CN109196766B - 双向绝缘型dc/dc转换器及智能电网 - Google Patents

Abstract

双向绝缘型DC/DC转换器(1)具备第1单相三电平逆变器(INV‑A)、第2单相三电平逆变器(INV‑B)、绝缘型变压器(3)。第1单相三电平逆变器(INV‑A)基于从第1直流电路(5)接受的第1直流电压，在输出端子(1a、1b)间生成交流电压(VA)。第2单相三电平逆变器(INV‑B)基于从第2直流电路(6接受的第2直流电压，在输出端子(2a、2b)之间生成第2交流电压(VB)。绝缘型变压器3包括从输出端子(1a、1b)接受第1交流电压(VA)的初级绕组(3a)和从输出端子(2a、2b)接受第2交流电压(VB)的次级绕组(3b)。

Description

双向绝缘型DC/DC转换器及智能电网

技术领域

本发明涉及双向绝缘型DC/DC转换器及具备该转换器的智能电网。

背景技术

在具备多个直流电力系统的智能电网中，需要从直流电力有剩余的直流电力系统向直流电力不足的直流电力系统供给直流电力。另外，在直流电力系统中，存在直流电力剩余时和不足时，因此直流电压发生变动。

为了不受直流电压的变动的影响而稳定地供给直流电力，提出了在2个直流电源系统之间设置双向绝缘型DC/DC转换器的结构。作为双向绝缘型DC/DC转换器，有具备通过绝缘型变压器而结合的2个逆变器的结构(例如，参照非专利文献1及2)。

现有技术文献

非专利文献

非专利文献1：川田良另外，其他4名、“双方向絶縁形DC/DCコンバータの新しい制御方式－変圧器の巻数比以上の出力電圧が可能な制御方式－”、JIPE-39-18、パワーエレクトロニクス学会誌VoL.39(2014.3)

非专利文献2：中林编娟、其他2名、1次側/2次側位相シフト制御複合谐振形ZVS－PWM双方向DC－DCコンバータ－電力制御原理とその実験評価－”、JIPE39-16、パワーエレクトロニクス学会誌VoL.39(1420.3)

发明内容

发明所要解决的课题

非专利文献1和2中记载的双向绝缘型DC/DC转换器中，2个逆变器分别由两电平逆变器构成。由于两电平逆变器在输出交流电压中具有高次谐波成分，因此存在因该高次谐波成分导致输出交流电流的失真变大、结果转换效率降低的问题。

作为抑制这样的输出交流电流的高次谐波成分的对策，在非专利文献2中提出了对绝缘型变压器的初级绕组串联地连接由电抗器和电容器构成的串联谐振电路的技术。

根据上述技术，通过将本来只需额定值的20～30％程度的电抗器增大至120～130％程度、且与其中的100％的电抗值谐振的电容器，将有效的电抗值收敛于20～30％程度。

但是，根据非专利文献2所记载的技术，虽然能够通过增大电抗器来降低高次谐波成分，但产生导致装置大型化的问题。另外，由于在串联谐振电路中产生损失，因此产生无法获得转换效率的大幅改善的课题。

本发明是为了解决上述那样的课题而完成的，其目的在于提供一种能够以小型的结构抑制高次谐波成分的双向绝缘型DC/DC转换器。

用于解决课题的手段

根据本发明的一个方面，双向绝缘型DC/DC转换器在第1及第2直流电源之间进行直流电力的接受和供给。双向绝缘型DC/DC转换器具备第1单相三电平逆变器、第2单相三电平逆变器及绝缘型变压器。第1单相三电平逆变器基于从第1直流电路接受的第1直流电压，在第1输出端子与第2输出端子之间生成第1交流电压。第2单相三电平逆变器基于从第2直流电路受到的第2直流电压，在第3输出端子与第4输出端子之间生成第2交流电压。绝缘变压器包括从第1输出端子和第2输出端子接收第1交流电压的初级绕组和从第3输出端子和第4输出端子接收第2交流电压的次级绕组。

发明效果

根据本发明，能够以小型的结构构筑能够抑制高次谐波成分的双向绝缘型DC/DC转换器。

附图说明

图1是本发明的实施方式1的双向绝缘型DC/DC转换器的整体结构图。

图2是详细说明图1所示的单相三电平逆变器的结构的电路图。

图3是表示单相三电平逆变器的U相电压、V相电压及交流电压的关系的波形图。

图4是图1所示的控制装置的功能框图。

图5是从单相三电平逆变器INV-A向单相三电平逆变器INV-B传输电力时的交流基波电压的矢量图。

图6A是从单相三电平逆变器INV-A向单相三电平逆变器INV-B传输电力时的交流基波电压的矢量图。

图6B是从单相三电平逆变器INV-A向单相三电平逆变器INV-B传输电力时的交流基波电压的矢量图。

图6C是从单相三电平逆变器INV-A向单相三电平逆变器INV-B传输电力时的交流基波电压的矢量图。

图7是表示实施方式1的单相三电平逆变器INV-A的控制信号的生成方法的时序图。

图8是表示实施方式1的单相三电平逆变器INV-A、INV-B的控制信号的生成方法的时序图。

图9是图1所示的控制装置的功能框图。

图10是表示实施方式2的单相三电平逆变器INV-A、INV-B的控制信号的生成方法的时序图。

图11是表示单相三电平逆变器中所使用的三电平电路的变更例的图。

图12是表示实施方式3的智能电网的结构的框图。

图13是表示比较例的双向绝缘型DC/DC转换器的结构的电路图。

图14是用于考察比较例的双向绝缘型DC/DC转换器的两电平逆变器所产生的功率损失的图。

具体实施方式

以下，参照附图详细说明本发明的实施方式。另外，对相同或相当的部分标注相同的附图标记，不重复其说明。

[实施方式1]

(双向绝缘型DC/DC转换器的结构)

图1是本发明的实施方式1的双向绝缘型DC/DC转换器的整体结构图。

参照图1，实施方式1的双向绝缘型DC/DC转换器1具备正电压端子T1、T3、负电压端子T2、T4、电流检测器IS1、IS2、电压检测器VS1～VS4、电容器C1～C4、单相三电平逆变器INV-A、INV-B、电抗器L1、L2、绝缘型变压器3、控制装置4及驱动器DR1、DR2。

端子T1、T2与直流电路5连接，端子T3、T4与直流电路6连接。例如，直流电路5包括生成直流电力的直流电源和由直流电力驱动的负载。直流电路6包括储存直流电力的电力储存装置。作为直流电源，有太阳能发电机、风力发电机等。作为电力储存装置，有LiPo(锂聚合物)电池、双电层电容器等。

双向绝缘型DC/DC转换器1在直流电路5中直流电力剩余的情况下将剩余量的直流电力向直流电路6供给，在直流电路5中直流电力不足的情况下将直流电路6的直流电力向直流电路5供给。此时，双向绝缘型DC/DC转换器1与直流电路5的直流电压EdA和直流电路6的直流电压EdB的高低无关地进行直流电力的接受和供给。

单相三电平逆变器INV-A(第1单相三电平逆变器)包括3个直流端子(正电压端子1p、中性点电压端子1c、负电压端子1n)和2个交流端子1a、1b。单相三电平逆变器INV-A的正电压端子1p经由电流检测器IS1而与正电压端子T1连接，单相三电平逆变器INV-A的负电压端子1n与负电压端子T2连接。

电容器C1、C2串联连接在单相三电平逆变器INV-A的正电压端子1p和负电压端子1n之间，使端子1p、1n间的直流电压EdA平滑化和稳定化。单相三电平逆变器INV-A的中性点电压端子1c与电容器C1及C2的连接点连接。单相三电平逆变器INV-A由驱动器DR1的输出信号控制，将正电压端子1p和负电压端子1n之间的直流电压EdA转换为交流电压VA并向交流端子1a、1b之间输出。

单相三电平逆变器INV-B(第2单相三电平逆变器)包括3个直流端子(正电压端子2p、中性点电压端子2c、负电压端子2n)和2个交流端子2a、2b。单相三电平逆变器INV-B的正电压端子2p经由电流检测器IS2而与正电压端子T3连接，单相三电平逆变器INV-B的负电压端子2n与负电压端子T4连接。

电容器C3、C4串联连接在单相三电平逆变器INV-B的正电压端子2p和负电压端子2n之间，使端子2p、2n间的直流电压EdB平滑化和稳定化。单相三电平逆变器INV-B的中性点电压端子2c与电容器C3及C4的连接点连接。单相三电平逆变器INV-B由驱动器DR2的输出信号控制，将正电压端子2p和负电压端子2n之间的直流电压EdB转换为交流电压VB并向交流端子2a、2b之间输出。

绝缘变压器3包括彼此绝缘的初级绕组3a和次级绕组3b。在本申请说明书中，为了简化说明，设为初级绕组3a的匝数与次级绕组3b的匝数相同。初级绕组3a的一个端子经由电抗器L1而与单相三电平逆变器INV-A的交流端子1a连接，初级绕组3a的另一个端子与单相三电平逆变器INV-A的交流端子1b连接。次级绕组3b的一个端子经由电抗器L2而与单相三电平逆变器INV-B的交流端子2a连接，次级绕组3b的另一个端子与单相三电平逆变器INV-B的交流端子2b连接。

电流检测器IS1检测在单相三电平逆变器INV-A和直流电路5之间流动的直流电流，并将其检测值向控制装置4输出。电流检测器IS2检测单相三电平逆变器INV-B和直流电路6之间流动的直流电流，并将其检测值向控制装置4输出。

电压检测器VS1检测电容器C1的两端的电压(相当于端子1p、1c间的直流电压)，并将其检测值向控制装置4输出。电压检测器VS2检测电容器C2的两端的电压(相当于端子1c、1n间的直流电压)，并将其检测值向控制装置4输出。

电压检测器VS3检测电容器C3的两端的电压(相当于端子2p、2c间的直流电压)，并将其检测值向控制装置4输出。电压检测器VS4检测电容器C4的两端的电压(相当于端子2c、2n间的直流电压)，并将其检测值向控制装置4输出。

控制装置4例如由微型计算机构成，控制单相三电平逆变器INV-A、INV-B的动作。后面详细说明，单相三电平逆变器INV-A、INV-B分别由包含半导体开关元件的半导体开关构成。另外，在本实施方式1中，作为半导体开关元件使用IGBT(Insulated GateBipolarTransistor)。另外，在本实施方式1中，作为半导体开关元件的控制方式，能够应用PWM(Pulse Width Modulation)控制。控制装置4接受电压检测器VS1～VS4及电流检测器IS1、IS2的输出信号而执行PWM控制，由此生成单相三电平逆变器INV-A、INV-B的控制信号。

驱动器DR1将逆变器INV-A的控制信号放大并提供给逆变器INV-A。驱动器DR2将逆变器INV-B的控制信号放大并提供给逆变器INV-B。

图2是详细说明图1所示的单相三电平逆变器INV-A、INV-B的结构的电路图。

参照图2，单相三电平逆变器INV-A、INV-B分别包括U相臂和V相臂。U相臂和V相臂均构成为三电平电路，包括4个IGBT元件和4个二极管。

详细地说，单相三电平逆变器INV-A的U相臂(第1电路)包括IGBT元件QAU-1～QAU-4和二极管DAU-1～DAU-4。单相三电平逆变器INV-A的V相臂(第2电路)包括IGBT元件QAV-1～QAV-4和二极管DAV-1～DAV-4。

IGBT元件QAU-1、QAU-4串联连接在正电压端子1p和负电压端子1n之间。二极管DAU-1、DAU-4分别与IGBT元件QAU-1、QAU-4反并联连接。

IGBT元件QAU-2和二极管DAU-2串联连接在中性点电压端子1c和交流端子1a之间。详细而言，IGBT元件QAU-2的集电极与中性点电压端子1c连接，其发射极与二极管DAU-2的阳极连接。二极管DAU-2的阴极与交流端子1a连接。

IGBT元件QAU-3和二极管DAU-3串联连接在中性点电压端子1c和交流端子1a之间。详细而言，IGBT元件QAU-3的发射极与中性点电压端子1c连接，其集电极与二极管DAU-3的阴极连接。二极管DAU-3的阳极与交流端子1a连接。

IGBT元件QAV-1、QAV-4串联连接在正电压端子1p和负电压端子1n之间。二极管DAV-1、DAV-4分别与IGBT元件QAV-1、QAV-4反并联连接。

IGBT元件QAV-2和二极管DAV-2串联连接在中性点电压端子1c和交流端子1b之间。详细而言，IGBT元件QAV-2的集电极与中性点电压端子1c连接，其发射极与二极管DAV-2的阳极连接。二极管DAV-2的阴极与交流端子1b连接。

IGBT元件QAV-3和二极管DAV-3串联连接在中性点电压端子1c和交流端子1b之间。详细而言，IGBT元件QAV-3的发射极与中性点电压端子1c连接，其集电极与二极管DAV-3的阴极连接。二极管DAV-3的阳极与交流端子1b连接。

单相三电平逆变器INV-B的U相臂(第3电路)包括IGBT元件QBU-1～QBU-4和二极管DBU-1～DBU-4。单相三电平逆变器INV-B的V相臂(第4电路)包括IGBT元件QBV-1～QBV-4和二极管DBV-1～DBV-4。

IGBT元件QBU-1、QBU-4串联连接在正电压端子2p和负电压端子2n之间。二极管DBU-1、DBU-4分别与IGBT元件QBU-1、QBU-4反并联连接。

IGBT元件QBU-2和二极管DBU-2串联连接在中性点电压端子2c和交流端子2a之间。详细而言，IGBT元件QBU-2的集电极与中性点电压端子2c连接，其发射极与二极管DBU-2的阳极连接。二极管DBU-2的阴极与交流端子2a连接。

IGBT元件QBU-3和二极管DBU-3串联连接在中性点电压端子2c和交流端子2a之间。详细而言，IGBT元件QBU-3的发射极与中性点电压端子2c连接，其集电极与二极管DBU-3的阴极连接。二极管DBU-3的阳极与交流端子2a连接。

IGBT元件QBV-1、QBV-4串联连接在正电压端子2p和负电压端子2n之间。二极管DBV-1、DBV-4分别与IGBT元件QBV-1、QBV-4反并联连接。

IGBT元件QBV-2和二极管DBV-2串联连接在中性点电压端子2c和交流端子2b之间。详细而言，IGBT元件QBV-2的集电极与中性点电压端子2c连接，其发射极与二极管DBV-2的阳极连接。二极管DBV-2的阴极与交流端子2b连接。

IGBT元件QBV-3和二极管DBV-3串联连接在中性点电压端子2c和交流端子2b之间。详细而言，IGBT元件QBV-3的发射极与中性点电压端子2c连接，其集电极与二极管DBV-3的阴极连接。二极管DBV-3的阳极与交流端子2b连接。

(双向绝缘型DC/DC转换器的动作)

图3是表示单相三电平逆变器INV-A的U相电压VAU、V相电压VAV及交流电压VA的关系、单相三电平逆变器INV-B的U相电压VBU、V相电压VBV及交流电压VB的关系的波形图。

首先，使用图3对单相三电平逆变器INV-A的动作进行说明。

在单相三电平逆变器INV-A中，U相电压VAU及V相电压VAV均能够相对于作为电容器C1、C2的连接点的中性点取±EdA/2、0这3个值。以下，为了统一说明单相三电平逆变器INV-A的U相的IGBT元件及二极管、以及V相的IGBT元件及二极管，将符号AU、AV统称为符号“Ax”。另外，将交流端子1a、1b统称为“交流端子1”。

IGBT元件QAx-1导通、IGBT元件QAx-2、QAx-3、QAx-4截止的期间，正电压端子1p和交流端子1连接，因此输出电压VAx为+EdA/2。

另外，在IGBT元件QAx-2、QAx-3导通，在IGBT元件QAx-1、QAx-4截止的期间，中性点电压端子1c和交流端子1被连接，因此输出电压VAx成为0。

另一方面，在IGBT元件QAx-4导通、IGBT元件QAx-1、QAx-2、QAx-3截止的期间，负电压端子1n和交流端子1被连接，因此输出电压VAx成为-EdA/2。

在单相三电平逆变器INV-A的交流端子1a与交流端子1b之间，被输出U相电压VAU与V相电压VAV之差即线间电圧(＝VAU-VAV)。即，交流电压VA取±EdA、±EdA/2、0这5个值。

接着，说明单相三电平逆变器INV-B的动作。

在单相三电平逆变器INV-B中，也与单相三电平逆变器INV-A同样地，U相电压VBU及V相电压VBV均能够相对于作为电容器C3、C4的连接点的中性点取±EdB/2、0这3个值。以下，为了统一说明单相三电平逆变器INV-B的U相的IGBT元件及二极管、以及V相的IGBT元件及二极管，将符号BU、BV统称为符号“Bx”。另外，将交流端子2a、2b统称为“交流端子2”。

在IGBT元件QBx-1导通、IGBT元件QBx-2、QBx-3、QBx-4截止的期间，正电压端子2p和交流端子2被连接，因此输出电压VBx成为+EdB/2。

另外，在IGBT元件QBx-2、QBx-3导通、IGBT元件QBx-1、QBx-4截止的期间，中性点电压端子2c和交流端子2被连接，所以输出电压VBx成为0。

另一方面，在IGBT元件QBx-4导通、IGBT元件QBx-1、QBx-2、QBx-3截止的期间，负电压端子2n和交流端子2被连接，因此输出电压VBx成为-EdB/2。

在单相三电平逆变器INV-B的交流端子2a与交流端子2b之间，被输出U相电压VBU与V相电压VBV之差即线间电圧(＝VBU-VBV)。即，交流电压VB取±EdB、±EdB/2、0这5个值。

以下，将U相电压VAU的脉宽和V相电压VAV的脉宽设为相同的脉宽θA，将U相电压VAU与V相电压VAV之间的相位差设为

另外，将U相电压VBU的脉宽和V相电压VBV的脉宽设为相同的脉宽θB，将U相电压VBU与V相电压VBV的相位差设为

进而，将交流电压VA与交流电压VB的相位差设为γ。

(单相三电平逆变器的输出交流电压的n次谐波成分)

接着，对从各单相三电平逆变器输出的交流电压的n次谐波成分进行说明。

以下，为了统一说明图3所示的单相三电平逆变器INV-A的电压波形和单相三电平逆变器INV-B的电压波形，将U相电压VAU和VBU总称为“U相电压VU”，将V相电压VAV和VBV总称为“V相电压VV”，将交流电压VA和VB总称为“交流电压V”。另外，将直流电压EdA和EdB总称为“直流电压Ed”，将脉宽θA和θB总称为“脉宽θ”，将相位差

和

总称为“相位差

”。

通过对图3所示的U相电压VU和V相电压VV的电压波形进行傅里叶级数展开，能够分别由下式(1)、(2)表示U相电压VU和V相电压VV。

交流电压V是U相电压VU与V相电压VV之差(线间电圧)，由下式(3)给出。

V＝V_U-V_V (3)

若对该式(3)代入式(1)、(2)，则交流电压V的n次谐波成分vn由下式(4)表示。

如果将n次谐波成分的振幅设为Vn，则振幅Vn由下式(5)给出。

根据式(5)可知，n次谐波成分的振幅Vn由U相电压VU和V相电压VV的脉宽θ、U相电压VU与V相电压VV的相位差

来决定。换言之，可知n次谐波成分的振幅Vn具有2个自由度(脉宽θ、相位差

)。

基于上述见解，在本实施方式1中，设定脉宽θ及相位差

的任意一方，使得交流电压的n次谐波成分的振幅Vn成为0。由此，能够抑制n次谐波成分。

详细而言，作为第1控制方式，设定在式(5)中满足

的相位差

根据该方式，由于n次谐波成分的振幅Vn成为0，因此抑制了n次谐波成分。或者，作为第2控制方式，设定在式(5)中满足sin(nθ/2)＝0的脉宽θ。在本方式中也是，由于n次谐波成分的振幅Vn成为0，因此抑制了n次谐波成分。

在本实施方式1中，采用设定相位差

而使得交流电压的n次谐波成分的振幅Vn成为0的控制方式(第1控制方式)。另外，关于设定脉宽θ而使得交流电压的n次谐波成分的振幅Vn成为0的控制方式(第2控制方式)，在后述的实施方式2中进行说明。

在本实施方式1中，为了降低三次谐波成分，设定相位差

而使得三次谐波成分的振幅Vn(n＝3)成为0。具体而言，若定义为

则为了满足

只要是

即可。即，为了降低三次谐波成分，将相位差

设定为4π/3即可。

进而，在本实施方式1中，根据直流电压EdA和直流电压EdB的高低来控制脉宽θA、θB，使得交流电压VA的基波成分的有效值与交流电压VB的基波成分的有效值一致。

以下，对本实施方式1的双向绝缘型DC/DC转换器的控制结构进行说明。

(双向绝缘型DC/DC转换器的控制结构)

图4是图1所示的控制装置4的功能框图。其中，在图4中示出了从直流电路5向直流电路6供给直流电力的情况下的控制结构。另外，在从直流电路6向直流电路5供给直流电力的情况下，例如通过切换电路，电压检测器VS1、VS2与电压检测器VS3、VS4分别被切换，电流检测器IS2与电流检测器IS1被切换。

参照图4，控制装置4包括加法器10、11、脉宽控制部12、高次谐波控制部13、电压指令部14、减法器15、17、电压控制部16、电流控制部18、控制信号生成部19。控制装置4通过执行以下的4个工序(1)～(4)来控制单相三电平逆变器INV-A、INV-B的动作。

(1)相位差γ的控制

双向绝缘型DC/DC转换器1通过在交流电压VA与交流电压VB之间设置相位差γ，能够从直流电路5经由单相三电平逆变器INV-A、INV-B向直流电路6供给电力。或者，能够从直流电路6经由单相三电平逆变器INV-B、INV-A向直流电路5供给电力。以下，对其原理进行说明。

图5表示从单相三电平逆变器INV-A向单相三电平逆变器INV-B传输电力时的交流基波电压的矢量图。

在图5中，将单相三电平逆变器INV-A的交流电压VA的基波成分设为交流基波电压Va，将单相三电平逆变器INV-B的交流电压VB的基波成分设为交流基波电压Vb。另外，将交流基波电压Va设为超前，将交流基波电压Vb设为延迟。Va与Vb的相位差为γ。

在图5中，ΔV是Va与Vb之差的电压。i是通过Va与Vb之差的电压ΔV而流动的电流。电流i能够由下式(6)表示。ρ是功率因数角。L是绝缘型变压器3的漏电感和电抗L1、L2之和。

在图5的矢量图中，线段AB的长度由下式(7)给出。

AB＝V_asinγ＝ωLicosρ (7)

由于有效电力是P＝Vb·icosρ，所以使用式(7)成为下式(8)。

因此，有效电力根据相位差γ而变化，因此能够通过控制相位差γ来控制直流电路5及直流电路6之间的电力供给。

返回图4，电压指令部14生成直流电压EdB的目标电压EdB*。减法器15求出目标电压EdB*与由加法器11求出的直流电压EdB的偏差(＝EdB*-EdB)。电压控制部16基于由减法器15求出的偏差生成电流指令值IdB*。

减法器17求出由电压控制部16生成的电流指令值IdB*与由电流检测器IS2检测出的直流电流IdB的偏差(＝IdB*-IdB)。电流控制部18基于由减法器17求出的偏差生成相位差γ。

(2)相位差

的设定

高次谐波控制部13设定相位差

使得交流电压VA、VB的n次谐波成分的振幅成为0。例如，为了降低三次谐波成分，高次谐波控制部13设定相位差

使得三次谐波成分的振幅Vn(n＝3)成为0。具体而言，高次谐波控制部13将相位差

分别设定为

以在式(5)中满足

(3)脉宽θA、θB的控制

如上述(2)中说明的那样，通过控制交流基波电压Va和交流基波电压Vb的相位差γ，能够控制直流电路5和直流电路6之间的电力供给。

图6A～6C表示从单相三电平逆变器INV-A向单相三电平逆变器INV-B传输电力时的交流基波电压的矢量图。在图6A～6C中，ΔV是Va与Vb之差的电压。i是通过Va与Vb之差的电压ΔV而流动的电流。

交流基波电压Va、Vb通过将n＝1代入式(4)而由下式(9)、(10)给出。

在本实施方式1中，根据上述(2)，相位差

和相位差

相同(＝4π/3)。进而，若使脉宽θA和脉宽θB相同，则交流基波电压Va的有效值与交流基波电压Vb的有效值的高低由直流电压EdA与直流电压EdB的高低来决定。

图6A表示直流电压EdA比直流电压EdB高的情况(EdA>EdB)的交流基波电压Va与Vb的关系。在该情况下，电流i的功率因数相对于Va、Vb两者向顺时针方向变差。因此，可以说功率因数差。

图6B表示直流电压EdA与直流电压EdB相等的情况(EdA＝EdB)的交流基波电压Va与Vb的关系。此时，电流i的功率因数相对于Va、Vb两者为cos(γ/2)，良好。因此，可以说功率因数良好。

图6C表示直流电压EdA低于直流电压EdB的情况(EdA<EdB)的交流基波电压Va与Vb的关系。在该情况下，电流i的功率因数相对于Va、Vb两者向逆时针方向变差。因此，可以说功率因数差。

如上所述，若设为脉宽θA＝θB，则在EdA>EdB(图6A)或EdA<EdB(图6C)的情况下，功率因数变差。为了使功率因数良好，优选交流基波电压Va的有效值与交流基波电压Vb的有效值相等。

因此，在本实施方式1中，控制脉宽θA、θB，使得交流基波电压Va的有效值与交流基波电压Vb的有效值相等。具体而言，通过将与2个直流电压EdA、EdB中的较低的直流电压对应的交流电压的脉宽θ固定为π，缩限与较高的直流电压对应的交流电压的脉宽θ，从而使交流基波电压Va的有效值与交流基波电压Vb的有效值一致。

例如，在EdA>EdB的情况下，在式(9)、(10)中，通过设为脉宽θB＝π，Va的有效值与Vb的有效值一致的脉宽θA由下式(11)给出。

同样地，在EdA<EdB的情况下，在式(9)、(10)中，通过设为脉宽θA＝π，Va的有效值与Vb的有效值一致的脉宽θB由下式(12)给出。

返回图4，加法器10将电压检测器VS1检测出的电容器C1的两端的电压和电压检测器VS2检测出的电容器C2的两端的电压相加，输出正电压端子1p与负电压端子1n之间的直流电压EdA。

加法器11将电压检测器VS3检测出的电容器C3的两端的电压和电压检测器VS4检测出的电容器C4两端的电压相加，输出正电压端子2p与负电压端子2n之间的直流电压EdB。

脉宽控制部12利用x＝EdB/EdA、θA＝2sin^-1(x)计算脉宽θA。另外，脉宽控制部12利用y＝EdA/EdB、θB＝2sin^-1(y)计算脉宽θB。其中，以使x、y分别成为1以下的方式设置极限值。

例如，在EdA＝150、EdB＝100的情况下，EdB/EdA＝2/3，EdA/EdB＝3/2，因此x＝2/3，y＝3/2。因此，θA＝2sin^-1(2/3)，θB＝π。

另外，在EdA＝100、EdB＝150的情况下，EdB/EdA＝3/2，EdA/EdB＝2/3，因此x＝3/2，y＝2/3。因此，θA＝π、θB＝2sin^-1(2/3)。

(4)控制信号的生成

控制信号生成部19基于由谐波控制部13设定的相位差

由电流控制部18生成的相位差γ、以及由脉宽控制部12生成的脉宽θA、θB，生成单相三电平逆变器INV-A的控制信号和单相三电平逆变器INV-B的控制信号。

接着，使用图7及图8对各单相三电平逆变器的控制信号的生成方法进行说明。

在图7及图8中，将单相三电平逆变器INV-A设为超前，将单相三电平逆变器INV-B设为延迟。即，从单相三电平逆变器INV-A向单相三电平逆变器INV-B供给电力。

另外，在图7和图8中，假定直流电压EdA比直流电压EdB高的情况(EdA>EdB)。因此，在上述的脉宽θA、θB的控制中，通过将脉宽θB固定为π，缩限脉宽θA，从而使交流基波电压Va的有效值与交流基波电压Vb的有效值一致。

图7是表示实施方式1的单相三电平逆变器INV-A的控制信号的生成方法的时序图。

控制信号生成部19生成具有交流基波电压Va的2倍的频率的锯齿波信号STU。锯齿波信号STU的振幅在0与π之间，锯齿波信号STU的周期为π。

接着，控制信号生成部19生成分别与锯齿波信号STU相比较的2个参照信号(a1)、(a2)。

第1参照信号(a1)用于决定单相三电平逆变器INV-A的IGBT元件QAU-1的第1矩形波QAU-1(a1)的上升和下降。第1参照信号(a1)由下式(13)给出。

第1参照信号(a1)和锯齿波信号STU按各周期交叉。在第奇数个周期中锯齿波信号STU与第1参照信号(a1)交叉时，第1矩形波QAU-1(a1)从L电平上升到H电平。在第偶数周期中锯齿波信号STU与第1参照信号(a1)交叉时，第1矩形波QAU-1(a1)从H电平下降到L电平。

第2参照信号(a2)用于决定单相三电平逆变器INV-A的IGBT元件QAU-1的第2矩形波QAU-1(a2)的上升和下降。第2参照信号(a2)由下式(14)给出。

第2参照信号(a2)和锯齿波信号STU按各周期交叉。在第奇数个周期中锯齿波信号STU与第2参照信号(a2)交叉时，第2矩形波QAU-1(a2)从L电平上升到H电平。在第偶数周期中锯齿波信号STU与第2参照信号(a2)交叉时，第2矩形波QAU-1(a2)从H电平下降到L电平。

控制信号生成部19通过运算第1矩形波QAU-1(a1)与第2矩形波QAU-1(a2)的逻辑积(AND)，生成IGBT元件QAU-1的控制信号。

控制信号生成部19还运算第1矩形波QAU-1(a1)的反转信号(反相信号)与第2矩形波QAU-1(a2)的逻辑积，并且运算第1矩形波QAU-1(a1)与第2矩形波QAU-1(a2)的反转信号的逻辑积。然后，通过运算这2个逻辑积的逻辑和(OR)，生成IGBT元件QAU-2、3的控制信号。

控制信号生成部19还通过运算第1矩形波QAU-1(a1)的反转信号与第2矩形波QAU-1(a2)的反转信号的逻辑积，生成IGBT元件QAU-4的控制信号。

接着，控制信号生成部19生成使锯齿波信号STU的相位延迟了π/3的锯齿波信号STV。锯齿波信号STV的振幅在0与π之间，锯齿波信号STV的周期为π。另外，锯齿波信号STV相对于锯齿波信号STU的相位差π/3是从用于将三次谐波成分的振幅设为0的相位差

减去π而得到的。

第1参照信号(a1)用于决定单相三电平逆变器INV-A的IGBT元件QAV-1的第3矩形波QAV-1(a1)的上升和下降。第1参照信号(a1)与锯齿波信号STV按各周期交叉。在第奇数个周期中锯齿波信号STV与第1参照信号(a1)交叉时，第3矩形波QAV-1(a1)从H电平下降至L电平。在第偶数周期中锯齿波信号STV与第1参照信号(a1)交叉时，第3矩形波QAV-1(a1)从L电平上升至H电平。

第2参照信号(a2)用于决定单相三电平逆变器INV-A的IGBT元件QAV-1的第4矩形波QAV-1(a2)的上升和下降。第2参照信号(a2)与锯齿波信号STV按各周期交叉。在第奇数个周期中锯齿波信号STV与第2参照信号(a2)交叉时，第4矩形波QAV-1(a2)从H电平下降至L电平。在第偶数周期中锯齿波信号STV与第2参照信号(a2)交叉时，第4矩形波QAV-1(a2)从L电平上升至H电平。

控制信号生成部19通过运算第3矩形波QAV-1(a1)的反转信号与第4矩形波QAV-1(a2)的反转信号的逻辑积，生成IGBT元件QAV-1的控制信号。

控制信号生成部19还运算第3矩形波QAV-1(a1)与第4矩形波QAV-1(a2)的反转信号的逻辑积，并且运算第3矩形波QAV-1(a1)的反转信号与第4矩形波QAV-1(a2)的逻辑积。然后，通过运算这2个逻辑积的逻辑和，生成IGBT元件QAV-2、3的控制信号。

控制信号生成部19还通过运算第3矩形波QAV-1(a1)与第4矩形波QAV-1(a2)的逻辑积，生成IGBT元件QAV-4的控制信号。

2个参照信号(a1)、(a2)中，π+(a2)-(a1)＝θA。由此，如图7所示，U相电压VAU及V相电压VAV的脉宽都为θA。另外，通过使锯齿波信号STV相对于锯齿波信号STU延迟π/3，从而U相电压VAU与V相电压VAV之间的相位差

图8是表示实施方式1的单相三电平逆变器INV-A、INV-B的控制信号的生成方法的时序图。单相三电平逆变器INV-A的控制信号的生成方法与图7中说明的相同。因此，对单相三电平逆变器INV-B的控制信号的生成方法进行说明。

控制信号生成部19生成分别与锯齿波信号ST进行比较的2个参照信号(b1)、(b2)。

第3参照信号(b1)用于决定单相三电平逆变器INV-B的IGBT元件QBU-1的第1矩形波QBU-1(b1)的上升和下降。第3参照信号(b1)由下式(15)给出。

第3参照信号(b1)与锯齿波信号ST按各周期交叉。在第奇数个周期中锯齿波信号ST与第3参照信号(b1)交叉时，第1矩形波QBU-1(b1)从L电平上升到H电平。在第偶数个周期中锯齿波信号ST与第3参照信号(b1)交叉时，第1矩形波QBU-1(b1)从H电平下降到L电平。

第4参照信号(b2)用于决定单相三电平逆变器INV-B的IGBT元件QBU-1的第2矩形波QBU-1(b2)的上升和下降。第4参照信号(b2)由下式(16)给出。

另外，在图8中，由于脉宽θB＝π，所以第3参照信号(b1)和第4参照信号(b2)相等。

第4参照信号(b2)与锯齿波信号ST按各周期交叉。在第奇数个周期中锯齿波信号ST与第4参照信号(b2)交叉时，第2矩形波QBU-1(b2)从L电平上升到H电平。在第偶数个周期中锯齿波信号ST与第4参照信号(b2)交叉时，第2矩形波QBU-1(b2)从H电平下降到L电平。

控制信号生成部19通过运算第1矩形波QBU-1(b1)与第2矩形波QBU-1(b2)的逻辑积，生成IGBT元件QBU-1的控制信号。控制信号生成部19还运算第1矩形波QBU-1(b1)的反转信号与第2矩形波QBU-1(b2)的逻辑积，并且运算第1矩形波QBU-1(b1)与第2矩形波QBU-1(b2)的反转信号的逻辑积。然后，通过运算这2个逻辑积的逻辑和，生成IGBT元件QBU-2、3的控制信号。控制信号生成部19还通过运算第1矩形波QBU-1(b1)的反转信号与第2矩形波QBU-1(b2)的反转信号的逻辑积，生成IGBT元件QBU-4的控制信号。

虽然省略了图示，但控制信号生成部19还通过比较使锯齿波信号ST延迟了π/3的相位而得的锯齿波信号STV与第3及第4参照信号(b1)、(b2)，生成IGBT元件QBV-1～QBV-4的控制信号。

由于2个参照信号(b1)、(b2)相等，因此π+(b2)-(b1)＝π。由此，如图8所示，U相电压VBU及V相电压VBV的脉宽都成为θB＝π。另外，通过使锯齿波信号STV相对于锯齿波信号ST延迟π/3，从而U相电压VBU与V相电压VBV的相位差

(实施方式1的变更例)

在上述的实施方式1中，通过缩窄与直流电压EdA、EdB中的较高一方的直流电压对应的交流电压的脉宽θ来使交流基波电压Va及Vb的有效值一致，但也可以是缩窄交流电压的脉宽θ而使得交流基波电压Va及Vb的有效值之差成为规定值以下。或者，也可以是缩窄交流电压的脉宽θ而使得交流基波电压Va及Vb的有效值之差与Va或者Vb的有效值之比成为百分之几以下。

[实施方式2]

在实施方式2中，说明设定脉宽θ而使得交流电压的n次谐波成分的振幅Vn成为0的控制方式。在本方式中，例如为了降低三次谐波成分，以三次谐波成分的振幅Vn(n＝3)成为0的方式设定脉宽θ。具体而言，若定义为0<θ<π，则为了满足sin(3θ/2)＝0，只要3θ/2＝π即可。即，为了降低三次谐波成分，将脉宽θ设定为2π/3即可。

并且，在本实施方式2中，根据直流电压EdA与直流电压EdB的高低来控制相位差

使得交流基波电压Va的有效值与交流基波电压Vb的有效值一致。

以下，对实施方式2的双向绝缘型DC/DC转换器的控制结构进行说明。

(双向绝缘型DC/DC转换器的控制结构)

图9是图1所示的控制装置4的功能框图。但是，在图9中示出了从直流电路5向直流电路6供给直流电力的情况下的控制结构。另外，在从直流电路6向直流电路5供给直流电力的情况下，例如通过切换电路，电压检测器VS1、VS2与电压检测器VS3、VS4分别被切换，电流检测器IS2与电流检测器IS1被切换。

参照图9，控制装置4基本上具备与图4所示的控制装置4相同的结构，但代替脉宽控制部12及高次谐波控制部13，包括相位差控制部20及高次谐波控制部21这一点不同。控制装置4通过执行上述的4个工序(1)～(4)来控制单相三电平逆变器INV-A、INV-B的动作。

(1)相位差γ的控制

控制装置4通过与实施方式1所示的相位差γ的控制相同的方法来控制相位差γ。

(2)脉宽θ的设定

高次谐波控制部21设定脉宽θA、θB，使得交流电压VA、VB的n次谐波成分的振幅成为0。例如，为了降低三次谐波成分，高次谐波控制部21设定脉宽θA、θB，使得三次谐波成分的振幅Vn(n＝3)＝0。具体而言，高次谐波控制部21将脉宽θA、θB分别设定为2π/3，使得在式(5)中满足sin(3θ/2)＝0。

(3)相位差

的控制

在本实施方式2中，控制相位差

使得交流基波电压Va的有效值与交流基波电压Vb的有效值相等。具体而言，通过将与2个直流电压EdA、EdB中的较低的直流电压对应的交流电压的相位差

固定为π，缩限与较高的直流电压对应的交流电压的相位差

从而使交流基波电压Va的有效值与交流基波电压Vb的有效值一致。

例如，在EdA>EdB的情况下，在式(9)、(10)中，设为相位差

从而，用于使Va的有效值与Vb的有效值一致的相位差

由下式(17)给出。

同样地，在EdA<EdB的情况下，在式(9)、(10)中，设为相位差

从而，用于使Va的有效值与Vb的有效值一致的相位差

由下式(18)给出。

返回图10，加法器10将电压检测器VS1检测出的电容器C1的两端的电压和电压检测器VS2检测出的电容器C2的两端的电压相加，输出正电压端子1p与负电压端子1n之间的直流电压EdA。

加法器11将电压检测器VS3检测出的电容器C3的两端的电压和电压检测器VS4检测出的电容器C4两端的电压相加，输出正电压端子2p与负电压端子2n之间的直流电压EdB。

相位差控制部20利用x＝EdB/EdA、

计算相位差

另外，相位差控制部20利用y＝EdA/EdB、

计算相位差

其中，以x、y分别为1以下的方式设置极限值。

(4)控制信号的生成

控制信号生成部19基于由谐波控制部21设定的脉宽θA、θB、由电流控制部18生成的相位差γ、以及由相位差控制部20生成的相位差

生成单相三电平逆变器INV-A的控制信号和单相三电平逆变器INV-B的控制信号。

接着，使用图10对各单相三电平逆变器的控制信号的生成方法进行说明。

图10是表示实施方式2的单相三电平逆变器INV-A、INV-B的控制信号的生成方法的时序图。在图10中，将单相三电平逆变器INV-A设为超前，将单相三电平逆变器INV-B设为延迟。即，从单相三电平逆变器INV-A向单相三电平逆变器INV-2供给电力。

另外，在图10中，假定直流电压EdA比直流电压EdB高的情况(EdA>EdB)。因此，在上述的相位差

的控制中，通过将相位差

固定为π，缩限相位差

从而使交流基波电压Va的有效值与交流基波电压Vb的有效值一致。

控制信号生成部19生成锯齿波信号STU，并且生成分别与锯齿波信号STU相比较的4个参照信号(a1)、(a2)、(b1)、(b2)。

第1参照信号(a1)用于决定单相三电平逆变器INV-A的IGBT元件QAU-1的第1矩形波QAU-1(a1)的上升和下降。第1参照信号(a1)由下式(19)给出。

第1参照信号(a1)与锯齿波信号STU按各周期交叉。在第奇数个周期中锯齿波信号ST与第1参照信号(a1)交叉时，第1矩形波QAU-1(a1)从L电平上升到H电平。在第偶数周期中锯齿波信号STU与第1参照信号(a1)交叉时，第1矩形波QAU-1(a1)从H电平下降到L电平。

第2参照信号(a2)用于决定单相三电平逆变器INV-A的IGBT元件QAU-1的第2矩形波QAU-1(a2)的上升和下降。第2参照信号(a2)由下式(20)给出。

第2参照信号(a2)与锯齿波信号STU按各周期交叉。在第奇数个周期中锯齿波信号STU与第2参照信号(a2)交叉时，第2矩形波QAU-1(a2)从L电平上升到H电平。在第偶数个周期中锯齿波信号ST与第2参照信号(a2)交叉时，第2矩形波QAU-1(a2)从H电平下降到L电平。

控制信号生成部19通过运算第1矩形波QAU-1(a1)与第2矩形波QAU-1(a2)的逻辑积，生成IGBT元件QAU-1的控制信号。

控制信号生成部19还运算第1矩形波QAU-1(a1)的反转信号与第2矩形波QAU-1(a2)的逻辑积，并且运算第1矩形波QAU-1(a1)与第2矩形波QAU-1(a2)的反转信号的逻辑积。然后，通过运算这2个逻辑积的逻辑和，生成IGBT元件QAU-2、3的控制信号。

控制信号生成部19还通过运算第1矩形波QAU-1(a1)的反转信号与第2矩形波QAU-1(a2)的反转信号的逻辑积，生成IGBT元件QAU-4的控制信号。

虽然省略了图示，但控制信号生成部19还通过对比锯齿波信号STU延迟了

的相位而得的锯齿波信号STV与第1及第2参照信号(a1)、(a2)进行比较，生成IGBT元件QAV-1～QAV-4的控制信号。

2个参照信号(a1)、(a2)中，π+(a2)-(a1)＝θA。由此，如图10所示，U相电压VAU及V相电压VAV的脉宽都为θA(＝2π/3)。另外，通过使锯齿波信号STV相对于锯齿波信号STU延迟了

从而U相电压VAU与V相电压VAV之间的相位差成为

第3参照信号(b1)用于决定单相三电平逆变器INV-B的IGBT元件QBU-1的第1矩形波QBU-1(b1)的上升和下降。第3参照信号(b1)由下式(21)给出。

第3参照信号(b1)与锯齿波信号STU按各周期交叉。在第奇数个周期中锯齿波信号ST与第3参照信号(b1)交叉时，第1矩形波QBU-1(b1)从L电平上升到H电平。在第偶数周期中锯齿波信号STU与第3参照信号(b1)交叉时，第1矩形波QBU-1(b1)从H电平下降到L电平。

第4参照信号(b2)用于决定单相三电平逆变器INV-B的IGBT元件QBU-1的第2矩形波QBU-1(b2)的上升和下降。第4参照信号(b2)由下式(22)给出。

第4参照信号(b2)与锯齿波信号STU在各周期交叉。在第奇数个周期中锯齿波信号STU与第4参照信号(b2)交叉时，第2矩形波QBU-1(b2)从L电平上升到H电平。在偶数周期中锯齿波信号STU与第4参照信号(b2)交叉时，第2矩形波QBU-1(b2)从H电平下降到L电平。

控制信号生成部19通过运算第1矩形波QBU-1(b1)与第2矩形波QBU-1(b2)的逻辑积，生成IGBT元件QBU-1的控制信号。控制信号生成部19还运算第1矩形波QBU-1(b1)的反转信号与第2矩形波QBU-1(b2)的逻辑积，并且运算第1矩形波QBU-1(b1)与第2矩形波QBU-1(b2)的反转信号的逻辑积。然后，通过运算这2个逻辑积的逻辑和，生成IGBT元件QBU-2、3的控制信号。控制信号生成部19还通过运算第1矩形波QBU-1(b1)的反转信号与第2矩形波QBU-1(b2)的反转信号的逻辑积，生成IGBT元件QBU-4的控制信号。

虽然省略了图示，但控制信号生成部19还通过对锯齿波信号STV与第3及第4参照信号(b1)、(b2)进行比较，生成IGBT元件QBV-1～QBV-4的控制信号。另外，在图11中，由于相位差

所以锯齿波信号STU与锯齿波信号STV的相位差为π-π＝0(同相位)。

2个参照信号(b1)、(b2)中，π+(b2)-(b1)＝θB。由此，如图10所示，U相电压VBU和V相电压VBV的脉宽都为θB(＝2π/3)。另外，通过将锯齿波信号STU和锯齿波信号STV设为同相位，从而U相电压VBU与V相电压VBV的相位差

(实施方式2的变更例)

在上述的实施方式2中，通过缩窄与直流电压EdA、EdB中的较高的一方的直流电压对应的交流电压的相位差

来使交流基波电压Va及Vb的有效值一致，但也可以是缩窄交流电压的相位差

而使得交流基波电压Va及Vb的有效值之差成为规定值以下。或者，也可以是缩窄交流电压的相位差

而使得交流基波电压Va及Vb的有效值之差与Va或者Vb的有效值之比成为百分之几以下。

[本实施方式的作用效果]

接着，说明本实施方式的课题，并说明本实施方式的作用效果。

图13是表示比较例的双向绝缘型DC/DC转换器的结构的电路图。参照图13，比较例的双向绝缘型DC/DC转换器100基本上具备与图2所示的双向绝缘型DC/DC转换器1相同的结构，但2个单相逆变器INV1、INV2由两电平电路构成这一点不同。

由两电平电路构成的逆变器(两电平逆变器)INV1包含U相臂和V相臂。U相臂包括串联连接在正电压端子1p与负电压端子1n之间的IGBT元件Q1、Q3、以及分别与IGBT元件Q1、Q3反并联连接的二极管D1、D3。在IGBT元件Q1及Q3的连接点连接有交流端子1a。V相臂包括串联连接在正电压端子1p与负电压端子1n之间的IGBT元件Q2、Q4、以及分别与IGBT元件Q2、Q4反并联连接的二极管D2、D4。在IGBT元件Q2及Q4的连接点连接有交流端子1b。

两电平逆变器INV2包括U相臂和V相臂。U相臂包括串联连接在正电压端子2p与负电压端子2n之间的IGBT元件Q11、Q13、以及分别与IGBT元件Q11、Q13反并联连接的二极管D11、D13。在IGBT元件Q11及Q13的连接点连接有交流端子2a。V相臂包括串联连接在正电压端子2p与负电压端子2n之间的IGBT元件Q12、Q14、以及分别与IGBT元件Q12、Q14反向并联连接的二极管D12、D14。在IGBT元件Q12及Q14的连接点连接有交流端子2b。

电容器C11连接在逆变器INV1的端子1p、1n之间，使端子1p、1n间的直流电压EdA平滑化和稳定化。电容器C12连接在逆变器INV2的端子2p、2n之间，使端子2p、2n间的直流电压EdB平滑化和稳定化。

两电平逆变器INV1由未图示的驱动器的输出信号控制，将正电压端子1p与负电压端子1n之间的直流电压EdA转换为交流电压VA并输出至交流端子1a、1b之间。两电平逆变器INV2由未图示的驱动器的输出信号控制，将正电压端子2p与负电压端子2n之间的直流电压EdB转换为交流电压VB并输出至交流端子2a、2b之间。

在此，在两电平逆变器INV1中，输出至交流端子1a、1b间的交流电压VA成为具有峰值EdA及脉宽θA的矩形波的交流电压。在逆变器INV2中，输出至交流端子2a、2b之间的交流电压VB成为具有峰值EdB及脉宽θB的矩形波的交流电压。以下，为了统一说明两电平逆变器INV1、INV2的电压波形，将交流电压VA及VB总称为“交流电压V”，将直流电压EdA及EdB总称为“直流电压Ed”，将脉宽θA及θB总称为“脉宽θ”。

若对两电平逆变器的电压波形进行傅里叶转换展开，则成为下式(23)，可知包含很多奇数次的高次谐波成分。根据式(23)，n次谐波成分vn由下式(24)给出。可知n次的高次谐波成分的大小与其次数成反比。

在比较例的双向绝缘型DC/DC转换器100中，由于产生由式(24)表示的高次谐波成分，所以在2个两电平逆变器INV1、INV2间流动的交流电流的高次谐波成分变大。由该高次谐波成分产生的电力损失导致双向绝缘型DC/DC转换器100的转换效率的降低。

在此，对在图14所示的电路中产生的电力损失进行考察。

在图14所示的电路中，将两电平逆变器的额定电力设为100[kW]，将开关频率f设为10[kHz]，将直流电压Ed设为100[V]。因此，两电平逆变器的额定电流为100[kW]/100[V]＝100[A]。额定阻抗Zpu成为100[V]/100[A]＝1[Ω]。根据Lpu＝1/(2πf)，额定电抗Lpu为15.9[μH]。

另外，认为电抗L的大小适当为额定电抗Lpu的10～30％程度，因此优选为1.59～4.77μH程度，以下，为了简单，设L＝1.6μH(10％)。

在两电平逆变器的电压波形中，设为矩形波的脉宽θ＝π。在该情况下，交流电压及交流电流各自的基波成分及高次谐波成分的有效值成为如下。另外，关于电流，一并表示将基波成分的大小设为100％时的各次数成分的大小。

基波成分：

V1＝90V，I1＝90V/(1+2πfL)^1/2＝85.8A(100％)

3次谐波成分：

V3＝30V、I3＝30V/(1+2π·3fL)^1/2＝26.3A(30.7％)

5次谐波成分：

V5＝18V，I5＝50V/(1+2π·5fL)^1/2＝12.9A(17.1％)

接着，计算基波成分及各次数成分的电力损失的比例。电力损失为电阻×(电流)²。以下，将电阻设为恒定，计算各次数的电力损失的比例。

仅基波成分：100％

基波成分+三次谐波成分：

(100％)²+(30.6％)²＝109.4％

基波成分+5次谐波成分：

(100％)²+(17.5％)²＝103.1％

基波成分+三次谐波成分+五次谐波成分：

(100％)²+(30.6％)²+(17.5％)²＝112.4％

在上述计算结果中，三次谐波成分相对于基波成分的电力损失的比例高达约10％。因此，如果能够抑制3次谐波成分，则估计能够降低约10％损失。

另一方面，5次谐波成分相对于基波成分的电力损失的比例低至约3％。因此，在抑制了5次谐波成分的情况下，估计与抑制了三次谐波成分的情况相比损失降低效果低。由此，认为高次谐波成分的次数越高，电力损失的比例越小，因此损失降低效果降低。换言之，认为通过抑制三次谐波成分能够最有效地降低电力损失。

另外，作为抑制高次谐波成分的对策，提出了在两电平逆变器INV1与绝缘型变压器3的初级绕组3a之间连接由电抗器和电容器构成的串联谐振电路的结构(例如，参照非专利文献2)。然而，在该结构中，存在由于串联谐振电路的电抗器增大而导致装置大型化的问题。另外，存在因串联谐振电路所产生的电力损失而导致无法获得转换效率的大幅改善的课题。

与此相对，根据本实施方式，通过由单相三电平逆变器构成双向绝缘型DC/DC转换器1所包含的2个逆变器，能够使用U相电压及V相电压的脉宽θ、以及U相电压与V相电压的相位差

这2个变量来控制各逆变器的输出交流电压。由此，能够使用脉宽θ及相位差

的任意一方使交流电压的n次谐波成分的振幅成为0。即，通过控制脉宽θ及相位差

的一方，能够抑制n次谐波成分。如上所述，在降低损失方面抑制三次谐波成分是有效的。根据本实施方式，通过设定脉宽θ或相位差

而使得三次谐波成分的振幅成为0，能够容易地抑制三次谐波成分。

进而，在本实施方式中，通过控制脉宽θ及相位差

的另一方，能够使2个逆变器的交流基波电压的有效值一致。因此，即使在各逆变器所接受的直流电压的差较大地变动的情况下，也能够在2个逆变器之间稳定地接受和供给电力。

这样，根据本实施方式，通过控制2个单相三电平逆变器的动作，能够抑制高次谐波成分，因此不需要设置串联谐振电路。因此，能够防止装置大型化。另外，由于抑制了因串联谐振电路引起的电力损失的增加，所以能够提高转换效率。

[本实施方式的变更例]

(1)单相三电平逆变器INV-A、INV-B中，构成U相臂和V相臂的三电平电路也可以是图11所示的结构。3电平电路包括4个IGBT元件、6个二极管。在图13中，以构成单相三电平逆变器INV-A的U相臂的三电平电路为代表进行表示。

IGBT元件QAU-1～QAU-4串联连接在正电压端子1a与负电压端子1b之间。二极管DAU-1～DAU-4分别与IGBT元件QAU-1～QAU-4反并联连接。IGBT元件QAU-2、QAU-3的连接点与交流端子1a连接。

二极管DAU-5连接在IGBT元件QAU-1、QAU-2的连接点与中性点电压端子1c之间。二极管DAU-6连接在IGBT元件QAU-3、QAU-4的连接点与中性点电压端子1c之间。此外，二极管DAU-5的阴极与IGBT元件QAU-1、QAU-2的连接点连接，二极管DAU-5的阳极与中性点电压端子1c连接。二极管DAU-6的阳极与IGBT元件QAU-3、QAU-4的连接点连接，二极管DAU-6的阴极与中性点电压端子1c连接。

在IGBT元件QAU-1、QAU-2导通、IGBT元件QAU-3、QAU-4截止的期间，正电压端子1p与交流端子1a连接，因此输出电压VAU成为+EdA/2。

另外，在IGBT元件QAU-2、QAU-3导通、IGBT元件QAU-1、QAU-4截止的期间，中性点电压端子1c与交流端子1a连接，因此输出电压VAU成为0。

另一方面，在IGBT元件QAU-3、QAU-4导通、IGBT元件QAU-1、QAU-2截止的期间，负电压端子1n与交流端子1a连接，因此输出电压VAU成为-EdA/2。

即，U相电压VAU取±EdA/2、0这3个值。同样地，V相电压VAV也取±EdA/2、0这3个值。因此，输出至单相三电平逆变器INV-A的交流端子1a与交流端子1b之间的交流电压VA取±EdA、±EdA/2、0这5个值。

(2)在本实施方式中，通过电压检测器VS1、VS2检测端子T1、T2间的直流电压EdA，通过电压检测器VS3、VS4检测端子T3、T4间的直流电压EdB，但不限于此，也可以通过其他方法检测直流电压EdA、EdB。例如，也可以将单相三电平逆变器INV-A、INV-B的输出交流电压VA、VB经由信号变压器取入到控制装置4，对取入的交流电压的峰值进行采样，根据采样到的峰值间接地检测直流电压EdA、EdB。

(3)在本实施方式中设置了2个电抗器L1、L2(参照图1)，但也可以将2个电抗器L1、L2中的一个电抗器去除。在绝缘型变压器3具有漏电感的情况下，也可以除去2个电抗器L1、L2。

[实施方式3]

(智能电网的结构)

在实施方式3中，参照图12说明使用了本实施方式的双向绝缘型DC/DC转换器的智能电网的结构。

本发明的实施方式3的智能电网具备双向绝缘型DC/DC转换器1、以及2个直流电源系统30、52。

直流电系统30包括商用交流电源40、太阳能发电机41、风力发电机42、PWM转换器43、变换器44、45、直流母线46、充电·放电控制用变换器47、48、LiPo电池49、双电层电容器50及负载51。

商用交流电源40生成商用交流电力。PWM转换器43将来自商用交流电源40的商用交流电力转换为规定的直流电压EdA(例如300V)的直流电力而向直流母线46供给。另外，PWM转换器43在商用交流电力不足的情况下，将来自直流母线46的直流电力以商用频率转换为规定电压的交流电力并供给到商用交流电源40。

太阳能发电机41将来自太阳的光能转换为直流电力。变换器44将由太阳能发电机41生成的直流电力转换为规定的直流电压EdA的直流电力而向直流母线46供给。风力发电机42将风力转换为直流电力。变换器45将由风力发电机42生成的直流电力转换为规定的直流电压EdA的直流电力而向直流母线46供给。

充电·放电控制用变换器47在直流电力系统30中直流电力剩余的情况下，从直流母线46取出直流电力而在LiPo电池49中积蓄直流电力，在直流电力系统30中直流电力不足的情况下，从LiPo电池49取出直流电力而向直流母线46供给。

充电·放电控制用变换器48在直流电力系统30中直流电力剩余的情况下，从直流母线46取出直流电力而在双电层电容器50中积蓄直流电力，在直流电力系统30中直流电力不足的情况下，从双电层电容器50取出直流电力而向直流母线46供给。

负载51是一般住宅、办公室、工厂设备等，从直流母线46接受直流电力的供给。直流电力系统52是与直流电系统30相同的结构，包括维持为规定的直流电压EdB(例如1000V)的直流母线53。

双向绝缘型DC/DC转换器1是在实施方式1、2中说明的双向绝缘型DC/DC转换器，在直流母线46与直流母线53之间进行直流电力的接受和供给。直流母线46包括分别与端子T1、T2连接的直流正母线和直流负母线。直流母线53包括分别与端子T3、T4连接的直流正母线和直流负母线。

双向绝缘型DC/DC转换器1设定各单相三电平逆变器中的U相电压与V相电压的相位差

使得2个单相三电平逆变器INV-A、INV-B的输出交流电压的n次谐波成分的振幅成为0。另外，根据直流电压EdA和EdB的高低来控制单相三电平逆变器INV-A、INV-B中的U相电压和V相电压的脉宽θA、θB，使得交流基波电压Va、Vb的有效值一致。

或者，双向绝缘型DC/DC转换器1设定各单相三电平逆变器中的U相电压和V相电压的脉宽θ，使得2个单相三电平逆变器INV-A、INV-B的输出交流电压的n次谐波成分的振幅成为0，根据直流电压EdA和EdB的高低来控制单相三电平逆变器INV-A、INV-B中的U相电压与V相电压的相位差

使得交流基波电压Va、Vb的有效值一致。

双向绝缘型DC/DC转换器还根据想要流过的电流的值和方向来设定交流电压VA、VB的相位差γ。在从直流电系统30向直流电力系统52供给直流电力的情况下，使交流电压VA的相位比交流电压VB超前。另一方面，在从直流电系统52向直流电系统30供给直流电力的情况下，使交流电压VB的相位比交流电压VA的相位超前。

例如，在直流电系统30中商用交流电源发生故障而直流电力不足的情况下，从直流电系统52向直流电系统30供给直流电力。因此，该智能电网也具有不间断电源系统的功能。

在本实施方式3中，通过由双向绝缘型DC/DC转换器1将2个直流电系统结合，即使在直流电力系统的直流电压EdA、EdB大幅变动的情况下，也能够在直流电力系统30、52之间稳定地接受和供给直流电力。

本次公开的实施方式是例示，并不限定于上述内容。本发明的范围由权利要求书来表示，包括与权利要求书等同的意思及范围内的所有变更。

符号说明

1、100：双向绝缘型DC/DC转换器；1a、1b、2a、2b：交流端子；1p、2p：正电压端子；1n、2n：负电压端子；1c、2c：中性点电压端子；3：绝缘型变压器；3a：初级绕组；3b：次级绕组；：4控制装置；5、6：直流电路；10、11：加法器；12：脉宽控制部；13、21：高次谐波控制部；14：电压指令部；15、17：减法器；16：电压控制部；18：电流控制部；19：控制信号生成部；20：相位差控制部；30、52：直流电力系统；40：商用交流电源；41：太阳能发电机；42：风力发电机；43：PWM转换器；44、45：转换器；46：直流母线；47、48：充电·放电控制用转换器；49：LiPo电池；50：双电层电容器；51：负载；INV-A、INV-B：单相三电平逆变器；INV1、INV2：两电平逆变器；DR1、DR2：驱动器；QAU-1～QAU-4、QAV-1～QAV-4、QBU-1～QBU-4、QBV-1～QBV-4、Q1～Q4、Q11～Q14：IGBT元件；DAU-1～DAU-4、DAV-1～DBU-4、DBU-1～DBU-4、DBV-1～DBV-4、D1～D4、D11～D14：二极管；T1、T3：正电压端子；T2、T4：负电压端子；IS1、IS2：电流检测器；VS1～VS4：电压检测器；C1～C4、C11、C12：电容器；L1、L2：电抗器。

Claims (8)

1.一种双向绝缘型DC/DC转换器，在第1直流电路及第2直流电路之间进行直流电力的接受和供给，其中，具备：

第1单相三电平逆变器，基于从所述第1直流电路接受的第1直流电压，在第1输出端子及第2输出端子之间生成第1交流电压；

第2单相三电平逆变器，基于从所述第2直流电路接受的第2直流电压，在第3输出端子及第4输出端子之间生成第2交流电压；以及

绝缘型变压器，包括从所述第1输出端子及所述第2输出端子接受所述第1交流电压的初级绕组、以及从所述第3输出端子及所述第4输出端子接受所述第2交流电压的次级绕组，

所述第1单相三电平逆变器构成为，包括：第1电路，连接在所述第1直流电路与所述第1输出端子之间，生成第1相的电压；以及第2电路，连接在所述第1直流电路与所述第2输出端子之间，生成第2相的电压，并且，该第1单相三电平逆变器将所述第1相的电压与所述第2相的电压之差作为所述第1交流电压而生成，

所述第2单相三电平逆变器构成为，包括：第3电路，连接在所述第2直流电路与所述第3输出端子之间，生成所述第1相的电压；以及第4电路，连接在所述第2直流电路与所述第4输出端子之间，生成所述第2相的电压，并且，该第2单相三电平逆变器将所述第1相的电压与所述第2相的电压之差作为所述第2交流电压而生成，

所述双向绝缘型DC/DC转换器还具备控制所述第1单相三电平逆变器及所述第2单相三电平逆变器的控制装置，

所述控制装置设定所述第1相及所述第2相的电压的脉宽、以及所述第1相及所述第2相的电压的相位差中的任意一方，使得所述第1交流电压及所述第2交流电压各自所包含的n次谐波成分的振幅成为0，其中，n为3以上的奇数。

2.根据权利要求1所述的双向绝缘型DC/DC转换器，其中，

在所述第1单相三电平逆变器及所述第2单相三电平逆变器各自中，在所述第1相及所述第2相的电压的脉宽彼此相等的情况下，所述n次谐波成分的振幅由下式(1)给出，

其中，在式(1)中，Vn表示所述n次谐波成分的振幅，E表示所述第1直流电压及所述第2直流电压，θ表示所述脉宽，

表示所述相位差，

所述控制装置设定所述第1相及所述第2相的电压的相位差，使得满足

3.根据权利要求2所述的双向绝缘型DC/DC转换器，其中，

所述控制装置为，

在所述第1直流电压高于所述第2直流电压的情况下，缩窄所述第1单相三电平逆变器中的所述第1相及所述第2相的电压的脉宽，使得所述第1交流电压的基波成分的有效值与所述第2交流电压的基波成分的有效值一致，

在所述第2直流电压高于所述第1直流电压的情况下，缩窄所述第2单相三电平逆变器中的所述第1相及所述第2相的电压的脉宽，使得所述第1交流电压的基波成分的有效值与所述第2交流电压的基波成分的有效值一致。

4.根据权利要求1所述的双向绝缘型DC/DC转换器，其中，

在所述第1单相三电平逆变器及所述第2单相三电平逆变器各自中，在所述第1相及所述第2相的电压的脉宽相等的情况下，所述n次谐波成分的振幅由下式(1)给出，

其中，在式(1)中，Vn表示所述n次谐波成分的振幅，E表示所述第1直流电压及所述第2直流电压，θ表示所述脉宽，

表示所述相位差，

所述控制装置设定所述第1相及所述第2相的电压的脉宽，使得满足sin(nθ/2)＝0。

5.根据权利要求4所述的双向绝缘型DC/DC转换器，其中，

所述控制装置为，

在所述第1直流电压高于所述第2直流电压的情况下，缩窄所述第1单相三电平逆变器中的所述第1相及所述第2相的电压的相位差，使得所述第1交流电压的基波成分的有效值与所述第2交流电压的基波成分的有效值一致，

在所述第2直流电压高于所述第1直流电压的情况下，缩窄所述第2单相三电平逆变器中的所述第1相及所述第2相的电压的相位差，使得所述第1交流电压的基波成分的有效值与所述第2交流电压的基波成分的有效值一致。

6.根据权利要求1至5中任一项所述的双向绝缘型DC/DC转换器，其中，

所述控制装置还设定所述第1交流电压及所述第2交流电压的相位差，使得在所述第1直流电路与所述第2直流电路之间接受和供给所希望的直流电力。

7.一种智能电网，其中，具备：

权利要求1～6中任一项所述的双向绝缘型DC/DC转换器；以及

所述第1直流电路及所述第2直流电路，

所述第1直流电路及所述第2直流电路分别是第1直流电力系统及第2直流电力系统。

8.根据权利要求7所述的智能电网，其中，

所述第1直流电力系统及所述第2直流电力系统分别包括：

直流母线，与所述第1单相三电平逆变器或所述第2单相三电平逆变器连接；

直流电源，向所述直流母线供给直流电力；

负载，由来自所述直流母线的直流电力驱动；以及

电力储存装置，储存来自所述直流母线的直流电力。

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