JP4853182B2 - 非安定絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータおよび電源装置 - Google Patents

Description

この発明は、非安定絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特に過電流やサージ電圧に対する保護動作での機能を改善した非安定絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータおよびそれを備えた電源装置に関するものである。

従来、ＤＣ（直流）電源の電圧を変換するＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、例えば特許文献１に示されているように、過電流に対する保護動作や入力サージ電圧に対する保護動作を行う保護回路が備えられている。

ここで、特許文献１に示されているＤＣ−ＤＣコンバータの回路を図１に示す。このＤＣ−ＤＣコンバータは、トランス５２、ラッチ停止部１００、ＰＷＭ変調部９０、電源選択部９１、第１の整流部９３、第１の平滑部９４、第２の整流部９５、および第２の平滑部９６から構成されている。ラッチ停止部１００は、トランジスタ７５、ＦＥＴ７６、抵抗７７，７８，７９、およびコンデンサ８０から構成されている。

また、電源選択部９１はＦＥＴ５５、ツェナーダイオード５８、および抵抗５６，５７で構成されている。

図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータの動作は次のとおりである。
まず起動時は、第２の平滑部９６から副電源電圧が供給されず、またＦＥＴ５５のゲート電位はツェナーダイオード５８により所定のツェナー電圧に固定されているので、ＦＥＴ５５がオンして、抵抗５６を介してＤＣ電源５１の電源電圧がＰＷＭ制御ＩＣ５４の電源端子ＶＣＣに供給される。ＰＷＭ制御ＩＣ５４は信号出力端子（ＯＵＴ）からＰＷＭ制御された信号を出力し、この信号によって、トランス５２の１次巻線５２ａに流れる電流を断続する主スイッチ５３が断続される。

この時、抵抗７９を介してトランジスタ７５がオン状態となり、コレクタ電流が流れるが、抵抗７７とコンデンサ８０とで決定される時定数によりＦＥＴ７６のゲート電位が、ＦＥＴ７６がオンするまでには上昇しないので、ＦＥＴ８０はオフ状態を維持する。

一方、１次巻線５２ａを流れる電流によって２次巻線５２ｂに生じる起電圧が第１整流部９３で整流され、第１平滑部９４で平滑化され、負荷６３に供給される。

さらに、３次巻線５２ｃに誘起される電圧が第２整流部９５で整流され、第２平滑部９６で平滑化され、端子Ｑを介してＦＥＴ５５のソースに供給されるとともにＰＷＭ制御ＩＣ５４の電源電圧として供給される。

これにより、ＦＥＴ５５のソースに対するゲート電位が低くなってＦＥＴ５５がオフ状態となり、ＰＷＭ制御ＩＣ５４は第２平滑部９６の出力電圧により動作することになる。

このようにして起動が完了し、定常状態になると、抵抗５６，７９を介して流れる電流がなくなり、トランジスタ７５がオフ状態となる。そのためＦＥＴ７６も遮断状態を保つ。

このような定常時に負荷６３の短絡など、２次側回路の出力電圧が所定電圧より低下した場合、それに比例して第２平滑部９６の出力電圧が低下する。これによりＦＥＴ５５のソース−ゲート間電位差が大きくなるとＦＥＴ５５がオン状態となり、抵抗５６，７９を介して電流が流れることになる。その結果、トランジスタ７５がオン状態となり、抵抗７７とコンデンサ８０とで決定される時定数を超えて上記出力電圧の低下状態が持続すると、ＦＥＴ７６がオンして、ＰＷＭ制御ＩＣ５４の動作制御入力端子（ＯＦＦ）がほぼ接地電位となって、ＰＷＭ制御ＩＣ５４が動作を停止し、主スイッチ５３をオフ状態に保つ。これにより、負荷６３への電源供給も絶たれ、第２平滑部９６の出力電圧も低下したままになるので、トランジスタ７５のオン状態が維持され、回路がラッチ停止する。
特許３３９７１８９号公報

ところで、非安定絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、トランスのコイルに生じる電圧で同期整流素子を駆動する場合、1次側の電力スイッチがそれぞれ略５０％のオンデューティ比で相補的にオン・オフする定常動作では、同期整流素子が整流期間のほぼ全域でオンする。しかし、過電流保護、入力サージ電圧保護、もしくは過熱保護の作動によるオンデューティ比低減状態では整流期間の1部でしかオンせず、その他の部分では同期整流素子の寄生ダイオードに通電する。このような動作モードでは同期整流素子の導通損失が大きいので、連続して通電すると、同期整流素子が過熱して破壊するおそれがある。過電流によるオンデューティ比低減の場合、過電流状態の継続は、他のコンバータの部品や負荷にとっても負担が大きいので、過電流保護によるオンデューティ比低減状態が一定期間以上継続する場合は、スイッチング動作をラッチ停止するか、ヒカップモード（一旦停止し、一定時間後に再起動する動作モード）保護動作に移行して、同期整流素子等のコンバータ部品と負荷を保護する必要が生じる。

ところが、非安定絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、特許文献１に示されているような過電流保護動作時の出力電圧の低下を検出してラッチ停止する、といった動作は不可能である。すなわち非安定絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、入力電圧の変化に応じて出力電圧が変化するため、トランスコイルの整流平滑電圧も入力電圧の変化に応じて変化する。従って、トランスコイルの整流平滑電圧を基準電圧と比較してもオンデューティ比の低減状態を検知することはできない。

そこで本発明の目的は、非安定絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータでありながら、過電流等に対する保護動作状態を検出して、同期整流素子等のコンバータ部品と負荷を確実に保護するようにした非安定絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータおよびそれを備えた電源装置を提供することにある。

この発明の非安定絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、トランスの１次側に第１・第２の少なくとも２つの電力スイッチを備え、入力電圧および出力電流が定常範囲のもとで第１・第２の電力スイッチのオンデューティ比がそれぞれほぼ５０％で相補的にオン・オフされて、入力電圧にほぼ比例した電圧を出力するように構成し、
変換電力の異常上昇または回路の異常動作を検出して前記第１・第２の電力スイッチのオンデューティ比を低下させる保護回路と、
第１または第２の電力スイッチの駆動信号を積分する積分回路と、
この積分回路の出力電圧が所定のしきい値を下回ったとき、第１・第２の電力スイッチのスイッチング動作を継続的に停止（ラッチ停止）させる継続停止回路と、
を備えたことを特徴としている。

また、前記継続的停止回路に代えて前記第１・第２の電力スイッチのスイッチング動作を一時停止させるモード（ヒカップモード）へ以降させる一時停止回路を設ける。

また、この発明の非安定絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記トランスの２次側に、前記トランスのコイルに生じる電圧で駆動される同期整流素子を含む同期整流回路を備える。

この発明の電源装置は、上記非安定絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータと、その非安定絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧である中間バス電圧を入力し、出力電圧を検出する帰還制御によって出力電圧を安定化する安定非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータと、を備えたことを特徴としている。

また、この発明の電源装置は、出力電圧を検出する帰還制御によって出力電圧を安定化する安定非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータと、この安定非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧である中間バス電圧を入力電源とする上記非安定絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータと、を備えたことを特徴としている。

この発明によれば、非安定絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータでありながら、過電流等に対する保護動作状態が検出でき、その保護動作時に所謂ラッチ停止モードまたはヒカップモードに移行することにより、同期整流素子等のコンバータ部品と負荷を確実に保護することができる。

また、この発明に係る非安定絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータと安定非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータとをカスケード接続して電源装置を構成することによって、非安定絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータと安定非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータのそれぞれの特長を活かし、且つ全体に高効率化が図れる。例えば、１段目のＤＣ−ＤＣコンバータで中間バス電圧を出力し、複数の２段目のＤＣ−ＤＣコンバータが中間バス電圧をそれぞれ入力して動作することにより、複数の負荷を駆動する電源装置の信頼性を高めることができる。

《第１の実施形態》
この発明の第１の実施形態に係る非安定絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータおよびそれを備えた電源装置について図２〜図４を参照して説明する。

図２はこの発明に係る２つのタイプの電源装置の構成を示す図である。図２（Ａ）の例では、１段目の非安定絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ２０２が直流入力電源２０１を入力し、所定の変圧比で変圧した電圧を中間バス２０５の電圧として出力する。２段目の安定非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ２０３は、中間バスの電圧を入力し、負荷装置２０４に対して安定した直流電源電圧を供給する。

図２（Ｂ）の例では、１段目の安定非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ２０３が直流入力電源２０１を入力して所定の安定化した直流電圧を中間バス２０５へ出力する。２段目の非安定絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ２０２は、この中間バスの電圧を所定の変圧比で変圧して負荷装置２０４へ供給する。

特に図２（Ａ）に示したタイプでは、１段目の非安定絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ２０２は例えば電柱などに装架される通信機器用の電源回路であり、この非安定絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ２０２と２段目の安定非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ２０３との間の中間バスは比較的距離が長く、線路での電圧降下があるので、非安定絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ２０２は単に電圧変換（電圧降下）用のコンバータとして用いられる。そして、安定非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ２０３は負荷装置２０４内または負荷装置に近い側に設けられて、負荷装置に対して安定した電源電圧を供給する。

図３は、図２に示した非安定絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ２０２の具体的な構成を示す回路図である。この非安定絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ２０２は、トランス６、第１・第２の電力スイッチ３，４、制御ＩＣと、積分回路３７、ラッチ停止回路３８、補助整流平滑回路３９、同期整流回路４０、および出力フィルタ４１を含んでいる。図２（Ａ）に示した構成では、図３における負荷１３は、安定非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ２０３および負荷装置２０４に相当する。

直流入力電源１の両端（＋端子と−端子との間）には、第１・第２の電力スイッチ３，４（以下電力スイッチ３を「ハイサイドスイッチ」、電力スイッチ４を「ローサイドスイッチ」という。）および電流検出用の抵抗３５の直列回路を接続している。また同じく直流入力電源１の両端にコンデンサ７，８を接続している。そして、トランス６の１次コイル６−１の一端をハイサイドスインチ３とローサイドスイッチ４の接続点に接続し、他方をコンデンサ７，８の接続点に接続している。これによりハーフブリッジ回路を構成している。制御ＩＣ５はハイサイドスイッチ駆動端子５−４およびローサイドスイッチ駆動端子５−５からの出力信号によってハイサイドスイッチ３およびローサイドスイッチ４をほぼ５０％デュテイで相補的にオン・オフする。

補助整流平滑回路３９はトランス６の４次コイル６−４に接続されたダイオード１６およびコンデンサ１５で構成していて、シリーズレギュレータ１４は補助整流平滑回路３９の出力電圧を安定化して制御ＩＣ５の電源端子５−１に制御電圧を供給する。

上記ハーフブリッジ回路および同期整流回路４０の動作は次のとおりである。
ハイサイドスイッチ３がオンすると、直流入力電源１の＋端子→ハイサイドスイッチ３→トランス１次コイル６−１→コンデンサ８→直流入力電源１の−端子の経路で電流が流れる。これによりトランス３次コイル６−３に誘起電圧が生じ、コンバータの−出力→同期整流素子９→トランス３次コイル６−３→チョークコイル１１→コンバータの＋出力の経路で電流が流れる。

ローサイドスイッチ４がオンすると、直流入力電源１の＋端子→コンデンサ７→トランス１次コイル６−１→ローサイドスイッチ４→直流入力電源の−端子の経路で電流が流れる。これによりトランス２次コイル６−２に誘起電圧が生じ、コンバータの−出力→同期整流素子（転流素子）１０→トランス２次コイル６−２→チョークコイル１１→コンバータの＋出力端子の経路で電流が流れる。

上記同期整流素子９，１０はトランス５次コイル６−５の誘起電圧で駆動される。抵抗３３，３４はその直流電圧の調整、ダイオード２９，３０，３１，３２はトランス５次コイル６−５の誘起電圧をＡＣ０Ｖを境にして各同期整流素子９，１０のゲートに分配するように作用する。チョークコイル１１およびコンデンサ１２で構成する出力フィルタ４１は、ハイサイドスイッチ３およびローサイドスイッチ４がともにオフする期間における出力電圧の落ち込みを抑制するように作用する。なお、ハイサイドスイッチ３とローサイドスイッチ４のオンデューティ比の合計は１００％に近いため、チョークコイル１１のインダクタンスは小さく設定できる。

次に積分回路３７とラッチ停止回路３８の動作について説明する。
例えば負荷１３の短絡などの原因によりコンバータに過電流が流れると、電流検出用の抵抗３５の降下電圧が高くなり、その電圧が所定のしきい値を超えると制御ＩＣ５はハイサイドスイッチ３およびローサイドスイッチ４のオンデューティ比を低下させる。すなわち過電流保護状態となる。

図４の（Ａ）はハイサイドスイッチ３およびローサイドスイッチ４がほぼ５０％のオンデューティ比で動作する定常状態での回路各部の波形図、（ｂ）は上記過電流保護状態での波形図である。定常状態では（ａ）に示すように、ローサイドスイッチ４およびハイサイドスイッチ３のゲート電圧は所定のデットタイム（ハイサイドスイッチ３およびローサイドスイッチ４の同時オン期間を防止するための期間）を挟んでほぼ５０％のオンデューティ比でハイレベルとなって、ハイサイドスイッチ３およびローサイドスイッチ４はほぼ５０％のオンデューティ比で相補的にオン・オフする。上述したとおり、同期整流素子９，１０はトランス５次コイル６−５の誘起電圧によって駆動されるので、上記ハイサイドスイッチ３およびローサイドスイッチ４のオン・オフに同期してオン・オフする。

上記過電流保護が働くと、ハイサイドスイッチ３およびローサイドスイッチ４のオンデューティ比が共に低下するので、同期整流素子９にはハイサイドスイッチ３のオン期間、同期整流素子１０にはローサイドスイッチ４のオン期間しか、それぞれゲート駆動信号が与えられない。そのため、その他の期間はオフ状態となって、チョークコイル１１の電流が同期整流素子９，１０の寄生ダイオードを経由して流れる。この寄生ダイオードの順方向電圧降下によって大きな導通損失が発生する。

図３に示した積分回路３７は抵抗１７とコンデンサ１８とで構成していて、ローサイドスイッチ４のゲート電圧（駆動信号）を積分する。このローサイドスイッチ駆動信号の波高値は、制御ＩＣ５の動作電圧ＶＣＣにほぼ等しく、積分電圧ＶｉｎｔはＶＣＣとローサイドスイッチ駆動信号のオンデューティ比Ｄに比例する。すなわち次の式が成り立つ。

Ｖｉｎｔ＝Ｄ・ＶＣＣ
上記ＶＣＣはシリーズレギュレータ１４によって安定化されているので、結局Ｖｉｎｔから上記オンデューティ比Ｄが検出できる。

トランジスタ２２のベースにはＶＣＣを抵抗１９，２０で分圧した基準電圧が印加され、そのエミッタにはＶｉｎｔが入力される。トランジスタ２２のエミッタ電位Ｖｉｎｔがベース電位に比べてベース−エミッタ間飽和電圧分より低くなると、トランジスタ２２はオンする。すなわち、このトランジスタ２２と、抵抗１９，２０とで比較回路を構成している。

過電流保護の動作などにより、上記オンデューティ比Ｄが低下してＶｉｎｔが低下してトランジスタ２２のベース−エミッタ間電圧がオン電圧に達すると、トランジスタ２２がオンして、抵抗２１に電流が流れる。これにともないトランジスタ２３もオンする。トランジスタ２３がオンすると、抵抗２４およびコンデンサ２６の時定数に従ってコンデンサ２６が充電される。このコンデンサ２６の充電電圧（ＦＥＴ２８のゲート電圧）がしきい値電圧に達すると、ＦＥＴ２８がオンする。ＦＥＴ２８がオンすると、制御ＩＣ５のオン・オフ制御端子５−２の電圧が低下し、制御ＩＣ５はスイッチング動作を停止させる。

上記Ｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴ２８とＰＮＰ型トランジスタ２３とはサイリスタを構成しているので、上記停止状態がラッチされることになる。このラッチ停止状態を解除するにはコンデンサ２６の両端を短絡して蓄積電荷を放電すればよい。

なお、コンバータの起動時において、制御ＩＣの制御によるソフトスタート動作のために、ハイサイドスイッチ３およびローサイドスイッチ４のオンデューティ比を徐々に増大させて、オンデューティ比をほぼ５０％にまで高める動作を行うが、抵抗２４およびコンデンサ２６の時定数をソフトスタート期間より十分長く設定しておけば、ソフトスタート時にＦＥＴ２８がオンしてラッチ停止状態に至るといった問題は生じない。

以上のようにして、非安定型でありながらトランス１次側の電力スイッチのオンデューティ比が低減される保護動作状態を検出して、オンデューティ比の低減状態が一定時間以上継続されないようにできる。これによってコンバータの部品や負荷の過熱・破壊を確実に防止することができる。

《第２の実施形態》
図５は第２の実施形態に係る非安定絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。第１の実施形態ではトランスの１次側の電力スイッチのオンデューティ比の一定時間継続する低下を検出した時、制御ＩＣ５をラッチ停止するように構成したが、第２の実施形態では、これを一時的に停止してその後再び起動するいわゆるヒカップモードで動作させるように構成する。図５において図３に示した回路と異なるのは、ラッチ停止回路３８に代えて一時停止回路４３を設けている点である。一時停止回路４３は抵抗１９，２０，２１、トランジスタ２２、および単安定マルチバイブレータ４２で構成している。この一時停止回路４３の動作の次のとおりである。

ハイサイドスイッチ３およびローサイドスイッチ４のオンデューティ比が制御ＩＣ５の保護動作により低下すると、積分回路３７のコンデンサ１８の充電電圧が低下しトランジスタ２２がオンする。トランジスタ２２がオンすると、単安定マルチバイブレータ４２の制御端子電圧がローレベルになって、その出力電圧を一定時間ローレベルにする。制御ＩＣ５は、そのオン・オフ制御端子５−２の電圧がローレベルである間、スイッチング動作を停止する。このスイッチング動作は単安定マルチバイブレータ４２が作動する期間だけ休止してその後復帰するので、結果的にヒカップモード保護動作が実現できる。

なお、第１・第２の実施形態ではいずれも電力変換回路としてハーフブリッジ回路を構成したが、本発明はこれに限らずプッシュプル、フルブリッジ、２石フォワード回路などの他のトポロジーにも適用可能である。

また、保護動作としてオンデューティ比を低減するのは過電流保護時だけでなく、例えば非安定絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの入力に過渡的にサージ電圧が加わった場合や、非安定絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの特定部位の温度が基準値を超過した際にオンデューティ比を低減する回路構成にしてもよい。そのためには、サージ電圧の印加を検出する回路または非安定絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの特定部位の温度の過熱状態を検出する回路を設けるとともに、これらの回路からの検出信号を受けて電圧スイッチのオンデューティ比を低下させる機能を制御ＩＣに設ければよい。

特許文献１に示されているＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。 第１の実施形態に係る電源装置の構成を示すブロック図である。 第１の実施形態に係る非安定絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。 同コンバータの各部の波形図である。 第２の実施形態に係る非安定絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。

符号の説明

１…直流入力電源
３…１次側回路の電力スイッチ（ハイサイドスイッチ）
４…１次側回路の電力スイッチ（ローサイドスイッチ）
５…制御ＩＣ
５−１…電源端子
５−２…オン・オフ制御端子
５−３…グランド端子
５−４…ハイサイドスイッチ駆動端子
５−５…ローサイドスイッチ駆動端子
５−６…過電流保護端子
６…トランス
６−１…１次コイル
６−２…２次コイル
６−３…３次コイル
６−４…４次コイル
６−５…５次コイル
９、１０…同期整流素子
１１…チョークコイル
１３…負荷
１４…シリーズレギュレータ
３７…積分回路
３８…ラッチ停止回路
３９…補助整流平滑回路
４０…同期整流回路
４１…出力フィルタ
４２…単安定マルチバイブレータ
４３…一時停止回路
２０１…直流入力電源
２０２，２１２…非安定絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ
２０３…安定非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ
２０４…負荷装置
２０５…中間バス

Claims (5)

1. トランスの１次側に第１・第２の少なくとも２つの電力スイッチを備え、入力電圧および出力電流が定常範囲のもとで第１・第２の電力スイッチのオンデューティ比がそれぞれほぼ５０％で相補的にオン・オフされて、入力電圧にほぼ比例した電圧を出力する非安定絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   変換電力の異常上昇または回路の異常動作を検出して前記第１・第２の電力スイッチのオンデューティ比を低下させる保護回路と、
   前記第１または第２の電力スイッチの駆動信号を積分する積分回路と、
   前記積分回路の出力電圧が所定のしきい値を下回る状態が一定時間継続したとき、前記第１・第２の電力スイッチのスイッチング動作を継続的に停止させる継続停止回路と、
   を備えた非安定絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. トランスの１次側に第１・第２の少なくとも２つの電力スイッチを備え、入力電圧および出力電流が定常範囲のもとで第１・第２の電力スイッチのオンデューティ比がそれぞれほぼ５０％で相補的にオン・オフされて、入力電圧にほぼ比例した電圧を出力する非安定絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   変換電力の異常上昇または回路の異常動作を検出して前記第１・第２の電力スイッチのオンデューティ比を低下させる保護回路と、
   前記第１または第２の電力スイッチの駆動信号を積分する積分回路と、
   前記積分回路の出力電圧が所定のしきい値を下回る状態が一定時間継続したとき、前記第１・第２の電力スイッチのスイッチング動作を一時停止させる一時停止回路と、
   を備えた非安定絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 前記トランスの２次側に、前記トランスのコイルに生じる電圧で駆動される同期整流素子を含む同期整流回路を備えた請求項１または２に記載の非安定絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
4. 請求項１、２または３に記載の非安定絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータと、
   該非安定絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧である中間バス電圧を入力し、出力電圧を検出する帰還制御によって出力電圧を安定化する安定非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータと、
   を備えてなる電源装置。
5. 出力電圧を検出する帰還制御によって出力電圧を安定化する安定非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータと、
   該非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧である中間バス電圧を入力電源とする請求項１、２または３に記載の非安定絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータと、
   を備えてなる電源装置。

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