JP6176121B2 - 電力変換装置及び三相交流電源装置 - Google Patents
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Description
一方、三相インバータを用いることにより、直流電源の電圧を三相交流電圧に変換することもできる(例えば、特許文献1(図7)参照。)。
電力変換装置200は、コンデンサ202と、例えば3組の昇圧回路203と、DCバス204の電圧を平滑化する平滑回路205と、三相インバータ回路207と、3組のACリアクトル208〜210及びコンデンサ211〜213とを備えている。平滑回路205は、耐電圧性能確保のため2直列、容量確保のため6並列に、コンデンサ206を接続して成るものである。この平滑回路全体としての容量は、例えば数mFである。
これは、直流電源から入力される直流電圧を、三相交流電圧に変換する電力変換装置であって、前記直流電源から入力される直流電圧を、三相交流の中性点に対する第1相に出力すべき交流波形の電圧に変換する第1相変換装置と、前記直流電源から入力される直流電圧を、前記中性点に対する第2相に出力すべき交流波形の電圧に変換する第2相変換装置と、前記直流電源から入力される直流電圧を、前記中性点に対する第3相に出力すべき交流波形の電圧に変換する第3相変換装置と、前記第1相変換装置、前記第2相変換装置、及び、前記第3相変換装置を制御する制御部と、を備え、
前記第1相変換装置、前記第2相変換装置及び前記第3相変換装置の各々は、絶縁トランスを含むDC/DCコンバータ及び平滑用のコンデンサを有し、前記制御部が前記DC/DCコンバータを制御することにより、入力される直流電圧を、出力すべき交流波形の絶対値に相当する脈流波形を含む電圧に変換する第1変換部と、前記第1変換部より後段に設けられ、フルブリッジインバータを有し、前記制御部が前記フルブリッジインバータを制御することにより、前記脈流波形を含む電圧を1周期ごとに極性反転して前記交流波形の電圧に変換する第2変換部と、を備えている。
前記第1相変換装置、前記第2相変換装置及び前記第3相変換装置の各々は、絶縁トランスを含むDC/DCコンバータ及び平滑用のコンデンサを有し、前記制御部が前記DC/DCコンバータを制御することにより、入力される直流電圧を、出力すべき交流波形の絶対値に相当する脈流波形を含む電圧に変換する第1変換部と、前記第1変換部より後段に設けられ、フルブリッジインバータを有し、前記制御部が前記フルブリッジインバータを制御することにより、前記脈流波形を含む電圧を1周期ごとに極性反転して前記交流波形の電圧に変換する第2変換部と、を備えている。
本発明の実施形態の要旨としては、少なくとも以下のものが含まれる。
前記第1相変換装置、前記第2相変換装置及び前記第3相変換装置の各々は、絶縁トランスを含むDC/DCコンバータ及び平滑用のコンデンサを有し、前記制御部が前記DC/DCコンバータを制御することにより、入力される直流電圧を、出力すべき交流波形の絶対値に相当する脈流波形を含む電圧に変換する第1変換部と、前記第1変換部より後段に設けられ、フルブリッジインバータを有し、前記制御部が前記フルブリッジインバータを制御することにより、前記脈流波形を含む電圧を1周期ごとに極性反転して前記交流波形の電圧に変換する第2変換部と、を備えている。
この場合、交流波形の基になる(1/2)周期の波形は全て第1変換部によって生成され、第2変換部は出力する交流波形の周波数の2倍の周波数で極性反転のみを行う。すなわち、第2変換部は、高周波のスイッチングを伴うインバータ動作を行わない。そのため、第2変換部の出力側にACリアクトルは不要となり、ACリアクトルによる損失を排除することができる。
この場合、ゼロクロス近傍での波形の歪みを防止し、かつ、損失低減の効果も十分に確保することができる。例えば、「所定の割合」を18%未満にすると、ゼロクロス近傍での僅かな歪みが残る可能性がある。35%より大きくすると、第2変換部2における高周波のインバータ動作期間が長くなるので、その分、損失低減の効果が薄れる。
この場合、スイッチングに伴う高周波の電圧変動は除去しつつ、所望の脈流波形を得ることができる。
前記第1相変換装置、前記第2相変換装置及び前記第3相変換装置の各々は、絶縁トランスを含むDC/DCコンバータ及び平滑用のコンデンサを有し、前記制御部が前記DC/DCコンバータを制御することにより、入力される直流電圧を、出力すべき交流波形の絶対値に相当する脈流波形を含む電圧に変換する第1変換部と、前記第1変換部より後段に設けられ、フルブリッジインバータを有し、前記制御部が前記フルブリッジインバータを制御することにより、前記脈流波形を含む電圧を1周期ごとに極性反転して前記交流波形の電圧に変換する第2変換部と、を備えている。
この場合も、(1)の電力変換装置と同様の作用効果を奏する。
以下、発明の実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。
図1は、第1実施形態に係る三相交流電源装置500を示す回路図である。三相交流電源装置500は、電力変換装置100Pと、例えば蓄電池からなる直流電源5とを備え、三相交流負荷6に接続される。
この変換装置100は、入力される直流電圧VDCを、交流波形の目標電圧である交流電圧VACに変換して出力する。なお、変換装置100は、交流から直流への変換も可能であるが、ここでは、主として直流から交流への変換に着目して説明する(第2実施形態及び第3実施形態においても同様である。)。
DC/DCコンバータ10は、入力側から順に、4つのスイッチング素子Q1,Q2,Q3,Q4によって構成されるフルブリッジ回路11と、絶縁トランス12と、4つのスイッチング素子Q5,Q6,Q7,Q8によって構成される整流回路13とを備え、これらは図示のように接続されている。
上記スイッチング素子Q1〜Q12は、制御部3によって制御される。スイッチング素子Q1〜Q12としては、例えばIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)やFET(Field Effect Transistor)を用いることができる。
さらに、DCバスLBに接続されるスイッチング素子Q5〜Q12及び平滑用のコンデンサ14は、耐電圧性能の低いものでも使用できるようになる。スイッチング素子は耐電圧性能が低い方が、オン抵抗が低いため、導通損を低減することができる。
図3は、フルブリッジ回路11に対するゲート駆動パルスを示す図である。図中、二点鎖線で示す波形が、目標電圧である交流電圧VACである。ゲート駆動パルスの周波数は、交流電圧VACの周波数(50又は60Hz)に比べて格段に高周波(例えば20kHz)であるため、個々のパルスは描けないが、交流波形の絶対値のピークでパルス幅が最も広くなり、絶対値が0に近づくほど狭くなる。
また、第1変換部1のコンデンサ14は、高周波の電圧変動のみ平滑化すればよく、低周波の脈流波形は平滑化しない。従って、低容量(例えば10μFや22μF)のコンデンサを使用することができる。
制御部3は、各相の変換装置(第1変換装置,第2変換装置,第3変換装置)100を、これらが出力する交流波形の位相が相互に(2/3)πずれるように制御する。これにより、電力変換装置100Pは、三相交流電圧を三相交流負荷6に対して印加し、交流電力を供給することができる。
なお、前述のように、変換装置100は、交流から直流への変換にも使用可能である。但し、この場合は、スイッチング素子Q9,Q10の相互接続点からコンデンサ22までの電路にACリアクトル(後述する第2実施形態におけるACリアクトル23(図9)と同じ。)を挿入することが好ましい。
この場合、ACリアクトルはコンデンサ22と共に、フィルタ回路(ローパスフィルタ)を構成する。図2において、交流側から給電する場合には、第2変換部2は「整流回路」となり、第1変換部1の整流回路13が「インバータ」となる。この「インバータ」が発生する高周波成分は、上記のフィルタ回路の存在により交流側には漏出しない。
図8は、第2実施形態に係る三相交流電源装置500を示す回路図である。三相交流電源装置500は、電力変換装置100Pと、例えば蓄電池からなる直流電源5とを備え、三相交流負荷6に接続される。
また、図9は、図8における1相分の変換装置100の内部回路を、より詳細に示す図である。
以上のような損失の低減により、変換装置100の変換効率を向上させることができ、しかも、より滑らかな交流波形の出力を得ることができる。
図14は、第3実施形態に係る三相交流電源装置及び電力変換装置における、1相分の変換装置100の回路図である。ここでは、図8に対応する図は省略する。すなわち、図8における変換装置100を、図14の変換装置100に入れ替えたものが、第3実施形態に係る三相交流電源装置及び電力変換装置である。
また、第2変換部2のフルブリッジインバータ21を構成するスイッチング素子Q9,Q12に対するゲート駆動パルス、及び、スイッチング素子Q10,Q11に対するゲート駆動パルスは、それぞれ、第2実施形態と同様に、図12の(b)、(c)に示すものとなる。
こうして、第2実施形態と同様に、図13の(b)に示すような、ほぼ目標電圧通りの交流波形が得られる。
なお、上記各実施形態では、電力変換装置100Pを三相交流負荷6に接続する場合について説明したが、かかる電力変換装置100Pを、単相負荷や電力系統に接続することも可能である。
また、図1又は図8では、3組の変換装置100に対して共通の直流電源5から直流電圧を入力する構成とした。このように共通の直流電源を使用することができるのは、絶縁トランス12を用いる変換装置100の利点でもある。しかしながら、共通の直流電源を使用することに限定される訳ではなく、複数の変換装置に対して個別に直流電源を設けてもよい。
2 第2変換部
3 制御部
4 コンデンサ
5 直流電源
5s 電圧センサ
6 三相交流負荷
6p 相負荷
6s 電圧センサ
9 電圧センサ
10 DC/DCコンバータ
11 フルブリッジ回路
11A プッシュプル回路
12 絶縁トランス
12p 1次側巻線
13 整流回路
14 コンデンサ
15 DCリアクトル
21 フルブリッジインバータ
22 コンデンサ
23 ACリアクトル
100 変換装置
100P 電力変換装置
500 三相交流電源装置
LB DCバス
N 中性点
Q1〜Q12,Qa,Qb スイッチング素子
Claims (4)
- 直流電源から入力される直流電圧を、三相交流電圧に変換する電力変換装置であって、
前記直流電源から入力される直流電圧を、三相交流の中性点に対する第1相に出力すべき交流波形の電圧に変換する第1相変換装置と、
前記直流電源から入力される直流電圧を、前記中性点に対する第2相に出力すべき交流波形の電圧に変換する第2相変換装置と、
前記直流電源から入力される直流電圧を、前記中性点に対する第3相に出力すべき交流波形の電圧に変換する第3相変換装置と、
前記第1相変換装置、前記第2相変換装置、及び、前記第3相変換装置を制御する制御部と、を備え、
前記第1相変換装置、前記第2相変換装置及び前記第3相変換装置の各々は、
絶縁トランスを含むDC/DCコンバータ及び平滑用のコンデンサを有し、前記制御部が前記DC/DCコンバータを制御することにより、入力される直流電圧を、出力すべき交流波形の絶対値に相当する脈流波形を含む電圧に変換する第1変換部と、
前記第1変換部より後段に設けられ、フルブリッジインバータを有し、前記制御部が前記フルブリッジインバータを制御することにより、前記脈流波形を含む電圧を1周期ごとに極性反転して前記交流波形の電圧に変換する第2変換部と、を備え、
前記制御部は、前記第1変換部の出力する電圧が、前記脈流波形の波高値に対して所定の割合以下となる期間内にあるとき、前記フルブリッジインバータを、高周波でインバータ動作させることにより、前記期間内の前記交流波形の電圧を生成する、電力変換装置。 - 前記所定の割合とは、18%〜35%である請求項1に記載の電力変換装置。
- 前記コンデンサは、前記第1変換部におけるスイッチングによる高周波の電圧変動を平滑化するが、前記脈流波形は平滑化しない程度の容量を有する請求項1又は請求項2に記載の電力変換装置。
- 直流電源と、
前記直流電源から入力される直流電圧を、三相交流の中性点に対する第1相に出力すべき交流波形の電圧に変換する第1相変換装置と、
前記直流電源から入力される直流電圧を、前記中性点に対する第2相に出力すべき交流波形の電圧に変換する第2相変換装置と、
前記直流電源から入力される直流電圧を、前記中性点に対する第3相に出力すべき交流波形の電圧に変換する第3相変換装置と、
前記第1相変換装置、前記第2相変換装置、及び、前記第3相変換装置を制御する制御部と、を備え、
前記第1相変換装置、前記第2相変換装置及び前記第3相変換装置の各々は、
絶縁トランスを含むDC/DCコンバータ及び平滑用のコンデンサを有し、前記制御部が前記DC/DCコンバータを制御することにより、入力される直流電圧を、出力すべき交流波形の絶対値に相当する脈流波形を含む電圧に変換する第1変換部と、
前記第1変換部より後段に設けられ、フルブリッジインバータを有し、前記制御部が前記フルブリッジインバータを制御することにより、前記脈流波形を含む電圧を1周期ごとに極性反転して前記交流波形の電圧に変換する第2変換部と、を備え、
前記制御部は、前記第1変換部の出力する電圧が、前記脈流波形の波高値に対して所定の割合以下となる期間内にあるとき、前記フルブリッジインバータを、高周波でインバータ動作させることにより、前記期間内の前記交流波形の電圧を生成する、三相交流電源装置。
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