JP2017017868A

JP2017017868A - 直流交流変換回路及び電源装置

Info

Publication number: JP2017017868A
Application number: JP2015132450A
Authority: JP
Inventors: 友隆中村; Tomotaka Nakamura; 翔平今; Shohei Kon
Original assignee: Takasago Ltd
Current assignee: Takasago Ltd
Priority date: 2015-07-01
Filing date: 2015-07-01
Publication date: 2017-01-19

Abstract

【課題】従来の直流交流変換回路は、高効率化が難しい問題があった。【解決手段】本発明にかかる直流交流変換回路は、高電位側電源配線ＮＤＨと、低電位側電源配線ＮＤＬと、高電位側電源配線ＮＤＨと直列ノードＮＤＭとの間に接続される第１のインバータ１０と、直列ノードＮＤＭと低電位側電源配線ＮＤＬとの間に接続される第２のインバータ２０と、第１のインバータ１０と並列接続される第１のコンデンサＣ１と、第２のインバータ２０と並列接続される第２のコンデンサＣ２と、第１のインバータ１０内において第１の交流電圧Ｖｏ１の生成に用いられる複数のスイッチングトランジスタのうち１つのスイッチングトランジスタのソースドレイン間に発生する第１のパルス信号を平滑化して、第１のパルス信号の振幅に応じた第１の調整電圧Ｖ１３を生成し、第１の調整電圧Ｖ１３を第２のコンデンサの両端に与える第１の相互バランス回路３０と、を有する。【選択図】図１

Description

本発明は直流交流変換回路及び電源装置に関し、特にインバータ回路により直流電圧から交流電圧を生成する直流交流変換回路及び電源装置に関する。

電源装置の一例が特許文献１〜３に開示されている。特許文献１に記載の電源装置は、太陽電池で生成された直流電圧をコンバータ回路により降圧した後に、インバータ回路を用いて当該降圧電圧に基づく交流電圧の生成を行う。

また、特許文献２に記載の電源装置は、複数のコンバータにより複数の太陽電池で生成された直流電圧をそれぞれ他の電圧に降圧する。そして降圧した複数の直流電圧を合成した後に、インバータ回路を用いて交流電圧を生成する。

特許文献３には、単相３線式の電力変換装置の一例が開示されている。

特開２００４−１４７４７２号公報特開２００４−２１５４３９号公報特開２０１４−８７１６０号公報

電源装置では、高効率化が求められている。高効率化の一手段としては、インバータ回路に入力する直流電圧を高くすることが考えられる。しかしながら、インバータ回路に入力する直流電圧を高くした場合、インバータ回路に用いられるスイッチング素子及びコンデンサに高耐圧素子を利用しなければならない。しかし、高耐圧なスイッチング素子は電力損出が大きく、効率を低下させる要因になるという問題がある。更に、高耐圧な回路素子は、体積が大きく装置の体積が増大する問題がある。

本発明にかかる直流交流変換回路の一態様は、高電位側直流電圧が入力される高電位側電源配線と、低電位側直流電圧が入力される低電位側電源配線と、前記高電位側電源配線と直列ノードとの間に接続される第１のインバータと、前記直列ノードと前記低電位側電源配線との間に接続される第２のインバータと、前記第１のインバータと並列接続される第１のコンデンサと、前記第２のインバータと並列接続される第２のコンデンサと、を有する。

本発明にかかる電源装置の一態様は、少なくとも上記直流交流変換回路を含み、外部から与えられる交流信号を直流信号に変換して前記直流交流変換回路に与える交流直流変換回路と、前記直流交流変換回路が前記第１のインバータ及び前記第２のインバータにより出力する交流電圧をそれぞれ直流電圧に変換し、変換後の直流電圧を構成して負荷を駆動するコンバータ回路と、を有する。

本発明によれば、低い耐圧の回路素子を利用しながらインバータ回路の効率を高めることができる。

実施の形態１にかかる直流交流変換回路の回路図である。実施の形態１にかかる電源装置のブロック図である。

実施の形態１
以下では、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。なお、説明の明確化のため、以下の記載及び図面は、適宜、省略、及び簡略化がなされている。また、各図面において、同一の要素には同一の符号が付されており、必要に応じて重複説明は省略されている。

図１に実施の形態１にかかる交流直流変換回路１の回路図を示す。図１に示すように、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１は、第１のインバータ１０、第２のインバータ２０、第１のＰＷＭ制御部３０、第２のＰＷＭ制御部４０、電圧バランス安定化回路５０、第１のコンデンサＣ１、第２のコンデンサＣ２を有する。また、交流直流変換回路１は、入力端子ＴＭ１、ＴＭ２を有し、当該入力端子ＴＭ１、ＴＭ２を介して入力電圧Ｖｉｎが与えられる。入力端子ＴＭ１には高電位側電源配線ＮＤＨが接続され、入力端子ＴＭ２には低電位側電源配線ＮＤＬが接続されている。以下の説明では、高電位側電源配線ＮＤＨに与えられる電圧を高電位側直流電圧と称し、低電位側電源配線ＮＤＬに与えられる電圧を低電位側直流電圧と称す。また、高電位側直流電圧と低電位側直流電圧との電圧差が入力電圧Ｖｉｎとなる。

第１のインバータ１０は、高電位側電源配線ＮＤＨと直列ノードＮＤＭとの間に接続される。第２のインバータ２０は、直列ノードＮＤＭと低電位側電源配線ＮＤＬとの間に接続される。つまり、第１のインバータ１０及び第２のインバータ２０は、高電位側電源配線ＮＤＨと低電位側電源配線ＮＤＬとの間に直列に接続される。

第１のコンデンサＣ１は、高電位側電源配線ＮＤＨと直列ノードＮＤＭとの間に接続される。第２のコンデンサＣ２は、直列ノードＮＤＭと低電位側電源配線ＮＤＬとの間に接続される。つまり、第１のコンデンサＣ１は第１のインバータ１０と並列に接続され、第２のコンデンサＣ２は第２のインバータと並列に接続される。また、別の観点では、第１のコンデンサＣ１及び第２のコンデンサＣ２は、高電位側電源配線ＮＤＨと低電位側電源配線ＮＤＬとの間に直列に接続される。

第１のＰＷＭ制御部３０は、第１のインバータ１０を駆動するＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を出力する。この第１のＰＷＭ制御部３０は、スイッチングトランジスタＴＲ１１及びスイッチングトランジスタＴＲ１４を同位相のＰＷＭ信号により駆動し、スイッチングトランジスタＴＲ１２及びスイッチングトランジスタＴＲ１３をスイッチングトランジスタＴＲ１１、ＴＲ１４とは反転する位相のＰＷＭ信号により駆動する。

第２のＰＷＭ制御部４０は、第２のインバータ２０を駆動するＰＷＭ信号を出力する。この第２のＰＷＭ制御部４０は、スイッチングトランジスタＴＲ２１及びスイッチングトランジスタＴＲ２４を同位相のＰＷＭ信号により駆動し、スイッチングトランジスタＴＲ２２及びスイッチングトランジスタＴＲ２３をスイッチングトランジスタＴＲ２１、ＴＲ２４とは反転する位相のＰＷＭ信号により駆動する。

電圧バランス安定化回路５０は、第１のコンデンサＣ１の両端に発生する第１の電圧Ｖｃ１と第２のコンデンサＣ２の両端に発生する第２の電圧Ｖｃ２とが同電圧になるように制御する。

続いて、第１のインバータ１０、第２のインバータ２０、電圧バランス安定化回路５０の回路構成についてそれぞれ説明する。

第１のインバータ１０は、スイッチングトランジスタＴＲ１１〜ＴＲ１４、トランスＴ１１を有する。スイッチングトランジスタＴＲ１１〜ＴＲ１４は同一導電型のトランジスタである。スイッチングトランジスタＴＲ１１及びスイッチングトランジスタＴＲ１２は、高電位側電源配線ＮＤＨと直列ノードＮＤＭとの間に直列に接続される。スイッチングトランジスタＴＲ１３及びスイッチングトランジスタＴＲ１４は、高電位側電源配線ＮＤＨと直列ノードＮＤＭとの間に直列に接続される。そして、スイッチングトランジスタＴＲ１１とスイッチングトランジスタＴＲ１２とを接続するノードが、トランスＴ１１の一次側コイルの一端に接続される。また、スイッチングトランジスタＴＲ１３とスイッチングトランジスタＴＲ１４とを接続するノードが、トランスＴ１１の一次側コイルの他端に接続される。第１のインバータ１０では、スイッチングトランジスタＴＲ１１及びスイッチングトランジスタＴＲ１４を同位相のＰＷＭ信号により駆動し、スイッチングトランジスタＴＲ１２及びスイッチングトランジスタＴＲ１３をスイッチングトランジスタＴＲ１１、ＴＲ１４とは反転する位相のＰＷＭ信号により駆動する。スイッチングトランジスタＴＲ１１〜ＴＲ１４を駆動するＰＷＭ信号は第１のＰＷＭ制御部３０により生成される。つまり、第１のインバータ１０では、スイッチングトランジスタＴＲ１１〜ＴＲ１４及びトランスＴ１１の一次側コイルによりＨブリッジ型駆動回路を構成する。また、第１のインバータ１０は、トランスＴ１１の二次側コイルの両端には第１の交流電圧Ｖｏ１を生成する。

第２のインバータ２０は、スイッチングトランジスタＴＲ２１〜ＴＲ２４、トランスＴ２１を有する。スイッチングトランジスタＴＲ２１〜ＴＲ２４は同一導電型のトランジスタである。スイッチングトランジスタＴＲ２１及びスイッチングトランジスタＴＲ２２は、直列ノードＮＤＭと低電位側電源配線ＮＤＬとの間に直列に接続される。スイッチングトランジスタＴＲ２３及びスイッチングトランジスタＴＲ２４は、直列ノードＮＤＭと低電位側電源配線ＮＤＬとの間に直列に接続される。そして、スイッチングトランジスタＴＲ２１とスイッチングトランジスタＴＲ２２とを接続するノードが、トランスＴ２１の一次側コイルの一端に接続される。また、スイッチングトランジスタＴＲ２３とスイッチングトランジスタＴＲ２４とを接続するノードが、トランスＴ２１の一次側コイルの他端に接続される。第２のインバータ２０では、スイッチングトランジスタＴＲ２１及びスイッチングトランジスタＴＲ２４を同位相のＰＷＭ信号により駆動し、スイッチングトランジスタＴＲ２２及びスイッチングトランジスタＴＲ２３をスイッチングトランジスタＴＲ２１、ＴＲ２４とは反転する位相のＰＷＭ信号により駆動する。スイッチングトランジスタＴＲ２１〜ＴＲ２４を駆動するＰＷＭ信号は第２のＰＷＭ制御部４０により生成される。つまり、第２のインバータ２０では、スイッチングトランジスタＴＲ２１〜ＴＲ２４及びトランスＴ２１の一次側コイルによりＨブリッジ型駆動回路を構成する。また、第２のインバータ２０は、トランスＴ２１の二次側コイルの両端には第２の交流電圧Ｖｏ２を生成する。

なお、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１では、交流電圧Ｖｏ１、Ｖｏ２の振幅が安定する定常運転状態では第１のＰＷＭ制御部３０及び第２のＰＷＭ制御部４０が出力するＰＷＭ信号のデューティーが５０％となるように制御される。

電圧バランス安定化回路５０は、スイッチングトランジスタＴＲＢ１、ＴＲＢ２、インダクタＬ、絶縁パルストランス５１、反転回路５２、ＰＷＭ信号生成部５３を有する。スイッチングトランジスタＴＲＢ１、ＴＲＢ２は、同一導電型のトランジスタである。スイッチングトランジスタＴＲＢ１、ＴＲＢ２は、高電位側電源配線ＮＤＨと低電位側電源配線ＮＤＬとの間に直列に接続される。
ＰＷＭ信号生成部５３は、デューティー比が固定されたＰＷＭ信号を出力する。例えば、ＰＷＭ信号生成部５３が出力するＰＷＭ信号は、デューティー比が５０％程度に固定される。ＰＷＭ信号生成部５３が出力するＰＷＭ信号は、絶縁パルストランス５１を介してスイッチングトランジスタＴＲＢ１に与えられる。絶縁パルストランス５１は、ＰＷＭ信号生成部５３が出力するＰＷＭ信号の振幅範囲をスイッチングトランジスタＴＲＢ１の駆動に適した振幅範囲に変換する。また、ＰＷＭ信号生成部５３が出力するＰＷＭ信号は、反転回路５２を介してスイッチングトランジスタＴＲＢ２に与えられる。反転回路５２は、ＰＷＭ信号生成部５３が出力するＰＷＭ信号の位相を反転して出力する。つまり、スイッチングトランジスタＴＲＢ１、ＴＲＢ２は、反転した位相のＰＷＭ信号で駆動される。なお、スイッチングトランジスタＴＲＢ１、ＴＲＢ２に流れる突入電流を防止するために、ＰＷＭ信号生成部５３が出力するＰＷＭ信号は、５０％にできるだけ近い固定されたデューティー比、かつ、スイッチングトランジスタＴＲＢ１、ＴＲＢ２が共にオフするデットタイムを確保できる信号とすることが好ましい。

続いて、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１の動作について説明する。実施の形態１にかかる交流直流変換回路１は、第１のインバータ１０及び第２のインバータ２０にＰＷＭ信号を与えることで、入力電圧Ｖｉｎに基づき交流電圧Ｖｏ１、Ｖｏ２を生成する。ここで、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１では、第１のインバータ１０と第２のインバータ２０との間の素子バラツキ、交流電圧Ｖｏ１、Ｖｏ２が印加される回路のバラツキ等に起因して第１のコンデンサＣ１の両端に発生する第１の電圧Ｖｃ１と第２のコンデンサＣ２の両端に発生する第２の電圧Ｖｃ２との間にずれが生じる。

しかし、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１では、電圧バランス安定化回路５０を動作させることで第１の電圧Ｖｃ１と第２の電圧Ｖｃ２との間のずれを解消する。電圧バランス安定化回路５０は、デューティー比がほぼ５０％に固定されたＰＷＭ信号によりスイッチングトランジスタＴＲＢ１、ＴＲＢ２を駆動することで第１のコンデンサＣ１と第２のコンデンサＣ２に蓄積される電荷量を揃える。これにより、第１の電圧Ｖｃ１と第２の電圧Ｖｃ２とがほぼ同じ電圧となる。

上記説明より、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１は、入力電圧Ｖｉｎが印加される高電位側電源配線ＮＤＨと低電位側電源配線ＮＤＬとの間にインバータ回路を直列に接続した。また、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１では、入力電圧Ｖｉｎが印加される高電位側電源配線ＮＤＨと低電位側電源配線ＮＤＬとの間に２つのコンデンサを直列に接続した。これにより、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１では、入力電圧Ｖｉｎが各インバータ及び各コンデンサに入力電圧Ｖｉｎを分散させることができるため、インバータ及びコンデンサの両端に印加される電圧を入力電圧Ｖｉｎに比べて小さくすことができる。これにより、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１では、インバータ回路を構成する回路素子及びコンデンサとして、入力電圧Ｖｉｎよりも低い耐圧の素子を利用することができる。

また、耐圧の低い素子によりインバータ回路を構成することで、交流直流変換回路１の効率を高めることができる。さらに、耐圧の低い素子によりインバータ回路を構成することで、交流直流変換回路１の実装時の体積を抑制することができる。

また、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１では、定常運転状態において、第１のインバータ１０及び第２のインバータ２０を動作させるＰＷＭ信号のデューティーを５０％に固定しても第１のインバータ１０及び第２のインバータ２０に印加される電圧を揃えることができる。つまり、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１では、第１のインバータ１０及び第２のインバータ２０に印加される電圧を揃えるために、ＰＷＭ信号のデューティー比を制御する等の複雑な制御が不要である。

また、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１では、電圧バランス安定化回路５０を備えることで、第１のコンデンサＣ１の両端に生じる第１の電圧Ｖｃ１と第２のコンデンサＶｃ２の両端に生じる第２の電圧Ｖｃ２との電圧ずれを解消することができる。このように、第１の電圧Ｖｃ１と第２の電圧Ｖｃ２とのずれを解消することで、第１のインバータ１０を構成する素子、第２のインバータ２０を構成する素子、第１のコンデンサＣ１及び第２のコンデンサＣ２として耐圧のマージンを小さくし、低い耐圧の素子の利用を容易にする。

ここで、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１は、電源装置内のインバータ回路として利用することに適している。そこで、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１を用いた電源装置のブロック図を図２に示す。図２に示すように、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１を用いた電源装置では、交流直流変換回路１に与える直流信号（例えば入力電圧Ｖｉｎ）を外部の交流信号Ｖｓを直流電圧に変換する交流直流変換回路３により生成する。また、実施の形態１にかかる電源装置では、コンバータ回路４を用いて、交流直流変換回路１が出力する２つの交流信号Ｖｏ１、Ｖｏ２を直流電圧に変換し、変換後の直流電圧を合成することで負荷５に与える出力電圧ＶＬを生成する。

このように、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１を用いることで、電源装置の小型化、高効率化を実現することができる。

なお、本発明は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。

１交流直流変換回路
２交流電源
３交流直流変換回路
４コンバータ回路
５負荷
１０第１のインバータ
２０第２のインバータ
３０第１のＰＷＭ制御部
４０第２のＰＷＭ制御部
５０電圧バランス安定化回路
５１絶縁パルストランス
５２反転回路
５３ＰＷＭ信号生成部
ＮＤＨ高電位側電源配線
ＮＤＬ低電位側電源配線
ＮＤＭ直列ノード

Claims

高電位側直流電圧が入力される高電位側電源配線と、
低電位側直流電圧が入力される低電位側電源配線と、
前記高電位側電源配線と直列ノードとの間に接続される第１のインバータと、
前記直列ノードと前記低電位側電源配線との間に接続される第２のインバータと、
前記第１のインバータと並列接続される第１のコンデンサと、
前記第２のインバータと並列接続される第２のコンデンサと、
を有する直流交流変換回路。
前記第１のコンデンサの両端に発生する第１の電圧と前記第２のコンデンサの両端に発生する第２の電圧とが同電圧になるように制御する電圧バランス安定化回路を有する請求項１に記載の直流交流変換回路。
前記高電位側電源配線と前記低電位側電源配線との間に直列に接続され、前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサと並列に接続される第１のトランジスタ及び第２のトランジスタと、
前記第１のトランジスタと前記第２のトランジスタを、位相が反転し、かつ、デューティー比が固定されるパルス信号で駆動するＰＷＭ信号生成部と、を有する請求項２に記載の直流交流変換回路。
請求項１乃至３のいずれか１項に記載の直流交流変換回路と、
外部から与えられる交流信号を直流信号に変換して前記直流交流変換回路に与える交流直流変換回路と、
前記直流交流変換回路が前記第１のインバータ及び前記第２のインバータにより出力する交流電圧をそれぞれ直流電圧に変換し、変換後の直流電圧を構成して負荷を駆動するコンバータ回路と、
を有する電源装置。