JP7475980B2 - 電力変換装置、変電所用電源装置および回生電力貯蔵装置 - Google Patents

電力変換装置、変電所用電源装置および回生電力貯蔵装置 Download PDF

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Description

本発明の実施形態は、電力変換装置、変電所用電源装置および回生電力貯蔵装置に関する。
直流電気鉄道の電力供給システムである直流き電システムは、負荷変動が激しく、き電線電圧変動が大きい特性になっている。また、ダイオード整流器を用いて直流を作ることが一般的であるため、交流電源系統への電源回生は、回生インバータを設置しなければ実施することができず、回生車の回生電流を吸収する十分な負荷が回生車周辺に存在しなければ、回生車は回生失効に陥ることになる。これらの電圧変動や回生失効に対応するため蓄電装置を設置することが行われている。
例えば高出力な電車を導入した場合、架線電圧の低下や余剰回生電力の吸収をする必要が出てくるため、蓄電装置を設置することが考えられる。このような蓄電装置は蓄電池電圧を任意の電圧に変換して出力するための変換器を有している。
特開２０１８－９８８３４号公報
従来の蓄電装置では、例えばき電回路と電池回路とを高周波トランス回路で絶縁し、電池の対地絶縁耐圧を下げることができ、任意の電力を架線と蓄電池の間で充放電することができる。その一方、架線電圧は、例えばＤＣ１５００Ｖき電の場合、９００Ｖ－１８００Ｖ程度まで変動するのが一般的であり、電池と架線電圧の差が大きいと、高周波トランス回路に流れるピーク電流値が大きくなる。これは結果として、高周波変圧器の大型化や、電力変換装置に用いるパワー半導体素子の電流定格を増大させる必要性が生じ蓄電装置の、大型化、高コスト化を招く可能性があった。
例えば、き電回路側にき電回路側から見て昇圧チョッパを設置し、電池側とき電側の直流回路との間を共振型の高周波絶縁回路を構成することで、直流回路部の電圧変動を蓄電池の電圧変動程度に抑制し小型化を図る方法も考えられる。しかしながらこの手法では共振回路に共振コンデンサを設置する必要があり、装置の小型化が困難である。また、チョッパ回路と共振回路部との間の直流電圧が共振型回路であるが故に任意の電圧に制御することはできず、蓄電池の電圧変動を加味した場合、蓄電池のＳＯＣが高い場合などは直流電圧が高くなり、チョッパ回路のスイッチングサージが大きくなることがあった。
本発明の実施形態は上記事情を鑑みて成されたものであって、蓄電池とき電回路との間を絶縁しつつ、小型な電力変換装置、変電所用電源装置および回生電力貯蔵装置を実現することを目的とする。
実施形態による電力変換装置は、第１直流電源と第２直流電源との間に電気的に接続される装置であって、前記第２直流電源の正極端子に、リアクトルを介して、降圧出力端子が電気的に接続されたチョッパ回路と、前記第１直流電源の正極端子と負極端子との間に第１直流主回路が電気的に接続された第１インバータと、前記チョッパ回路の高圧回路側に第２直流主回路が電気的に接続された第２インバータと、前記第１インバータの交流端と前記第２インバータの交流端との間に電気的に接続された変圧器と、前記第１直流電源に対して並列に接続された第１コンデンサと、前記第２インバータと前記チョッパ回路との間において前記第２直流主回路間に接続された第２コンデンサと、双方向に電力融通するように前記第１インバータと第２インバータとの出力電圧位相を制御する制御回路と、を備える。
図１は、第１実施形態の電力変換装置および電源装置の一構成例を概略的に示す図である。 図２は、第１直流電源と第２直流電源とにおける電力供給の様子を説明するための図である。 図３は、図１に示す制御回路のインバータ制御部の一構成例を概略的に示す図である。 図４は、図１に示す制御回路のテーブルの一例について説明するための図である。 図５は、図１に示す制御回路のチョッパ制御部の一構成例を概略的に示す図である。 図６は、第２実施形態の電力変換装置および電源装置の一構成例を概略的に示す図である。
以下、実施形態の電力変換装置、変電所用電源装置および回生電力貯蔵装置について、図面を参照して詳細に説明する。
図１は、第１実施形態の電力変換装置および電源装置の一構成例を概略的に示す図である。
本実施形態の電源装置は、例えば変電所や回生電力貯蔵装置（バッテリーポスト）に設置される装置であって、第１直流電源１と、抵抗器Ｒと、電力変換装置３と、を備え、第２直流電源２と電気的に接続されている。第２直流電源２は、直流き電回路を備えた直流電源であって、例えば架線である。第２直流電源２は、例えばＤＣ１５００Ｖき電である。第２直流電源２の電圧変動幅は、最大電圧値が最低電圧値の少なくとも１．５倍以上である。
電力変換装置３は、少なくとも１つの電力変換ユニット４と、リアクトル６、８と、コンデンサ７と、制御回路ＣＴＲと、を備えている。また、電力変換装置３は、種々の検出器、例えば、電圧検出器２４、２５、２６、および、電流検出器２７を備え得る。
第１直流電源１は、例えば蓄電池を備えた直流電源である。なお、第１直流電源１は、交流電力を直流電力に変換して出力する電力変換器を備えていてもよい。
本実施形態では、第１直流電源１は、高電位側電源１Ｐと低電位側電源１Ｎとの間（中性点）において抵抗器Ｒを介して接地されている。これにより、第１直流電源１の蓄電池の対地電位を下げることができる。このような接続方法をとることにより高電圧の出力が可能になるほか、第１直流電源１が蓄電池の場合には、対地電位を下げ絶縁設計時の電圧を低くして装置を小型化することが可能となる。なお、第１直流電源１の蓄電池の絶縁耐圧が十分であるときには、中性点接地ではなく第１直流電源１の低電位側にて接地してもよく、変圧器１５よりも第１直流電源１側にある回路を電気的に浮いた状態としてもよい。
電力変換ユニット４は、チョッパ回路５と、第１コンデンサ１３と、第２コンデンサ１２と、第１インバータＩＮＶ１と、変圧器１５と、第２インバータＩＮＶ２と、を備えている。
第１インバータＩＮＶ１は、高電位側の第１直流主回路と低電位側の第１直流主回路との間に電気的に接続された２つのレグを備えたフルブリッジ回路である。第１インバータＩＮＶ１の各レグは、上アームと下アームとを備えている。第１インバータＩＮＶ１の上アームと下アームとのそれぞれは、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Insulated Gate Bipolar Transistor）等のパワー半導体素子１０を備えている。ＩＧＢＴ等のパワー半導体素子１０を用いることにより、第１インバータＩＮＶ１における導通損を抑制することが可能である。
第１コンデンサ１３は、第１インバータＩＮＶ１の高電位側の直流端と低電位側の直流端との間に接続されている。換言すると、第１コンデンサ１３は、第１直流主回路間に接続され、第１直流電源１と並列に接続されている。
第２インバータＩＮＶ２は、第２直流主回路間に電気的に接続された２つのレグを備えたフルブリッジ回路である。第２インバータＩＮＶ２の各レグは、上アームと下アームとを備えている。第２インバータＩＮＶ２の上アームと下アームとのそれぞれは、ＩＧＢＴ等のパワー半導体素子１１を備えている。ＩＧＢＴ等のパワー半導体素子１１を用いることにより、第２インバータＩＮＶ２における導通損を抑制することが可能である。
第２コンデンサ１２は、第２インバータＩＮＶ２の高電位側の直流端と低電位側の直流端との間に接続されている。換言すると、第２コンデンサ１２は、第２直流主回路間に接続されている。
変圧器１５は、第１インバータＩＮＶ１の交流端と第２インバータＩＮＶ２の交流端との間に接続されている。変圧器１５は、例えば高周波トランス回路であって、第１インバータＩＮＶ１の２つのレグの交流端間に接続された第１巻線と、第２インバータＩＮＶ２の２つのレグの交流端間に接続された第２巻線と、を備えている。変圧器１５の第１巻線の巻数と第２巻線の巻数とは、第２コンデンサ１２と第１コンデンサ１３との電圧の比および第１直流電源１の電圧に応じて設定される。
チョッパ回路５は、その高圧回路側が第２インバータＩＮＶ２の第２直流主回路と電気的に接続されている。チョッパ回路５は、高電位側の第２直流主回路と低電位側の第２直流主回路との間に直列に接続された２つのスイッチング素子９を備えたハーフブリッジ回路である。チョッパ回路５のスイッチング素子９には、例えば、ＳｉＣ（Silicon Carbide）－ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）等のワイドバンドギャップ半導体を用いたスイッチング素子（ワイドバンドギャップ半導体素子）を適用することが望ましい。ワイドバンドギャップ半導体には、例えば、ＩＩＩ－Ｖ族半導体が含まれる。チョッパ回路５はハードスイッチングするため、前述のワイドバンドギャップ半導体を用いることにより、チョッパ回路５におけるスイッチング損失を低減することが可能である。
リアクトル（第２リアクトル）６とリアクトル８とは、第２直流電源２の正極端子と、最も高電位側の電力変換ユニット４の２つのスイッチング素子９間との間において、直列に接続されている。
コンデンサ（第３コンデンサ）７は、第２直流電源２の正極端子と負極端子との間において、リアクトル６と直列に接続される。すなわち、コンデンサ７の高電位側端はリアクトル６の一端と電気的に接続されている。リアクトル６の他端は第２直流電源２の正極端子と電気的に接続されている。リアクトル６とコンデンサ７とは、ＬＣフィルタを構成し、第２直流電源２に対して高調波電流が流れることを抑制する。
なお、変圧器１５と第１インバータＩＮＶとの間、および、変圧器１５と第２インバータとの間の少なくとも一方にリアクトル（第３リアクトル）が更に配置されていても構わない。
制御回路ＣＴＲは、例えば、ＣＰＵ（central processing unit）やＭＰＵ（micro processing unit）などのプロセッサを少なくとも１つと、プロセッサにより実行されるプログラムを記録可能なメモリと、を備えた演算回路である。
制御回路ＣＴＲは、チョッパ回路５の動作を制御してリアクトル８に流れる電流を制御し、コンデンサ７の電圧が所定の値となるように電圧制御を行う。なお、制御回路ＣＴＲは、必要に応じて、コンデンサ７の電圧を検出する電圧検出器２６、リアクトル８に流れる電流を検出する電流検出器２７および、電力変換装置３に含まれる種々の検出器（図示せず）により検出された値を取得し、演算に用いることが可能である。
制御回路ＣＴＲは、第１直流電源１と第２直流電源２との間で双方向に電力供給が行われるように、チョッパ回路５、第１インバータＩＮＶ１および第２インバータＩＮＶ２の動作を制御する。
図２は、第１直流電源と第２直流電源とにおける電力供給の様子を説明するための図である。
ここでは、図２（Ａ）に示すように変圧器１５の一次側の電圧をＶｔｒ１とし、二次側の電圧をＶｔｒ２とする。電圧Ｖｔｒ１および電圧Ｖｔｒ２は、図２（Ｂ）および図２（Ｃ）に示すように、時刻Ｔに対して、交流パルス電圧となる。
このとき、図２（Ｂ）に示すように、変圧器１５の一次側の電圧Ｖｔｒ１に対し、二次側の電圧Ｖｔｒ２の位相がδ［ｒａｄ］遅れることにより、その位相差に基づいて第２直流電源２（一次側）から第１直流電源１（二次側）へ電力供給を行うことができる。また、図２（Ｃ）に示すように、変圧器１５の一次側の電圧Ｖｔｒ１に対し、二次側の電圧Ｖｔｒ２の位相がδ［ｒａｄ］進むことにより、その位相差に基づいて第１直流電源１（二次側）から第２直流電源２（一次側）へ電力供給を行うことができる。ここで、第１インバータＩＮＶ１および第２インバータＩＮＶ２のそれぞれに基づいて、第２直流電源２（一次側）から第１直流電源１（二次側）へ出力される供給電力ＰＤＣは、「ＰＤＣ＝（Ｅ１×Ｅ２／ωＬ）×（δ－δ２／π）」で表される。
上述の供給電力ＰＤＣの式において、Ｅ１は、例えば、チョッパ回路５と第２インバータＩＮＶ２との間に接続される第２コンデンサ１２の電圧である。Ｅ２は、第１直流電源１に接続される第１インバータＩＮＶ１の第１コンデンサ１３の電圧である。ωは、角周波数であり、ω＝２πfで表される。この場合、ｆは、制御回路ＣＴＲが変圧器１５に印加する周波数である。また、Ｌは、変圧器１５の漏れインダクタンスと、第１インバータＩＮＶ１および第２インバータＩＮＶ２から変圧器１５までの導体インダクタンスを加算した値である。δは、第２直流電源２に接続される第２インバータＩＮＶ２が、変圧器１５に出力する交流を基準とした、第１直流電源１に接続される第１インバータＩＮＶ１が出力する電圧の位相差［ｒａｄ］である。
制御回路ＣＴＲは、インバータ制御部Ｃ１と、チョッパ制御部Ｃ２と、テーブルＴＢＬと、を備えている。
制御回路ＣＴＲは、第２コンデンサ１２の電圧と第３コンデンサ７の電圧とが所定の値となるように蓄電池装置および電力変換装置制御する。
具体的にはチョッパ回路５と第２インバータＩＮＶ２との間にある第２コンデンサ１２については、第１インバータＩＮＶ１の出力電圧と第２インバータＩＮＶ２の出力電圧との位相差δを制御する事で電力潮流を制御し電圧を任意の電圧に保つことができる。この回路部は、一般に、ＤＡＢ（Dual Active Bridge）と呼ばれる回路となる。この時の制御目標の電圧値Ｖ＊ｒｅｆは、少なくとも直流側の電源電圧よりも高くなる必要がある。
図３は、図１に示す制御回路のインバータ制御部の一構成例を概略的に示す図である。
インバータ制御部Ｃ１は、減算器Ｃ１１と、ＰＩ制御器Ｃ１２と、を備えている。
インバータ制御部Ｃ１には、目標電圧値Ｖ＊ｒｅｆ１と第２コンデンサ１２の電圧値ＶＣ２とを取得する。目標電圧値Ｖ＊ｒｅｆ１は、制御回路ＣＴＲ内にて予め設定されていてもよく、制御回路ＣＴＲの外部から供給されてもよい。第２コンデンサ１２の電圧値ＶＣ２は、電圧検出器２５により検出されて制御回路ＣＴＲに供給される。
減算器Ｃ１１は、目標電圧値Ｖ＊ｒｅｆ１から第２コンデンサ１２の電圧値ＶＣ２を引いた差を演算して出力する。ＰＩ制御器Ｃ１２は比例積分制御器であって、減算器Ｃ１１から入力された値がゼロとなるように、位相差δの値を演算して出力する。
インバータ制御部Ｃ１は、ＰＩ制御器Ｃ１２にて演算された位相差δが生じるように、第１インバータＩＮＶ１および第２インバータＩＮＶ２のスイッチング素子の動作を制御する。
なお、第２実施形態で説明するが、電力変換ユニット４が複数段カスケード接続される場合は、き電電圧に対する変換器の電圧分担を等分にするため、ｎ段であれば、制御目標の電圧値Ｖ＊ｒｅｆ１がき電電圧／ｎよりも大きくなるように第２コンデンサ１２の電圧を制御する。
制御回路ＣＴＲは、第３コンデンサ７の電圧値ＶＣ３が所定の値となるとともに、リアクトル８に所定の電流が流れるようにチョッパ回路５の動作を制御する。一般には架線電圧が上昇した場合は、一定電圧を保とうとするため、き電回路側から畜電池側への充電電流が流れ、架線電圧が低下した場合は畜電池側からき電回路側への放電電流が流れる。蓄電池の放電時の目標電圧と充電時の目標電圧は必ずしも同一の値を用いる必要はなく、任意の電圧制御としては充電時の目標電圧≧放電時の目標電圧の関係が成り立っていればよい。
図４は、図１に示す制御回路のテーブルの一例について説明するための図である。
本実施形態の蓄電池装置および電力変換装置では、例えば、図４に示すように、第１直流電源１のＳＯＣ（state of charge）に対して、充電時の目標電圧が放電時の目標電圧よりも大きくなるように、目標電圧Ｖ＊ｒｅｆ２の値がテーブルＴＢＬ格納されている。なお、図４に示す目標電圧Ｖ＊ｒｅｆ２の数値は一例であって、これに限定されるものではない。
図５は、図１に示す制御回路のチョッパ制御部の一構成例を概略的に示す図である。
チョッパ制御部Ｃ２は、減算器Ｃ２１、Ｃ２３と、ＰＩ制御器Ｃ２２、Ｃ２４と、減算器Ｃ２６と、ＰＩ制御器Ｃ２７と、ＰＷＭ制御器Ｃ２８と、遅延器ＤＬＹと、否定回路Ｃ２９と、を備えている。
チョッパ制御部Ｃ２には、第３コンデンサ７の電圧値ＶＣ３と、リアクトル８の電流値ＩＬと、第１直流電源１のＳＯＣと、が供給される。チョッパ制御部Ｃ２には、例えば外部の電池管理部１６から第１直流電源１のＳＯＣが供給される。チョッパ制御部Ｃ２は、テーブルＴＢＬを参照して、第１直流電源１のＳＯＣに対応した目標電圧Ｖ＊ｒｅｆ２を取得することができる。
なお、電池管理部１６は、制御回路ＣＴＲに含まれていても構わない。電池管理部１６は、第１直流電源１の電圧、電流、および温度を少なくとも検出することが可能であり、検出値に基づいて第１直流電源１のＳＯＣを算出することが可能である。
減算器Ｃ２１は、充電時の目標電圧Ｖ＊ｒｅｆ２から第３コンデンサ７の電圧値ＶＣ３を引いた差を演算して出力する。
ＰＩ制御器Ｃ２２は比例積分制御器であって、減算器Ｃ２１から入力された値がゼロとなるよう、リアクトル８に流れる電流の目標値を演算して出力する。なお、ＰＩ制御器Ｃ２２は、第１直流電源１を充電する電流を負の値として、出力値を最小値Ｉｍｉｎ以上ゼロ以下となるように出力する。
減算器Ｃ２３は、放電時の目標電圧Ｖ＊ｒｅｆ２から第３コンデンサ７の電圧値ＶＣ３を引いた差を演算して出力する。
ＰＩ制御器Ｃ２４は比例積分制御器であって、減算器Ｃ２３から入力された値がゼロとなるように、リアクトル８に流れる電流の目標値を演算して出力する。なお、ＰＩ制御器Ｃ２４は、第１直流電源１を放電する電流を正の値として、出力値をゼロ以上最大値Ｉｍａｘ以下となるように出力する。
加算器Ｃ２５は、ＰＩ制御器Ｃ２２の出力値とＰＩ制御器Ｃ２４の出力値とを加算して出力する。すなわち、第１直流電源１の充電時にはＰＩ制御器Ｃ２２の出力値が電流目標値として出力され、第１直流電源１の放電時にはＰＩ制御器Ｃ２４の出力値が電流目標値として出力される。
減算器Ｃ２６は、加算器Ｃ２５から出力された値からリアクトル８に流れる電流値ＩＬを引いた差を演算して出力する。
ＰＩ制御器Ｃ２７は比例積分制御器であって、減算器Ｃ２６から入力された値がゼロとなるように、チョッパ回路５の電圧指令値を演算して出力する。
ＰＷＭ制御器Ｃ２８は、ＰＩ制御器Ｃ２７から出力された電圧指令値と、予め設定された搬送波（例えば三角波）とを比較して、例えばチョッパ回路５の上側のスイッチング素子９のゲート信号を生成する。
遅延器ＤＬＹは、ＰＷＭ制御器Ｃ２８から出力されたゲート信号を所定の時間遅延させてチョッパ回路５の上側のスイッチング素子９のゲート信号を出力する。
否定回路Ｃ２９は、ＰＷＭ制御器Ｃ２８から出力されたゲート信号の値を反転した信号を、チョッパ回路５の下側のスイッチング素子９のゲート信号として出力する。
上記のように、本実施形態の電力変換装置および電源装置によれば、チョッパ回路５のコンデンサ７の電圧を制御することが出来るため、チョッパ回路５のコンデンサ７側の直流電圧を高めることなく制御することで、チョッパ回路５における損失を抑制することができるとともに、スイッチング素子９のスイッチング時のサージ電圧を低減することができる。また、例えば電力変換ユニット４にＤＡＢ回路ではなく共振型の高周波絶縁回路を用いる方式も考えられるが、本実施形態の電力変換装置および電源装置では共振型の高周波絶縁回路の共振コンデンサを用いる必要がないため、共振型の高周波絶縁回路を採用する場合よりも小型化を実現することが可能である。
すなわち、本実施形態によれば、蓄電池とき電回路との間を絶縁しつつ、小型な電力変換装置、変電所用電源装置および回生電力貯蔵装置を実現することができる。
次に、第２実施形態の電力変換装置、変電所用電源装置および回生電力貯蔵装置について図面を参照して詳細に説明する。
なお、以下の説明において上述の第１実施形態と重複する構成については同一の符号を付して説明を省略する。
図６は、第２実施形態の電力変換装置および電源装置の一構成例を概略的に示す図である。
本実施形態の電力変換装置３は、複数の電力変換ユニット４を備えている。なお、図６に示した例では、電力変換装置３は３つの電力変換ユニット４を備えているが、電力変換ユニット４の数はこれに限定されるものではない。
３つの電力変換ユニット４の第１コンデンサ１３は、第１直流電源１の正極端子と負極端子との間に直列に接続されている。すなわち、最も高電位側の電力変換ユニット４の高電位側の第１直流主回路は、第１直流電源１の正極端子と電気的に接続されている。最も高電位側の電力変換ユニット４の低電位側の第１直流主回路は、次段の（低電位側に接続された）電力変換ユニット４の高電位側の第１直流主回路と電気的に接続されている。最も低電位側の電力変換ユニット４の高電位側の第１直流主回路は、前段の（高電位側に接続された）電力変換ユニット４の低電位側の第１直流主回路と電気的に接続されている。最も低電位側の電力変換ユニット４の低電位側の第１直流主回路は、第１直流電源１の負極端子と電気的に接続されている。
３つの電力変換ユニット４のチョッパ回路５は、降圧出力端子において互いに電気的に接続されている。すなわち、電力変換ユニット４の低電位側の第２直流主回路は、次段の（低電位側に接続された）電力変換ユニット４の２つのスイッチング素子９の間に電気的に接続されている。最も高電位側の電力変換ユニット４のチョッパ回路５の２つのスイッチング素子９間は、リアクトル８およびリアクトル６を介して第２直流電源２の正極端子と電気的に接続されている。最も低電位側の電力変換ユニット４の低電位側の第２直流主回路は、第２直流電源２の負極端子と電気的に接続されている。つまり、３つの電力変換ユニット４のチョッパ回路５側は、図６に示されるように、カスケード接続されている。
リアクトル６とリアクトル８とは、第２直流電源２の正極端子と、最も高電位側の電力変換ユニット４の２つのスイッチング素子９間との間において、直列に接続されている。
コンデンサ７は、第２直流電源２の正極端子と負極端子との間において、リアクトル６と直列に接続される。リアクトル６とコンデンサ７とは、ＬＣフィルタを構成し、第２直流電源２に対して高調波電流が流れることを抑制する。
複数の電力変換ユニット４のそれぞれは、第１直流電源１側の第１コンデンサ１３の電圧値を測定するための電圧検出器２４と、チョッパ回路５と第２インバータＩＮＶ２との間の第２コンデンサ１２の電圧を検出するための電圧検出器２５と、を備えている。

制御回路ＣＴＲは、上述の第１実施形態と同様に、電力変換ユニット４それぞれのチョッパ回路５、第１インバータＩＮＶ１および第２インバータＩＮＶ２の動作を制御することが出来る。制御回路ＣＴＲは、電力変換ユニット４が複数段カスケード接続される場合は、き電電圧に対する変換器の電圧分担を等分にするため、ｎ段であれば、制御目標の電圧値Ｖ＊ｒｅｆ１がき電電圧／ｎよりも大きくなるように第２コンデンサ１２の電圧を制御する。
また、制御回路ＣＴＲは、３つの電力変換ユニット４のチョッパ回路５のスイッチング位相を互いにずらすように、３つの電力変換ユニット４の動作を制御することが出来る。
本実施形態の電力変換装置および電源装置では、電力変換ユニット４のチョッパ回路５のスイッチング位相を互いにずらすことにより、変換器としての等価スイッチング周波数を高くすることが可能であり、リアクトル６やリアクトル８を小型化することが出来る。 また、上記のように接続された複数の電力変換ユニット４を含む電力変換装置および電源装置によれば、高電圧の出力が可能になるほか、第１直流電源１が蓄電池の場合に、対地電位を下げ絶縁設計時の電圧が低くなり装置を小型化することが可能になる。
本実施形態によれば上述の第１実施形態と同様の効果を得ることができる。すなわち、本実施形態によれば、蓄電池とき電回路との間を絶縁しつつ、小型な電力変換装置、変電所用電源装置および回生電力貯蔵装置を実現することができる。
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
例えば上述の複数の実施形態において、複数の第１コンデンサ１３が第１直流電源１の正極端子と負極端子との間において直列に接続されていたが、複数の第１コンデンサ１３は第１直流電源１に並列に接続されてもよい。その場合であっても上述の実施形態と同様の効果を得ることができる。
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
１…第１直流電源、１Ｎ…低電位側電源、１Ｐ…高電位側電源、２…第２直流電源、３…電力変換装置、４…電力変換ユニット、５…チョッパ回路、６…第２リアクトル、７…第３コンデンサ、８…リアクトル、１２…第２コンデンサ、１３…第１コンデンサ、１５…変圧器、１６…電池管理部、２４…電圧検出器、２５…電圧検出器、２６…電圧検出器、２７…電流検出器、Ｃ１…インバータ制御部、Ｃ１１…減算器、Ｃ１２…ＰＩ制御器、Ｃ２…チョッパ制御部、Ｃ２１…減算器、Ｃ２２…ＰＩ制御器、Ｃ２３…減算器、Ｃ２４…ＰＩ制御器、Ｃ２５…加算器、Ｃ２６…減算器、Ｃ２７…ＰＩ制御器、Ｃ２８…ＰＷＭ制御器、Ｃ２９…否定回路、ＩＮＶ１…第１インバータ、ＩＮＶ２…第２インバータ

Claims (13)

  1. 第１直流電源と第２直流電源との間に電気的に接続される装置であって、
    前記第２直流電源の正極端子に、リアクトルを介して、降圧出力端子が電気的に接続されたチョッパ回路と、
    前記第１直流電源の正極端子と負極端子との間に第１直流主回路が電気的に接続された第１インバータと、
    前記チョッパ回路の高圧回路側に第２直流主回路が電気的に接続された第２インバータと、
    前記第１インバータの交流端と前記第２インバータの交流端との間に電気的に接続された変圧器と、
    前記第１直流電源に対して並列に接続された第１コンデンサと、
    前記第２インバータと前記チョッパ回路との間において前記第２直流主回路間に接続された第２コンデンサと、
    双方向に電力融通するように前記第１インバータと前記第２インバータとの出力電圧位相を制御する制御回路と、
    を備えた電力変換装置。
  2. 前記制御回路は、前記第１インバータと前記第２インバータとの出力電圧の位相を変化させることにより、前記第２コンデンサの電圧値が目標値となるように制御する、請求項１記載の電力変換装置。
  3. 前記第２直流電源に対して並列に接続された第３コンデンサを備えた、請求項１又は請求項２記載の電力変換装置。
  4. 前記チョッパ回路と、前記第１インバータと、前記第２インバータと、前記変圧器と、前記第１コンデンサと、前記第２コンデンサと、を含む電力変換ユニットを複数備え、
    前記制御回路は、前記チョッパ回路を制御することにより前記第３コンデンサの電圧を目標電圧に制御する、請求項３記載の電力変換装置。
  5. 前記第２直流電源の正極端子と前記第３コンデンサの高電位側端との間に接続された第２リアクトルを備える、請求項３又は請求項４記載の電力変換装置。
  6. 前記チョッパ回路と、前記第１インバータと、前記第２インバータと、前記変圧器と、前記第１コンデンサと、前記第２コンデンサと、を含む電力変換ユニットを複数備え、
    複数の前記電力変換ユニットの前記チョッパ回路はカスケード接続されている、請求項１記載の電力変換装置。
  7. 複数の前記電力変換ユニットの前記第１コンデンサは、前記第１直流主回路間において直列に接続されている、請求項６記載の電力変換装置。
  8. 前記第１直流電源は中性点接地されている、請求項１乃至請求項７のいずれか１項記載の電力変換装置。
  9. 前記第１直流電源は蓄電池であって、前記第２直流電源は直流き電回路である、請求項１乃至請求項８のいずれか１項記載の電力変換装置。
  10. 前記第２直流電源の電圧変動幅は、最大電圧値が最低電圧値の少なくとも１．５倍以上である、請求項１乃至請求項９のいずれか１項記載の電力変換装置。
  11. 前記変圧器と前記第１インバータとの間、又は、前記変圧器と前記第２インバータとの間の少なくとも一方に配置された第３リアクトルを有している、請求項１乃至請求項１０のいずれか１項記載の電力変換装置。
  12. 請求項１乃至請求項１１のいずれか１項記載の電力変換装置と、
    前記第１直流電源と、を備えた変電所用電源装置。
  13. 請求項１乃至請求項１１のいずれか１項記載の電力変換装置と、
    前記第１直流電源と、を備えた回生電力貯蔵装置。
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