JP3955285B2 - モータ駆動用インバータ制御装置および空気調和機 - Google Patents

Description

本発明はモータ駆動用のインバータ制御装置および空気調和機に関する。

汎用インバータなどで用いられている一般的なインダクションモータ駆動用インバータ制御装置として、図１８に示すようなＶ／Ｆ制御方式のインダクションモータ駆動用インバータ制御装置がよく知られている（例えば、非特許文献１の第６６１〜７１１頁参照）。

図１８において、主回路は直流電源装置１１３と、インバータ３とインダクションモータ４とから構成されており、直流電源装置１１３については、交流電源１と、整流回路２と、インバータ３の直流電圧源のために電気エネルギを蓄積する平滑コンデンサ１１２と、交流電源１の力率改善用リアクタ１１１から構成されている。

一方、制御回路では、外部から与えられたインダクションモータ４の速度指令Ｗ^*に基づいてインダクションモータ４に印加するモータ電圧値を決定するＶ／Ｆ制御パターン部１３と、Ｖ／Ｆ制御パターン部１３から決定されるモータ電圧値に基づいてインダクションモータ４の各相電圧指令値を作成するモータ電圧指令作成部１４と、モータ電圧指令作成部１４から作成された各相電圧指令値に基づいてインバータ３のＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ制御部１８から構成されている。

なお、一般的なＶ／Ｆ制御パターン部１３の一例を図１９に示す。

図１９に示すように速度指令Ｗ^*に対してインダクションモータ４に印加するモータ電圧値が一義的に決定するような構成となっている。一般的には、速度指令Ｗ^*とモータ電圧値の値をテーブル値としてマイコン等の演算装置のメモリに記憶させ、テーブル値以外の速度指令Ｗ^*に対してはテーブル値から線形補間することでモータ電圧値を導出している。

ここで、交流電源１が２２０Ｖ（交流電源周波数５０Ｈｚ）、インバータ３の入力が１．５ｋＷ、平滑コンデンサ１１２が１５００μＦのとき、力率改善用リアクタ１１１が５ｍＨおよび２０ｍＨの場合における交流電源電流の高調波成分と交流電源周波数に対する次数との関係を図２０に示す。図２０はＩＥＣ（国際電気標準会議）規格と併せて示したもので、力率改善用リアクタ１１１が５ｍＨの場合には特に第３高調波成分がＩＥＣ規格のそれを大きく上回っているが、２０ｍＨの場合には４０次までの高調波成分においてＩＥＣ規格をクリアしていることがわかる。

そのため特に高負荷時においてもＩＥＣ規格をクリアするためには力率改善用リアクタ１１１のインダクタンス値をさらに大きくするなどの対策を取る必要があり、インバータ装置の大型化や重量増加、さらにはコストＵＰを招くという不都合があった。

そこで、力率改善用リアクタ１１１のインダクタンス値の増加を抑え、電源高調波成分の低減と高力率化を達成する直流電源装置として、例えば図２１に示すような直流電源装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

図２１において、交流電源１の交流電源電圧を、ダイオードＤ１〜Ｄ４をブリッジ接続してなる全波整流回路の交流入力端子に印加し、その出力を、リアクトルＬｉｎを介して中間コンデンサＣに充電し、この中間コンデンサＣの電荷を平滑コンデンサＣＤに放電して、負荷抵抗ＲＬに直流電圧を供給する。この場合、リアクトルＬｉｎの負荷側、及び中間コンデンサＣを接続する正負の直流電流経路にトランジスタＱ１を接続し、このトランジスタＱ１をベース駆動回路Ｇ１で駆動する構成となっている。

また、直流電源装置は、ベース駆動回路Ｇ１にパルス電圧を印加するパルス発生回路Ｉ１、Ｉ２と、ダミー抵抗Ｒｄｍとをさらに備えている。パルス発生回路Ｉ１、Ｉ２は、それぞれ交流電源電圧のゼロクロス点を検出する回路と、ゼロクロス点の検出から交流電源電圧の瞬時値が中間コンデンサＣの両端電圧と等しくなるまでダミー抵抗Ｒｄｍにパルス電流を流すパルス電流回路とで構成されている。

ここで、パルス発生回路Ｉ１は交流電源電圧の半サイクルの前半にてパルス電圧を発生させ、パルス発生Ｉ２は交流電源電圧の半サイクルの後半にてパルス電圧を発生させる。

なお、トランジスタＱ１をオン状態にしてリアクトルＬｉｎに強制的に電流を流す場合、中間コンデンサＣの電荷がトランジスタＱ１を通して放電することのないように逆流防止用ダイオードＤ５が接続され、さらに、中間コンデンサＣの電荷を平滑コンデンサＣＤに放電する経路に、逆流防止用ダイオードＤ６と、平滑効果を高めるリアクトルＬｄｃが直列に接続されている。

上記の構成において、交流電源電圧の瞬時値が中間コンデンサＣの両端電圧を超えない位相区間の一部または全部においてトランジスタＱ１をオン状態にすることによって、装置の大型化を抑えたままで、高調波成分の低減と高力率化を達成することができる。

特開平９−２６６６７４号公報 インバータドライブハンドブック（インバータドライブハンドブック編集委員会編、１９９５年初版、日刊工業新聞社刊）

しかしながら、上記従来の構成では、容量の大きな平滑用コンデンサＣＤとリアクトルＬｉｎ（特許文献１では１５００μＦ、６．２ｍＨ時のシミュレーション結果について記載されている）とを依然として有したままであり、さらに中間コンデンサＣとトランジスタＱ１とベース駆動回路Ｇ１とパルス発生回路Ｉ１、Ｉ２とダミー抵抗Ｒｄｍと逆流防止用ダイオードＤ５、Ｄ６と平滑効果を高めるリアクトルＬｄｃとを具備する必要があり、このため、装置の大型化や部品点数の増加に伴なうコスト増を招くという課題を有していた。

本発明はこのような従来の課題を解決するものであり、小型・軽量・低コストのモータ駆動用インバータ制御装置を提供することを目的とする。

本発明に係るインバータ制御装置は、交流電源からの交流電力を直流電力に変換する整流回路と、その整流回路からの直流電力を所望の周波数、電圧を持つ交流電力に変換しモータに供給するインバータを含む。整流回路はダイオードブリッジと、ダイオードブリッジの交流入力側または直流出力側に接続される所定の小容量のリアクタで構成される。インバータの直流母線間には、モータの回生エネルギを吸収するための所定の小容量のコンデンサが設けられる。インバータ制御装置は、外部から与えられるモータの速度指令値に基づき、モータの各相電圧指令値を作成するモータ電圧指令作成手段と、インバータの直流電圧値を検出し直流電圧検出値として出力するＰＮ電圧検出手段と、インバータの直流電圧基準値を決定する直流電圧基準値演算手段と、ＰＮ電圧補正手段と、モータ電圧指令補正手段とを備える。ＰＮ電圧補正手段は、直流電圧基準値を直流電圧検出値で除算することによりＰＮ電圧補正係数を導出し、直流電圧検出値が直流電圧基準値以上の場合において使用されるモードであってＰＮ電圧補正係数に１を設定する第1のモードと、直流電圧基準値を直流電圧検出値で除算することにより得られた結果をそのまま設定する第２のモードとを有する。モータ電圧指令補正手段は、モータ電圧指令作成手段から得られる各相電圧指令値と、ＰＮ電圧補正手段の出力値であるＰＮ電圧補正係数とを乗算することにより各相電圧指令値の補正を行なう。

上記の構成によって、小容量コンデンサおよび小容量リアクタを用いることで小型・軽量・低コストのインダクションモータ駆動用インバータ制御装置を実現でき、インバータ直流電圧が大幅に変動してモータの駆動が困難あるいは不可能となる場合でも、モータに印加する電圧がほぼ一定となるようにインバータを動作させ、モータの駆動を維持することが可能であり、さらに交流電源電流の変動を抑制し、交流電源力率の改善と交流電源電流の高調波成分を抑制することが可能となる。

また、直流電圧基準値演算手段で決定される直流電圧基準値は、外部から与えられるモータの速度指令値に応じて可変としてもよい。この構成によって、更なる交流電源電流の高調波成分抑制を図ることが可能となる。

また、交流電源周波数の偶数倍の周波数を持つ共振周波数を中心としてその前後に所定の周波数幅を持たせた周波数範囲内でインバータ運転周波数が定常的に固定されるのを回避するよう、インバータ運転周波数を制御してもよい。この構成によって、インバータ周波数と交流電源周波数との共振現象を回避することでモータの不安定動作を防止し、安定した駆動を実現することが可能となる。

また、小容量リアクタと小容量コンデンサとで定まる共振周波数を、交流電源周波数の４０倍よりも大きくなるように小容量リアクタおよび小容量コンデンサの組み合わせを決定するものである。上記の構成によって、交流電源電流の高調波成分を抑制し、ＩＥＣ規格をクリアすることが可能である。

また、インバータが停止した際に上昇する直流電圧検出値の最大値が素子の耐圧よりも小さくなるように小容量コンデンサの容量を決定してもよい。インバータ直流電圧の最大値を各駆動素子の耐圧よりも小さくなるように小容量コンデンサの容量を決定することで周辺回路の破壊を防止することが可能となる。

また、予め設定された交流電源力率値を満足するようにインバータのキャリア周波数を決定してもよい。この構成によって、予め設定された交流電源力率値を満足することが可能となり、必要最小限のキャリア周波数を設定することにより、インバータ損失を必要最小限に抑制することが可能となる。

本発明によれば、各相電圧指令値を好適に補正するため、小容量コンデンサおよび小容量リアクタの使用が可能となる。これにより、小型・軽量・低コストのモータ駆動用インバータ制御装置を実現でき、インバータ直流電圧が大幅に変動してモータの駆動が困難あるいは不可能となる場合でも、モータに印加する電圧がほぼ一定となるようにインバータを動作させながら、モータのより安定した駆動の維持を図る運転領域と、交流電源電流の変動を抑制し、交流電源力率の改善と交流電源電流の高調波成分の特に３次成分を抑制する運転領域との選択が可能となる。

以下本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。

（実施の形態１）
本発明の第１の実施形態を示すインダクションモータ駆動用インバータ制御装置のシステム構成図を図１に示す。図１において、インバータ制御装置の主回路は交流電源１と、交流電力を直流電力に変換するダイオードブリッジ２と、２ｍＨ以下の小容量リアクタ１１と、１００μＦ以下の小容量コンデンサ１２と、直流電力を交流電力に変換するインバータ３と、インバータ３により変換された交流電力により駆動するインダクションモータ４から構成されている。

一方、インバータ制御装置の制御回路は、Ｖ／Ｆ制御パターン部１３と、モータ電圧指令作成部１４と、ＰＮ電圧検出部１５と、ＰＮ電圧補正部１６と、モータ電圧指令補正部１７と、ＰＷＭ制御部１８と、直流電圧基準値演算部１９とを含む。

Ｖ／Ｆ制御パターン部１３は、外部から与えられたインダクションモータ４の速度指令Ｗ^*に基づいてインダクションモータ４に印加するモータ電圧値を決定する。モータ電圧作成部１４は、Ｖ／Ｆ制御パターン部１３から決定されるモータ電圧値に基づいてインダクションモータ４の各相電圧指令値を作成する。ＰＮ電圧検出部１５は、インバータ３の直流電圧値を検出する。直流電圧基準値演算部１９はインバータ３の直流電圧基準値を決定する。ＰＮ電圧補正部１６は、直流電圧基準値演算部１９で決定されたインバータ３の直流電圧基準値と、ＰＮ電圧検出部１５から得られるインバータ３の直流電圧検出値とを比較し、その比較結果からＰＮ電圧補正係数を導出する。モータ電圧指令補正部１７は、モータ電圧指令作成部１４から得られる各相電圧指令値とＰＮ電圧補正部１６の出力値であるＰＮ電圧補正係数とを乗算することにより各相電圧指令値の電圧補正を行ない、インダクションモータ４のモータ電圧指令補正値を作成する。ＰＷＭ制御部１８は、モータ電圧指令補正部１７から作成されたモータ電圧指令補正値に基づいてインバータ３のＰＷＭ信号を生成する。

なお、Ｖ／Ｆ制御パターン部１３については、上述の従来の技術にて説明しているのでここでは説明を省略する。（図１８のＶ／Ｆ制御方式のインダクションモータ駆動用インバータ制御装置）
以下、本実施形態のインバータ制御装置の具体的な動作について説明する。

モータ電圧指令作成部１４は、式（１）で表される演算により各相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*、ｖ_w ^*を作成する。

ここで、Ｖ_mはＶ／Ｆ制御パターン部１３から決定されるモータ電圧値であり、θ₁は式（２）で表されるように速度指令Ｗ^*を時間積分することで導出する。

ＰＮ電圧補正部１６は２つの動作モードを有する。図２はＰＮ電圧補正部１６の第１のモードを示した図である。ＰＮ電圧補正部１６は直流電圧基準値演算部１９で決定されたインバータ３の直流電圧基準値Ｖ_pn0と、ＰＮ電圧検出部１５から得られるインバータ３の直流電圧検出値ｖ_pnとを用いて式（３）のようにＰＮ電圧補正係数ｋ_pnを導出する。

ここで、ｋ_pn__maxは予め設定されたＰＮ電圧補正係数の最大値である。

また、図３はＰＮ電圧補正部１６の第２のモードを示した図で、式（４）のようにＰＮ電圧補正係数ｋ_pnを導出する。

また、モータ電圧指令補正部１７では各相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*、ｖ_w ^*とＰＮ電圧補正係数ｋ_pnを用いて式（５）のようにモータ電圧指令補正値ｖ_uh ^*、ｖ_vh ^*、ｖ_wh ^*を導出する。

以上のように、本実施形態のインバータ制御装置は、ＰＮ電圧補正係数を用いて各相電圧指令値の補正を行うため、ＰＮ電圧の変動があってもほぼ一定のモータ電圧が印加されるようになり、大容量のコンデンサが不要となり、小容量のコンデンサの使用が可能となる。そして、小容量のコンデンサを使用することにより、入力電流は常にモータへ供給されることになり、入力電流の力率が向上するため、リアクタの小型化が実現できる。そして、小容量リアクタおよび小容量コンデンサを用いることで小型・軽量・低コストなインダクションモータ駆動用インバータ制御装置を実現でき、インバータ直流電圧が大幅に変動してインダクションモータの駆動が困難あるいは不可能となる場合でも、インダクションモータに印加する電圧がほぼ一定となるようにインバータを動作させ、インダクションモータの駆動を維持することが可能となる。

ここで、ＰＮ電圧補正部１６の第1のモードと第２のモードについてさらに詳しく説明する。

インダクションモータの出力トルクはモータ印加電圧の２乗に比例することが一般的に知られており（例えば、非特許文献１の３３頁参照）、インダクションモータの限界負荷耐量不足を回避するにはモータ印加電圧の確保が必要となる。

よって、インダクションモータ４の安定した駆動の維持を図るために、直流電圧検出値ｖ_pnが直流電圧基準値Ｖ_pn0よりも大きい区間ではＰＮ電圧補正係数ｋ_pnを１に固定するＰＮ電圧補正部１６の第１のモードによって、モータ印加電圧の減少を防ぎ、出力トルクを確保する。

図４は本発明のインダクションモータ駆動用インバータ制御装置において、速度指令Ｗ^*が１００Ｈｚ付近である時の動作結果である。図４の中の期間Ａについて注目すると、この期間ではインバータ３の直流電圧Ｖ_pnが落ち込んだ結果、Ｗ相のモータ電流Ｉ_Wが本来破線で示すように正の方向でなければならないのに対し、負の方向に流れている。この時、図５に示すような回生方向の電流が流れ、交流電源電流Ｉ_acが流れない状態になり、この状態が続くと３次高調波成分が増大することになる。

この３次高調波成分の増大を防ぐべく、速度指令Ｗ^*が１００Ｈｚ付近である場合にはＰＮ電圧補正部１６の第２のモードにてＰＮ電圧補正係数ｋ_pnを求め、式（５）のようにモータ電圧指令補正値ｖ_uh ^*、ｖ_vh ^*、ｖ_wh ^*を導出する。

図６（ａ）、（ｂ）は速度指令Ｗ^*が１００Ｈｚ付近においてＰＮ電圧補正部１６の第１のモードと第２のモードの動作をそれぞれ模式的に示したものである。

図６（ｂ）に示すように、第２のモードではＰＮ電圧補正係数ｋ_pnが１以下の場合が存在し、その時にはモータ電圧指令補正値ｖ_uh ^*、ｖ_vh ^*、ｖ_wh ^*が抑制されることから交流電源電流Ｉ_acのピークも第1のモードに比べて抑制されることを示す。

図７は速度指令Ｗ^*が１００Ｈｚ付近においてＰＮ電圧補正部１６の第１のモードで動作させた結果を示した図であり、図８は第２のモードで動作させた結果を示した図である。

実際に、ＰＮ電圧補正部１６の第２のモードで動作させた時の交流電源電流Ｉ_acのピークが抑制され、交流電源電流の３次高調波成分を低減させることができている。

上述したように、ＰＮ電圧補正部１６の第１のモードと第２のモードの併用によって、インダクションモータの安定した駆動の維持を図る運転領域と、交流電源電流の３次高調波成分の抑制を図る運転領域との選択が可能なインダクションモータ駆動用インバータ制御装置を実現できる。

なお、本発明は上述の実施例のようにＶ／Ｆ制御によるインダクションモータ駆動用インバータ制御装置に限定されるものではなく、周知のベクトル制御によるインダクションモータ駆動用インバータ制御装置においても本発明は適用可能である。

なお、空気調和機における圧縮機駆動モータなどのようにパルスジェネレータ等の速度センサを使用することができない場合や、サーボドライブなどのように速度センサを具備することができる場合のどちらにおいても本発明は適用可能である。

（実施の形態２）
本実施形態では、直流電圧基準値演算部１９で導出される直流電圧基準値Ｖ_pn0を、外部から与えられたインダクションモータ４の速度指令Ｗ^*に応じて変化させる。

図９は、直流電圧基準値演算部１９で導出される直流電圧基準値Ｖ_pn0を、外部から与えられたインダクションモータ４の速度指令Ｗ^*に応じて変化させた一例を示したものである。

図１０（ａ）、（ｂ）は、図９に示した直流電圧基準値演算部１９の特性において速度指令Ｗ^*が８０Ｈｚの場合と１００Ｈｚの場合の動作をそれぞれ模式的に示したものである。

図１０（ｂ）に示す１００Ｈｚの場合は、図１０（ａ）に示す８０Ｈｚの場合に比べ、ＰＮ電圧補正係数ｋ_pnが全体的に下がることになり、モータ電圧指令補正値ｖ_uh ^*、ｖ_vh ^*、ｖ_wh ^*も抑制されることになる。

その結果、インダクションモータ４はよりモータ印加電圧を要求する状態となり、図１１に示すように、交流電源電流Ｉ_acが流れない状態の期間が短くなり、交流電源電流の３次高調波成分を低減させることができている。

（実施の形態３）
本発明に係るインバータ運転周波数の設定に関する具体的な方法について以下に説明する。

本発明のインダクションモータ駆動用インバータ制御装置では小容量コンデンサを用いているため、図１２のようにインバータ直流電圧は交流電源周波数ｆ_Sの２倍の周波数で大きく脈動する。

そのため、インバータ運転周波数ｆ₁が交流電源周波数ｆ_Sの偶数倍となる周波数では、インバータ直流電圧が脈動する周波数（交流電源周波数ｆ_Sの２倍の周波数）と同期し共振現象が生じてしまう。

図１３はインバータ運転周波数ｆ₁が交流電源周波数ｆ_Sの２倍となる場合の動作結果を示した図である。インバータ直流電圧が脈動する周波数と同期して共振現象が生じ、モータ電流においては負の直流成分が重畳されていることがわかる。そのため、インダクションモータにはブレーキトルクが発生し、出力トルクの減少やモータ損失が増加するといった悪影響が生じてしまう。なお、図１３の場合の諸元は、小容量リアクタのインダクタンス値が０．５ｍＨ、小容量コンデンサの容量が１０μＦ、交流電源が２２０Ｖ（５０Ｈｚ）、インバータ運転周波数が１００Ｈｚ（ここではモータの極数は２極のため、インバータ運転周波数とモータ速度指令値は等しい）、インバータキャリア周波数が５ｋＨｚである。

そこで、本実施形態では、インバータ運転周波数ｆ₁の設定において、インバータ運転周波数ｆ₁が式（６）で与えられる周波数（周波数範囲）に定常的に固定されることを回避するように、インバータ運転周波数ｆ₁を設定する。

ここで、ｎは整数、△ｆは予め設定された周波数幅であり、周波数幅△ｆに関しては基本的には上述の共振現象の影響が少なくなるように設定しておく。

また、インバータ運転周波数ｆ₁が式（６）で求められる共振周波数を越える場合には、加速あるいは減速といった過渡状態で一気にインバータ運転周波数ｆ₁を変更させて、インバータ運転周波数ｆ₁が共振周波数に固定されることを回避する。

なお、周波数幅△ｆは必ずしも設定する必要はなく、運転状況（軽負荷時など）によっては設定しなくとも良い（この場合は△ｆ＝０とすれば良い）。

以上のようにインバータ周波数と交流電源周波数との共振現象を回避することで、インダクションモータの不安定動作を防止し、安定した駆動を実現することが可能となる。

（実施の形態４）
本発明に係るインバータ制御装置において用いられる小容量コンデンサ１２および小容量リアクタ１１の仕様決定に関する具体的な方法について以下に説明する。

本発明のインバータ制御装置では、交流電源電流の高調波成分を抑制してＩＥＣ規格をクリアするために、小容量コンデンサと小容量リアクタとにより定まる共振周波数ｆ_LC（ＬＣ共振周波数）が交流電源周波数ｆ_Sの４０倍よりも大きくなるように、小容量コンデンサ１２と小容量リアクタ１１の組み合わせを決定する。

ここで、小容量コンデンサ１２の容量をＣ［Ｆ］、小容量リアクタ１１のインダクタンス値をＬ［Ｈ］とすると、ＬＣ共振周波数ｆ_LCは式（７）のように表される。

即ち、ｆ_LC＞４０ｆ_Sを満たすように小容量コンデンサ１２と小容量リアクタ１１の組み合わせを決定するものである。これは、ＩＥＣ規格では交流電源電流の高調波成分において第４０次高調波まで規定されているからである。

以上の方法で小容量コンデンサ１２および小容量リアクタ１１の組み合わせを決定することで、交流電源電流の高調波成分を抑制して、ＩＥＣ規格をクリアすることが可能となる。

次に、小容量コンデンサ１２の容量の決定について以下に説明する。

インバータ３が停止した際には、小容量コンデンサ１２がインダクションモータ４の回生エネルギ（停止直前までインダクションモータのインダクタンス成分に蓄えられていた磁気エネルギ）を吸収してインバータ３の直流電圧値が上昇するため、そのときの直流電圧の最大値がインバータ３の周辺回路の構成素子の耐圧よりも小さくなるように小容量コンデンサ１２の容量を決定する。これにより、周辺回路の破壊を防止することが可能となる。

なお、小容量リアクタ１１のインダクタンス値は、小容量コンデンサ１２の値が決まれば、上述の方法で自動的に決定することができる。

（実施の形態５）
本発明に係るインバータ３のキャリア周波数の設定に関する具体的な方法について以下に説明する。

本発明のインバータ制御装置では、小容量コンデンサ１２に蓄えられる電気エネルギが小さい。電気エネルギが不足するような場合でもインダクションモータの駆動を維持するためには、小容量リアクタ１１の磁気エネルギを併用するしかないため、リアクタ電流波形（ダイオードブリッジを通った後の電流で、概ね交流電源電流の絶対値をとった電流と等しい）はインバータ３のキャリア周波数（チョッピング）の影響を大きく受けてしまう。

そのため、本発明のインバータ制御装置では、予め設定された交流電源力率値を満足するようにインバータ３のキャリア周波数を設定する。

ここで、種々の条件下で本発明のインバータ制御装置を動作させた場合の結果を図１４〜図１６に示す。図１４はキャリア周波数が３．３ｋＨｚの場合、図１５は５ｋＨｚの場合、図１６は７．５ｋＨｚの場合の動作結果であり、リアクタ電流波形を比較すれば、リアクタ電流（もしくは交流電源電流）はキャリア周波数による依存性が大きいことがわかる。

また、それぞれの交流電源力率値をディジタルパワーメータにて測定したところ、図１４のキャリア周波数が３．３ｋＨｚの時には０．８７８、図１５の５ｋＨｚの時には０．９５６、図１６の７．５ｋＨｚの時には０．９６２となった。

なお、このときの諸元としては、小容量リアクタのインダクタンス値が０．５ｍＨ、小容量コンデンサの容量が１０μＦ、交流電源が２２０Ｖ（５０Ｈｚ）、インバータ運転周波数が５７Ｈｚ（ここではモータの極数は２極のため、インバータ運転周波数とモータ速度指令値は等しい）、交流電源における入力電力が９００Ｗである。

ここで、例えば予め設定した交流電源力率値が０．９である場合には、キャリア周波数を３．３ｋＨｚ〜５ｋＨｚの間に設定すれば良いことになり、最終的には予め設定した交流電源力率値（この場合は０．９）を満足しつつ、最もキャリア周波数が低くなるように決定する。

以上により、予め設定された交流電源力率値を満足することが可能となり、必要最小限のキャリア周波数を設定することにより、インバータ損失を必要最小限に抑制することが可能となる。

（実施の形態６）
図１７に、上記のインバータ制御装置を利用した空気調和機の構成例を示す。同図に示すように、空気調和機は、上記のインバータ制御装置１００を用いており、さらに、電動圧縮機８２に加えて、室内ユニット９２、室外ユニット９５及び四方弁９１からなる冷凍サイクルを備えている。室内ユニット９２は室内送風機９３と室内熱交換器９４とから構成され、また室外ユニット９５は室外熱交換器９６、室外送風機９７及び膨張弁９８より構成される。

電動圧縮機８２はインダクションモータ４により駆動され、インダクションモータ４はインバータ制御装置１００により駆動される。冷凍サイクル中は熱媒体である冷媒が循環する。冷媒は電動圧縮機８２により圧縮され、室外熱交換器９６にて室外送風機９７からの送風により室外の空気と熱交換され、また室内熱交換器９４にて室内送風機９３からの送風により室内の空気と熱交換される。

なお、上記の実施形態ではインダクションモータについて説明を行なったが、本発明はその他のモータについても適用可能なものであることは言うまでもない。

本発明は、小型・軽量・低コストのモータ駆動用インバータ制御装置を提供し、空気調和機等に使用されるモータの制御装置として有用である。

本発明の第1の実施形態を示すインダクションモータ駆動用インバータ制御装置のシステム構成図 本発明の第１の実施形態におけるＰＮ電圧補正手段の第１のモードを示す図 本発明の第１の実施形態におけるＰＮ電圧補正手段の第２のモードを示す図 本発明の第１の実施形態における動作結果を示す図 本発明の第１の実施形態における動作時の電流方向を示す図 （ａ）本発明の第１の実施形態におけるＰＮ電圧補正手段の第１のモードの動作を示す図、及び（ｂ）本発明の第１の実施形態における第２のモードの動作を示す図 本発明の第１の実施形態におけるＰＮ電圧補正手段の第１のモードの動作結果を示す図 本発明の第１の実施形態におけるＰＮ電圧補正手段の第２のモードの動作結果を示す図 本発明の第２の実施形態における直流電圧基準値の特性を示す図 本発明の第２の実施形態における動作を示す図 本発明の第２の実施形態における動作結果を示す図 本発明の第３の実施形態におけるインダクションモータ駆動用インバータ制御装置の第１の動作結果を示す図 本発明の第３の実施形態におけるインダクションモータ駆動用インバータ制御装置の第２の動作結果を示す図 本発明の第５の実施形態におけるインダクションモータ駆動用インバータ制御装置の第１の動作結果を示す図 本発明の第５の実施形態におけるインダクションモータ駆動用インバータ制御装置の第２の動作結果を示す図 本発明の第５の実施形態におけるインダクションモータ駆動用インバータ制御装置の第３の動作結果を示す図 本発明の空気調和機の一実施形態を示す構成のブロック図。 一般的なインダクションモータ駆動用インバータ制御装置のシステム構成図 一般的なＶ／Ｆ制御パターンの一例を示す図 図１８のインダクションモータ駆動用インバータ装置における交流電源電流の高調波成分と交流電源周波数に対する次数との関係を示した線図 従来の直流電源装置図

符号の説明

１ 交流電源
２ 整流回路
３ インバータ
４ インダクションモータ
１１ 小容量リアクタ
１２ 小容量コンデンサ
１３ Ｖ／Ｆ制御パターン
１４ モータ電圧指令作成部
１５ ＰＮ電圧検出部
１６ ＰＮ電圧補正部
１７ モータ電圧指令補正部
１８ ＰＷＭ制御部
１９ 直流電圧基準値演算部

Claims (7)

1. 交流電源からの交流電力を直流電力に変換する整流回路と、その整流回路からの直流電力を所望の周波数、所望の電圧を持つ交流電力に変換しモータに供給するインバータとを含むインバータ制御装置であって、前記整流回路はダイオードブリッジと、前記ダイオードブリッジの交流入力側または直流出力側に接続される所定の小容量のリアクタとを含み、前記インバータの直流母線間には、前記モータの回生エネルギを吸収するための所定の小容量のコンデンサが設けられた、モータ駆動用のインバータ制御装置において、
   外部から与えられるモータの速度指令値に基づき、前記モータの各相電圧指令値を作成するモータ電圧指令作成手段と、
   前記インバータの直流電圧値を検出し直流電圧検出値として出力するＰＮ電圧検出手段と、
   前記インバータの直流電圧基準値を決定する直流電圧基準値演算手段と、
   前記直流電圧基準値を前記直流電圧検出値で除算することによりＰＮ電圧補正係数を導出するＰＮ電圧補正手段と、
   前記モータ電圧指令作成手段から得られる各相電圧指令値と、前記ＰＮ電圧補正手段の出力値であるＰＮ電圧補正係数とを乗算することにより各相電圧指令値の補正を行なうモータ電圧指令補正手段とを備え、
   前記ＰＮ電圧補正手段は、前記直流電圧検出値が前記直流電圧基準値以上の場合において使用されるモードであって前記ＰＮ電圧補正係数に１を設定する第１のモードと、前記ＰＮ電圧補正係数に、前記直流電圧基準値を前記直流電圧検出値で除算して得られた値をそのまま設定する第２のモードとを有する
   ことを特徴とするインバータ制御装置。
2. 前記直流電圧基準値演算手段で決定される直流電圧基準値は、外部から与えられるモータの速度指令値に応じて可変とすることを特徴とする、請求項１に記載のインバータ制御装置。
3. 交流電源周波数の偶数倍の周波数を持つ共振周波数を中心としてその前後に所定の周波数幅を持たせた周波数範囲内にインバータ運転周波数が定常的に固定されるのを回避するように、前記インバータ運転周波数を設定することを特徴とする、請求項１または２記載のインバータ制御装置。
4. 前記小容量リアクタと前記小容量コンデンサとの共振周波数を交流電源周波数の４０倍よりも大きくなるように前記小容量リアクタおよび前記小容量コンデンサの組み合わせを決定することを特徴とする、請求項１または２記載のインバータ制御装置。
5. 前記インバータが停止した際に上昇する前記直流電圧検出値の最大値が、前記インバータの周辺回路に含まれる電気素子の耐圧よりも小さくなるように前記小容量コンデンサの容量が決定されることを特徴とする、請求項１または２記載のインバータ制御装置。
6. 予め設定された交流電源力率値を満足するように前記インバータのキャリア周波数が決定されることを特徴とする、請求項１または２記載のインバータ制御装置。
7. 冷媒を圧縮する圧縮機と、
   前記圧縮機を駆動するためのモータと、
   整流回路からの直流電力を可変電圧、可変周波数の交流電力に変換して前記モータに供給する請求項１または２記載のインバータ制御装置と
   を備えたことを特徴とする空気調和機。

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