの電流制限素子Ld1,Ld2と、鉄心24を共通にした二つの電流制限素子Ld3,Ld4と、鉄心25を共通にした二つの電流制限素子Ld5,Ld6とを用いて構成すると、それぞれ鉄心23,24,25におけるインダクタの直列体に供給される電圧は正負対称の波形となり偏磁を起こすことはない。従って、上述したように巻線の損失や周囲へ電磁ノイズをまき散らす心配がないので、より高出力の電圧分圧回路5を容易に実現できる。
【0040】
これらの各実施の形態の説明からも分かるように、図4に示した電圧分圧回路5の基本的な構成を様々に組み合わせたり、電圧分圧回路5における逆並列接続した半導体スイッチおよびダイオードの直列段数を増減したり、電圧分圧回路5における逆並列接続した半導体スイッチおよびダイオードの並列段数を増減したりすることによって、電圧分圧回路5を構成することができる。
【0041】
このように核磁気共鳴イメージング装置用電源装置として、電流増幅器6A〜6Cにマルチレベルインバータ8を用い、交流直流変換器4であるマルチレベルコンバータ7と、電流増幅器6A〜6Cであるマルチレベルインバータ8の間に、マルチレベルコンバータ7からの入力に対してマルチレベルインバータへの出力のレベル数を増す電圧分圧回路5を用いて分割した直流電圧源を生成するようにしたため、高電圧、大電流出力を低ノイズ、低リップルで実現することができると共に、高電圧出力、高い電圧精度および電流を止める際の電力の回生可能という直流電圧源への要求を満たすことができる。しかも、従来のようにリニアアンプを用いないためリニアアンプでの損失や発熱に対して考慮する必要がなく、また装置の大型化を避けることができる。
【0042】
上述した各実施の形態における核磁気共鳴イメージング装置用電源装置は、図1に示した電流増幅器6A〜6Cとしてのマルチレベルインバータ8を5レベルのものとして、また直流変換器4としてのマルチレベルコンバータ7を3レベルのものとして説明したが、これに限定するものではない。電流増幅器6A〜6Cとしてのマルチレベルインバータ8は3レベル以上であれば良く、レベル数が多いほど高電圧出力および低ノイズが可能となるが、半導体素子数が増加し大型化する傾向になる。また半導体スイッチSdにMOSFETを用いたが、バイポーラトランジスタ、IGBT、GTO、サイリスタなどを用いても良い。さらに交流直流変換器4としては、マルチレベルのものを用いたものを使用するのが望ましいがそうでなくても良い。また上述した実施の形態では、マルチレベルコンバータ7を三相交流電源2に接続したものを説明したが、単相交流電源でも同様である。
【0043】
図14は、本発明のさらに他の実施の形態による電圧分圧回路を示す回路図である。
前述したように最近のデジタル回路では、動作周波数の高速化、発熱抑制、耐ノイズ性向上などの要求を同時に満たすため、一つの回路基板上や機器内に5Vで動作するICと、3.3Vで動作するIC、また2.8Vや2.6Vなど様々な直流電圧で動作するICなどが搭載されている。このようなデジタル回路では、回路規模が大きく消費電流が大きい場合、三端子レギュレータを用いた場合には電圧を降下させるための損失が問題となるので、直流電源の電圧を複数に分割する電圧分圧回路が望まれている。そこで、図14に示すように直流電圧V0を上述してきた様々な構成の電圧分圧回路5を用いて、5V、3.3Vなど複数に分割し、5Vの出力端子間にIC回路23,24,25を接続すると共に、3.3Vの出力端子間にIC回路26,27を接続している。
【0044】
このようなデジタル回路によれば、入力レベル数に対して出力レベル数を増加して直流電圧を分圧することができ、しかも三端子レギュレータなどの電圧降下型電圧調整手段に比べて殆ど損出を発生しないので、比較的簡単な構成で高精度に分割した直流電圧を出力することができる。従って、上述した核磁気共鳴イメージング装置用電源装置に限らず、大規模計算機や通信機器などのように高速動作が必要な大規模デジタル機器に採用することができる。
【0045】
【発明の効果】
以上説明したように本発明の電圧分圧回路によれば、入力側のレベル数に対して出力側のレベル数を増加し、また、比較的簡単な構成で損失を抑えて高精度に分割した直流電圧を出力することができるようになり、従来のように絶縁された直流電圧源を複数使用することによる装置の大型化を避けることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の一実施の形態による電圧分圧回路を採用した核磁気共鳴イメージング装置用電源装置のブロック構成図である。
【図2】図1に示した核磁気共鳴イメージング装置用電源装置のマルチレベルコンバータを示す回路図である。
【図3】図1に示した核磁気共鳴イメージング装置用電源装置のマルチレベルインバータを示す回路図である。
【図4】図1に示した電圧分圧回路を示す回路図である。
【図5】図4に示した電圧分圧回路の動作波形図である。
【図6】図4に示した電圧分圧回路の他の条件による動作波形図である。
【図7】本発明の他の実施の形態による電圧分圧回路を示す回路図である。
【図8】本発明のさらに他の実施の形態による電圧分圧回路を示す回路図である。
【図9】図8に示した電圧分圧回路の動作波形図である。
【図10】本発明のさらに他の実施の形態による電圧分圧回路を示す回路図である。
【図11】本発明のさらに他の実施の形態による電圧分圧回路を示す回路図である。
【図12】図11に示した電圧分圧回路の動作波形図である。
【図13】本発明のさらに他の実施の形態による電圧分圧回路を示す回路図である。
【図14】本発明のさらに他の実施の形態による電圧分圧回路を示す回路図である。
【符号の説明】
2 三相交流電源
4 交流直流変換器
5 電圧分圧回路
6A〜6C 電流増幅器
7 マルチレベルコンバータ
8 マルチレベルインバータ
23〜25 鉄心
Cd1〜Cd3 分圧コンデンサ
D1〜D8 ダイオード
Ld1〜Ld6 電流制限素子
Sd1〜Sd8 半導体スイッチ

Claims (2)

  1. 入力側を直流電源に接続し、その入力側の電圧レベル数より多いレベル数の直流電圧を出力する電圧分圧回路において、上記直流電源の端子間に、逆並列接続したダイオードを有して直列接続した複数の半導体スイッチと、直列接続した複数の分圧コンデンサとを接続し、上記複数の半導体スイッチの中点と上記複数の分圧コンデンサの中点との間に電流制限素子を接続したことを特徴とする電圧分圧回路。
  2. 請求項1記載のものにおいて、逆並列接続した上記ダイオードを有して直列接続した複数の上記半導体スイッチを、上記直流電源の端子間に少なくとも2組並列に接続し、それぞれの組の上記複数の半導体スイッチの中点と上記複数の分圧コンデンサの中点との間に上記電流制限素子を接続し、これら2つの電流制限素子を共通の鉄心に巻回したインダクタで構成したことを特徴とする電圧分圧回路。
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