JP5732431B2 - 直列共振型コンバータシステム - Google Patents

Description

本発明は、インダクタンスとキャパシタンスとの直列共振作用を利用した直列共振型コンバータシステムに関する。

電力変換効率の高いコンバータとして、共振インダクタンスのインダクタンスと共振コンデンサのキャパシタンスとの直列共振を利用した直列共振型コンバータが広く使用されている。

電力変換効率の高い直列共振型コンバータとして、主に共振コンデンサと共振インダクタンスとの直列共振を利用し、１次側のインバータ回路のスイッチング素子を流れる電流がほぼゼロの時にスイッチング素子をスイッチングさせるゼロ電流スイッチングを行うことで、スイッチング損失を低減するようにしたものがある（例えば、特許文献１参照）。

また、直列共振型コンバータとして、１次側及び２次側のそれぞれに共振コンデンサを設け、負荷電圧及び負荷電流が大きく変化するときに、共振インダクタンスと共振コンデンサからなる直列共振回路における共振キャパシタンスの大きさが自動的に変更されて、共振電流波形を正弦波状に又は正弦波形に近づけるように改善し、広い負荷範囲にわたって直列共振コンバータの電力効率を向上させるようにしたものがある（特許文献２参照）。

一般に、フルブリッジのインバータ回路では、スイッチング素子を上下アームとした２個のレグが並列に接続されて構成され、一方のレグの上アームのスイッチング素子と他方のレグの下アームのスイッチング素子とを組にして交互にオンオフ制御し、入力端子から入力される直流を交流に変換するようにしている。

その場合、各々のスイッチング素子の駆動信号は、図７に示すように、４個のスイッチング素子のすべてについて、オン時間Ｔｏ固定でオン時間開始点の周波数（周期）を変化させて出力を制御している。いま、一方のレグの上下アームのスイッチング素子がスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２であるとし、他方のレグの上下アームのスイッチング素子がスイッチング素子Ｓ３、Ｓ４であるとすると、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ４が一方の組、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ３が他方の組となって、交互にオンオフ制御される。

例えば、時点ｔ１でスイッチング素子Ｓ２、Ｓ３が同時にオフとなると、次に、時点ｔ２でスイッチング素子Ｓ１、Ｓ４が同時にオンとなる。そして、時点ｔ３でスイッチング素子Ｓ１、Ｓ４が同時にオフとなり、時点ｔ４でスイッチング素子Ｓ２、Ｓ３が同時にオンとなる。以下、時点ｔ５以降においても、同様に、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ４、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ３が組となって、交互にオンオフ制御される。この場合、すべてのスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４のオン時間Ｔｏは一定である。スイッチング素子Ｓ１、Ｓ４をオンするタイミング、及びスイッチング素子Ｓ２、Ｓ３をオンするタイミングを調整することにより、出力を制御している。

特開２０１０−４７２４号公報 特開２０１１−１１４９７８号公報

しかし、特許文献１のものは、比較的広い出力電圧範囲で使用可能であるが、出力電圧が低い領域では、１次側のインバータ回路のスイッチング素子がスイッチオフするときにゼロ電流スイッチングとはならず損失が発生する。その損失は、出力電圧が低いほど増加する。これは出力電圧が低くなると、共振コンデンサと共振インダクタンスとの直列共振が行われなくなるからである。

一方、特許文献２のものでは、広い負荷範囲にわたって電力効率を向上できるものであるが、１次側及び２次側のそれぞれに共振コンデンサが必要となるので、部品点数が多くなりコスト高となる。

また、特許文献１、２のものでは、スイッチング素子がターンオンする際、スイッチング素子の寄生静電容量に蓄えられたエネルギーがターンオンしたスイッチング素子によって消費されるので損失となる。

本発明の目的は、部品点数を増加させることなく、電力効率を向上させることができる直列共振型コンバータシステムを提供することである。

請求項１の発明に係る直列共振型コンバータシステムは、スイッチング素子を上下アームとした第１レグと第２レグとが直流電源の間にそれぞれ並列に接続されたブリッジ回路と、前記スイッチング素子にそれぞれ逆並列に接続された逆並列ダイオードと、前記スイッチング素子にそれぞれ並列に接続された並列コンデンサとを有し、前記第１又は第２のレグの上アームのスイッチング素子と前記第２又は第１のレグの下アームのスイッチング素子とが組になって交互にオンオフし前記直流電源から入力される直流を交流に変換するインバータ回路と、１次巻線と２次巻線とを有し前記インバータ回路で変換された交流を前記１次巻線に入力し前記２次巻線から出力するトランスと、前記トランスの前記２次巻線の一方端子に接続され、２つの出力端子の間に互いに直列に接続される一対の共振コンデンサと、前記一対の共振コンデンサにそれぞれ並列に接続され各々の共振コンデンサが逆極性に充電されることを防止する一対の逆充電抑制素子と、前記トランスの前記２次巻線の他方端子に接続され、前記２つの出力端子の間に互いに直列に接続されるとともに、前記一対の共振コンデンサから前記直流電源へ電流が帰還されるのを阻止する一対の一方向性素子と、前記組となるスイッチング素子がともにオン状態のときに前記一対の共振コンデンサとともに作用して直列共振する共振インダクタンスと、前記組となるスイッチング素子を交互にオンオフ制御するにあたり、オン状態にある前記組となる前記第１又は第２のレグの上アームのスイッチング素子と前記第２又は第１のレグの下アームのスイッチング素子とのいずれか一方を先にオフさせ、遅らせてオフさせるスイッチング素子に流れる電流が前記トランスの励磁電流となった後に前記遅らせてオフさせるスイッチング素子をオフさせる制御装置とを備えたことを特徴とする。

請求項２の発明に係る直列共振型コンバータシステムは、請求項１の発明において、前記制御装置は、前記遅らせてオフさせるアームのスイッチング素子がオン信号終了後に前記遅らせてオフさせるアームのスイッチング素子と並列に接続される並列コンデンサの放電電流が流れ終えてから前記トランスの励磁電流が前記遅らせてオフさせたアームのスイッチング素子と同じレグの他方のアームのスイッチング素子の逆並列ダイオードに流れる間に前記他方のアームのスイッチング素子及び他方の組のスイッチング素子のオンすべきスイッチング素子にオン信号を与えることを特徴とする。

請求項３の発明に係る直列共振型コンバータシステムは、請求項１の発明において、前記制御装置は、前記組となるスイッチング素子のうち先にオフさせるスイッチング素子のオン信号を固定し、前記組となるスイッチング素子のうち遅らせてオフさせるスイッチング素子のオン信号終了後に前記遅らせてオフさせるアームのスイッチング素子と同じレグの他方のアームのスイッチング素子にオン信号を与えるまでの前記遅らせてオフさせるスイッチング素子のデッドタイムを固定することを特徴とする。

請求項４の発明に係る直列共振型コンバータシステムは、請求項１の発明において、前記制御装置は、２個の前記レグのそれぞれについて上下アームのスイッチング素子の双方ともにオン信号を与えない４つのスイッチング素子のデッドタイムそれぞれを固定し、組となる前記一方のレグの上アームのスイッチング素子と前記他方のレグの下アームのスイッチング素子とに同時にオン信号を与えている時間を固定することを特徴とする。

請求項５の発明に係る直列共振型コンバータシステムは、請求項２の発明において、前記トランスの励磁電流が流れている逆並列ダイオードよりもインピーダンスが小さい前記スイッチング素子内のスイッチ素子を逆方向に導通させてから順方向に導通させることを特徴とする。

本発明によれば、組となるスイッチング素子を交互にオンオフ制御するにあたり、オン状態にある組となる第１又は第２のレグの上アームのスイッチング素子と第２又は第１のレグの下アームのスイッチング素子とのいずれか一方を先にオフさせ、遅らせてオフさせるスイッチング素子に流れる電流がトランスの励磁電流となった後に、遅らせてオフさせるスイッチング素子オフさせるので、遅れてターンオフするスイッチング素子は、そこに流れる電流を抑制した状態でオフできる。また、共振インダクタンス及びスイッチング素子の逆並列ダイオードや並列コンデンサの作用により、次にターンオンする組となる２個のスイッチング素子の電圧を抑制した状態でオンできる。

本発明の実施形態に係る直列共振型コンバータシステムの構成図。 本発明の実施形態におけるスイッチング素子のスイッチ素子のオンオフ制御の一例を示すタイミング図。 図２に示すタイミングで各々のスイッチング素子をオンオフ制御した場合に形成される直列共振型コンバータシステムの回路図。 図２に示すタイミングで各々のスイッチング素子をオンオフ制御した場合の各々のスイッチング素子の電圧及び電流の波形図。 図４のＴ期間の時間軸を引き延ばしたスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の電圧及び電流の波形図。 本発明の実施形態におけるスイッチング素子のオンオフ制御の他の一例を示すタイミング図。 従来のフルブリッジのインバータ回路のスイッチング素子のオンオフ制御のタイミング図。

以下、本発明の実施形態を説明する。図１は本発明の実施形態に係る直列共振型コンバータシステムの構成図である。

直列共振型コンバータは、特許文献１の図５に示されたものとほぼ同じものであり、特許文献１の１次側のインバータ回路を構成するスイッチング素子の帰還ダイオードが本発明の実施形態の逆並列ダイオードに相当する。すなわち、本発明の実施形態の逆並列ダイオードは、スイッチング素子の内蔵ダイオードまたはスイッチング素子のスイッチ素子に逆並列接続された逆並列ダイオードに相当する。また、本発明の実施形態の並列コンデンサは、スイッチング素子の寄生静電容量またはスイッチング素子のスイッチ素子に並列接続されたコンデンサに相当する。特許文献１では並列コンデンサを図示していないが、本発明の実施形態では並列コンデンサの動作も考慮する必要があるため並列コンデンサを明確に図示している。

本発明の実施形態では、スイッチング素子の逆並列ダイオード及び並列コンデンサを考慮に入れて、制御装置は、スイッチング素子がターンオンする直前にスイッチング素子の両端の電圧をほぼゼロにし、広い出力電圧範囲で使用した場合でも４個のスイッチング素子のうち、２個のスイッチング素子のターンオフ時のスイッチング損失を低減できるように、スイッチング素子のオンオフ制御を行うものである。

図１において、まず、直列共振型コンバータについて説明する。直列共振型コンバータの１次側と２次側とは、１次巻線１１ａ及び２次巻線１１ｂを有したトランス１１を介して接続されている。

トランス１１の１次側は、入力端子側に直流電源１２に並列に接続されたインバータ回路１３を有する。インバータ回路１３は、スイッチング素子Ｓ１を上アームとしスイッチング素子Ｓ２を下アームとしたレグ１４ａと、スイッチング素子Ｓ３を上アームとしスイッチング素子Ｓ４を下アームとしたレグ１４ｂとを直流電源１２の間に並列に接続してブリッジ回路（フルブリッジ回路）を構成している。

スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２は、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２に並列に逆並列ダイオードＤ１、Ｄ２及び並列コンデンサＣ１、Ｃ２を有している。同様に、スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４は、スイッチ素子Ｑ３、Ｑ４に並列に逆並列ダイオードＤ３、Ｄ４及び並列コンデンサＣ３、Ｃ４を有している。

インバータ回路１３は、一方のレグ１４ａ（１４ｂ）の上アームのスイッチング素子Ｓ１（Ｓ３）と他方のレグ１４ｂ（１４ａ）の下アームのスイッチング素子Ｓ４（Ｓ２）とが組になって交互にオンオフする。すなわち、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ４が組となり、スイッチング素子Ｓ３、Ｓ２が組となって、交互にオンオフし、直流電源１２から入力される直流を交流に変換する。

また、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の接続点は、共振インダクタンスＬを介してトランス１１の１次巻線１１ａの一方端子に接続され、スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４の接続点は、トランス１１の１次巻線１１ａの他方端子に接続される。これにより、インバータ回路１３で変換された交流はトランス１１の１次巻線１１ａからトランス１１の２次巻線１１ｂに出力され、２次側に供給される。

トランス１１の２次側は、一対の共振コンデンサＣａ、Ｃｂ、この一対の共振コンデンサＣａ、Ｃｂにそれぞれ並列接続された逆充電抑制ダイオードＤａ、Ｄｂ、一対の一方向性素子Ｄｃ、Ｄｄ、及び出力端子側に平滑コンデンサＣｃを有する。一対の逆充電抑制ダイオードＤａ、Ｄｂは、各々の共振コンデンサＣａ、Ｃｂが逆極性に充電されることを防止するものである。

共振コンデンサＣａ、Ｃｂは、トランス１１の２次巻線の一方端へ接続され、負荷が接続される２つの出力端子の間に互いに直列に接続される。この共振コンデンサＣａ、Ｃｂは共振インダクタンスＬとともに作用して直列共振する。一方向性素子Ｄｃ、Ｄｄは、トランス１１の２次巻線１１ｂの他方端子に接続され、２つの出力端子の間に互いに直列に接続されるとともに、一対の共振コンデンサＣａ、Ｃｂから直流電源１２へ電流が帰還されるのを阻止する。なお、共振インダクタンスＬはトランス１１の２次巻線１１ｂ側に接続されてもよい。

制御装置１５は、組となる一方のレグ１４ａ（１４ｂ）の上アームのスイッチング素子Ｓ１（Ｓ３）と他方のレグ１４ｂ（１４ａ）の下アームのスイッチング素子Ｓ４（Ｓ２）とのいずれか一方のターンオフを遅らせ、組となるスイッチング素子を交互にオンオフ制御する。

例えば、一方のレグ１４ａ（１４ｂ）の上アームのスイッチング素子Ｓ１（Ｓ３）を先にターンオフさせた場合には、組となる他方のレグ１４ｂ（１４ａ）の下アームのスイッチング素子Ｓ４（Ｓ２）を遅れてターンオフさせる。

あるいは、一方のレグ１４ａ（１４ｂ）の下アームのスイッチング素子Ｓ２（Ｓ４）を先にターンオフさせた場合には、組となる他方のレグ１４ｂ（１４ａ）の上アームのスイッチング素子Ｓ４（Ｓ１）を遅れてターンオフさせる。また、これらの組合せで組となるスイッチング素子を交互にオンオフ制御する。

以下の説明では、一方のレグ１４ｂの下アームのスイッチング素子Ｓ４を先にターンオフさせ、組となる他方のレグ１４ａの上アームのスイッチング素子Ｓ１を遅れてターンオフさせるとともに、一方のレグ１４ｂの上アームのスイッチング素子Ｓ３を先にターンオフさせ、組となる他方のレグ１４ａの下アームのスイッチング素子Ｓ２を遅れてターンオフさせる場合について説明する。

図２は、本発明の実施形態におけるスイッチング素子のスイッチ素子のオンオフ制御の一例を示すタイミング図である。図７に示した従来例に対し、すべてのスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４のオン時間Ｔｏを固定することに代えて、レグ１４ｂの下アームのスイッチング素子Ｓ４のオン時間Ｔｏ、及びレグ１４ｂの上アームのスイッチング素子Ｓ３のオン時間Ｔｏを固定し、レグ１４ａの上下アームのスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２が双方ともオフしているデッドタイムＴｄを固定としたものである。ここで、デッドタイムは、同じレグの上下アームのスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２が同時に導通しないように、一方のスイッチング素子Ｓ１（Ｓ２）のスイッチ素子Ｑ１（Ｑ２）がオフした後に他方のスイッチング素子Ｓ２（Ｓ１）のスイッチ素子Ｑ２（Ｑ１）を遅らせてオンさせるときに必要とする所定時間である。

図２に示すように、時点ｔ１で、組となるスイッチング素子Ｓ１のスイッチ素子Ｑ１とスイッチング素子Ｓ４のスイッチ素子Ｑ４とに同時にターンオンさせるためのオン信号を与え、固定のオン時間Ｔｏが経過した時点ｔ２で、スイッチング素子Ｓ４を先にターンオフさせる。

スイッチング素子のターンオフは、オン信号が継続して与えられているときにオン状態を保つ素子である場合には、オン信号を与えるのをやめてターンオフさせる。一方、一旦オン状態になるとオン状態を保持する素子である場合には、オフ信号を与えてターンオフさせる。

スイッチング素子Ｓ４を先にターンオフさせた後の時点ｔ３でスイッチング素子Ｓ１のスイッチ素子Ｑ１をターンオフさせる。スイッチング素子Ｓ１のスイッチ素子Ｑ１のオン信号を終了してスイッチ素子Ｑ１がオフした時点ｔ３では、オフしたスイッチング素子Ｓ１と同じレグ１４ｂの他方のスイッチング素子Ｓ２はオフ状態である。

そこで、時点ｔ３から固定のデッドタイムＴｄが経過した時点４で、別の組となるスイッチング素子Ｓ２のスイッチ素子Ｑ２とスイッチング素子Ｓ３のスイッチ素子Ｑ３とに同時にオンさせるためのオン信号を与える。その後、固定のオン時間Ｔｏが経過した時点ｔ５で、スイッチング素子Ｓ３を先にターンオフさせる。さらに、その後の時点ｔ６でスイッチング素子Ｓ２をターンオフさせる。

以下、同様に、時点ｔ６から固定のデッドタイムＴｄが経過した時点ｔ７で、組となるスイッチング素子Ｓ１のスイッチ素子Ｑ１とスイッチング素子Ｓ４のスイッチ素子Ｑ４とに同時にオンさせるためのオン信号を与え、固定のオン時間Ｔｏが経過した時点ｔ８で、スイッチング素子Ｓ４を先にターンオフさせる。その後の時点ｔ９でスイッチング素子Ｓ１をターンオフさせる。時点ｔ１０以降も同様である。

これにより、遅らせてオフさせるスイッチング素子に流れる電流がトランスの励磁電流となった後に、遅らせてオフさせるスイッチング素子をオフさせるので、遅れてオフするスイッチング素子Ｓ１（Ｓ２）に流れる電流を抑制する。そして、電流が抑制された状態でターンオフする。また、共振インダクタンスＬ及びスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の逆並列ダイオードＤ１〜Ｄ４や並列コンデンサＣ１〜Ｃ４の作用により、次にターンオンする組となる２個のスイッチング素子Ｓ２、Ｓ３（Ｓ１、Ｓ４）のスイッチング素子の電圧も抑制する。そして、電圧を抑制した状態でターンオンする。

次に、直列共振型コンバータシステムの出力電圧Ｅｏが低い場合の動作について説明する。図３は、図２に示すタイミングで各々のスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４をオンオフ制御した場合に形成される直列共振型コンバータシステムの回路図、図４は、そのスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４の電圧及び電流の波形図、図５は、図４のＴ期間の時間軸を引き延ばしたスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の電圧及び電流の波形図である。

いま、図１に示す直列共振型コンバータシステムのスイッチング素子Ｓ２のスイッチ素子Ｑ２、及びスイッチング素子Ｓ３のスイッチ素子Ｑ３の双方がオフしており、スイッチング素子Ｓ１のスイッチ素子Ｑ１、及びスイッチング素子Ｓ４のスイッチ素子Ｑ４の双方がオンしているとする。スイッチング素子Ｓ１のスイッチ素子Ｑ１、及びスイッチング素子Ｓ４のスイッチ素子Ｑ４の双方がオンしている状態のうち、図４の時点ｔ１から時点ｔ２における状態では、図３（ａ）に示す回路が形成され、共振インダクタンスＬと共振コンデンサＣａ、Ｃｂとの共振によって正弦波状の電流が流れている。図３（ａ）の矢印は電流の向きを示している。

出力電圧Ｅｏが低いことから、この状態で、図４の時点ｔ１１において、共振コンデンサＣｂが出力電圧Ｅｏまで充電され、共振コンデンサＣａが０Ｖまで放電されると、図３（ｂ）の回路が形成される。すなわち、逆充電抑制ダイオードＤａ、Ｄｄが導通し、共振コンデンサＣａ、Ｃｂに電流が流れなくなり共振は止まる。つまり、共振インダクタンスＬには入力電圧Ｅｉｎ−（Ｎ１／Ｎ２）Ｅｏの電圧が印加され電流は直線状になる。なお、Ｎ１／Ｎ２はトランスＴの巻数比である。この場合、出力電圧Ｅｏが低いほど電流が減少しなくなる。

次に、図４の時点ｔ２でスイッチング素子Ｓ４のスイッチ素子Ｑ４が先にオフしたとすると、図３（ｃ）の回路が形成される。スイッチング素子Ｓ１のスイッチ素子Ｑ１を介して電流が流れ、共振インダクタンスＬとスイッチング素子Ｓ３、Ｓ４の並列コンデンサＣ３、Ｃ４との共振によって、並列コンデンサＣ４の電圧は上昇し、並列コンデンサＣ３の電圧は下降する。

そして、並列コンデンサＣ３の電圧が０Ｖになると、図３（ｄ）の回路が形成され、スイッチング素子Ｓ３の逆並列ダイオードＤ３が導通し、トランスＴに印加される電圧はほぼ０Ｖとなり、共振インダクタンスＬに印加される電圧は−（Ｎ１／Ｎ２）Ｅｏとなる。そのため、電流は直線的に下降していく（図４の時点ｔ２〜ｔ２１）。

逆充電抑制ダイオードＤａと一方向性素子Ｄｄの電流が０Ａになると、逆充電抑制ダイオードＤａ、Ｄｂが遮断され２次側に電流が流れなくなる。これにより、図３（ｅ）の回路が形成される。このとき、スイッチ素子Ｑ１と並列ダイオードＤ３にトランスＴの励磁電流が流れている。この励磁電流が流れている状態でスイッチング素子Ｓ１のスイッチ素子Ｑ１をオフすると、励磁電流は微少であるから事実上、ゼロ電流でターンオフできる。

次に、図４の時点ｔ３でスイッチング素子Ｓ１のスイッチ素子Ｑ１がオフしたとすると、図３（ｆ）の回路が形成され、共振インダクタンスＬと並列コンデンサＣ１、Ｃ２による共振で並列コンデンサＣ１の電圧が上昇するとともに、並列コンデンサＣ２の電圧が下降する。このとき、共振コンデンサＣａ、Ｃｂにも電流が流れるが、共振コンデンサＣａ、Ｃｂの容量は、並列コンデンサＣ１、Ｃ２の容量よりはるかに大きいため共振にはほとんど影響しない。従って、トランスの励磁インダクタンスの値を調整し、適切な励磁電流の値にしていると並列コンデンサＣ２の電圧を０Ｖまで下げることができる。この場合、スイッチング素子Ｓ２の並列コンデンサＣ２に蓄えられたエネルギーは、直流電源１２に回生されるのでほとんど損失とならない。

図５において、時点ｔ３でスイッチング素子Ｓ１のスイッチ素子Ｑ１がオフしたとすると、共振インダクタンスＬと並列コンデンサＣ１、Ｃ２による共振で、スイッチング素子Ｓ１の並列コンデンサＣ１が充電されるため、スイッチング素子Ｓ１にはまだ電流が流れている。時点ｔ３１で、並列コンデンサＣ１の充電が終わり、スイッチング素子Ｓ１に電流が流れなくなると、スイッチング素子Ｓ１の両端の電圧は入力電圧Ｅｉｎとなる。スイッチング素子Ｓ１のスイッチ素子Ｑ１がオフしてから、並列コンデンサＣ１に電流が流れなくなるまで、すなわちスイッチング素子Ｓ１に電流が流れなくなるまでの時間が最小デッドタイムＴｄ０である。

一方、スイッチング素子Ｓ１と同じレグのスイッチング素子Ｓ２は、時点ｔ３でスイッチング素子Ｓ１のスイッチ素子Ｑ１がオフしたとすると、共振インダクタンスＬと並列コンデンサＣ１、Ｃ２による共振で、スイッチング素子Ｓ２の並列コンデンサＣ２が放電して並列コンデンサＣ２の電圧が下降する。そして、時点ｔ３１で、並列コンデンサＣ２が放電し終え、並列コンデンサＣ２の電圧が０Ｖとなると逆並列ダイオードＤ２が導通し、図３（ｇ）に示す回路が形成される。

この逆並列ダイオードＤ２が導通しているとき、つまり、スイッチング素子Ｓ１のスイッチ素子Ｑ１がオフしてから最小デッドタイムＴｄ０を経過した後の時点ｔ４にスイッチング素子Ｓ２のスイッチ素子Ｑ２にオン信号を与えて導通可能な状態にさせるように、デッドタイムＴｄを設定する。逆並列ダイオードＤ２が導通しているときにスイッチング素子Ｓ２のスイッチ素子Ｑ２を順方向に導通可能な状態にするので、スイッチ素子Ｑ２は順方向に電流が流れ始めるときにゼロ電圧でオンできる。

以上のように、本発明の実施形態では、オンしているスイッチング素子Ｓ１のスイッチ素子Ｑ１を励磁電流分のみが流れる状態の時点ｔ３でオフする。スイッチング素子Ｓ１をオフするタイミングは、スイッチング素子Ｓ１がスイッチング素子Ｓ４より遅れてオフするタイミングであり、デッドタイムＴｄを適切に設定することで決められる。デッドタイムＴｄは、スイッチング素子Ｓ１のスイッチ素子Ｑ１がオフしてからスイッチング素子Ｓ２のスイッチ素子Ｑ２を導通可能な状態にする時点までの時間である。

このようにして、次に、ターンオンするスイッチング素子Ｓ２の電圧をゼロまで降下させ、スイッチング素子Ｓ２の電圧がゼロとなった時点ｔ３１以降で逆並列ダイオードＤ２が導通している時点ｔ４でスイッチング素子Ｓ２にオン信号を与えて導通可能な状態にする。従って、スイッチング素子Ｓ２はゼロ電圧でターンオンできるので、スイッチング損失が発生しない。

図５に示すように逆並列ダイオードＤ２が導通している時点ｔ４でスイッチング素子Ｓ２にオン信号を与えて導通可能な状態にすると、スイッチング素子のスイッチ素子が逆方向に導通可能な素子である場合に、スイッチ素子のインピーダンスが逆並列ダイオードよりも小さければ電流がスイッチ素子を逆方向に電流に流れる。このスイッチ素子に流れる逆方向の電流がゼロになるとスイッチ素子を順方向に導通する。逆並列ダイオードよりもインピーダンスが小さいスイッチ素子に電流が流れることで電流損失を減らすことができる。

以上の説明では、レグ１４ｂの上下アームのスイッチング素子Ｓ３、Ｓ４のオン時間Ｔｏを固定し、レグ１４ａの上下アームのスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２が双方ともオフしているデッドタイムＴｄを固定としたが、レグ１４ａの上下アームのスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２とのオン時間Ｔｏを固定し、レグ１４ｂの上下アームのスイッチング素子Ｓ３、Ｓ４が双方ともオフしているデッドタイムＴｄを固定した場合も同様である。また、２個のレグ１４ａ、１４ｂの上アームのスイッチング素子Ｓ１、Ｓ３のオン時間Ｔｏを固定し、レグ１４ａ、１４ｂの下アームのスイッチング素子Ｓ２、Ｓ４のデッドタイムＴｄ、すなわち下アームのスイッチング素子Ｓ２（Ｓ４）のスイッチ素子Ｑ２（Ｑ４）をオフしてからもう一方の上アームのスイッチング素子Ｓ１（Ｓ３）のスイッチ素子Ｑ１（Ｑ３）を導通可能な状態にするまでの時間を固定としてもよい。同様に、２個のレグ１４ａ、１４ｂの下アームのスイッチング素子Ｓ２、Ｓ４のオン時間Ｔｏを固定し、レグ１４ａ、１４ｂの上アームのスイッチング素子Ｓ１、Ｓ３のデッドタイムＴｄを固定としてもよい。また、図６に示すように、２個のレグのそれぞれについて上下アームのスイッチング素子のデッドタイムを固定し、組となる一方のレグの上アームのスイッチング素子と他方のレグの下アームのスイッチング素子とが同時にオンしているオン時間を固定するようにしてもよい。

図６は、本発明の実施形態におけるスイッチング素子のオンオフ制御の他の一例を示すタイミング図である。図６に示すように、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２のデッドタイムＴｄ、スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４のデッドタイムＴｄを固定とし、スイッチング素子Ｓ１(Ｓ２)と、スイッチング素子Ｓ４(Ｓ３)とが同時にオンするオン時間Ｔｏが一定となるよう位相をずらして（位相シフト)周波数変調を行う。この場合も、図２で示した場合と同様の作用効果が得られる。

なお、本発明の実施形態において、組となる第１又は第２のレグの上アームのスイッチング素子Ｓ１（Ｓ３）のスイッチ素子Ｑ１（Ｑ３）と第２又は第１のレグの下アームのスイッチング素子Ｓ４（Ｓ２）のスイッチ素子Ｑ４（Ｑ２）とに同時にオン信号を与えている例を示したが、逆並列ダイオードＤ１（Ｄ３）と逆並列ダイオードＤ４（Ｄ２）とに電流が流れている期間であれば同時でなくてもよい。

このように、本発明の実施形態によれば、特許文献１の図５に示される直列共振型コンバータに対して、スイッチング素子がターンオンする直前にスイッチング素子に印加する電圧をほぼゼロにする機能(ゼロ電圧スイッチング)と、広い出力電圧範囲で使用した場合でも４個のスイッチング素子のうち２個のスイッチング素子のターンオフ時のスイッチング損失を低減できる機能とを制御装置１５に持たせので、部品点数を増加させることなく、ターンオフ時やターンオン時の電力損失を軽減でき電力効率を向上できる。

本発明の実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。この新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。この実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１１…トランス、１１ａ…１次巻線、１１ｂ…２次巻線、１２…直流電源、１３…インバータ回路、Ｓ１〜Ｓ４…スイッチング素子、１４…レグ、Ｑ１〜Ｑ４…スイッチ素子、Ｄ１〜Ｄ４…逆並列ダイオード、Ｃ１〜Ｃ４…並列コンデンサ、Ｌ…共振インダクタンス、Ｃａ、Ｃｂ…共振コンデンサ、Ｄａ、Ｄｂ…逆充電抑制ダイオード、Ｄｃ、Ｄｄ…一方向性素子、Ｃｃ…平滑コンデンサ、１５…制御装置

Claims (5)

1. スイッチング素子を上下アームとした第１レグと第２レグとが直流電源の間にそれぞれ並列に接続されたブリッジ回路と、前記スイッチング素子にそれぞれ逆並列に接続された逆並列ダイオードと、前記スイッチング素子にそれぞれ並列に接続された並列コンデンサとを有し、前記第１又は第２のレグの上アームのスイッチング素子と前記第２又は第１のレグの下アームのスイッチング素子とが組になって交互にオンオフし前記直流電源から入力される直流を交流に変換するインバータ回路と、
   １次巻線と２次巻線とを有し前記インバータ回路で変換された交流を前記１次巻線に入力し前記２次巻線から出力するトランスと、
   前記トランスの前記２次巻線の一方端子に接続され、２つの出力端子の間に互いに直列に接続される一対の共振コンデンサと、
   前記一対の共振コンデンサにそれぞれ並列に接続され各々の共振コンデンサが逆極性に充電されることを防止する一対の逆充電抑制素子と、
   前記トランスの前記２次巻線の他方端子に接続され、前記２つの出力端子の間に互いに直列に接続されるとともに、前記一対の共振コンデンサから前記直流電源へ電流が帰還されるのを阻止する一対の一方向性素子と、
   前記組となるスイッチング素子がともにオン状態のときに前記一対の共振コンデンサとともに作用して直列共振する共振インダクタンスと、
   前記組となるスイッチング素子を交互にオンオフ制御するにあたり、オン状態にある前記組となる前記第１又は第２のレグの上アームのスイッチング素子と前記第２又は第１のレグの下アームのスイッチング素子とのいずれか一方を先にオフさせ、遅らせてオフさせるスイッチング素子に流れる電流が前記トランスの励磁電流となった後に前記遅らせてオフさせるスイッチング素子をオフさせる制御装置とを備えたことを特徴とする直列共振型コンバータシステム。
2. 前記制御装置は、前記遅らせてオフさせるアームのスイッチング素子がオン信号終了後に前記遅らせてオフさせるアームのスイッチング素子と並列に接続される並列コンデンサの放電電流が流れ終えてから前記トランスの励磁電流が前記遅らせてオフさせたアームのスイッチング素子と同じレグの他方のアームのスイッチング素子の逆並列ダイオードに流れる間に前記他方のアームのスイッチング素子及び他方の組のスイッチング素子のオンすべきスイッチング素子にオン信号を与えることを特徴とする請求項１に記載の直列共振型コンバータシステム。
3. 前記制御装置は、前記組となるスイッチング素子のうち先にオフさせるスイッチング素子のオン信号を固定し、前記組となるスイッチング素子のうち遅らせてオフさせるスイッチング素子のオン信号終了後に前記遅らせてオフさせるアームのスイッチング素子と同じレグの他方のアームのスイッチング素子にオン信号を与えるまでの前記遅らせてオフさせるスイッチング素子のデッドタイムを固定することを特徴とする請求項１記載の直列共振型コンバータシステム。
4. 前記制御装置は、２個の前記レグのそれぞれについて上下アームのスイッチング素子の双方ともにオン信号を与えない４つのスイッチング素子のデッドタイムそれぞれを固定し、組となる前記一方のレグの上アームのスイッチング素子と前記他方のレグの下アームのスイッチング素子とに同時にオン信号を与えている時間を固定することを特徴とする請求項１記載の直列共振型コンバータシステム。
5. 前記トランスの励磁電流が流れている逆並列ダイオードよりもインピーダンスが小さい前記スイッチング素子内のスイッチ素子を逆方向に導通させてから順方向に導通させることを特徴とする請求項２に記載の直列共振型コンバータシステム。

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