CN102217182B - 电力变换装置 - Google Patents

Abstract

对第1直流电源(1)连接中性点钳位方式的三相三电平逆变器(3)，对该三相三电平逆变器(3)的各相交流输出线分别串联连接单相逆变器(4)，经由平滑滤波器(6)向负载(7)输出三相三电平逆变器(3)与各单相逆变器(4)的输出电压之和。输出控制装置(13)对三相三电平逆变器(3)进行控制，以使三相三电平逆变器(3)的各相相对于半周期输出1脉冲的主电压脉冲(21a)，对各单相逆变器(4)进行PWM控制，以使向负载(7)的各相输出电压成为各相各不同2π/3的相位并且具有相同的波高值的正弦波。

Description

电力变换装置

技术领域

本发明涉及将直流电力变换为交流电力的电力变换装置，尤其涉及将太阳电池等具有寄生(stray)静电电容的直流电源的直流电力变换为三相输出的交流电力而输出到负载的电力变换装置。

背景技术

在以往的电力变换装置中，示出如下的太阳光发电用电力变换装置：将来自太阳电池的直流电力变换为三相输出的交流电力，与将一相接地的三相系统相互连接而将交流电力传送给该系统。

上述太阳光发电用电力变换装置具有：3组半桥逆变器，连接于太阳电池的输出端子之间，由2个串联开关元件构成；单相逆变器，分别与上述半桥逆变器的各交流输出线串联连接；2个串联电容器，对太阳电池的电压进行分压，其中，将各单相逆变器的各输出端连接于3相系统的各相。而且，半桥逆变器在半周期中运行1脉冲，各单相逆变器进行PWM控制以补充来自系统电压的不足量，并以半桥逆变器与单相逆变器的输出和向系统输出。因此，能够降低半桥逆变器的输入直流电压，并且不需要基于大电压来进行PWM控制，能够降低开关损耗，并且还能够降低输出滤波器的容量(例如，参照专利文献1)。

专利文献1：国际公开2008-102552号公报

发明内容

在如上所述的以往的电力变换装置中，与太阳电池相连接的逆变器中使用三相二电平逆变器，并在逆变器工作过程中，直流电源母线电位发生变动。另一方面，在系统中有将V相、中点接地的配线，如果发生直流电源母线电位的变动，则由于直流电源的寄生静电电容和其电位变动而在寄生静电电容与系统的接地点的路径上产生零相电流。由于该零相电流而发生如下问题：漏电切断器工作而装置停止。

本发明是为了解决上述那样的问题点而作成的，其目的在于提供一种装置结构小型且低成本、变换效率高的电力变换装置，抑制经由直流电源的寄生静电电容的零相电流，防止漏电切断器的误动作。

本发明的电力变换装置具备：三相三电平逆变器，连接于第1直流电源的正负端子之间；1个或者多个单相逆变器，分别串联连接于该三相三电平逆变器的各相交流输出线；以及控制装置，该电力变换装置经由平滑滤波器向负载输出所述三相三电平逆变器的输出电压与所述各单相逆变器的输出电压的总和。作为所述单相逆变器的直流输入电源的第2直流电源的电压比所述三相三电平逆变器的1个电平的电压小。并且，所述控制装置对所述三相三电平逆变器进行控制，以使所述三相三电平逆变器的各相相对于向所述负载的各相输出电压的半周期输出1脉冲的电压而作为主电压脉冲，并且对所述三相三电平逆变器输出的所述主电压脉冲的脉冲宽度进行控制，以使所述各单相逆变器的半周期或者1周期的输出电力收支成为0，所述控制装置对所述各单相逆变器进行PWM控制，将向所述负载的各相输出电压控制为成为如下正弦波，该正弦波以从所述第1直流电源的基准电位具有零或者一定的直流电位的点为基准，各相各不同2π/3的相位并且具有相同的波高值。

本发明的电力变换装置能够高精度地实现成为如下正弦波的输出电压控制：该正弦波以第1直流电源的规定的直流电位点为基准，各相各不同2π/3的相位并且具有相同波高值，能够消除第1直流电源的母线电位的变动。因此，能够设成在三相输出的中性电位与第1直流电源的一方的电位之间不具有交流分量的装置结构，能够抑制经由第1直流电源的寄生静电电容流动的零相电流，能够防止漏电切断器的误动作。

另外，由于组合三相三电平逆变器和单相逆变器而进行输出，所以三相三电平逆变器的输入直流电压可以低，也不需要基于大电压的PWM控制。因此，能够成为装置结构小型且低成本且变换效率高的电力变换装置。

附图说明

图1是示出本发明的实施方式1的电力变换装置的结构的图。

图2是说明本发明的实施方式1的三相逆变器电路的动作的电压波形图。

图3是说明本发明的实施方式1的三相逆变器电路的动作的电压波形图。

图4是说明本发明的实施方式1的三相逆变器电路的动作的电压波形图。

图5是说明本发明的实施方式1的三相逆变器电路的动作的电压波形图。

图6是本发明的实施方式2的三相逆变器电路的动作的比较例的波形图。

图7是说明本发明的实施方式2的三相逆变器电路的动作的波形图。

图8是示出本发明的实施方式4的电力变换装置的结构的图。

图9是说明本发明的实施方式4的三相逆变器电路的动作的电压波形图。

图10是示出本发明的实施方式5的电力变换装置的结构的图。

图11是说明本发明的实施方式5的三相逆变器电路的动作的比较例的电压波形图。

图12是说明本发明的实施方式5的三相逆变器电路的动作的比较例的电压波形图。

图13是说明本发明的实施方式5的三相逆变器电路的动作的电压波形图。

图14是说明本发明的实施方式5的三相逆变器电路的动作的电压波形图。

图15是示出本发明的实施方式6的电力变换装置的结构的图。

图16是说明本发明的实施方式6的三相逆变器电路的动作的图。

图17是示出本发明的实施方式7的电力变换装置的结构的图。

图18是示出本发明的实施方式8的电力变换装置的结构的图。

具体实施方式

实施方式1.

以下，基于附图说明本发明的实施方式1的电力变换装置。

图1是示出本发明的实施方式1的电力变换装置的结构的图。电力变换装置具备：作为主电路的三相逆变器电路1；以及输出控制装置13。三相逆变器电路1将来自第1直流电源2的直流电力变换为三相交流电力而输出到负载7，第1直流电源2是在与地线之间具有寄生静电电容17的太阳电池等直流电源。负载7在负载接地点16处被接地。

三相逆变器电路1包括：三相三电平逆变器3，以第1直流电源2的电压为母线电压；单相逆变器4，分别与三相三电平逆变器3的各相交流输出线串联连接；三相的平滑滤波器6，连接于单相逆变器4的后级，由未图示的电抗器以及电容器构成。

三相三电平逆变器3的各相由4个半导体开关元件8和2个钳位二极管9构成，该半导体开关元件8分别由逆并联连接有二极管的IGBT等构成。另外，在三相三电平逆变器3中，作为对第1直流电源2进行分压的2个串联的电容器，具备第1串联电容器10和第2串联电容器11，第1串联电容器10与第2串联电容器11的连接点连接于各相的2个钳位二极管9的连接点。即，第1串联电容器10与第2串联电容器11的连接点成为作为对第1直流电源2的电压进行二分割的电位点的中性点，构成各相的上下各支路的2个半导体开关元件8的连接点被钳位于中性点电位。

各单相逆变器4具备由4个半导体开关元件构成的全桥逆变器12和作为对电压进行保持的第2直流电源的直流电容器5。各相的单相逆变器4的输出电压被重叠于三相三电平逆变器3的各相的输出电压，将三相三电平逆变器3的输出电压与各单相逆变器4的输出电压的电压和经由平滑滤波器6输出到负载7。

另外，各单相逆变器4的直流电容器5的电压被设定为比第1直流电源2的电压的1/2(或者，第1、第2串联电容器10、11的电压)小。即，直流电容器5的电压比三相三电平逆变器3的1个电平的电压小。另外，在图1中，为了方便起见，在3个各单相逆变器4中，只图示了1相的电路结构，并省略了其它相的电路结构。

通过从能够基于CPU、DSP、FPGA等进行运算的输出控制装置13输出的三相三电平逆变器控制信号14和单相逆变器控制信号15对三相三电平逆变器3以及各单相逆变器4进行驱动控制。

基于图2～图5所示的电压波形，下面说明如上那样构成的三相逆变器电路1的动作。波形的电位是以作为第1串联电容器10与第2串联电容器11的连接点的中性点为基准的电位。

在图2中示出三相逆变器电路1所输出的1相的例如作为U相的电压指令的相电压指令20、以及三相三电平逆变器3的U相所输出的电压波形(三相三电平逆变器电压21)。另外，相电压指令20是在各相各不同2π/3的相位并且具有相同波高值的正弦波。

由第1直流电源2输出的直流电压被充电到第1串联电容器10与第2串联电容器11的串联体。对第1直流电源2、第1串联电容器10以及第2串联电容器11的电压进行检测，并将各检测电压值传送到输出控制装置13。

根据来自输出控制装置13的三相三电平逆变器控制信号14，三相三电平逆变器3的各相将第1串联电容器10以及第2串联电容器11的直流电压作为输入电压，相对于相电压指令20以半周期1脉冲的比例输出与第1串联电容器10的电压值、第2串联电容器11的电压值的各电压值(或者，第1直流电源2的电压的1/2的电压值)相当的波高值，此时为200V的电压脉冲。下面将对半周期1脉冲的电压脉冲称为主电压脉冲21a。在此，在相电压指令20的1周期中，在该相电压指令20的正侧输出1脉冲的主电压脉冲21a，在负侧输出1脉冲的主电压脉冲21a。以单相逆变器4的半周期(或者1周期)的电力收支成为0的方式输出该主电压脉冲21a，对于其控制将在下面详细描述。

图3示出单相逆变器4的输出电压指令(单相逆变器电压指令22)。该单相逆变器电压指令22是从三相逆变器电路1的相电压指令20中减去各相的三相三电平逆变器电压21而得到的。各单相逆变器4根据来自输出控制装置13的单相逆变器控制信号15以补偿三相逆变器电路1所要求的相电压指令20与三相三电平逆变器3的各相的输出电压之差的方式被高频PWM控制并进行输出。并且，各单相逆变器4在该PWM控制中，被控制为向负载7的各相输出电流成为正弦波。

图4示出各相的单相逆变器4的单相逆变器电压指令，22a是U相单相逆变器电压指令，22b是V相单相逆变器电压指令，22c是W相单相逆变器电压指令。在该情况下，波形峰值是±125V，为了输出该电压指令的电压，各单相逆变器4的母线电压需要125V以上。

各相的单相逆变器4的输出电压被重叠于三相三电平逆变器3的各相的输出电压，将三相三电平逆变器3的输出电压与各单相逆变器4的输出电压的电压和经由平滑滤波器6输出到负载7。在图5中示出三相三电平逆变器3的输出电压与各单相逆变器4的输出电压的电压和即三相逆变器电路1的各相输出电压。23表示各相输出电压，24表示各相输出电压23的平均电压波形。

向负载7的各相输出电压波形24成为与各相的相电压指令20相同的电压波形，即，成为如下正弦波，该正弦波以作为第1串联电容器10与第2串联电容器11的连接点的中性点的电位为基准，各相各不同2π/3的相位并且具有相同波高值。

接着，参照图2，下面说明三相三电平逆变器3的主电压脉冲21a的输出控制以及单相逆变器4的电力收支。

如上所述，以单相逆变器4的半周期或者1周期的电力收支成为0的方式输出主电压脉冲21a。由于单相逆变器4以补偿相电压指令20与三相三电平逆变器3的各相的输出电压之差的方式进行输出，所以三相三电平逆变器3通过主电压脉冲21a输出与根据相电压指令20输出的电力相等的电力即可。

在对输出电流的相位进行控制以使得与输出电压的相位一致(功率因素为1的运行)的情况下，如果假设相电压指令20的峰值电压为Vp，输入到三相逆变器电路1的直流电压(在此，第1直流电源2的电压、或者第1串联电容器10的电压与第2串联电容器11的电压之和)的1/2为Ed，则Vp用下式(1)表示。其中，θ1(0＜θ1＜π/2)是主电压脉冲21a上升的相位。

$\mathrm{Vp}=4\×\frac{1}{\mathrm{\π}}{\∫}_{\mathrm{\θ}1}^{\frac{\mathrm{\π}}{2}}\mathrm{Ed}\×\sin \mathrm{\θd\θ}$

$=\frac{4\mathrm{Ed}}{\mathrm{\π}}\×\cos \mathrm{\θ}1$ …式(1)

根据上述式(1)，主电压脉冲21a上升的相位θ1成为以下式(2)。

$\mathrm{\θ}1={\cos }^{-1}\left(\frac{\mathrm{\π}\·\mathrm{Vp}}{4\·\mathrm{Ed}}\right)$ …式(2)

这样运算出的在相位(nπ+θ1)处上升的脉冲宽度为(π-2θ1)的电压脉冲成为主电压脉冲21a。在输出控制装置13中，进行以上运算，并将基于运算结果的三相三电平逆变器控制信号14送给三相三电平逆变器3，对三相三电平逆变器3进行输出控制。另外，在上述运算中，运算出了主电压脉冲21a上升的相位θ1，但确定该相位θ1相当于确定脉冲宽度(π-2θ1)。

在该实施方式中，在与第1直流电源2连接的逆变器中使用了三相三电平逆变器3，并将三相逆变器电路1的整体控制成输出如下正弦波，该正弦波以作为第1串联电容器10与第2串联电容器11的连接点的中性点的电位为基准，各相各不同2π/3的相位并且具有相同波高值。在这样的结构中，中性点电位变得稳定，不会发生第1直流电源2的母线电位的变动，能够高精度地实现能得到所期望的电压波形的输出电压控制，三相的输出电压合计成为0。因此，在三相输出的中性电位与第1直流电源2的一方的电位之间不具有交流分量，能够抑制经由第1直流电源2的寄生静电电容17而流动的零相电流。通常在配设于负载7的前级的漏电切断器中，零相电流被检测为漏电电流，但由于能够抑制零相电流，所以能防止漏电切断器的误操作，由于能够降低漏电电流，所以三相逆变器电路1的电力变换效率提高。

另外，由于三相逆变器电路1输出基于三相三电平逆变器3的输出电压与各单相逆变器4的输出电压之和的电压，所以能输出比作为三相逆变器电路1的直流输入电压的第1直流电源2的电压高的电压。并且，由于三相三电平逆变器3的各相在半周期中运行1脉冲，所以几乎不发生开关损耗。以高频被进行PWM控制的单相逆变器4的直流电压被选定为比较小的值，所以基于PWM控制的开关损耗少，平滑滤波器6的容量也小，所以优选。因此，三相逆变器电路1成为小型且低成本而且变换效率高的装置结构。

另外，在该实施方式中，三相逆变器电路1被控制为各单相逆变器4的半周期或者1周期的电力收支成为0，所以可以设为各单相逆变器4的直流电容器5不具有从外部接受和向外部送出电力的直流电源的简单的结构。

实施方式2.

在上述实施方式1中，三相三电平逆变器3以通过主电压脉冲21a输出与根据相电压指令20输出的电力相等的电力的方式确定了主电压脉冲21a的脉冲宽度(或者上升相位)，但是也可以通过其它方法确定脉冲宽度。在该实施方式中，运算单相逆变器4的半周期或者1周期的电力累计值，并以该电力累计值成为0的方式求出主电压脉冲21a的脉冲宽度。

下面基于图6、图7说明三相三电平逆变器3的主电压脉冲21a的脉冲宽度与单相逆变器4的输出电力的关系。图6示出单相逆变器4的半周期的电力累计值成为正的比较例的情况，图7示出与图6的情况相比扩大主电压脉冲21a的脉冲宽度，将单相逆变器4的半周期的电力累计值设为0的情况。另外，为了方便起见，只图示出半周期的波形。

如图6(a)、图7(a)所示，相对于三相逆变器电路1的各相输出电压波形24，三相三电平逆变器3在半周期中输出1脉冲的主电压脉冲21a。

并且，如图6(b)、图7(b)所示，单相逆变器4通过PWM控制输出平均的电压22d，以得到三相三电平逆变器3的主电压脉冲21a与各相输出电压波形24之差的电压波形。例如，在三相三电平逆变器3为太阳光功率调节器时，多数情况下向负载7的输出电流的功率因素为1。在功率因素为1时，输出电流25的电流波形成为与各相输出电压波形24相同相位的正弦波。

并且，作为输出电压22d与输出电流25之积的单相逆变器4的输出电力26成为图6(c)、图7(c)所示的波形。在图6(c)中，单相逆变器4的输出电力26的半周期的累计值成为正，所以单相逆变器4的直流电容器5在外部需要电源。在图7(c)中，扩大主电压脉冲21a的脉冲宽度，在该情况下，单相逆变器4的负的输出电力26增加，半周期的电力累计值成为零。

在该实施方式中，以单相逆变器4的半周期或者1周期的电力累计值成为0的方式确定主电压脉冲21a的脉冲宽度。由于以各单相逆变器4的半周期或者1周期的电力收支成为0的方式进行控制，所以可以设为各单相逆变器4的直流电容器5不具有从外部接受或向外部送出电力的直流电源的简单的结构。

实施方式3.

在上述实施方式1，2中，以单相逆变器4的半周期或者1周期的电力收支成为0的方式确定了主电压脉冲21a的脉冲宽度。在该实施方式中，示出对主电压脉冲21a的脉冲宽度进行微调整的例子。在该情况下，为了对各单相逆变器4的各直流电容器5的电压进行测量，具备各电压检测器32(参照图10)。

首先，与上述实施方式1、2同样地，以单相逆变器4的半周期或者1周期的电力收支成为0的方式确定主电压脉冲21a的脉冲宽度而对三相逆变器电路1进行输出控制。在该输出控制中，如果由于任意原因，例如输入直流电压的突变、负载7的突变等而单相逆变器4的电力收支的平衡被破坏，则单相逆变器4的直流电容器5的电压发生变动。

各电压检测器32对各单相逆变器4的各直流电容器5的电压进行检测，将检测出的各直流电容器5的电压值传送到输出控制装置13。在输出控制装置13中，当直流电容器5的电压值大于预先设定的基准值时，使对应的相的主电压脉冲21a的脉冲宽度变窄，小于基准值时使脉冲宽度变宽，对三相三电平逆变器3进行控制以使直流电容器5的电压值接近基准值。

如在上述实施方式2中说明那样，如果将主电压脉冲21a的脉冲宽度变窄，则单相逆变器4的半周期或者1周期的电力累计值增大，如果将主电压脉冲21a的脉冲宽度变宽，则单相逆变器4的半周期或者1周期的电力累计值减少。因此，在直流电容器5的电压值大于基准值时，通过将对应的相的主电压脉冲21a的脉冲宽度变窄来使单相逆变器4的电力累计值增大，从而使直流电容器5的电压变小。另外，在直流电容器5的电压值小于基准值时，通过将对应的相的主电压脉冲21a的脉冲宽度变宽来使单相逆变器4的电力累计值减少，从而使直流电容器5的电压变大。

如上所述，通过对三相三电平逆变器3所输出的主电压脉冲21a的脉冲宽度进行调整来进行反馈控制，以使各单相逆变器4的直流电容器5的电压成为基准值。由此，各单相逆变器4的半周期或者1周期的电力收支能可靠地被控制为0。因此，能够防止单相逆变器4的输出电压不足、直流电容器5的过充电以及因过充电而产生的单相逆变器4的绝缘破坏等，能够得到稳定的输出的三相逆变器电路1。

实施方式4.

接着，基于附图说明本发明的实施方式4的电力变换装置。

图8是示出本发明的实施方式4的电力变换装置的结构的图。在该实施方式的三相逆变器电路1中，对三相三电平逆变器3的各相交流输出线分别串联连接多台(在该情况下为2台)单相逆变器4、4a。各相2台单相逆变器4、4a具有同样的结构，为了方便起见，只图示出了1个单相逆变器4的电路结构，省略了其它单相逆变器的电路结构。

并且，根据从能基于CPU、DSP、FPGA等进行运算的输出控制装置13a输出的三相三电平逆变器控制信号14、单相逆变器控制信号15、15a，对三相三电平逆变器3以及各单相逆变器4、4a进行驱动控制。

其它结构与在上述实施方式1的图1中示出的结构相同。

接着，说明动作。

三相三电平逆变器3的各相与上述实施方式1同样地，相对于相电压指令20以半周期1脉冲的比例输出主电压脉冲21a。以单相逆变器4的半周期(或者1周期)的电力收支成为0的方式确定该主电压脉冲21a的脉冲宽度而进行输出。

各单相逆变器4、4a以补偿在三相逆变器电路1中要求的相电压指令20与三相三电平逆变器3的各相的输出电压之差的方式被高频PWM控制而进行输出。在该情况下，在各相中，用2台单相逆变器4、4a的输出电压之和来补偿相电压指令20与三相三电平逆变器3的各相的输出电压之差。并且，各单相逆变器4、4a在该PWM控制中被控制为其输出电流成为正弦波。

各相的2台单相逆变器4、4a的输出电压被重叠于三相三电平逆变器3的各相的输出电压，将三相三电平逆变器3的输出电压与各单相逆变器4、4a的输出电压的电压和经由平滑滤波器6输出到负载7。

在图9中示出作为三相三电平逆变器3的输出电压与2台单相逆变器4、4a的输出电压的电压和的三相逆变器电路1的各相输出电压。23a表示各相输出电压，24表示各相输出电压23的平均电压波形。在该情况下，串联连接的2台单相逆变器4、4a例如通过将载波的相位错开180°来错开开关的定时来进行输出。

向负载7的各相输出电压波形24与上述实施方式1同样地，成为与各相的相电压指令20相同的电压波形，即成为如下正弦波，该正弦波以作为第1串联电容器10与第2串联电容器11的连接点的中性点的电位为基准，各相各不同2π/3的相位并且具有相同波高值。

在该实施方式中，也与上述实施方式1同样地，中性点电位变得稳定，不会发生第1直流电源2的母线电位的变动，能够高精度地实现能得到所期望的电压波形的输出电压控制，三相的输出电压合计成为0。因此，在三相输出的中性电位与第1直流电源2的一个电位之间不具有交流分量，能够抑制经由第1直流电源2的寄生静电电容17流动的零相电流。

另外，由于对三相三电平逆变器3的各相交流输出线分别串联连接多台(在该情况下为2台)单相逆变器4、4a，所以能降低各单相逆变器4、4a所输出的电压，开关损耗降低。另外，如果增加单相逆变器4、4a的串联数，则即使降低载波的频率也可以，开关损耗进一步降低。

另外，在串联连接的2台单相逆变器4、4a之中，1台单相逆变器4在半周期中进行几脉冲以下的输出，而仅对其它单相逆变器4a进行高频PWM控制而进行输出。此时，也可以将进行PWM控制的单相逆变器4a的直流电压设为比单相逆变器4的直流电压低。

实施方式5.

接着，基于附图说明本发明的实施方式5的电力变换装置。

图10是示出本发明的实施方式5的电力变换装置的结构的图。在该实施方式中，具有：为了测量第1串联电容器10的电压而并联设置的电压检测器30；为了测量第2串联电容器11的电压而并联设置的电压检测器31；以及为了测量各单相逆变器4的各直流电容器5的电压而设置的各电压检测器32。在这些电压检测器30～32中检测出的电压值30a～32a被传送到输出控制装置13，输出控制装置13根据检测出的电压值30a～32a，对三相三电平逆变器3以及各单相逆变器4进行控制。

其它结构与在上述实施方式1的图1中示出的结构相同。

在上述实施方式1中，三相三电平逆变器3在半周期中只示出1脉冲的主电压脉冲21a，但在该实施方式5中，三相三电平逆变器3进行不同的动作。图11～图14是示出用于说明实施方式5的三相逆变器电路1的动作的电压波形的图。波形的电位是以作为第1串联电容器10与第2串联电容器11的连接点的中性点为基准的电位。另外，图11、图12中示出比较例，图13、图14是实施方式5的三相逆变器电路1的电压波形。

在假设与上述实施方式1同样地进行了动作的情况下，在图11中示出三相逆变器电路1的相电压指令20(各相输出电压波形24)和三相三电平逆变器3的各相所输出的电压波形(三相三电平逆变器电压21)。在相电压指令20的正侧输出的主电压脉冲21a的电压是第1串联电容器10的电压值30a，在相电压指令20的负侧输出的主电压脉冲21a的电压(绝对值)是第2串联电容器11的电压值31a。在该情况下，示出了：与在图2中示出的通常情况相比，第1直流电源2的电压变高，第1、第2串联电容器10，11的电压值30a、31a变高的情况。

如上所述，由于以单相逆变器4的半周期或者1周期的电力收支成为0的方式确定了主电压脉冲21a的脉冲宽度，所以如果三相三电平逆变器3的直流输入电压变大，则如图所示，脉冲宽度变窄。

在三相三电平逆变器3的各相输出图11所示的三相三电平逆变器电压21的情况下，在图12中示出单相逆变器4的输出电压指令(单相逆变器电压指令22)。该单相逆变器电压指令22是从三相逆变器电路1的相电压指令20中减去三相三电平逆变器电压21而得到的。

单相逆变器4需要产生3相逆变器电路1的相电压指令20与三相三电平逆变器电压21的差电压，但如果第1、第2串联电容器10、11的电压值30a、31a变高而主电压脉冲21a的脉冲宽度变窄，则该差电压增大。因此，如图所示，在主电压脉冲21a的上升沿部分的附近以及下降沿部分的附近的期间，要求超过单相逆变器4的输出电压阈值35的电压36。另外，输出电压阈值35的大小是单相逆变器4的直流电容器5的电压值32a。

图13是示出本实施方式的单相逆变器4的输出电压指令(单相逆变器电压指令37)的图，图14示出该实施方式的三相三电平逆变器3的各相所输出的电压波形(三相三电平逆变器电压)。

由于单相逆变器4不能输出如图12所示那样的超过输出电压阈值35的电压36，所以在要求超过输出电压阈值35的电压36的期间中，如图14所示那样，让三相三电平逆变器3承担单相逆变器4的输出电压的不足量。即，在主电压脉冲21a的上升沿部分的附近以及下降沿部分的附近的期间，三相三电平逆变器3输出作为基于PWM控制的电压的部分PWM电压38，以输出通过单相逆变器4的输出电压不足的电压量。

另外，部分PWM电压38与第1、第2串联电容器10、11的电压值30a、31a以及直流电容器5的电压值32a相应地进行输出。即，第1、第2串联电容器10、11的电压不那么高、或者直流电容器5的电压充分高，从而只通过三相三电平逆变器3的主电压脉冲21a与单相逆变器4的输出电压的组合就能够得到正弦波的电压波形的情况下，采用与上述实施方式1同样的控制，必要时，切换到输出部分PWM电压38的控制。

如上那样，在该实施方式中，在三相三电平逆变器3的各相在半周期中输出1脉冲的主电压脉冲21a的上升沿部分的附近以及下降沿部分的附近的期间能输出部分PWM电压38。因此，即使第1直流电源2的电压增加而第1、第2串联电容器10，11的电压增加，也能够得到与相电压指令20相同的正弦波的电压波形。因此，中性点电位变得稳定，不发生第1直流电源2的母线电位的变动，能够更稳定地高精度地得到所期望的电压波形。因此，能够稳定且可靠地实现经由第1直流电源2的寄生静电电容17流动的零相电流的抑制。

另外，在上述实施方式中，作为三相三电平逆变器3输出部分PWM电压38的期间，说明了单相逆变器4要求超过输出电压阈值35的电压36的期间，但实际上带有富余地如以下那样进行控制。即，在从直流电容器5的电压值32a中减去相电压指令20(各相输出电压波形)与仅由主电压脉冲21a构成的三相三电平逆变器电压21的差电压的绝对值而得到的值成为规定值以下的期间，输出部分PWM电压38。由此能够从单相逆变器4可靠地输出相电压指令20(各相输出电压波形)与仅由主电压脉冲21a构成的三相三电平逆变器电压21的差电压，能得到与相电压指令20相同的正弦波的电压波形。

另外，在该实施方式中，也以上述各单相逆变器的半周期或者1周期的输出电力收支成为0的方式，对上述三相三电平逆变器3输出的主电压脉冲21a的脉冲宽度以及部分PWM电压38的输出期间进行控制。

进而，与上述实施方式3同样地，也可以对三相三电平逆变器3的电压输出期间进行微调整来进行反馈控制，以使得各单相逆变器4的直流电容器5的电压成为基准值。在该情况下，三相三电平逆变器3的电压输出期间由主电压脉冲21a的脉冲宽度以及部分PWM电压38的输出期间构成，在直流电容器5的电压值大于基准值时，使三相三电平逆变器3的对应相的电压输出期间变短，在小于基准值时使电压输出期间变长。

由此，在切换只对主电压脉冲21a的控制与产生部分PWM电压38的控制时等，即使各单相逆变器4的半周期或者1周期的电力收支偏离0的情况下，也能够进行迅速地返回到0的控制。因此，能够防止单相逆变器4的输出电压不足、直流电容器5的过充电以及因过充电而引起的单相逆变器4的绝缘破坏等，能够得到稳定输出的三相逆变器电路1。

实施方式6.

接着，基于附图说明本发明的实施方式6的电力变换装置。

图15是示出本发明的实施方式6的电力变换装置的结构的图。在该实施方式中，在三相逆变器电路1中设置使第1直流电源2的电压升压的升压电路40，将升压电路40的输出电压作为三相三电平逆变器3的直流输入电压。升压电路40例如由电抗器41、被连接于第1直流电源2的高压侧母线与低压侧母线之间的开关42、以及使一方向的电流流过而对第1、第2串联电容器10、11进行充电的二极管43构成。

其它结构与在上述实施方式5的图10中示出的结构相同，与上述实施方式5同样地对三相三电平逆变器3和各单相逆变器4进行控制。

在第1直流电源2例如是太阳电池那样的利用自然能量的电源的情况下，由于气象变化等而输出电压经常变化。在太阳电池中，早晚、有云时，输出电压下降。三相三电平逆变器3能输出的交流电压是由作为三相三电平逆变器3的母线电压值的第1串联电容器10的电压值30a和第2串联电容器11的电压值31a来确定的。

图16是示出第1直流电源2的电压与三相三电平逆变器3输出的主电压脉冲21a的脉冲宽度的关系的图。将向负载7的输出电压设为三相且200Vrms。如图16所示，在第1直流电源电压是比256.51V低的电压时，通过升压电路40升压至256.51V。如果第1直流电源电压成为256.51V以上，则使主电压脉冲21a的脉冲宽度变窄，如果成为362.7V以上则切换到输出部分PWM电压38的控制。

在该实施方式中，通过升压电路40使第1直流电源2的电压升压，将成为三相三电平逆变器3的直流输入电压的第1串联电容器10的电压值30a和第2串联电容器11的电压值31a提高至能输出所期望的交流电压的电压。因此，从第1直流电源2低的电压能进行三相逆变器电路1的波形输出，三相逆变器电路1的可动作范围扩大。

另外，在该实施方式中，使用了在上述实施方式5中示出的控制，但也可以应用上述实施方式1～4的各实施方式。

实施方式7.

接着，基于图17说明本发明的实施方式7的电力变换装置。

如图17所示，在三相逆变器电路1的各相输出与负载7之间，串联连接具有三相逆变器电路1所输出的电荷量以上的静电电容的电容器44，第1直流电源2的输出端子的低压侧在接地点45处与地线连接。其它结构与在上述实施方式1的图1中示出的结构相同，但也可以应用于其它上述各实施方式。

在将第1直流电源2接地的情况下，三相逆变器电路1的各相的输出电压是以第1直流电源2的电压的1/2的电压值或者第2串联电容器11的电压值为中性点电位而进行输出，所以输出加了其直流电压量的波形。在该实施方式中，由于在各相中具备电容器44，所以由这些电容器44切断直流分量而向负载7只输出交流分量。由于如上那样切断向负载7输出的直流电压分量，所以能输出到成为负载7的系统而与系统相互联系。

实施方式8.

接着，基于图18说明本发明的实施方式8的电力变换装置。

如图18所示，在三相逆变器电路1与负载7之间，配置能绝缘的绝缘变压器46，第1直流电源2的输出端子的低压侧在接地点45处与地线连接。该绝缘变压器46可以具有基于匝数比的一般性的升压功能。在该情况下，零相电流路径被绝缘变压器46而切断，所以不会流过零相电流。

在将第1直流电源2接地的情况下，三相逆变器电路1的各相的输出电压以第1直流电源2的电压的1/2的电压值或者第2串联电容器11的电压值为中性点电位而输出，所以输出加了其直流电压量的波形。在该实施方式中，由于具有绝缘变压器46，所以通过绝缘变压器46而直流分量被切断，只将交流分量输出到负载7。由于如上那样切断向负载7输出的直流电压分量，所以向成为负载7的系统输出而与系统相互联系。另外，如果通过绝缘变压器46而进行升压，则能够输出高的交流电压。

Claims (10)

1.一种电力变换装置，其特征在于，具备：三相三电平逆变器，连接于第1直流电源的正负端子之间；单相逆变器，对于该三相三电平逆变器的各相交流输出线的每一条，分别串联连接有1个或者多个单相逆变器；以及控制装置，其中，

该电力变换装置经由平滑滤波器向负载输出所述三相三电平逆变器的输出电压与所述各单相逆变器的输出电压的总和，

用直流电容器构成作为所述单相逆变器的直流输入电源的第2直流电源，该第2直流电源的电压比所述三相三电平逆变器的1个电平的电压小，

所述控制装置对所述三相三电平逆变器进行控制，以使所述三相三电平逆变器的各相相对于向所述负载的各相输出电压的半周期输出1脉冲的电压而作为主电压脉冲，并且对所述三相三电平逆变器输出的所述主电压脉冲的脉冲宽度进行控制，以使所述各单相逆变器的半周期或者1周期的输出电力收支成为0，所述控制装置对所述各单相逆变器进行PWM控制，将向所述负载的各相输出电压控制为成为如下正弦波，该正弦波以从所述第1直流电源的基准电位具有零或者一定的直流电位的点为基准，各相各不同2π／3的相位并且具有相同的波高值，

所述控制装置在所述各单相逆变器的所述第2直流电源的电压值大于基准值时，使对应的相的所述主电压脉冲的脉冲宽度变窄，在所述第2直流电源的电压值小于基准值时，使对应的相的所述主电压脉冲的脉冲宽度变宽。

2.一种电力变换装置，其特征在于，具备：三相三电平逆变器，连接于第1直流电源的正负端子之间；单相逆变器，对于该三相三电平逆变器的各相交流输出线的每一条，分别串联连接有1个或者多个单相逆变器；以及控制装置，其中，

该电力变换装置经由平滑滤波器向负载输出所述三相三电平逆变器的输出电压与所述各单相逆变器的输出电压的总和，

用直流电容器构成作为所述单相逆变器的直流输入电源的第2直流电源，该第2直流电源的电压比所述三相三电平逆变器的1个电平的电压小，

所述控制装置对所述三相三电平逆变器进行控制，以使所述三相三电平逆变器的各相相对于向所述负载的各相输出电压的半周期输出1脉冲的电压而作为主电压脉冲，在所述主电压脉冲的上升沿部分的附近以及下降沿部分的附近的期间，对所述三相三电平逆变器进行PWM控制，并且对所述三相三电平逆变器输出的所述主电压脉冲的脉冲宽度以及基于所述PWM控制的电压输出期间进行控制，以使所述各单相逆变器的半周期或者1周期的输出电力收支成为0，

所述控制装置对所述各单相逆变器进行PWM控制，将向所述负载的各相输出电压控制为成为如下正弦波，该正弦波以从所述第1直流电源的基准电位具有零或者一定的直流电位的点为基准，各相各不同2π／3的相位并且具有相同的波高值，

所述控制装置在所述各单相逆变器的所述第2直流电源的电压值大于基准值时，使对应的相的所述三相三电平逆变器的电压输出期间变短，在所述第2直流电源的电压值小于基准值时，使对应的相的所述三相三电平逆变器的电压输出期间变长。

3.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，

具备2个串联的电容器，该2个串联的电容器对作为所述三相三电平逆变器的直流输入的所述第1直流电源的电压进行分压，

所述三相三电平逆变器是具有对所述2个串联的电容器的中间点的电位进行固定的钳位二极管的中性点钳位式逆变器。

4.根据权利要求2所述的电力变换装置，其特征在于，

具备2个串联的电容器，该2个串联的电容器对作为所述三相三电平逆变器的直流输入的所述第1直流电源的电压进行分压，

所述三相三电平逆变器是具有对所述2个串联的电容器的中间点的电位进行固定的钳位二极管的中性点钳位式逆变器。

5.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，

所述控制装置对所述各单相逆变器进行PWM控制，以使向所述负载的各相输出电流成为正弦波。

6.根据权利要求2所述的电力变换装置，其特征在于，

所述控制装置对所述各单相逆变器进行PWM控制，以使向所述负载的各相输出电流成为正弦波。

7.根据权利要求2所述的电力变换装置，其特征在于，

所述控制装置对所述三相三电平逆变器进行PWM控制的期间是：从所述第2直流电源的电压值减去向所述负载的各相输出电压与所述主电压脉冲的相电压的差电压的绝对值而得到的值成为规定值以下的期间。

8.根据权利要求1～6中的任一项所述的电力变换装置，其特征在于，

使所述第1直流电源的输出端子的一方进行接地，在所述各单相逆变器与所述负载之间串联连接电容器，切断向所述负载输出的各相的直流电压分量。

9.根据权利要求1～6中的任一项所述的电力变换装置，其特征在于，

设置使所述第1直流电源的电压升压的升压电路，将该升压电路的输出电压作为所述三相三电平逆变器的直流输入。

10.根据权利要求1～6中的任一项所述的电力变换装置，其特征在于，

在所述负载的前级设置绝缘变压器，经由该绝缘变压器向所述负载输出交流电力。