CN105637752A - 双向绝缘型dc/dc变换器以及使用该双向绝缘型dc/dc变换器的智能网络 - Google Patents

双向绝缘型dc/dc变换器以及使用该双向绝缘型dc/dc变换器的智能网络 Download PDF

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Abstract

在该双向绝缘型DC/DC变换器中，减小2个直流电压(Ea、Eb)中量值较高的直流电压所对应的交流基波电压(Va或Vb)的脉冲宽度(α或β)，使交流基波电压(Va和Vb)的有效值一致后，根据要流入的电流值及方向，设定交流基波电压(Va、Vb)的相位差(θ)。因此，即使在2个直流电压(Ea、Eb)之差发生较大变动的情况下，也能够稳定地供应接受直流电力。

Description

双向绝缘型DC/DC变换器以及使用该双向绝缘型DC/DC变换器的智能网络
技术领域
本发明涉及一种双向绝缘型DC/DC变换器以及使用该双向绝缘型DC/DC变换器的智能网络，尤其是涉及一种包括通过绝缘型变压器耦合的2个逆变器的双向绝缘型DC/DC变换器以及使用该双向绝缘型DC/DC变换器的智能网络。
背景技术
包括多个直流电力系统的智能网络需要从直流电力有剩余的直流电力系统中将直流电力供应给直流电力不足的直流电力系统。此外，各直流电力系统中直流电力有时会有剩余有时会出现不足，直流电压会产生变动。因此，需要在各2个直流电力系统之间设置双向绝缘型DC/DC变换器。
作为双向绝缘型DC/DC变换器，有包括通过绝缘型变压器耦合的2个逆变器的双向绝缘型DC/DC变换器(参照例如专利文献1(日本专利特开2010-124549号公报))。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2010-124549号公报
发明内容
发明所要解决的技术问题
但是，现有的双向绝缘型DC/DC变换器存在2个直流电力系统的直流电压之差发生较大变动时就无法稳定地供应接受直流电力的问题。
因此，本发明的主要目的在于提供一种双向绝缘型DC/DC变换器以及使用该双向绝缘型DC/DC变换器的智能网络，即使在2个直流电压之差发生较大变动的情况下，也能够稳定地供应接受直流电力。
解决技术问题所采用的技术方案
本发明所涉及的双向绝缘型DC/DC变换器是在第1及第2直流电路之间进行直流电力供应接受的双向绝缘型DC/DC变换器，包括：第1逆变器，其基于从第1直流电路接受的第1直流电压，生成第1交流基波电压；第2逆变器，其基于从第2直流电路接受的第2直流电压，生成频率与第1交流基波电压相同的第2交流基波电压；绝缘型变压器，其包含分别接受第1及第2交流基波电压且互相绝缘的初级绕组及次级绕组；脉冲宽度设定部，其基于第1及第2直流电压，对第1及第2交流基波电压中的至少任一个的脉冲宽度进行设定，使得第1及第2交流基波电压的电压差小于预先设定的值；相位差设定部，其对第1及第2交流基波电压的相位差进行设定，使得在第1及第2直流电路之间供应接受期望的直流电力；以及信号发生部，其基于脉冲宽度设定部及相位差设定部的设定结果，生成第1及第2逆变器的控制信号。
发明效果
本发明所涉及的双向绝缘型DC/DC变换器对第1及第2交流基波电压中的至少任一个的脉冲宽度进行设定，使得第1及第2交流基波电压的电压差小于规定值，并对第1及第2交流基波电压的相位差进行设定，使得在第1及第2直流电路之间供应接受期望的直流电力，基于设定结果，生成第1及第2逆变器的控制信号。因此，即使在2个直流电压之差发生较大变动的情况下，也能够沿期望的方向稳定地供应直流电力。
发明内容
附图说明
图1是表示本发明实施方式1的双向绝缘型DC/DC变换器的结构的框图。
图2是表示图1所示的逆变器的结构的电路图。
图3是表示图1所示的控制电路的主要部分的框图。
图4是用于说明图3所示的脉冲宽度设定部的动作的图。
图5是用于说明图3所示的脉冲宽度设定部的动作的其他图。
图6是表示图4及图5所示的2个交流基波电压的波形的图。
图7是用于说明图3所示的信号发生部的动作的图。
图8是用于说明图3所示的信号发生部的动作的其他图。
图9是用于说明图3所示的信号发生部的动作的另一其他图。
图10是表示本发明实施方式2的智能网络的结构的框图。
具体实施方式
[实施方式1]
图1是表示本发明实施方式1的双向绝缘型DC/DC变换器的结构的电路框图。在图1中，该双向绝缘型DC/DC变换器包括：正电压端子T1,T3、负电压端子T2,T4、电流检测器IS1,IS2、电压检测器VS1,VS2、电容器C1,C2、逆变器1,2、电抗器L1,L2、绝缘型变压器3、控制电路4、以及驱动器DR1,DR2。
直流电路5连接到端子T1、T2，直流电路6连接到端子T3、T4。例如，直流电路5包含生成直流电力的直流电源和由直流电力驱动的负载，直流电路6包含储存直流电力的储电装置。作为直流电源，包括太阳能发电机、风力发电机等。作为储电装置，包括LiPo(锂离子聚合物)电池、双电层电容器等。
直流电路5中直流电力有剩余时，双向绝缘型DC/DC变换器将剩余的直流电力供应给直流电路6；直流电路5中直流电力不足时，双向绝缘型DC/DC变换器将直流电路6的直流电力供应给直流电路5。此时，无论直流电路5的直流电压Ea和直流电路6的直流电压Eb高低如何，双向绝缘型DC/DC变换器都会进行直流电力的供应接受。
详细而言，绝缘型变压器3包含互相绝缘的初级绕组3a及次级绕组3b。初级绕组3a的匝数和次级绕组3b的匝数相同。初级绕组3a的一个端子经由电抗器L1，连接到逆变器1的交流端子1c，初级绕组3a的另一个端子连接到逆变器1的交流端子1d。次级绕组3b的一个端子经由电抗器L2，连接到逆变器2的交流端子2c，次级绕组3b的另一个端子连接到逆变器2的交流端子2d。
逆变器1的正电压端子1a经由电流检测器IS1，连接到正电压端子T1，逆变器1的负电压端子1b连接到负电压端子T2。电流检测器IS1检测在逆变器1及直流电路5之间流动的直流电流，并将表示该检测值的信号提供给控制电路4。电压检测器VS1检测逆变器1的端子1a、1b之间的直流电压Ea，并将表示该检测值的信号提供给控制电路4。
电容器C1连接在逆变器1的端子1a、1b之间，使端子1a、1b之间的直流电压Ea平滑及稳定。逆变器1由驱动器DR1的输出信号φ1、…控制，将正电压端子1a及负电压端子1b之间的直流电压Ea转换为交流基波电压Va，并输出到交流端子1c、1d之间。
逆变器2的正电压端子2a经由电流检测器IS2，连接到正电压端子T3，逆变器2的负电压端子2b连接到负电压端子T4。电流检测器IS2检测在逆变器2及直流电路6之间流动的直流电流，并将表示该检测值的信号提供给控制电路4。电压检测器VS2检测逆变器2的端子2a、2b之间的直流电压Eb，并将表示该检测值的信号提供给控制电路4。
电容器C2连接在逆变器2的端子2a、2b之间，使端子2a、2b之间的直流电压Eb平滑及稳定。逆变器2由驱动器DR2的输出信号φ11、…控制，将正电压端子2a及负电压端子2b之间的直流电压Eb转换为交流基波电压Vb，并输出到交流端子2c、2d之间。
控制电路4由例如微型计算机构成，基于电压检测器VS1、VS2及电流检测器IS1、IS2的输出信号，生成逆变器1、2的控制信号φ1、…。控制电路4基于电压检测器VS1、VS2的检测结果，对2个交流基波电压Va、Vb的脉冲宽度α、β进行设定，使得由逆变器1、2生成的交流基波电压Va、Vb的有效值一致。此外，控制电路4对2个交流基波电压Va、Vb的相位差θ进行设定，使得期望的直流电力从选自直流电路5、6中的一个直流电路流入另一个直流电路。再者，控制电路4基于所设定的脉冲宽度α、β及相位差θ，生成逆变器1、2的控制信号φ1、…。
驱动器DR1放大逆变器1的控制信号φ1、…，并供应给逆变器1。驱动器DR2放大逆变器2的控制信号φ11、…，并供应给逆变器2。
图2是表示逆变器1、2的结构的电路图。在图2中，逆变器1包含IGBT(InsulatedGateBipolarTransistor，绝缘栅双极型晶体管)Q1～Q4以及二极管D1～D4。IGBTQ1、Q2的集电极均连接到正电压端子1a，其栅极分别接收控制信号φ1、φ2，其发射极分别连接到交流端子1c、1d。IGBTQ3、Q4的集电极分别连接到交流端子1c、1d，其栅极分别接收控制信号/φ1、/φ2，其发射极均连接到负电压端子1b。二极管D1～D4分别反并联连接到IGBTQ1～Q4。
控制信号φ1、/φ1、φ2、/φ2分别为PWM(PulseWidthModulation，脉冲宽度调制)信号，是规定频率(例如10KHz)的矩形波信号。控制信号/φ1、/φ2分别为控制信号φ1、φ2的反转信号。因此，IGBTQ1和Q3不会同时导通，IGBTQ2和Q4不会同时导通。
IGBTQ1、Q4导通时，电流经由IGBTQ1、电抗器L1、初级绕组3a及IGBTQ4，从正电压端子1a流入负电压端子1b。此外，IGBTQ2、Q3导通时，电流经由IGBTQ2、初级绕组3a、电抗器L1及IGBTQ3，从正电压端子1a流入负电压端子1b。因此，利用控制信号φ1、/φ1、φ2、/φ2控制IGBTQ1～Q4的导通/截止，从而能够向初级绕组3a供应交流电力。
同样，逆变器2包含IGBTQ11～Q14以及二极管D11～D14。IGBTQ11、Q12的集电极均连接到正电压端子2a，其栅极分别接收控制信号φ11、φ12，其发射极分别连接到交流端子2c、2d。IGBTQ13、Q14的集电极分别连接到交流端子2c、2d，其栅极分别接收控制信号/φ11、/φ12，其发射极均连接到负电压端子2b。二极管D11～D14分别反并联连接到IGBTQ11～Q14。
控制信号φ11、/φ11、φ12、/φ12分别为PWM信号，是频率(例如10KHz)和控制信号φ1、/φ1、φ2、/φ2相同的矩形波信号。控制信号/φ11、/φ12分别为控制信号φ11、φ12的反转信号。因此，IGBTQ11和Q13不会同时导通，IGBTQ12和Q14不会同时导通。
IGBTQ11、Q14导通时，电流经由IGBTQ11、电抗器L2、次级绕组3b及IGBTQ14，从正电压端子2a流入负电压端子2b。此外，IGBTQ12、Q13导通时，电流经由IGBTQ12、次级绕组3b、电抗器L2及IGBTQ13，从正电压端子2a流入负电压端子2b。因此，利用控制信号φ11、/φ11、φ12、/φ12控制IGBTQ11～Q14的导通/截止，从而能够向次级绕组3a供应交流电力。
此外，通过使交流基波电压Va、Vb的有效值一致，并控制交流基波电压Va、Vb的相位差θ，从而能够经由逆变器1、2，将直流电力自直流电路5供应给直流电路6，或者经由逆变器2、1，将直流电力自直流电路6供应给直流电路5。
图3是表示控制电路4中与控制信号φ1、/φ1、φ2、/φ2、φ11、/φ11、φ12、/φ12的生成相关联的部分的框图。但是，图3中示出的是将直流电力自直流电路5供应给直流电路6时所使用的部分。另外，将直流电力自直流电路6供应给直流电路5时，可以通过例如切换电路对电压检测器VS1、VS2进行切换，并对电流检测器IS1、IS2进行切换。
在图3中，控制电路4包含脉冲宽度设定部10、电压指令部11、减法器12,14、电压控制器13、电流控制器15、以及信号发生部16。脉冲宽度设定部10基于电压检测器VS1检测出的端子T1、T2之间的直流电压Ea和电压检测器VS2检测出的端子T3、T4之间的直流电压Eb，对交流基波电压Va、Vb的脉冲宽度α、β(rad)进行设定，使得从逆变器1、2输出的交流基波电压Va、Vb的有效值一致。
这里，针对对交流基波电压Va、Vb的脉冲宽度α、β(rad)进行设定，使得交流基波电压Va、Vb的有效值一致的理由进行说明。图4(a)～(d)是表示交流基波电压Va和Vb的关系的图。在图4(a)～(d)中，ΔV是Va和Vb的电压差。I是根据Va和Vb的电压差ΔV而流动的电流。VA、VB分别是Va、Vb的有效值。
如图4(a)(b)所示，VA＝VB时，交流基波电压Va、Vb和电流I的角度较小，相对于Va、Vb两者，电流I的功率因数良好。但是，如果不对脉冲宽度α、β(rad)进行控制，将其维持为固定，则随着接受直流电力侧的交流基波电压(这里为Vb)有效值VB上升，ΔV朝向逆时针方向变化，功率因数变差。
例如，如图4(c)所示，VA＝100、VB＝120、θ＝10度时，交流基波电压Va、Vb和电流I的角度变大，相对于Va、Vb两者，电流I的功率因数变差。另外，如图4(d)所示，Ea＝100、Eb＝120、θ＝5度时，交流基波电压Va、Vb和电流I的角度进一步变大，相对于Va、Vb两者，电流I的功率因数进一步变差。
因此，VA、VB之差较大、θ较小时，会难以进行直流电力的供应接受。对此，本申请发明减小2个直流电压Ea、Eb中量值较高的直流电压(例如Eb)所对应的交流基波电压(此时为Vb)的脉冲宽度(此时为β)，使交流基波电压Va、Vb的有效值VA、VB一致。
另外，作为改善功率因数的方法，有图5(a)～(c)所示的3种方法。在本实施方式1中，如图5(a)所示，使VA＝VB，使Va的相位固定，使Vb的相位推后θ。这种情况下，Va、Vb和I的功率因数均为cos(θ/2)，良好。另外，使VA＝VB，使Va的相位提前θ/2，并使Vb的相位推后θ/2，当然也能获得相同的结果。
此外，要使Va和I的效率为1时，如图5(b)所示，在θ＝20度、VA＝100时，使VB＝100/cos(20)。另外，要使Vb和I的效率为1时，如图5(c)所示，在θ＝20度、VA＝100时，使VB＝100cos(20)。
图6(a)(b)是表示直流电压Ea和Eb不同时交流基波电压Va、Vb的波形的图。尤其是，图6(a)表示的是θ＝0的情况，图6(b)表示的是θ＞0的情况。交流基波电压Va、Vb用下式(1)(2)表示。另外，θ是Va和Vb的相位差(rad)。此外，如果将Va、Vb的频率设为f，则ωt＝2πft(rad)。
Va＝(4/π)Ea·sin(α/2)·sin(ωt+θ/2)…(1)
Vb＝(4/π)Eb·sin(β/2)·sin(ωt-θ/2)…(2)
如图6(a)(b)所示，Ea＞Eb时，β＝π，为了使Va的有效值和Vb的有效值一致，只需Eb＝Ea·sin(α/2)即可。因此，α＝2sin-1(Eb/Ea)。反之，Ea＜Eb时，α＝π，为了使Va的有效值和Vb的有效值一致，只需Ea＝Eb·sin(β/2)即可。因此，β＝2sin-1(Ea/Eb)。
具体而言，脉冲宽度设定部10根据x＝Eb/Ea、α＝2sin-1(x)计算α，并根据y＝Ea/Eb、β＝2sin-1(y)计算β。其中，设置限幅器以使x、y分别为1以下。
例如，如果Ea＝150、Eb＝100，则Eb/Ea＝2/3、Ea/Eb＝3/2，因此，x＝2/3、y＝1，α＝2sin-1(2/3)、β＝π。此外，如果Ea＝100、Eb＝150，则Eb/Ea＝3/2、Ea/Eb＝2/3，因此，x＝1、y＝2/3，α＝π、β＝2sin-1(2/3)。
此外，图6(b)表示的是θ＞0，Va的相位比Vb的相位提前的情况。如果θ＜0，则Vb的相位比Va的相位提前。
回到图3，电压指令部11生成直流电压Eb的目标电压EbT。减法器12求出目标电压EbT和利用电压检测器VS2检测出的直流电压Eb的偏差。电压控制器13生成与减法器12求出的EbT和Eb的偏差相应的量值的电流指令值IT。其中，该电流指令值IT被限幅器限制在规定值以下。
减法器14求出电压控制器13所生成的电流指令值IT和电流检测器IS2检测出的电流I的偏差。电流控制器15生成与减法器14求出的IT和I的偏差相应的量值的相位差θ。其中，该相位差θ被限幅器限制在规定值以下。
信号发生部16基于脉冲宽度设定部10所设定的脉冲宽度α、β和电流控制器15所生成的相位差θ，生成逆变器1的控制信号φ1、/φ1、φ2、/φ2和逆变器2的控制信号φ11、/φ11、φ12、/φ12。
接下来，对控制信号φ1、/φ1、φ2、/φ2、φ11、/φ11、φ12、/φ12的生成方法进行说明。图7(a)～(d)是表示θ＝0时控制信号φ1、/φ2的生成方法的时序图。生成具有交流基波电压Va的2倍频率的锯齿波信号ST。锯齿波信号ST在0和π之间振动，将锯齿波信号ST的一个周期设为π。
在控制信号φ1、/φ2均处于“H”电平的期间，交流基波电压Va为Ea。如果将Va＝Ea的角度宽度设为脉冲宽度α，则Va＝0的角度宽度为π-α。Va＝0期间的中心角度和锯齿波信号ST为π/2的角度一致。
此外，锯齿波信号ST和第1参考信号S1＝π/2+(π/2-α/2)在各周期中交叉。在奇数号周期中，ST和S1交叉时，控制信号φ1从“L”电平上升到“H”电平；在偶数号周期中，ST和S1交叉时，控制信号φ1从“H”电平下降到“L”电平。
此外，锯齿波信号ST和第2参考信号S2＝π/2+(-π/2+α/2)在各周期中交叉。在奇数号周期中，ST和S2交叉时，控制信号/φ2从“L”电平上升到“H”电平；在偶数号周期中，ST和S2交叉时，控制信号/φ2从“H”电平下降到“L”电平。
换言之，生成频率为交流基波电压Va的2倍的锯齿波信号ST和第1参考信号S1＝π/2+(π/2-α/2)及第2参考信号S2＝π/2+(-π/2+α/2)，基于ST和S1的交点，生成控制信号φ1，基于ST和S2的交点，生成控制信号/φ2即可。
图8(a)～(c)是表示α＝β＝π时控制信号φ1、φ11的生成方法的时序图。生成具有交流基波电压Va的2倍频率的锯齿波信号ST。锯齿波信号ST在0和π之间振动，将锯齿波信号ST的一个周期设为π。
相较于控制信号φ11，控制信号φ1的相位提前θ。将控制信号φ1为“H”电平，控制信号φ11为“L”电平时的角度宽度设为相位差θ。控制信号φ1为“H”电平，控制信号φ11为“L”电平时的角度宽度的中心角度和锯齿波信号ST为π/2的角度一致。
换言之，生成频率为交流基波电压Va的2倍的锯齿波信号ST和第1参考信号S1＝π/2+(-θ/2)及第3参考信号S3＝π/2+(θ/2)，基于ST和S1的交点，生成控制信号φ1，基于ST和S3的交点，生成控制信号φ11即可。
接下来，对一般情况下控制信号φ1、/φ1、φ2、/φ2、φ11、/φ11、φ12、/φ12的生成方法进行说明。生成上述锯齿波信号ST和下述第1～第4参考信号S1～S4。
S1＝π/2+(-θ/2+π/2-α/2)[rad]
S2＝π/2+(-θ/2-π/2+α/2)[rad]
S3＝π/2+(θ/2+π/2-β/2)[rad]
S4＝π/2+(θ/2-π/2+β/2)[rad]
基于ST和S1的交点，决定控制信号φ1的上升沿及下降沿。基于ST和S2的交点，决定控制信号/φ2的上升沿及下降沿。基于ST和S3的交点，决定控制信号φ11的上升沿及下降沿。基于ST和S4的交点，决定控制信号/φ12的上升沿及下降沿。例如，根据奇数号周期的交点决定上升沿，根据偶数号周期的交点决定下降沿。将控制信号φ1、/φ2、φ11、/φ12的反转信号分别设为控制信号/φ1、φ2、/φ11、φ12。
Eb＞Ea时，α/2＝π/2，将控制信号φ1、/φ1、φ2、/φ2各自的脉冲宽度α固定为π。Ea＞Eb时，β/2＝π/2，将控制信号φ11、/φ11、φ12、/φ12各自的脉冲宽度β固定为π。Ea＝Eb时，α/2＝β/2＝π/2，将控制信号φ1、/φ1、φ2、/φ2的脉冲宽度α固定为π，同时将控制信号φ11、/φ11、φ12、/φ12各自的脉冲宽度β固定为π。
图9(a)～(g)是表示Ea＞Eb时控制信号φ1、/φ2、φ11、/φ12的生成方法的时序图。生成上述锯齿波信号ST。由于Ea＞Eb，因此，β/2＝π/2，将控制信号φ11、/φ12各自的脉冲宽度β固定为π。由于β＝π，因此，S3＝S4＝π/2+θ/2。S1、S2如上所述。
如图9(a)所示，求出锯齿波信号ST和第1～第4参考信号S1～S4的交点。如图9(a)(b)所示，在ST和S1的奇数号交点处使控制信号φ1上升，在ST和S1的偶数号交点处使控制信号φ1下降。控制信号/φ1是控制信号φ1的反转信号。
如图9(a)(c)所示，在ST和S2的奇数号交点处使控制信号/φ2上升，在ST和S2的偶数号交点处使控制信号/φ2下降。控制信号φ2是控制信号/φ2的反转信号。
如图9(b)～(d)所示，在控制信号φ1、/φ2均为“H”电平时，交流基波电压Va为+Ea，在控制信号φ1、/φ2均为“L”电平时，交流基波电压Va为-Ea，在控制信号φ1、/φ2中的任一个为“H”电平而另一个为“L”电平时，交流基波电压Va为0V。
如图9(a)(e)所示，在ST和S3的奇数号交点处使控制信号φ11上升，在ST和S3的偶数号交点处使控制信号φ11下降。控制信号/φ11是控制信号φ11的反转信号。
如图9(a)(f)所示，在ST和S4的奇数号交点处使控制信号/φ12上升，在ST和S4的偶数号交点处使控制信号/φ12下降。控制信号φ12是控制信号/φ12的反转信号。
如图9(e)～(g)，在控制信号φ11、/φ12均为“H”电平时，交流基波电压Vb为+Ea，在控制信号φ11、/φ12均为“L”电平时，交流基波电压Vb为-Ea。由此，交流基波电压Va和Vb的有效值一致，功率因数维持为较高值。相较于交流基波电压Vb的相位，交流基波电压Va的相位提前θ，因此，将直流电力从逆变器1供应给逆变器2。
在本实施方式1中，减小直流电压Ea、Eb中量值较高的直流电压所对应的交流基波电压Va或Vb的脉冲宽度，使Va和Vb的有效值一致后，根据要流入的电流值及方向，设定交流基波电压Va、Vb的相位差θ。因此，即使在直流电压Ea、Eb发生较大变动的情况下，也能够稳定地在直流电路5、6之间供应接受直流电力。
具体为，即使直流电压Ea(或Eb)大幅度(例如-20％)低于额定值，直流电压Eb(或Ea)大幅度(例如+20％)高于额定值时，也能够将直流电力从直流电路5(或6)供应给直流电路6(或5)。
例如，在绝缘型变压器3的匝数比为1:1，直流电压Ea、Eb的额定值均为100V时，即使Ea降低为80V，Eb上升到120V，仍然能够将直流电力从Ea侧供应给Eb侧。另外，现有的常规绝缘型DC/DC变换器在Ea为100V、Eb为70～80V时，能够供应电力，但如果Eb高于80V便不能供应电力。
此外，在本实施方式1中，对于在直流电路5、6之间供应接受的直流电力，能够进行正负地线性控制，进而，能够在数msec以内的瞬间使电力流动方向反转。从而在2个电压变动幅度较大的直流电路5、6绝缘的状态下，能够顺利地实施双向电力交换，并且，由于接地的分离，确保了安全性并解决了EMI问题及耐压问题。
另外，在本实施方式1中，减小直流电压Ea、Eb中量值较高的直流电压所对应的交流基波电压Va或Vb的脉冲宽度α或β，使Va和Vb的有效值一致，但并不限定于此，也可以减小交流基波电压Va或Vb的脉冲宽度，使得Va和Vb的有效值之差在规定值以下。此外，还可以减小交流基波电压Va或Vb的脉冲宽度α或β，使得Va和Vb的有效值之差与Va或Vb的有效值之比在几％以下。
此外，在本实施方式1中，利用电压检测器VS1检测端子T1、T2之间的直流电压Ea，利用电压检测器VS2检测端子T3、T4之间的直流电压Eb，但并不限定于此，也可以通过其他方法检测直流电压Ea、Eb。例如，可经由信号变压器，将逆变器1、2的输出交流电压获取到控制电路4，并对获取的交流电压的波峰值进行取样，根据取样的波峰值间接地检测直流电压Ea、Eb。
另外，在本实施方式1中，设有2个电抗器L1、L2，可以除去2个电抗器L1、L2中的1个电抗器，如果绝缘型变压器3具有漏电感，则可以除去2个电抗器L1、L2。
此外，在本实施方式1中，在锯齿波信号ST的奇数号周期中，在锯齿波信号ST和参考信号S1～S4的交点处分别使控制信号φ1、/φ1、φ2、/φ2上升，在锯齿波信号ST的偶数号周期中，在锯齿波信号ST和参考信号S1～S4的交点处分别使控制信号φ1、/φ1、φ2、/φ2上升，但并不限定于此，也可以存储奇数号或偶数号周期中锯齿波信号ST和参考信号S1～S4的交点的相关信息，基于存储的信息，分别生成控制信号φ1、/φ1、φ2、/φ2。
例如，可以在锯齿波信号ST的奇数号周期中，在锯齿波信号ST和参考信号S1～S4的交点处分别使控制信号φ1、/φ1、φ2、/φ2上升，并对这些交点的相关信息进行存储，基于存储的信息，在锯齿波信号ST的偶数号周期中，分别使控制信号φ1、/φ1、φ2、/φ2下降。这种情况下，能够使交流基波电压Va、Vb各自的波形正负对称，从而能够防止绝缘型变压器3中发生偏磁。
[实施方式2]
图10是表示本发明实施方式2的智能网络的结构的框图。在图10中，该智能网络包括实施方式1中所说明的结构的双向绝缘型DC/DC变换器20和2个直流电力系统21、22。
直流电力系统21包含：商用交流电源30、太阳能发电机31、风力发电机32、PWM变换器33、转换器34,35、直流母线36、充放电控制用转换器37,38、LiPo电池39、双电层电容器40以及负载41。
商用交流电源30生成商用交流电力。PWM变换器33将来自商用交流电源30的商用交流电力转换为规定的直流电压Ea(例如300V)的直流电力，供应给直流母线36。此外，当商用交流电力不足时，PWM变换器33按商用频率将来自直流母线36的直流电力转换为规定电压的交流电力，供应给商用交流电源30。
太阳能发电机31将来自太阳的光能转换为直流电力。转换器34将太阳能发电机31所生成的直流电力转换为规定的直流电压Ea的直流电力，供应给直流母线36。风力发电机32将风力转换为直流电力。转换器35将风力发电机32所生成的直流电力转换为规定的直流电压Ea的直流电力，供应给直流母线36。
当直流电力系统21中直流电力有剩余时，充放电控制用转换器37从直流母线36中取出直流电力，并将直流电力储存在LiPo电池39中；当直流电力系统21中直流电力不足时，从LiPo电池39中取出直流电力，并供应给直流母线36。
当直流电力系统21中直流电力有剩余时，充放电控制用转换器38从直流母线36中取出直流电力，并将直流电力储存在双电层电容器40中；当直流电力系统21中直流电力不足时，从双电层电容器40中取出直流电力，并供应给直流母线36。
负载41是一般住宅、办公室、工厂设备、电动汽车充电设备等，会消耗来自直流母线36的直流电力。直流电力系统22的结构和直流电力系统21相同，包含被维持为规定的直流电压Eb(例如1000V)的直流母线23。
双向绝缘型DC/DC变换器20是在实施方式1中所说明的变换器，在直流母线36和23之间进行直流电力的供应接受。直流母线36包含分别连接到端子T1、T2的直流正母线及直流负母线。直流母线23包含分别连接到端子T3、T4的直流正母线及直流负母线。
双向绝缘型DC/DC变换器20减小直流电压Ea、Eb中量值较高的直流电压(本实施方式2中为Eb)所对应的交流基波电压Vb的脉冲宽度，使Va和Vb的有效值一致后，根据要流入的电流值及方向，设定交流基波电压Va、Vb的相位差θ。从直流电力系统21向直流电力系统22供应直流电力时，使Va的相位较Vb提前；从直流电力系统22向直流电力系统21供应直流电力时，使Vb的相位较Va提前。
例如，在直流电力系统21中，商用交流电源30发生故障，直流电力不足时，从直流电力系统22向直流电力系统21供应直流电力。因此，该智能网络还具有不间断电源系统的功能。
在本实施方式2中，在双向绝缘型DC/DC变换器20中耦合有2个直流电力系统21、22，因此，即使在直流电力系统21、22的直流电压Ea、Eb发生较大变动的情况下，也能够稳定地在直流电力系统21、22之间供应接受直流电力。
此次公开的实施方式在各个方面都仅为例示，并非对本发明做出限制。本发明的范围以权利要求书的内容为准，而不是以上述所说明的内容为准，包括和权利要求书相等的内容以及保护范围内的全部变更。
标号说明
T1、T3正电压端子；T2、T4负电压端子；IS1、IS2电流检测器；VS1、VS2电压检测器；C1、C2电容器；1、2逆变器；L1、L2电抗器；3绝缘型变压器；4控制电路；DR1、DR2驱动器；5、6直流电路；Q1～Q4、Q11～Q14IGBT；D1～D4、D11～D14二极管；10脉冲宽度设定部；11电压指令部；12、14减法器；13电压控制器；15电流控制器；16信号发生部；20双向绝缘型DC/DC变换器；21、22直流电力系统；30商用交流电源；31太阳能发电机；32风力发电机；33PWM变换器；34、35转换器；23、36直流母线；37、38充放电控制用转换器；39LiPo电池；40双电层电容器；41负载。

Claims (10)

1.一种双向绝缘型DC/DC变换器，是在第1及第2直流电路之间进行直流电力供应接受的双向绝缘型DC/DC变换器，包括：
第1逆变器，该第1逆变器基于从所述第1直流电路接受的第1直流电压，生成第1交流基波电压；
第2逆变器，该第2逆变器基于从所述第2直流电路接受的第2直流电压，生成频率与所述第1交流基波电压相同的第2交流基波电压；
绝缘型变压器，该绝缘型变压器包含分别接受所述第1及第2交流基波电压且互相绝缘的初级绕组及次级绕组；
脉冲宽度设定部，该脉冲宽度设定部基于所述第1及第2直流电压，对所述第1及第2交流基波电压中的至少任一个的脉冲宽度进行设定，使得所述第1及第2交流基波电压的电压差小于预先设定的值；
相位差设定部，该相位差设定部对所述第1及第2交流基波电压的相位差进行设定，使得在所述第1及第2直流电路之间供应接受期望的直流电力；以及
信号发生部，该信号发生部基于所述脉冲宽度设定部及所述相位差设定部的设定结果，生成所述第1及第2逆变器的控制信号。
2.如权利要求1所述的双向绝缘型DC/DC变换器，其特征在于，所述脉冲宽度设定部进行如下动作：
当所述第1直流电压高于所述第2直流电压时，减小所述第1交流基波电压的脉冲宽度，使得所述第1及第2交流基波电压的有效值一致；
当所述第2直流电压高于所述第1直流电压时，减小所述第2交流基波电压的脉冲宽度，使得所述第1及第2交流基波电压的有效值一致。
3.如权利要求2所述的双向绝缘型DC/DC变换器，其特征在于，
如果将所述第1及第2直流电压分别设为Ea、Eb，
将所述第1及第2交流基波电压的脉冲宽度分别设为α、β，则
当Ea＞Eb时，所述脉冲宽度设定部使α＝2sin-1(Eb/Ea)、β＝π，
当Eb＞Ea时，所述脉冲宽度设定部使α＝π、β＝2sin-1(Ea/Eb)，
以使得所述第1及第2交流基波电压的有效值一致。
4.如权利要求3所述的双向绝缘型DC/DC变换器，其特征在于，
如果将所述第1及第2交流基波电压的相位差设为θ，
则所述信号发生部生成
频率为所述第1及第2交流基波电压的2倍且从0到π变化的锯齿波信号、
第1参考信号S1＝π/2+(-θ/2+π/2-α/2)、
第2参考信号S2＝π/2+(-θ/2-π/2+α/2)、
第3参考信号S3＝π/2+(θ/2+π/2-β/2)、以及
第4参考信号S4＝π/2+(θ/2-π/2+β/2)，
基于所述锯齿波信号和所述第1及第2参考信号的交点，分别生成所述第1逆变器的第1及第2控制信号，
基于所述锯齿波信号和所述第3及第4参考信号的交点，分别生成所述第2逆变器的第3及第4控制信号。
5.如权利要求4所述的双向绝缘型DC/DC变换器，其特征在于，
所述信号发生部
在所述锯齿波信号的奇数号周期中的所述锯齿波信号和所述第1～第4参考信号的交点处，分别使所述第1～第4控制信号由第1逻辑电平变化为第2逻辑电平；
在所述锯齿波信号的偶数号周期中的所述锯齿波信号和所述第1～第4参考信号的交点处，分别使所述第1～第4控制信号由所述第2逻辑电平变化为所述第1逻辑电平。
6.如权利要求4所述的双向绝缘型DC/DC变换器，其特征在于，
所述信号发生部
在所述锯齿波信号的奇数号周期中的所述锯齿波信号和所述第1～第4参考信号的交点处，分别使所述第1～第4控制信号由第1逻辑电平变化为第2逻辑电平，并存储这些交点的相关信息；
基于存储的信息，在所述锯齿波信号的偶数号周期中，使所述第1～第4控制信号由所述第2逻辑电平变化为所述第1逻辑电平。
7.如权利要求1至6中任一项所述的双向绝缘型DC/DC变换器，其特征在于，
还包括第1及第2电压检测器，该第1及第2电压检测器分别检测所述第1及第2直流电压，
所述脉冲宽度设定部基于所述第1及第2电压检测器的检测结果，设定所述第1及第2交流基波电压各自的脉冲宽度。
8.如权利要求1至7中任一项所述的双向绝缘型DC/DC变换器，其特征在于，
还包括第1电抗器和第2电抗器中的至少任一个电抗器，所述第1电抗器的一个端子接受所述第1交流基波电压，另一个端子连接到所述第1绕组的一个端子，
所述第2电抗器的一个端子接受所述第2交流基波电压，另一个端子连接到所述第2绕组的一个端子。
9.一种智能网络，包括：
权利要求1至8中任一项所述的双向绝缘型DC/DC变换器、以及
所述第1及第2直流电路，
所述第1及第2直流电路分别是第1及第2直流电力系统。
10.如权利要求9所述的智能网络，其特征在于，所述第1及第2直流电力系统分别包含：
直流母线，该直流母线连接到所述第1或第2端子；
直流电源，该直流电源将直流电力供应给所述直流母线；
负载，该负载由来自所述直流母线的直流电力驱动；以及
储电装置，该储电装置连接到所述直流母线，储存直流电力。
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