JPWO2017208639A1 - 双方向絶縁型ｄｃ／ｄｃコンバータおよびスマートネットワーク - Google Patents

Abstract

双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ（１）は、第１の単相３レベルインバータ（ＩＮＶ−Ａ）と、第２の単相３レベルインバータ（ＩＮＶ−Ｂ）と、絶縁型変圧器（３）とを備える。第１の単相３レベルインバータ（ＩＮＶ−Ａ）は、第１の直流回路（５）から受ける第１の直流電圧に基づいて、出力端子（１ａ，１ｂ）間に交流電圧（ＶＡ）を生成する。第２の単相３レベルインバータ（ＩＮＶ−Ｂ）は、第２の直流回路（６）から受ける第２の直流電圧に基づいて、出力端子（２ａ，２ｂ）間に第２の交流電圧ＶＢを生成する。絶縁型変圧器（３）は、出力端子（１ａ，１ｂ）から第１の交流電圧（ＶＡ）を受ける１次巻線（３ａ）と、出力端子（２ａ，２ｂ）から第２の交流電圧（ＶＢ）を受ける２次巻線（３ｂ）とを含む。

Description

この発明は、双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータおよびそれを備えるスマートネットワークに関する。

複数の直流電力系統を備えたスマートネットワークでは、直流電力が余剰した直流電力系統から直流電力が不足した直流電力系統に直流電力を供給する必要がある。また、直流電力系統では、直流電力が余剰するときと不足するときとがあるため、直流電圧が変動する。

直流電圧の変動の影響を受けることなく、直流電力を安定的に供給するため、２つの直流電力系統の間に双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを設ける構成が提案されている。双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータとしては、絶縁型変圧器によって結合された２つのインバータを備えたものがある（たとえば、非特許文献１および２参照）。

川畑良尚、他４名、「双方向絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータの新しい制御方式−変圧器の巻数比以上の出力電圧が可能な制御方式−」、ＪＩＰＥ−３９−１８、パワーエレクトロニクス学会誌ＶｏＬ．３９（２０１４．３） 中林編絹、他２名、「１次側／２次側位相シフト制御複合共振形ＺＶＳ−ＰＷＭ双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ−電力制御原理とその実験評価−」、ＪＩＰＥ ３９−１６、パワーエレクトロニクス学会誌ＶｏＬ．３９（２０１４．３）

非特許文献１および２に記載される双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、２つのインバータの各々が２レベルインバータで構成されている。２レベルインバータは出力交流電圧に高調波成分を有するため、この高調波成分による出力交流電流の歪みが大きくなり、結果的に変換効率を低下させてしまうという問題がある。

このような出力交流電流の高調波成分を抑制する対策として、非特許文献２には、絶縁型変圧器の１次巻線に対して直列に、リアクトルおよびコンデンサからなる直列共振回路を接続する技術が提案されている。

上記技術によれば、本来定格値の２０〜３０％程度しか要らないリアクトルを１２０〜１３０％程度まで大きくし、かつ、そのうちの１００％のリアクトル値と共振するコンデンサによって、有効なリアクトル値を２０〜３０％程度に収めている。

しかしながら、非特許文献２に記載の技術によれば、リアクトルを大きくすることで高調波成分を低減することができるものの、装置の大型化を招くという課題が生じる。また、直列共振回路において損失が発生するため、変換効率の大きな改善が望めないという課題が生じる。

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、その目的は、小型な構成で、高調波成分を抑制することができる双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを提供することである。

この発明のある局面によれば、双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１および第２の直流回路間で直流電力の授受を行なう。双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１の単相３レベルインバータと、第２の単相３レベルインバータと、絶縁型変圧器とを備える。第１の単相３レベルインバータは、第１の直流回路から受ける第１の直流電圧に基づいて、第１の出力端子および第２の出力端子の間に第１の交流電圧を生成する。第２の単相３レベルインバータは、第２の直流回路から受ける第２の直流電圧に基づいて、第３の出力端子および第４の出力端子の間に第２の交流電圧を生成する。絶縁型変圧器は、第１および第２の出力端子から第１の交流電圧を受ける１次巻線と、第３および第４の出力端子から第２の交流電圧を受ける２次巻線とを含む。

この発明によれば、高調波成分を抑制することが可能な双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを、小型な構成で構築することができる。

この発明の実施の形態１による双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの全体構成図である。 図１に示した単相３レベルインバータの構成を詳細に説明する回路図である。 単相３レベルインバータのＵ相電圧、Ｖ相電圧および交流電圧の関係を示す波形図である。 図１に示した制御装置の機能ブロック図である。 単相３レベルインバータＩＮＶ−Ａから単相３レベルインバータＩＮＶ−Ｂへ電力を伝送するときの交流基本波電圧のベクトル図である。 単相３レベルインバータＩＮＶ−Ａから単相３レベルインバータＩＮＶ−Ｂへ電力を伝送するときの交流基本波電圧のベクトル図である。 単相３レベルインバータＩＮＶ−Ａから単相３レベルインバータＩＮＶ−Ｂへ電力を伝送するときの交流基本波電圧のベクトル図である。 単相３レベルインバータＩＮＶ−Ａから単相３レベルインバータＩＮＶ−Ｂへ電力を伝送するときの交流基本波電圧のベクトル図である。 実施の形態１による単相３レベルインバータＩＮＶ−Ａの制御信号の生成方法を示すタイムチャートである。 実施の形態１による単相３レベルインバータＩＮＶ−Ａ，ＩＮＶ−Ｂの制御信号の生成方法を示すタイムチャートである。 図１に示した制御装置の機能ブロック図である。 実施の形態２による単相３レベルインバータＩＮＶ−Ａ，ＩＮＶ−Ｂの制御信号の生成方法を示すタイムチャートである。 単相３レベルインバータに用いられる３レベル回路の変更例を示す図である。 実施の形態３によるスマートネットワークの構成を示すブロック図である。 比較例による双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。 比較例による双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの２レベルインバータで発生する電力損失を考察するための図である。

以下、この発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、同一または相当する部分には同一の参照符号を付して、その説明を繰返さない。

［実施の形態１］
（双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成）
図１は、この発明の実施の形態１による双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの全体構成図である。

図１を参照して、実施の形態に１による双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、正電圧端子Ｔ１，Ｔ３、負電圧端子Ｔ２，Ｔ４、電流検出器ＩＳ１，ＩＳ２、電圧検出器ＶＳ１〜ＶＳ４、コンデンサＣ１〜Ｃ４、単相３レベルインバータＩＮＶ−Ａ，ＩＮＶ−Ｂ、リアクトルＬ１，Ｌ２、絶縁型変圧器３、制御装置４、およびドライバＤＲ１，ＤＲ２を備える。

端子Ｔ１，Ｔ２には直流回路５が接続され、端子Ｔ３，Ｔ４には直流回路６が接続される。たとえば、直流回路５は、直流電力を生成する直流電源と、直流電力によって駆動される負荷とを含む。直流回路６は、直流電力を蓄える電力貯蔵装置を含む。直流電源としては、太陽光発電機、風力発電機などがある。電力貯蔵装置としては、ＬｉＰｏ（リチウムポリマー）電池、電気二重層コンデンサなどがある。

双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、直流回路５で直流電力が余剰している場合は余剰分の直流電力を直流回路６に供給し、直流回路５で直流電力が不足している場合は直流回路６の直流電力を直流回路５に供給する。そのとき、双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、直流回路５の直流電圧ＥｄＡと直流回路６の直流電圧ＥｄＢとの高低に関係なく、直流電力の授受を行なう。

単相３レベルインバータＩＮＶ−Ａ（第１の単相３レベルインバータ）は、３つの直流端子（正電圧端子１ｐ、中性点電圧端子１ｃ、負電圧端子１ｎ）と、２つの交流端子１ａ，１ｂとを含む。単相３レベルインバータＩＮＶ−Ａの正電圧端子１ｐは、電流検出器ＩＳ１を介して正電圧端子Ｔ１に接続され、単相３レベルインバータＩＮＶ−Ａの負電圧端子１ｎは負電圧端子Ｔ２に接続される。

コンデンサＣ１，Ｃ２は、単相３レベルインバータＩＮＶ−Ａの正電圧端子１ｐおよび負電圧端子１ｎの間に直列に接続され、端子１ｐ，１ｎ間の直流電圧ＥｄＡを平滑化および安定化させる。単相３レベルインバータＩＮＶ−Ａの中性点電圧端子１ｃは、コンデンサＣ１およびＣ２の接続点に接続される。単相３レベルインバータＩＮＶ−Ａは、ドライバＤＲ１の出力信号によって制御され、正電圧端子１ｐおよび負電圧端子１ｎ間の直流電圧ＥｄＡを交流電圧ＶＡに変換して交流端子１ａ，１ｂ間に出力する。

単相３レベルインバータＩＮＶ−Ｂ（第２の単相３レベルインバータ）は、３つの直流端子（正電圧端子２ｐ、中性点電圧端子２ｃ、負電圧端子２ｎ）と、２つの交流端子２ａ，２ｂとを含む。単相３レベルインバータＩＮＶ−Ｂの正電圧端子２ｐは、電流検出器ＩＳ２を介して正電圧端子Ｔ３に接続され、単相３レベルインバータＩＮＶ−Ｂの負電圧端子２ｎは負電圧端子Ｔ４に接続される。

コンデンサＣ３，Ｃ４は、単相３レベルインバータＩＮＶ−Ｂの正電圧端子２ｐおよび負電圧端子２ｎの間に直列に接続され、端子２ｐ，２ｎ間の直流電圧ＥｄＢを平滑化および安定化させる。単相３レベルインバータＩＮＶ−Ｂの中性点電圧端子２ｃは、コンデンサＣ３およびＣ４の接続点に接続される。単相３レベルインバータＩＮＶ−Ｂは、ドライバＤＲ２の出力信号によって制御され、正電圧端子２ｐおよび負電圧端子２ｎ間の直流電圧ＥｄＢを交流電圧ＶＢに変換して交流端子２ａ，２ｂ間に出力する。

絶縁型変圧器３は、互いに絶縁された１次巻線３ａおよび２次巻線３ｂを含む。本願明細書では、説明の簡単化のため、１次巻線３ａの巻数と２次巻線３ｂの巻数と同じとする。１次巻線３ａの一方端子はリアクトルＬ１を介して単相３レベルインバータＩＮＶ−Ａの交流端子１ａに接続され、１次巻線３ａの他方端子は単相３レベルインバータＩＮＶ−Ａの交流端子１ｂに接続される。２次巻線３ｂの一方端子はリアクトルＬ２を介して単相３レベルインバータＩＮＶ−Ｂの交流端子２ａに接続され、２次巻線３ｂの他方端子は単相３レベルインバータＩＮＶ−Ｂの交流端子２ｂに接続される。

電流検出器ＩＳ１は、単相３レベルインバータＩＮＶ−Ａおよび直流回路５の間に流れる直流電流を検出し、その検出値を制御装置４に出力する。電流検出器ＩＳ２は、単相３レベルインバータＩＮＶ−Ｂおよび直流回路６の間に流れる直流電流を検出し、その検出値を制御装置４に出力する。

電圧検出器ＶＳ１は、コンデンサＣ１の両端の電圧（端子１ｐ，１ｃ間の直流電圧に相当）を検出し、その検出値を制御装置４に出力する。電圧検出器ＶＳ２は、コンデンサＣ２の両端の電圧（端子１ｃ，１ｎ間の直流電圧に相当）を検出し、その検出値を制御装置４に出力する。

電圧検出器ＶＳ３は、コンデンサＣ３の両端の電圧（端子２ｐ，２ｃ間の直流電圧に相当）を検出し、その検出値を制御装置４に出力する。電圧検出器ＶＳ４は、コンデンサＣ４の両端の電圧（端子２ｃ，２ｎ間の直流電圧に相当）を検出し、その検出値を制御装置４に出力する。

制御装置４は、たとえばマイクロコンピュータで構成され、単相３レベルインバータＩＮＶ−Ａ，ＩＮＶ−Ｂの動作を制御する。後に詳細に説明するが、単相３レベルインバータＩＮＶ−Ａ，ＩＮＶ−Ｂの各々は、半導体スイッチング素子を含む半導体スイッチにより構成される。なお本実施の形態１では、半導体スイッチング素子としてＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）が用いられる。また、本実施の形態１では、半導体スイッチング素子の制御方式としてＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を適用することができる。制御装置４は、電圧検出器ＶＳ１〜ＶＳ４および電流検出器ＩＳ１，ＩＳ２の出力信号を受けてＰＷＭ制御を実行することにより、単相３レベルインバータＩＮＶ−Ａ，ＩＮＶ−Ｂの制御信号を生成する。

ドライバＤＲ１は、インバータＩＮＶ−Ａの制御信号を増幅してインバータＩＮＶ−Ａに供給する。ドライバＤＲ２は、インバータＩＮＶ−Ｂの制御信号を増幅してインバータＩＮＶ−Ｂに供給する。

図２は、図１に示した単相３レベルインバータＩＮＶ−Ａ，ＩＮＶ−Ｂの構成を詳細に説明する回路図である。

図２を参照して、単相３レベルインバータＩＮＶ−Ａ，ＩＮＶ−Ｂの各々は、Ｕ相アームおよびＶ相アームとを含む。Ｕ相アームおよびＶ相アームはいずれも３レベル回路として構成され、４つのＩＧＢＴ素子と４つのダイオードとを含む。

詳細には、単相３レベルインバータＩＮＶ−ＡのＵ相アーム（第１の回路）は、ＩＧＢＴ素子ＱＡＵ−１〜ＱＡＵ−４とダイオードＤＡＵ−１〜ＤＡＵ−４とを含む。単相３レベルインバータＩＮＶ−ＡのＶ相アーム（第２の回路）は、ＩＧＢＴ素子ＱＡＶ−１〜ＱＡＶ−４とダイオードＤＡＶ−１〜ＤＡＶ−４とを含む。

ＩＧＢＴ素子ＱＡＵ−１，ＱＡＵ−４は正電圧端子１ｐおよび負電圧端子１ｎの間に直列に接続される。ダイオードＤＡＵ−１，ＤＡＵ−４はＩＧＢＴ素子ＱＡＵ−１，ＱＡＵ−４にそれぞれ逆並列に接続される。

ＩＧＢＴ素子ＱＡＵ−２およびダイオードＤＡＵ−２は中性点電圧端子１ｃおよび交流端子１ａの間に直列に接続される。詳細には、ＩＧＢＴ素子ＱＡＵ−２のコレクタは中性点電圧端子１ｃに接続され、そのエミッタはダイオードＤＡＵ−２のアノードに接続される。ダイオードＤＡＵ−２のカソードは交流端子１ａに接続される。

ＩＧＢＴ素子ＱＡＵ−３およびダイオードＤＡＵ−３は中性点電圧端子１ｃおよび交流端子１ａの間に直列に接続される。詳細には、ＩＧＢＴ素子ＱＡＵ−３のエミッタは中性点電圧端子１ｃに接続され、そのコレクタはダイオードＤＡＵ−３のカソードに接続される。ダイオードＤＡＵ−３のアノードは交流端子１ａに接続される。

ＩＧＢＴ素子ＱＡＶ−１，ＱＡＶ−４は正電圧端子１ｐおよび負電圧端子１ｎの間に直列に接続される。ダイオードＤＡＶ−１，ＤＡＶ−４はＩＧＢＴ素子ＱＡＶ−１，ＱＡＶ−４にそれぞれ逆並列に接続される。

ＩＧＢＴ素子ＱＡＶ−２およびダイオードＤＡＶ−２は中性点電圧端子１ｃおよび交流端子１ｂの間に直列に接続される。詳細には、ＩＧＢＴ素子ＱＡＶ−２のコレクタは中性点電圧端子１ｃに接続され、そのエミッタはダイオードＤＡＶ−２のアノードに接続される。ダイオードＤＡＶ−２のカソードは交流端子１ｂに接続される。

ＩＧＢＴ素子ＱＡＶ−３およびダイオードＤＡＶ−３は中性点電圧端子１ｃおよび交流端子１ｂの間に直列に接続される。詳細には、ＩＧＢＴ素子ＱＡＶ−３のエミッタは中性点電圧端子１ｃに接続され、そのコレクタはダイオードＤＡＶ−３のカソードに接続される。ダイオードＤＡＶ−３のアノードは交流端子１ｂに接続される。

単相３レベルインバータＩＮＶ−ＢのＵ相アーム（第３の回路）は、ＩＧＢＴ素子ＱＢＵ−１〜ＱＢＵ−４とダイオードＤＢＵ−１〜ＤＢＵ−４とを含む。単相３レベルインバータＩＮＶ−ＢのＶ相アーム（第４の回路）は、ＩＧＢＴ素子ＱＢＶ−１〜ＱＢＶ−４とダイオードＤＢＶ−１〜ＤＢＶ−４とを含む。

ＩＧＢＴ素子ＱＢＵ−１，ＱＢＵ−４は正電圧端子２ｐおよび負電圧端子２ｎの間に直列に接続される。ダイオードＤＢＵ−１，ＤＢＵ−４はＩＧＢＴ素子ＱＢＵ−１，ＱＢＵ−４にそれぞれ逆並列に接続される。

ＩＧＢＴ素子ＱＢＵ−２およびダイオードＤＢＵ−２は中性点電圧端子２ｃおよび交流端子２ａの間に直列に接続される。詳細には、ＩＧＢＴ素子ＱＢＵ−２のコレクタは中性点電圧端子２ｃに接続され、そのエミッタはダイオードＤＢＵ−２のアノードに接続される。ダイオードＤＢＵ−２のカソードは交流端子２ａに接続される。

ＩＧＢＴ素子ＱＢＵ−３およびダイオードＤＢＵ−３は中性点電圧端子２ｃおよび交流端子２ａの間に直列に接続される。詳細には、ＩＧＢＴ素子ＱＢＵ−３のエミッタは中性点電圧端子２ｃに接続され、そのコレクタはダイオードＤＢＵ−３のカソードに接続される。ダイオードＤＢＵ−３のアノードは交流端子２ａに接続される。

ＩＧＢＴ素子ＱＢＶ−１，ＱＢＶ−４は正電圧端子２ｐおよび負電圧端子２ｎの間に直列に接続される。ダイオードＤＢＶ−１，ＤＢＶ−４はＩＧＢＴ素子ＱＢＶ−１，ＱＢＶ−４にそれぞれ逆並列に接続される。

ＩＧＢＴ素子ＱＢＶ−２およびダイオードＤＢＶ−２は中性点電圧端子２ｃおよび交流端子２ｂの間に直列に接続される。詳細には、ＩＧＢＴ素子ＱＢＶ−２のコレクタは中性点電圧端子２ｃに接続され、そのエミッタはダイオードＤＢＶ−２のアノードに接続される。ダイオードＤＢＶ−２のカソードは交流端子２ｂに接続される。

ＩＧＢＴ素子ＱＢＶ−３およびダイオードＤＢＶ−３は中性点電圧端子２ｃおよび交流端子２ｂの間に直列に接続される。詳細には、ＩＧＢＴ素子ＱＢＶ−３のエミッタは中性点電圧端子２ｃに接続され、そのコレクタはダイオードＤＢＶ−３のカソードに接続される。ダイオードＤＢＶ−３のアノードは交流端子２ｂに接続される。

（双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの動作）
図３は、単相３レベルインバータＩＮＶ−ＡのＵ相電圧ＶＡＵ、Ｖ相電圧ＶＡＶおよび交流電圧ＶＡの関係と、単相３レベルインバータＩＮＶ−ＢのＵ相電圧ＶＢＵ、Ｖ相電圧ＶＢＶおよび交流電圧ＶＢの関係とを示す波形図である。

まず、図３を用いて単相３レベルインバータＩＮＶ−Ａの動作について説明する。
単相３レベルインバータＩＮＶ−Ａにおいて、Ｕ相電圧ＶＡＵおよびＶ相電圧ＶＡＶはいずれも、コンデンサＣ１，Ｃ２の接続点である中性点に対して±ＥｄＡ／２，０の３値をとることができる。以下では、単相３レベルインバータＩＮＶ−ＡのＵ相のＩＧＢＴ素子およびダイオードとＶ相のＩＧＢＴ素子およびダイオードとを総括的に説明するため符号ＡＵ，ＡＶをまとめて符号「Ａｘ」と示す。また、交流端子１ａ，１ｂをまとめて「交流端子１」と示す。

ＩＧＢＴ素子ＱＡｘ−１がオンされ、ＩＧＢＴ素子ＱＡｘ−２，ＱＡｘ−３，ＱＡｘ−４がオフされる期間は、正電圧端子１ｐおよび交流端子１が接続されるため、出力電圧ＶＡｘは＋ＥｄＡ／２になる。

また、ＩＧＢＴ素子ＱＡｘ−２，ＱＡｘ−３がオンされ、ＩＧＢＴ素子ＱＡｘ−１，ＱＡｘ−４がオフされる期間は、中性点電圧端子１ｃおよび交流端子１が接続されるため、出力電圧ＶＡｘは０になる。

一方、ＩＧＢＴ素子ＱＡｘ−４がオンされ、ＩＧＢＴ素子ＱＡｘ−１，ＱＡｘ−２，ＱＡｘ−３がオフされる期間は、負電圧端子１ｎおよび交流端子１が接続されるため、出力電圧ＶＡｘは−ＥｄＡ／２になる。

単相３レベルインバータＩＮＶ−Ａの交流端子１ａおよび交流端子１ｂの間には、Ｕ相電圧ＶＡＵとＶ相電圧ＶＡＶとの差である線間電圧（＝ＶＡＵ−ＶＡＶ）が出力される。すなわち、交流電圧ＶＡは、±ＥｄＡ，±ＥｄＡ／２，０の５値をとる。

次に、単相３レベルインバータＩＮＶ−Ｂの動作について説明する。
単相３レベルインバータＩＮＶ−Ｂにおいても、単相３レベルインバータＩＮＶ−Ａと同様に、Ｕ相電圧ＶＢＵおよびＶ相電圧ＶＢＶはいずれも、コンデンサＣ３，Ｃ４の接続点である中性点に対して±ＥｄＢ／２，０の３値をとることができる。以下では、単相３レベルインバータＩＮＶ−ＢのＵ相のＩＧＢＴ素子およびダイオードとＶ相のＩＧＢＴ素子およびダイオードとを総括的に説明するため符号ＢＵ，ＢＶをまとめて符号「Ｂｘ」と示す。また、交流端子２ａ，２ｂをまとめて「交流端子２」と示す。

ＩＧＢＴ素子ＱＢｘ−１がオンされ、ＩＧＢＴ素子ＱＢｘ−２，ＱＢｘ−３，ＱＢｘ−４がオフされる期間は、正電圧端子２ｐおよび交流端子２が接続されるため、出力電圧ＶＢｘは＋ＥｄＢ／２になる。

また、ＩＧＢＴ素子ＱＢｘ−２，ＱＢｘ−３がオンされ、ＩＧＢＴ素子ＱＢｘ−１，ＱＢｘ−４がオフされる期間は、中性点電圧端子２ｃおよび交流端子２が接続されるため、出力電圧ＶＢｘは０になる。

一方、ＩＧＢＴ素子ＱＢｘ−４がオンされ、ＩＧＢＴ素子ＱＢｘ−１，ＱＢｘ−２，ＱＢｘ−３がオフされる期間は、負電圧端子２ｎおよび交流端子２が接続されるため、出力電圧ＶＢｘは−ＥｄＢ／２になる。

単相３レベルインバータＩＮＶ−Ｂの交流端子２ａおよび交流端子２ｂの間には、Ｕ相電圧ＶＢＵとＶ相電圧ＶＢＶとの差である線間電圧（＝ＶＢＵ−ＶＢＶ）が出力される。すなわち、交流電圧ＶＢは、±ＥｄＢ，±ＥｄＢ／２，０の５値をとる。

以下では、Ｕ相電圧ＶＡＵのパルス幅とＶ相電圧ＶＡＶのパルス幅とを同じパルス幅θＡとし、Ｕ相電圧ＶＡＵとＶ相電圧ＶＡＶとの位相差をφＡとする。また、Ｕ相電圧ＶＢＵのパルス幅とＶ相電圧ＶＢＶのパルス幅とを同じパルス幅θＢとし、Ｕ相電圧ＶＢＵとＶ相電圧ＶＢＶとの位相差をφＢとする。さらに、交流電圧ＶＡと交流電圧ＶＢとの位相差をγとする。

（単相３レベルインバータの出力交流電圧のｎ次高調波成分）
次に、各単相３レベルインバータから出力される交流電圧のｎ次高調波成分について説明する。

以下では、図３に示される単相３レベルインバータＩＮＶ−Ａの電圧波形と、単相３レベルインバータＩＮＶ−Ｂの電圧波形とを総括的に説明するため、Ｕ相電圧ＶＡＵおよびＶＢＵを総括して「Ｕ相電圧ＶＵ」と示し、Ｖ相電圧ＶＡＶおよびＶＢＶを総括して「Ｖ相電圧ＶＶ」と示し、交流電圧ＶＡおよびＶＢを総括して「交流電圧Ｖ」と示す。また、直流電圧ＥｄＡおよびＥｄＢを総括して「直流電圧Ｅｄ」と示し、パルス幅θＡおよびθＢを総括して「パルス幅θ」と示し、位相差φＡおよびφＢを総括して「位相差φ」と示す。

図３に示されるＵ相電圧ＶＵおよびＶ相電圧ＶＶの電圧波形をフーリエ級数展開することによって、Ｕ相電圧ＶＵおよびＶ相電圧ＶＶはそれぞれ、次式（１），（２）で表すことができる。

交流電圧Ｖは、Ｕ相電圧ＶＵとＶ相電圧ＶＶとの差（線間電圧）であり、次式（３）で与えられる。

この式（３）に対して式（１），（２）を代入すると、交流電圧Ｖのｎ次高調波成分ｖｎは次式（４）で表される。

ｎ次高調波成分の振幅をＶｎとすると、振幅Ｖｎは次式（５）で与えられる。

式（５）からは、ｎ次高調波成分の振幅Ｖｎは、Ｕ相電圧ＶＵおよびＶ相電圧ＶＶのパルス幅θと、Ｕ相電圧ＶＵとＶ相電圧ＶＶとの位相差φとで決まることが分かる。言い換えれば、ｎ次高調波成分の振幅Ｖｎは２つの自由度（パルス幅θ、位相差φ）を有していることが分かる。

上記知見に基づき、本実施の形態１では、交流電圧のｎ次高調波成分の振幅Ｖｎが０となるように、パルス幅θおよび位相差φのいずれか一方を設定する。これにより、ｎ次高調波成分を抑制することができる。

詳細には、第１の制御方式として、式（５）においてｓｉｎ（ｎφ／２）＝０を満たす位相差φを設定する。この方式によれば、ｎ次高調波成分の振幅Ｖｎが０となるため、ｎ次高調波成分が抑制される。あるいは、第２の制御方式として、式（５）においてｓｉｎ（ｎθ／２）＝０を満たすパルス幅θを設定する。本方式においても、ｎ次高調波成分の振幅Ｖｎが０となるため、ｎ次高調波成分が抑制される。

本実施の形態１では、交流電圧のｎ次高調波成分の振幅Ｖｎが０となるように位相差φを設定する制御方式（第１の制御方式）を採用することとする。なお、交流電圧のｎ次高調波成分の振幅Ｖｎが０となるようにパルス幅θを設定する制御方式（第２の制御方式）については、後述する実施の形態２において説明する。

本実施の形態１では、３次高調波成分を低減するために、３次高調波成分の振幅Ｖｎ（ｎ＝３）が０となるように、位相差φを設定する。具体的には、π＜φ＜２πと定義すると、ｓｉｎ（３φ／２）＝０を満たすためには、３φ／２＝２πであればよい。すなわち、３次高調波成分を低減するためには、位相差φを４π／３に設定すればよい。

さらに、本実施の形態１では、交流電圧ＶＡの基本波成分の実効値と交流電圧Ｂの基本波成分の実効値とが一致するように、直流電圧ＥｄＡと直流電圧ＥｄＢとの高低に応じてパルス幅θＡ，θＢを制御する。

以下、本実施の形態１による双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの制御構成について説明する。

（双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの制御構成）
図４は、図１に示した制御装置４の機能ブロック図である。ただし、図４では、直流回路５から直流回路６に直流電力を供給する場合の制御構成が示されている。なお、直流回路６から直流回路５に直流電力を供給する場合は、たとえば切換回路により、電圧検出器ＶＳ１，ＶＳ２と電圧検出器ＶＳ３，ＶＳ４とがそれぞれ置き換えられ、電流検出器ＩＳ２と電流検出器ＩＳ１とが置き換えられる。

図４を参照して、制御装置４は、加算器１０，１１と、パルス幅制御部１２と、高調波制御部１３と、電圧指令部１４と、減算器１５，１７と、電圧制御部１６と、電流制御部１８と、制御信号生成部１９とを含む。制御装置４は、以下の４つの工程（１）〜（４）を実行することにより、単相３レベルインバータＩＮＶ−Ａ，ＩＮＶ−Ｂの動作を制御する。

（１）位相差γの制御
双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、交流電圧ＶＡと交流電圧ＶＢとの間に位相差γを設けることで、直流回路５から単相３レベルインバータＩＮＶ−Ａ，ＩＮＶ−Ｂを介して直流回路６に電力を供給することができる。あるいは、直流回路６から単相３レベルインバータＩＮＶ−Ｂ，ＩＮＶ−Ａを介して直流回路５に電力を供給することができる。以下、その原理について説明する。

図５に、単相３レベルインバータＩＮＶ−Ａから単相３レベルインバータＩＮＶ−Ｂへ電力を伝送するときの交流基本波電圧のベクトル図を示す。

図５では、単相３レベルインバータＩＮＶ−Ａの交流電圧ＶＡの基本波成分を交流基本波電圧Ｖａとし、単相３レベルインバータＩＮＶ−Ｂの交流電圧ＶＢの基本波成分を交流基本波電圧Ｖｂとしている。また、交流基本波電圧Ｖａを進みとし、交流基本波電圧Ｖｂを遅れとしている。ＶａとＶｂとの位相差はγである。

図５において、ΔＶはＶａとＶｂとの差の電圧である。ｉはＶａとＶｂとの差の電圧ΔＶにより流れる電流である。電流ｉは次式（６）より表わすことができる。ρは力率角である。Ｌは絶縁型変圧器３の漏れインダクタンスおよびリアクトルＬ１，Ｌ２の和である。

図５のベクトル図において、線分ＡＢの長さは次式（７）で与えられる。

有効電力はＰ＝Ｖｂ・ｉｃｏｓρであるから、式（７）を用いて次式（８）となる。

したがって、有効電力は位相差γによって変化することから、位相差γを制御することで直流回路５および直流回路６の間の電力供給を制御することができる。

図４に戻って、電圧指令部１４は、直流電圧ＥｄＢの目標電圧ＥｄＢ＊を生成する。減算器１５は、目標電圧ＥｄＢ＊と、加算器１１で求められた直流電圧ＥｄＢとの偏差（＝ＥｄＢ＊−ＥｄＢ）を求める。電圧制御部１６は、減算器１５で求められた偏差に基づいて電流指令値ＩｄＢ＊を生成する。

減算器１７は、電圧制御部１６で生成された電流指令値ＩｄＢ＊と電流検出器ＩＳ２で検出された直流電流ＩｄＢとの偏差（＝ＩｄＢ＊−ＩｄＢ）を求める。電流制御部１８は、減算器１７で求められた偏差に基づいて位相差γを生成する。

（２）位相差φの設定
高調波制御部１３は、交流電圧ＶＡ，ＶＢのｎ次高調波成分の振幅が０となるように、位相差φＡ，φＢを設定する。たとえば、高調波制御部１３は、３次高調波成分を低減するため、３次高調波成分の振幅Ｖｎ（ｎ＝３）が０となるように、位相差φＡ，φＢを設定する。具体的には、高調波制御部１３は、式（５）においてｓｉｎ（３φ／２）＝０を満たすように、位相差φＡ，φＢの各々を４π／３に設定する（φＡ＝φＢ＝４π／３）。

（３）パルス幅θＡ，θＢの制御
上記（２）で説明したように、交流基本波電圧Ｖａおよび交流基本波電圧Ｖｂの位相差γを制御することにより、直流回路５および直流回路６の間の電力供給を制御することができる。

図６Ａ〜６Ｃに、単相３レベルインバータＩＮＶ−Ａから単相３レベルインバータＩＮＶ−Ｂへ電力を伝送するときの交流基本波電圧のベクトル図を示す。図６Ａ〜６Ｃにおいて、ΔＶはＶａとＶｂとの差の電圧である。ｉはＶａとＶｂとの差の電圧ΔＶにより流れる電流である。

交流基本波電圧Ｖａ，Ｖｂは、式（４）にｎ＝１を代入することより、次式（９），（１０）で与えられる。

本実施の形態１では、上記（２）により、位相差φＡと位相差φＢとが同じである（＝４π／３）。さらに、パルス幅θＡとパルス幅θＢとを同じとすると、交流基本波電圧Ｖａの実効値と交流基本波電圧Ｖｂの実効値との高低は、直流電圧ＥｄＡと直流電圧ＥｄＢとの高低で決まる。

図６Ａは、直流電圧ＥｄＡが直流電圧ＥｄＢよりも高い場合（ＥｄＡ＞ＥｄＢ）の交流基本波電圧ＶａとＶｂとの関係を示している。この場合、電流ｉの力率はＶａ，Ｖｂの両者に対して時計回りの方向に悪くなる。したがって、力率が悪いといえる。

図６Ｂは、直流電圧ＥｄＡと直流電圧ＥｄＢとが等しい場合（ＥｄＡ＝ＥｄＢ）の交流基本波電圧ＶａとＶｂとの関係を示している。この場合、電流ｉの力率はＶａ，Ｖｂの両者に対してｃｏｓ（γ／２）と良好である。したがって、力率が良いといえる。

図６Ｃは、直流電圧ＥｄＡが直流電圧ＥｄＢよりも低い場合（ＥｄＡ＜ＥｄＢ）の交流基本波電圧ＶａとＶｂとの関係を示している。この場合、電流ｉの力率はＶａ，Ｖｂの両者に対して反時計回りの方向に悪くなる。したがって、力率が悪いといえる。

以上により、パルス幅θＡ＝θＢとすると、ＥｄＡ＞ＥｄＢ（図６Ａ）またはＥｄＡ＜ＥｄＢ（図６Ｃ）の場合に力率が悪くなる。力率を良好にするためには、交流基本波電圧Ｖａの実効値と交流基本波電圧Ｖｂの実効値とが等しくなることが好ましい。

そこで、本実施の形態１では、交流基本波電圧Ｖａの実効値と交流基本波電圧Ｖｂの実効値とが等しくなるように、パルス幅θＡ，θＢを制御する。具体的には、２つの直流電圧ＥｄＡ，ＥｄＢのうちの低い方の直流電圧に対応する交流電圧のパルス幅θをπに固定し、高い方の直流電圧に対応する交流電圧のパルス幅θを絞ることにより、交流基本波電圧Ｖａの実効値と交流基本波電圧Ｖｂの実効値とを一致させる。

たとえば、ＥｄＡ＞ＥｄＢとなる場合には、式（９），（１０）において、パルス幅θＢ＝πとすることにより、Ｖａの実効値とＶｂの実効値とが一致するためのパルス幅θＡは次式（１１）で与えられる。

同様に、ＥｄＡ＜ＥｄＢとなる場合には、式（９），（１０）において、パルス幅θＡ＝πとすることにより、Ｖａの実効値とＶｂの実効値とが一致するためのパルス幅θＢは次式（１２）で与えられる。

図４に戻って、加算器１０は、電圧検出器ＶＳ１が検出したコンデンサＣ１の両端の電圧と、電圧検出器ＶＳ２が検出したコンデンサＣ２の両端の電圧とを加算して、正電圧端子１ｐと負電圧端子１ｎとの間の直流電圧ＥｄＡを出力する。

加算器１１は、電圧検出器ＶＳ３が検出したコンデンサＣ３の両端の電圧と、電圧検出器ＶＳ４が検出したコンデンサＣ４の両端の電圧とを加算して、正電圧端子２ｐと負電圧端子２ｎとの間の直流電圧ＥｄＢを出力する。

パルス幅制御部１２は、ｘ＝ＥｄＢ／ＥｄＡ、θＡ＝２ｓｉｎ−１（ｘ）よりパルス幅θＡを計算する。また、パルス幅制御部１２は、ｙ＝ＥｄＡ／ＥｄＢ、θＢ＝２ｓｉｎ−１（ｙ）よりパルス幅θＢを計算する。ただし、ｘ、ｙの各々が１以下になるようにリミッタを設ける。

たとえば、ＥｄＡ＝１５０，ＥｄＢ＝１００である場合、ＥｄＢ／ＥｄＡ＝２／３，ＥｄＡ／ＥｄＢ＝３／２であるので、ｘ＝２／３，ｙ＝３／２となる。したがって、θＡ＝２ｓｉｎ^−１（２／３），θＢ＝πとなる。

また、ＥｄＡ＝１００，ＥｄＢ＝１５０である場合、ＥｄＢ／ＥｄＡ＝３／２、ＥｄＡ／ＥｄＢ＝２／３であるので、ｘ＝３／２，ｙ＝２／３となる。したがって、θＡ＝π，θＢ＝２ｓｉｎ^−１（２／３）となる。

（４）制御信号の生成
制御信号生成部１９は、高調波制御部１３により設定された位相差φＡ，φＢ、電流制御部１８により生成された位相差γ、およびパルス幅制御部１２により生成されたパルス幅θＡ，θＢに基づいて、単相３レベルインバータＩＮＶ−Ａの制御信号と単相３レベルインバータＩＮＶ−Ｂの制御信号とを生成する。

次に、図７および図８を用いて、各単相３レベルインバータの制御信号の生成方法について説明する。

図７および図８では、単相３レベルインバータＩＮＶ−Ａを進みとし、単相３レベルインバータＩＮＶ−Ｂを遅れとしている。すなわち、単相３レベルインバータＩＮＶ−Ａから単相３レベルインバータＩＮＶ−２に電力が供給される。

また、図７および図８では、直流電圧ＥｄＡが直流電圧ＥｄＢよりも高い場合を想定している（ＥｄＡ＞ＥｄＢ）。したがって、上述したパルス幅θＡ，θＢの制御では、パルス幅θＢをπに固定し、パルス幅θＡを絞ることにより、交流基本波電圧Ｖａの実効値と交流基本波電圧Ｖｂの実効値とを一致させる。

図７は、実施の形態１による単相３レベルインバータＩＮＶ−Ａの制御信号の生成方法を示すタイムチャートである。

制御信号生成部１９は、交流基本波電圧Ｖａの２倍の周波数を有するノコギリ波信号ＳＴＵを生成する。ノコギリ波信号ＳＴＵは０とπとの間で振幅するものとし、ノコギリ波信号ＳＴＵの周期をπとする。

制御信号生成部１９は、続いて、各々がノコギリ波信号ＳＴＵと比較される、２つの参照信号（ａ１），（ａ２）を生成する。

第１の参照信号（ａ１）は、単相３レベルインバータＩＮＶ−ＡのＩＧＢＴ素子ＱＡＵ−１の第１の矩形波ＱＡＵ−１（ａ１）の立上りおよび立下りを決めるために用いられる。第１の参照信号（ａ１）は次式（１３）で与えられる。

第１の参照信号（ａ１）とノコギリ波信号ＳＴＵとは各周期で交差する。奇数番目の周期においてノコギリ波信号ＳＴＵと第１の参照信号（ａ１）とが交差したときに第１の矩形波ＱＡＵ−１（ａ１）がＬレベルからＨレベルに立ち上がる。偶数番目の周期においてノコギリ波信号ＳＴＵと第１の参照信号（ａ１）とが交差したときに第１の矩形波ＱＡＵ−１（ａ１）がＨレベルからＬレベルに立ち下がる。

第２の参照信号（ａ２）は、単相３レベルインバータＩＮＶ−ＡのＩＧＢＴ素子ＱＡＵ−１の第２の矩形波ＱＡＵ−１（ａ２）の立上りおよび立下りを決めるために用いられる。第２の参照信号（ａ２）は次式（１４）で与えられる。

第２の参照信号（ａ２）とノコギリ波信号ＳＴＵとは各周期で交差する。奇数番目の周期においてノコギリ波信号ＳＴＵと第２の参照信号（ａ２）とが交差したときに第２の矩形波ＱＡＵ−１（ａ２）がＬレベルからＨレベルに立ち上がる。偶数番目の周期においてノコギリ波信号ＳＴＵと第２の参照信号（ａ２）とが交差したときに第２の矩形波ＱＡＵ−１（ａ２）がＨレベルからＬレベルに立ち下がる。

制御信号生成部１９は、第１の矩形波ＱＡＵ−１（ａ１）と第２の矩形波ＱＡＵ−１（ａ２）との論理積（ＡＮＤ）を演算することにより、ＩＧＢＴ素子ＱＡＵ−１の制御信号を生成する。

制御信号生成部１９は、また、第１の矩形波ＱＡＵ−１（ａ１）の反転信号（逆相信号）と第２の矩形波ＱＡＵ−１（ａ２）との論理積を演算するとともに、第１の矩形波ＱＡＵ−１（ａ１）と第２の矩形波ＱＡＵ−１（ａ２）の反転信号との論理積を演算する。そして、これら２つの論理積の論理和（ＯＲ）を演算することにより、ＩＧＢＴ素子ＱＡＵ−２，３の制御信号を生成する。

制御信号生成部１９は、さらに、第１の矩形波ＱＡＵ−１（ａ１）の反転信号と第２の矩形波ＱＡＵ−１（ａ２）の反転信号との論理積を演算することにより、ＩＧＢＴ素子ＱＡＵ−４の制御信号を生成する。

次に、制御信号生成部１９は、ノコギリ波信号ＳＴＵをπ／３だけ位相を遅らせたノコギリ波信号ＳＴＶを生成する。ノコギリ波信号ＳＴＶは０とπとの間で振幅するものとし、ノコギリ波信号ＳＴＶの周期をπとする。なお、ノコギリ波信号ＳＴＵに対するノコギリ波信号ＳＴＶの位相差π／３は、３次高調波成分の振幅を０とするための位相差φ（＝４π／３）からπを引き算したものである。

第１の参照信号（ａ１）は、単相３レベルインバータＩＮＶ−ＡのＩＧＢＴ素子ＱＡＶ−１の第３の矩形波ＱＡＶ−１（ａ１）の立上りおよび立下りを決めるために用いられる。第１の参照信号（ａ１）とノコギリ波信号ＳＴＶとは各周期で交差する。奇数番目の周期においてノコギリ波信号ＳＴＶと第１の参照信号（ａ１）とが交差したときに第３の矩形波ＱＡＶ−１（ａ１）がＨレベルからＬレベルに立ち下がる。偶数番目の周期においてノコギリ波信号ＳＴＶと第１の参照信号（ａ１）とが交差したときに第３の矩形波ＱＡＶ−１（ａ１）がＬレベルからＨレベルに立ち上がる。

第２の参照信号（ａ２）は、単相３レベルインバータＩＮＶ−ＡのＩＧＢＴ素子ＱＡＶ−１の第４の矩形波ＱＡＶ−１（ａ２）の立上りおよび立下りを決めるために用いられる。第２の参照信号（ａ２）とノコギリ波信号ＳＴＶとは各周期で交差する。奇数番目の周期においてノコギリ波信号ＳＴＶと第２の参照信号（ａ２）とが交差したときに第４の矩形波ＱＡＶ−１（ａ２）がＨレベルからＬレベルに立ち下がる。偶数番目の周期においてノコギリ波信号ＳＴＶと第２の参照信号（ａ２）とが交差したときに第４の矩形波ＱＡＶ−１（ａ２）がＬレベルからＨレベルに立ち上がる。

制御信号生成部１９は、第３の矩形波ＱＡＶ−１（ａ１）の反転信号と第４の矩形波ＱＡＶ−１（ａ２）の反転信号との論理積を演算することにより、ＩＧＢＴ素子ＱＡＶ−１の制御信号を生成する。

制御信号生成部１９は、また、第３の矩形波ＱＡＶ−１（ａ１）と第４の矩形波ＱＡＶ−１（ａ２）の反転信号との論理積を演算するとともに、第３の矩形波ＱＡＶ−１（ａ１）の反転信号と第４の矩形波ＱＡＶ−１（ａ２）との論理積を演算する。そして、これら２つの論理積の論理和を演算することにより、ＩＧＢＴ素子ＱＡＶ−２，３の制御信号を生成する。

制御信号生成部１９は、さらに、第３の矩形波ＱＡＶ−１（ａ１）と第４の矩形波ＱＡＶ−１（ａ２）との論理積を演算することにより、ＩＧＢＴ素子ＱＡＶ−４の制御信号を生成する。

２つの参照信号（ａ１），（ａ２）において、π＋（ａ２）−（ａ１）＝θＡとなっている。これにより、図７に示されるように、Ｕ相電圧ＶＡＵおよびＶ相電圧ＶＡＶのパルス幅はいずれもθＡとなる。また、ノコギリ波信号ＳＴＶをノコギリ波信号ＳＴＵに対してπ／３だけ遅らせたことにより、Ｕ相電圧ＶＡＵとＶ相電圧ＶＡＶとの位相差φＡ＝４π／３となっている。

図８は、実施の形態１による単相３レベルインバータＩＮＶ−Ａ，ＩＮＶ−Ｂの制御信号の生成方法を示すタイムチャートである。単相３レベルインバータＩＮＶ−Ａの制御信号の生成方法は、図７で説明したものと同じである。したがって、単相３レベルインバータＩＮＶ−Ｂの制御信号の生成方法について説明する。

制御信号生成部１９は、各々がノコギリ波信号ＳＴと比較される、２つの参照信号（ｂ１），（ｂ２）を生成する。

第３の参照信号（ｂ１）は、単相３レベルインバータＩＮＶ−ＢのＩＧＢＴ素子ＱＢＵ−１の第１の矩形波ＱＢＵ−１（ｂ１）の立上りおよび立下りを決めるために用いられる。第３の参照信号（ｂ１）は次式（１５）で与えられる。

第３の参照信号（ｂ１）とノコギリ波信号ＳＴとは各周期で交差する。奇数番目の周期においてノコギリ波信号ＳＴと第３の参照信号（ｂ１）とが交差したときに第１の矩形波ＱＢＵ−１（ｂ１）がＬレベルからＨレベルに立ち上がる。偶数番目の周期においてノコギリ波信号ＳＴと第３の参照信号（ｂ１）とが交差したときに第１の矩形波ＱＢＵ−１（ｂ１）がＨレベルからＬレベルに立ち下がる。

第４の参照信号（ｂ２）は、単相３レベルインバータＩＮＶ−ＢのＩＧＢＴ素子ＱＢＵ−１の第２の矩形波ＱＢＵ−１（ｂ２）の立上りおよび立下りを決めるために用いられる。第４の参照信号（ｂ２）は次式（１６）で与えられる。

なお、図８では、パルス幅θＢ＝πであるため、第３の参照信号（ｂ１）と第４の参照信号（ｂ２）とは等しくなっている。

第４の参照信号（ｂ２）とノコギリ波信号ＳＴとは各周期で交差する。奇数番目の周期においてノコギリ波信号ＳＴと第４の参照信号（ｂ２）とが交差したときに第２の矩形波ＱＢＵ−１（ｂ２）がＬレベルからＨレベルに立ち上がる。偶数番目の周期においてノコギリ波信号ＳＴと第４の参照信号（ｂ２）とが交差したときに第２の矩形波ＱＢＵ−１（ｂ２）がＨレベルからＬレベルに立ち下がる。

制御信号生成部１９は、第１の矩形波ＱＢＵ−１（ｂ１）と第２の矩形波ＱＢＵ−１（ｂ２）との論理積を演算することにより、ＩＧＢＴ素子ＱＢＵ−１の制御信号を生成する。制御信号生成部１９は、また、第１の矩形波ＱＢＵ−１（ｂ１）の反転信号と第２の矩形波ＱＢＵ−１（ｂ２）との論理積を演算するとともに、第１の矩形波ＱＢＵ−１（ｂ１）と第２の矩形波ＱＢＵ−１（ｂ２）の反転信号との論理積を演算する。そして、これら２つの論理積の論理和を演算することにより、ＩＧＢＴ素子ＱＢＵ−２，３の制御信号を生成する。制御信号生成部１９は、さらに、第１の矩形波ＱＢＵ−１（ｂ１）の反転信号と第２の矩形波ＱＢＵ−１（ｂ２）の反転信号との論理積を演算することにより、ＩＧＢＴ素子ＱＢＵ−４の制御信号を生成する。

図示は省略するが、制御信号生成部１９は、さらに、ノコギリ波信号ＳＴをπ／３だけ位相を遅らせたノコギリ波信号ＳＴＶと、第３および第４の参照信号（ｂ１），（ｂ２）とを比較することにより、ＩＧＢＴ素子ＱＢＶ−１〜ＱＢＶ−４の制御信号を生成する。

２つの参照信号（ｂ１），（ｂ２）が等しいため、π＋（ｂ２）−（ｂ１）＝πとなっている。これにより、図８に示されるように、Ｕ相電圧ＶＢＵおよびＶ相電圧ＶＢＶのパルス幅はともにθＢ＝πとなる。また、ノコギリ波信号ＳＴＶをノコギリ波信号ＳＴに対してπ／３だけ遅らせたことにより、Ｕ相電圧ＶＢＵとＶ相電圧ＶＢＶとの位相差φＢ＝４π／３となっている。

（実施の形態１の変更例）
上記の実施の形態１では、直流電圧ＥｄＡ，ＥｄＢのうちの高い方の直流電圧に対応する交流電圧のパルス幅θを狭めることで、交流基本波電圧ＶａおよびＶｂの実効値を一致させることとしたが、これに限るものではなく、交流基本波電圧ＶａおよびＶｂの実効値の差が所定値以下になるように、交流電圧のパルス幅θを狭めるようにしてもよい。または、交流基本波電圧ＶａおよびＶｂの実効値の差と、ＶａまたはＶｂの実効値との比が数％以下になるように、交流電圧のパルス幅θを狭めてもよい。

［実施の形態２］
実施の形態２では、交流電圧のｎ次高調波成分の振幅Ｖｎが０となるように、パルス幅θを設定する制御方式について説明する。本方式では、たとえば、３次高調波成分を低減するために、３次高調波成分の振幅Ｖｎ（ｎ＝３）が０となるように、パルス幅θを設定する。具体的には、０＜θ＜πと定義すると、ｓｉｎ（３θ／２）＝０を満たすためには、３θ／２＝πであればよい。すなわち、３次高調波成分を低減するためには、パルス幅θを２π／３に設定すればよい。

さらに、本実施の形態２では、交流基本波電圧Ｖａの実効値と交流基本波電圧Ｖｂの実効値とが一致するように、直流電圧ＥｄＡと直流電圧ＥｄＢとの高低に応じて位相差φＡ，φＢを制御する。

以下、実施の形態２による双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの制御構成について説明する。

（双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの制御構成）
図９は、図１に示した制御装置４の機能ブロック図である。ただし、図９では、直流回路５から直流回路６に直流電力を供給する場合の制御構成が示されている。なお、直流回路６から直流回路５に直流電力を供給する場合は、たとえば切換回路により、電圧検出器ＶＳ１，ＶＳ２と電圧検出器ＶＳ３，ＶＳ４とがそれぞれ置き換えられ、電流検出器ＩＳ２と電流検出器ＩＳ１とが置き換えられる。

図９を参照して、制御装置４は、基本的に図４に示した制御装置４と同様の構成を備えるが、パルス幅制御部１２および高調波制御部１３に代えて、位相差制御部２０および高調波制御部２１を含む点が異なっている。制御装置４は、上述した４つの工程（１）〜（４）を実行することにより、単相３レベルインバータＩＮＶ−Ａ，ＩＮＶ−Ｂの動作を制御する。

（１）位相差γの制御
制御装置４は、実施の形態１で示した位相差γの制御と同様の方法によって位相差γを制御する。

（２）パルス幅θの設定
高調波制御部２１は、交流電圧ＶＡ，ＶＢのｎ次高調波成分の振幅が０となるように、パルス幅θＡ，θＢを設定する。たとえば、高調波制御部２１は、３次高調波成分を低減するために、３次高調波成分の振幅Ｖｎ（ｎ＝３）＝０となるように、パルス幅θＡ，θＢを設定する。具体的には、高調波制御部２１は、式（５）においてｓｉｎ（３θ／２）＝０を満たすように、パルス幅θＡ，θＢの各々を２π／３に設定する。

（３）位相差φＡ，φＢの制御
本実施の形態２では、交流基本波電圧Ｖａの実効値と交流基本波電圧Ｖｂの実効値とが等しくなるように、位相差φＡ，φＢを制御する。具体的には、２つの直流電圧ＥｄＡ，ＥｄＢのうちの低い方の直流電圧に対応する交流電圧の位相差φをπに固定し、高い方の直流電圧に対応する交流電圧の位相差φを絞ることにより、交流基本波電圧Ｖａの実効値と交流基本波電圧Ｖｂの実効値とを一致させる。

たとえば、ＥｄＡ＞ＥｄＢとなる場合には、式（９），（１０）において、位相差φＢ＝πとすることにより、Ｖａの実効値とＶｂの実効値とが一致するための位相差φＡは次式（１７）で与えられる。

同様に、ＥｄＡ＜ＥｄＢとなる場合には、式（９），（１０）において、位相差φＡ＝πとすることにより、Ｖａの実効値とＶｂの実効値とが一致するための位相差φＢは次式（１８）で与えられる。

図１０に戻って、加算器１０は、電圧検出器ＶＳ１が検出したコンデンサＣ１の両端の電圧と、電圧検出器ＶＳ２が検出したコンデンサＣ２の両端の電圧とを加算して、正電圧端子１ｐと負電圧端子１ｎとの間の直流電圧ＥｄＡを出力する。

加算器１１は、電圧検出器ＶＳ３が検出したコンデンサＣ３の両端の電圧と、電圧検出器ＶＳ４が検出したコンデンサＣ４の両端の電圧とを加算して、正電圧端子２ｐと負電圧端子２ｎとの間の直流電圧ＥｄＢを出力する。

位相差制御部２０は、ｘ＝ＥｄＢ／ＥｄＡ、φＡ＝２ｓｉｎ^−１（ｘ）より位相差φＡを計算する。また、位相差制御部２０は、ｙ＝ＥｄＡ／ＥｄＢ、φＢ＝２ｓｉｎ^−１（ｙ）より位相差φＢを計算する。ただし、ｘ、ｙの各々が１以下になるようにリミッタを設ける。

（４）制御信号の生成
制御信号生成部１９は、高調波制御部２１により設定されたパルス幅θＡ，θＢ、電流制御部１８により生成された位相差γ、および位相差制御部２０により生成された位相差φＡ，φＢに基づいて、単相３レベルインバータＩＮＶ−Ａの制御信号と単相３レベルインバータＩＮＶ−Ｂの制御信号とを生成する。

次に、図１０を用いて、各単相３レベルインバータの制御信号の生成方法について説明する。

図１０は、実施の形態２による単相３レベルインバータＩＮＶ−Ａ，ＩＮＶ−Ｂの制御信号の生成方法を示すタイムチャートである。図１０では、単相３レベルインバータＩＮＶ−Ａを進みとし、単相３レベルインバータＩＮＶ−Ｂを遅れとしている。すなわち、単相３レベルインバータＩＮＶ−Ａから単相３レベルインバータＩＮＶ−２に電力が供給される。

また、図１０では、直流電圧ＥｄＡが直流電圧ＥｄＢよりも高い場合を想定している（ＥｄＡ＞ＥｄＢ）。したがって、上述した位相差φＡ，φＢの制御では、位相差φＢをπに固定し、位相差φＡを絞ることにより、交流基本波電圧Ｖａの実効値と交流基本波電圧Ｖｂの実効値とを一致させる。

制御信号生成部１９は、ノコギリ波信号ＳＴＵを生成するとともに、各々がノコギリ波信号ＳＴＵと比較される、４つの参照信号（ａ１），（ａ２），（ｂ１），（ｂ２）を生成する。

第１の参照信号（ａ１）は、単相３レベルインバータＩＮＶ−ＡのＩＧＢＴ素子ＱＡＵ−１の第１の矩形波ＱＡＵ−１（ａ１）の立上りおよび立下りを決めるために用いられる。第１の参照信号（ａ１）は次式（１９）で与えられる。

第１の参照信号（ａ１）とノコギリ波信号ＳＴＵとは各周期で交差する。奇数番目の周期においてノコギリ波信号ＳＴと第１の参照信号（ａ１）とが交差したときに第１の矩形波ＱＡＵ−１（ａ１）がＬレベルからＨレベルに立ち上がる。偶数番目の周期においてノコギリ波信号ＳＴＵと第１の参照信号（ａ１）とが交差したときに第１の矩形波ＱＡＵ−１（ａ１）がＨレベルからＬレベルに立ち下がる。

第２の参照信号（ａ２）は、単相３レベルインバータＩＮＶ−ＡのＩＧＢＴ素子ＱＡＵ−１の第２の矩形波ＱＡＵ−１（ａ２）の立上りおよび立下りを決めるために用いられる。第２の参照信号（ａ２）は次式（２０）で与えられる。

第２の参照信号（ａ２）とノコギリ波信号ＳＴＵとは各周期で交差する。奇数番目の周期においてノコギリ波信号ＳＴＵと第２の参照信号（ａ２）とが交差したときに第２の矩形波ＱＡＵ−１（ａ２）がＬレベルからＨレベルに立ち上がる。偶数番目の周期においてノコギリ波信号ＳＴと第２の参照信号（ａ２）とが交差したときに第２の矩形波ＱＡＵ−１（ａ２）がＨレベルからＬレベルに立ち下がる。

制御信号生成部１９は、第１の矩形波ＱＡＵ−１（ａ１）と第２の矩形波ＱＡＵ−１（ａ２）との論理積を演算することにより、ＩＧＢＴ素子ＱＡＵ−１の制御信号を生成する。

制御信号生成部１９は、また、第１の矩形波ＱＡＵ−１（ａ１）の反転信号と第２の矩形波ＱＡＵ−１（ａ２）との論理積を演算するとともに、第１の矩形波ＱＡＵ−１（ａ１）と第２の矩形波ＱＡＵ−１（ａ２）の反転信号との論理積を演算する。そして、これら２つの論理積の論理和を演算することにより、ＩＧＢＴ素子ＱＡＵ−２，３の制御信号を生成する。

制御信号生成部１９は、さらに、第１の矩形波ＱＡＵ−１（ａ１）の反転信号と第２の矩形波ＱＡＵ−１（ａ２）の反転信号との論理積を演算することにより、ＩＧＢＴ素子ＱＡＵ−４の制御信号を生成する。

図示は省略するが、制御信号生成部１９は、さらに、ノコギリ波信号ＳＴＵを（φＡ−π）だけ位相を遅らせたノコギリ波信号ＳＴＶと第１および第２の参照信号（ａ１），（ａ２）とを比較することにより、ＩＧＢＴ素子ＱＡＶ−１〜ＱＡＶ−４の制御信号を生成する。

２つの参照信号（ａ１），（ａ２）において、π＋（ａ２）−（ａ１）＝θＡとなっている。これにより、図１０に示されるように、Ｕ相電圧ＶＡＵおよびＶ相電圧ＶＡＶのパルス幅はいずれもθＡ（＝２π／３）となる。また、ノコギリ波信号ＳＴＶをノコギリ波信号ＳＴＵに対してφＡ−πだけ遅らせたことにより、Ｕ相電圧ＶＡＵとＶ相電圧ＶＡＶとの位相差はφＡとなっている。

第３の参照信号（ｂ１）は、単相３レベルインバータＩＮＶ−ＢのＩＧＢＴ素子ＱＢＵ−１の第１の矩形波ＱＢＵ−１（ｂ１）の立上りおよび立下りを決めるために用いられる。第３の参照信号（ｂ１）は次式（２１）で与えられる。

第３の参照信号（ｂ１）とノコギリ波信号ＳＴＵとは各周期で交差する。奇数番目の周期においてノコギリ波信号ＳＴと第３の参照信号（ｂ１）とが交差したときに第１の矩形波ＱＢＵ−１（ｂ１）がＬレベルからＨレベルに立ち上がる。偶数番目の周期においてノコギリ波信号ＳＴＵと第３の参照信号（ｂ１）とが交差したときに第１の矩形波ＱＢＵ−１（ｂ１）がＨレベルからＬレベルに立ち下がる。

第４の参照信号（ｂ２）は、単相３レベルインバータＩＮＶ−ＢのＩＧＢＴ素子ＱＢＵ−１の第２の矩形波ＱＢＵ−１（ｂ２）の立上りおよび立下りを決めるために用いられる。第４の参照信号（ｂ２）は次式（２２）で与えられる。

第４の参照信号（ｂ２）とノコギリ波信号ＳＴＵとは各周期で交差する。奇数番目の周期においてノコギリ波信号ＳＴＵと第４の参照信号（ｂ２）とが交差したときに第２の矩形波ＱＢＵ−１（ｂ２）がＬレベルからＨレベルに立ち上がる。偶数番目の周期においてノコギリ波信号ＳＴＵと第４の参照信号（ｂ２）とが交差したときに第２の矩形波ＱＢＵ−１（ｂ２）がＨレベルからＬレベルに立ち下がる。

制御信号生成部１９は、第１の矩形波ＱＢＵ−１（ｂ１）と第２の矩形波ＱＢＵ−１（ｂ２）との論理積を演算することにより、ＩＧＢＴ素子ＱＢＵ−１の制御信号を生成する。制御信号生成部１９は、また、第１の矩形波ＱＢＵ−１（ｂ１）の反転信号と第２の矩形波ＱＢＵ−１（ｂ２）との論理積を演算するとともに、第１の矩形波ＱＢＵ−１（ｂ１）と第２の矩形波ＱＢＵ−１（ｂ２）の反転信号との論理積を演算する。そして、これら２つの論理積の論理和を演算することにより、ＩＧＢＴ素子ＱＢＵ−２，３の制御信号を生成する。制御信号生成部１９は、さらに、第１の矩形波ＱＢＵ−１（ｂ１）の反転信号と第２の矩形波ＱＢＵ−１（ｂ２）の反転信号との論理積を演算することにより、ＩＧＢＴ素子ＱＢＵ−４の制御信号を生成する。

図示は省略するが、制御信号生成部１９は、さらに、ノコギリ波信号ＳＴＶと第３および第４の参照信号（ｂ１），（ｂ２）とを比較することにより、ＩＧＢＴ素子ＱＢＶ−１〜ＱＢＶ−４の制御信号を生成する。なお、図１１では、位相差φＢ＝πであるため、ノコギリ波信号ＳＴＵとノコギリ波信号ＳＴＶとの位相差はπ−π＝０（同位相）となる。

２つの参照信号（ｂ１），（ｂ２）において、π＋（ｂ２）−（ｂ１）＝θＢとなっている。これにより、図１０に示されるように、Ｕ相電圧ＶＢＵおよびＶ相電圧ＶＢＶのパルス幅はいずれもθＢ（＝２π／３）となる。また、ノコギリ波信号ＳＴＵとノコギリ波信号ＳＴＶとを同位相としたことにより、Ｕ相電圧ＶＢＵとＶ相電圧ＶＢＶとの位相差φＢ＝πとなっている。

（実施の形態２の変更例）
上記の実施の形態２では、直流電圧ＥｄＡ，ＥｄＢのうちの高い方の直流電圧に対応する交流電圧の位相差φを狭めることで、交流基本波電圧ＶａおよびＶｂの実効値を一致させることとしたが、これに限るものではなく、交流基本波電圧ＶａおよびＶｂの実効値の差が所定値以下になるように、交流電圧の位相差φを狭めるようにしてもよい。または、交流基本波電圧ＶａおよびＶｂの実効値の差と、ＶａまたはＶｂの実効値との比が数％以下になるように、交流電圧の位相差φを狭めてもよい。

［本実施の形態の作用効果］
次に、本実施の形態に至った課題について説明しながら、本実施の形態の作用効果について説明する。

図１３は、比較例による双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。図１３を参照して、比較例による双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、基本的に図２に示す双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１と同様の構成を備えるが、２つの単相インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２が２レベル回路により構成される点が異なっている。

２レベル回路により構成されたインバータ（２レベルインバータ）ＩＮＶ１は、Ｕ相アームとＶ相アームとを含む。Ｕ相アームは、正電圧端子１ｐおよび負電圧端子１ｎの間に直列に接続されるＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ３と、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ３にそれぞれ逆並列に接続されるダイオードＤ１，Ｄ３とを含む。ＩＧＢＴ素子Ｑ１およびＱ３の接続点には交流端子１ａが接続される。Ｖ相アームは、正電圧端子１ｐおよび負電圧端子１ｎの間に直列に接続されるＩＧＢＴ素子Ｑ２，Ｑ４と、ＩＧＢＴ素子Ｑ２，Ｑ４にそれぞれ逆並列に接続されるダイオードＤ２，Ｄ４とを含む。ＩＧＢＴ素子Ｑ２およびＱ４の接続点には交流端子１ｂが接続される。

２レベルインバータＩＮＶ２は、Ｕ相アームとＶ相アームとを含む。Ｕ相アームは、正電圧端子２ｐおよび負電圧端子２ｎの間に直列に接続されるＩＧＢＴ素子Ｑ１１，Ｑ１３と、ＩＧＢＴ素子Ｑ１１，Ｑ１３にそれぞれ逆並列に接続されるダイオードＤ１１，Ｄ１３とを含む。ＩＧＢＴ素子Ｑ１１およびＱ１３の接続点には交流端子２ａが接続される。Ｖ相アームは、正電圧端子２ｐおよび負電圧端子２ｎの間に直列に接続されるＩＧＢＴ素子Ｑ１２，Ｑ１４と、ＩＧＢＴ素子Ｑ１２，Ｑ１４にそれぞれ逆並列に接続されるダイオードＤ１２，Ｄ１４とを含む。ＩＧＢＴ素子Ｑ１２およびＱ１４の接続点には交流端子２ｂが接続される。

コンデンサＣ１１は、インバータＩＮＶ１の端子１ｐ，１ｎ間に接続され、端子１ｐ，１ｎ間の直流電圧ＥｄＡを平滑化および安定化させる。コンデンサＣ１２は、インバータＩＮＶ２の端子２ｐ，２ｎ間に接続され、端子２ｐ，２ｎ間の直流電圧ＥｄＢを平滑化および安定化させる。

２レベルインバータＩＮＶ１は、図示しないドライバの出力信号によって制御され、正電圧端子１ｐおよび負電圧端子１ｎ間の直流電圧ＥｄＡを交流電圧ＶＡに変換して交流端子１ａ，１ｂ間に出力する。２レベルインバータＩＮＶ２は、図示しないドライバの出力信号によって制御され、正電圧端子２ｐおよび負電圧端子２ｎ間の直流電圧ＥｄＢを交流電圧ＶＢに変換して交流端子２ａ，２ｂ間に出力する。

ここで、２レベルインバータＩＮＶ１において、交流端子１ａ，１ｂ間に出力される交流電圧ＶＡは、波高値ＥｄＡおよびパルス幅θＡを持つ矩形波の交流電圧となる。インバータＩＮＶ２において、交流端子２ａ，２ｂ間に出力される交流電圧ＶＢは、波高値ＥｄＢおよびパルス幅θＢを持つ矩形波の交流電圧となる。以下では、２レベルインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の電圧波形を総括的に説明するため、交流電圧ＶＡおよびＶＢを総括して「交流電圧Ｖ」と示し、直流電圧ＥｄＡおよびＥｄＢを総括して「直流電圧Ｅｄ」と示し、パルス幅θＡおよびθＢを総括して「パルス幅θ」と示す。

２レベルインバータの電圧波形をフーリエ変換展開すると、次式（２３）となり、多くの奇数次の高調波成分が含まれることが分かる。式（２３）によれば、ｎ次の高調波成分ｖｎは次式（２４）で与えられる。ｎ次の高調波成分の大きさはその次数に反比例することが分かる。

比較例による双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００においては、式（２４）で表される高調波成分が発生するため、２つの２レベルインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２間を流れる交流電流の高調波成分が大きくなる。この高調波成分によって生じる電力損失は、双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の変換効率の低下を招く。

ここで、図１４に示す回路において発生する電力損失について考察する。
図１４に示す回路では、２レベルインバータの定格電力を１００［ｋＷ］とし、スイッチング周波数ｆを１０［ｋＨｚ］とし、直流電圧Ｅｄを１００［Ｖ］としている。よって、２レベルインバータの定格電流は１００［ｋＷ］／１００［Ｖ］＝１００［Ａ］となる。定格インピーダンスＺｐｕは１００［Ｖ］／１００［Ａ］＝１［Ω］となる。定格リアクトルＬｐｕは、Ｌｐｕ＝１／（２πｆ）より、１５．９［μＨ］となる。

なお、リアクトルＬの大きさは、定格リアクトルＬｐｕの１０〜３０％程度が適当と考えられるため、１．５９〜４．７７μＨ程度であることが好ましい、以下では、簡単のため、Ｌ＝１．６μＨ（１０％）とする。

２レベルインバータの電圧波形において、矩形波のパルス幅θ＝πとする。この場合、交流電圧および交流電流の各々の基本波成分および高調波成分の実効値は以下のようになる。なお、電流については、基本波成分の大きさを１００％としたときの各次数成分の大きさを合わせて示す。
基本波成分：
Ｖ１＝９０Ｖ，Ｉ１＝９０Ｖ／（１＋２πｆＬ）^１／２＝８５．８Ａ（１００％）
３次高調波成分：
Ｖ３＝３０Ｖ，Ｉ３＝３０Ｖ／（１＋２π・３ｆＬ）^１／２＝２６．３Ａ（３０．７％）５次高調波成分：
Ｖ５＝１８Ｖ，Ｉ５＝５０Ｖ／（１＋２π・５ｆＬ）^１／２＝１２．９Ａ（１７．１％）
次に、基本波成分および各次数成分の電力損失の割合を計算する。電力損失は抵抗×（電流）^２である。以下では、抵抗を一定として各次数の電力損失の割合を計算する。
基本波成分のみ：１００％
基本波成分＋３次高調波成分：
（１００％）２＋（３０．６％）^２＝１０９．４％
基本波成分＋５次高調波成分：
（１００％）２＋（１７．５％）^２＝１０３．１％
基本波成分＋３次高調波成分＋５次高調波成分：
（１００％）２＋（３０．６％）^２＋（１７．５％）^２＝１１２．４％
上記の計算結果において、３次高調波成分は基本波成分に対する電力損失の割合が約１０％と高くなっている。したがって、３次高調波成分を抑制することができれば、約１０％損失を低減できるものと見積もられる。

一方、５次高調波成分は基本波成分に対する電力損失の割合が約３％と低い。そのため、５次高調波成分を抑制した場合、３次高調波成分を抑制した場合に比べて損失低減効果が低いことが見積もられる。これによれば、高調波成分の次数が高くなるほど電力損失の割合が小さくなるため、損失低減効果が低くなるものと考えられる。換言すれば、３次高調波成分を抑制することで、電力損失を最も効果的に低減することができるものと考えられる。

なお、高調波成分を抑制する対策として、２レベルインバータＩＮＶ１と絶縁型変圧器３の１次巻線３ａとの間に、リアクトルおよびコンデンサからなる直列共振回路を接続する構成が提案されている（たとえば、非特許文献２参照）。しかしながら、当該構成では、直列共振回路のリアクトルが大きくなるために装置の大型化を招くという課題がある。また、直列共振回路で発生する電力損失に起因して変換効率の大きな改善が望めないという課題がある。

これに対して、本実施の形態によれば、双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１に含まれる２つのインバータを単相３レベルインバータで構成したことにより、各インバータの出力交流電圧を、Ｕ相電圧およびＶ相電圧のパルス幅θと、Ｕ相電圧とＶ相電圧との位相差φとの２つの変数を用いて制御することができる。これによれば、パルス幅θおよび位相差φのいずれか一方を用いて交流電圧のｎ次高調波成分の振幅を０にすることができる。すなわち、パルス幅θおよび位相差φの一方を制御することにより、ｎ次高調波成分を抑制することができる。上述のように、損失低減には３次高調波成分を抑制することが有効である。本実施の形態によれば、３次高調波成分の振幅が０となるように、パルス幅θまたは位相差φを設定することで、３次高調波成分を容易に抑制することができる。

さらに、本実施の形態では、パルス幅θおよび位相差φの他方を制御することにより、２つのインバータの交流基本波電圧の実効値を一致させることができる。したがって、各インバータが受ける直流電圧の差が大きく変動する場合でも、２つのインバータ間で安定に電力を授受することができる。

このように本実施の形態によれば、２つの単相３レベルインバータの動作を制御することで高調波成分を抑制することができるため、直列共振回路の設置が不要となる。したがって、装置が大型化することを防ぐことができる。また、直列共振回路に起因する電力損失の増加が抑えられるため、変換効率を向上させることができる。

［本実施の形態の変更例］
（１）単相３レベルインバータＩＮＶ−Ａ，ＩＮＶ−Ｂにおいて、Ｕ相アームおよびＶ相アームを構成する３レベル回路は、図１１に示すような構成であってもよい。３レベル回路は４つのＩＧＢＴ素子と、６つのダイオードとを含む。図１３には、単相３レベルインバータＩＮＶ−ＡのＵ相アームを構成する３レベル回路を代表して示す。

ＩＧＢＴ素子ＱＡＵ−１〜ＱＡＵ−４は正電圧端子１ａと負電圧端子１ｂとの間に直列に接続される。ダイオードＤＡＵ−１〜ＤＡＵ−４は、ＩＧＢＴ素子ＱＡＵ−１〜ＱＡＵ−４にそれぞれ逆並列に接続される。ＩＧＢＴ素子ＱＡＵ−２，ＱＡＵ−３の接続点は交流端子１ａに接続される。

ダイオードＤＡＵ−５は、ＩＧＢＴ素子ＱＡＵ−１，ＱＡＵ−２の接続点と中性点電圧端子１ｃとの間に接続される。ダイオードＤＡＵ−６は、ＩＧＢＴ素子ＱＡＵ−３，ＱＡＵ−４の接続点と中性点電圧端子１ｃとの間に接続される。なお、ダイオードＤＡＵ−５のカソードはＩＧＢＴ素子ＱＡＵ−１，ＱＡＵ−２の接続点に接続され、ダイオードＤＡＵ−５のアノードは中性点電圧端子１ｃに接続される。ダイオードＤＡＵ−６のアノードはＩＧＢＴ素子ＱＡＵ−３，ＱＡＵ−４の接続点に接続され、ダイオードＤＡＵ−６のカソードは中性点電圧端子１ｃに接続される。

ＩＧＢＴ素子ＱＡＵ−１，ＱＡＵ−２がオンされ、ＩＧＢＴ素子ＱＡＵ−３，ＱＡＵ−４がオフされる期間は、正電圧端子１ｐおよび交流端子１ａが接続されるため、出力電圧ＶＡＵは＋ＥｄＡ／２になる。

また、ＩＧＢＴ素子ＱＡＵ−２，ＱＡＵ−３がオンされ、ＩＧＢＴ素子ＱＡＵ−１，ＱＡＵ−４がオフされる期間は、中性点電圧端子１ｃおよび交流端子１ａが接続されるため、出力電圧ＶＡＵは０になる。

一方、ＩＧＢＴ素子ＱＡＵ−３，ＱＡＵ−４がオンされ、ＩＧＢＴ素子ＱＡＵ−１，ＱＡＵ−２がオフされる期間は、負電圧端子１ｎおよび交流端子１ａが接続されるため、出力電圧ＶＡＵは−ＥｄＡ／２になる。

すなわち、Ｕ相電圧ＶＡＵは±ＥｄＡ／２，０の３値をとる。同様にしてＶ相電圧ＶＡＶも±ＥｄＡ／２，０の３値をとる。したがって、単相３レベルインバータＩＮＶ−Ａの交流端子１ａおよび交流端子１ｂの間に出力される交流電圧ＶＡは、±ＥｄＡ，±ＥｄＡ／２，０の５値をとる。

（２）本実施の形態では、電圧検出器ＶＳ１，ＶＳ２によって端子Ｔ１，Ｔ２間の直流電圧ＥｄＡを検出し、電圧検出器ＶＳ３，ＶＳ４によって端子Ｔ３，Ｔ４間の直流電圧ＥｄＢを検出したが、これに限るものではなく、直流電圧ＥｄＡ，ＥｄＢを他の方法で検出してもよい。たとえば、単相３レベルインバータＩＮＶ−Ａ，ＩＮＶ−Ｂの出力交流電圧ＶＡ，ＶＢを信号変圧器を介して制御装置４に取り込み、取り込んだ交流電圧の波高値をサンプリングし、サンプリングした波高値から直流電圧ＥｄＡ，ＥｄＢを間接的に検出してもよい。

（３）本実施の形態では、２つのリアクトルＬ１，Ｌ２を設けたが（図１参照）、２つのリアクトルＬ１，Ｌ２のうちの１つのリアクトルを除去してもよい。絶縁型変圧器３が漏れインダクタンスを有する場合は、２つのリアクトルＬ１，Ｌ２を除去してもよい。

［実施の形態３］
（スマートネットワークの構成）
実施の形態３では、図１２を参照して、本実施の形態による双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを用いたスマートネットワークの構成について説明する。

この発明の実施の形態３によるスマートネットワークは、双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１と、２つの直流電力系統３０，５２とを備える。

直流電力系統３０は、商用交流電源４０、太陽光発電機４１、風力発電機４２、ＰＷＭコンバータ４３、変換器４４，４５、直流母線４６、充電・放電制御用変換器４７，４８、ＬｉＰｏ電池４９、電気二重層コンデンサ５０、および負荷５１を含む。

商用交流電源４０は、商用交流電力を生成する。ＰＷＭコンバータ４３は、商用交流電源４０からの商用交流電力を所定の直流電圧ＥｄＡ（たとえば３００Ｖ）の直流電力に変換して直流母線４６に供給する。また、ＰＷＭコンバータ４３は、商用交流電力が不足した場合には、直流母線４６からの直流電力を商用周波数で所定電圧の交流電力に変換して商用交流電源４０に供給する。

太陽光発電機４１は、太陽からの光エネルギーを直流電力に変換する。変換器４４は、太陽光発電機４１で生成された直流電力を所定の直流電圧ＥｄＡの直流電力に変換して直流母線４６に供給する。風力発電機４２は、風力を直流電力に変換する。変換器４５は、風力発電機４２で生成された直流電力を所定の直流電圧ＥｄＡの直流電力に変換して直流母線４６に供給する。

充電・放電制御用変換器４７は、直流電力系統３０において直流電力が余剰している場合は、直流母線４６から直流電力を取り出してＬｉＰｏ電池４９に直流電力を蓄え、直流電力系統３０において直流電力が不足している場合は、ＬｉＰｏ電池４９から直流電力を取り出して直流母線４６に供給する。

充電・放電制御用変換器４８は、直流電力系統３０において直流電力が余剰している場合は、直流母線４６から直流電力を取り出して電気二重層コンデンサ５０に直流電力を蓄え、直流電力系統３０において直流電力が不足している場合は、電気二重層コンデンサ５０から直流電力を取り出して直流母線４６に供給する。

負荷５１は、一般住宅、オフィス、工場設備などであり、直流母線４６から直流電力の供給を受ける。直流電力系統５２は、直流電力系統３０と同様の構成であり、所定の直流電圧ＥｄＢ（たとえば１０００Ｖ）に維持される直流母線５３を含む。

双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、実施の形態１，２で説明したものであり、直流母線４６と直流母線５３との間で直流電力の授受を行なう。直流母線４６は、それぞれ端子Ｔ１，Ｔ２に接続される直流正母線および直流負母線を含む。直流母線５３は、それぞれ端子Ｔ３，Ｔ４に接続される直流正母線および直流負母線を含む。

双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、２つの単相３レベルインバータＩＮＶ−Ａ，ＩＮＶ−Ｂの出力交流電圧のｎ次高調波成分の振幅が０となるように、各単相３レベルインバータにおけるＵ相電圧とＶ相電圧との位相差φを設定する。また、交流基本波電圧Ｖａ，Ｖｂの実効値とが一致するように、直流電圧ＥｄＡおよびＥｄＢの高低に応じて、単相３レベルインバータＩＮＶ−Ａ，ＩＮＶ−ＢにおけるＵ相電圧およびＶ相電圧のパルス幅θＡ，θＢを制御する。

あるいは、双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、２つの単相３レベルインバータＩＮＶ−Ａ，ＩＮＶ−Ｂの出力交流電圧のｎ次高調波成分の振幅が０となるように、各単相３レベルインバータにおけるＵ相電圧およびＶ相電圧のパルス幅θを設定し、交流基本波電圧Ｖａ，Ｖｂの実効値とが一致するように、直流電圧ＥｄＡおよびＥｄＢの高低に応じて、単相３レベルインバータＩＮＶ−Ａ，ＩＮＶ−ＢにおけるＵ相電圧とＶ相電圧との位相差φＡ，φＢを制御する。

双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、さらに、流したい電流の値および方向に応じて交流電圧ＶＡ，ＶＢの位相差γを設定する。直流電力系統３０から直流電力系統５２に直流電力を供給する場合は、交流電圧ＶＡの位相を交流電圧ＶＢよりも進ませる。一方、直流電力系統５２から直流電力系統３０に直流電力を供給する場合は、交流電圧ＶＢの位相を交流電圧ＶＡの位相よりも進ませる。

たとえば、直流電力系統３０において商用交流電源が故障して直流電力が不足した場合は、直流電力系統５２から直流電力系統３０に直流電力が供給される。したがって、このスマートネットワークは無停電電源システムの機能をも有する。

本実施の形態３では、双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１で２つの直流電力系統を結合したことで、直流電力系統の直流電圧ＥｄＡ，ＥｄＢが大きく変動した場合でも、直流電力系統３０，５２間で直流電力を安定に授受することができる。

今回開示された実施の形態は例示であって、上記内容のみに限定されるものではない。本発明の範囲は請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内のすべての変更が含まれることが意図される。

１，１００ 双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ、１ａ，１ｂ，２ａ，２ｂ 交流端子、１ｐ，２ｐ 正電圧端子、１ｎ，２ｎ 負電圧端子、１ｃ，２ｃ 中性点電圧端子、３ 絶縁型変圧器、３ａ １次巻線、３ｂ ２次巻線、４ 制御装置、５，６ 直流回路、１０，１１ 加算器、１２ パルス幅制御部、１３，２１ 高調波制御部、１４ 電圧指令部、１５，１７ 減算器、１６ 電圧制御部、１８ 電流制御部、１９ 制御信号生成部、２０ 位相差制御部、３０，５２ 直流電力系統、４０ 商用交流電源、４１ 太陽光発電機、４２ 風力発電機、４３ ＰＷＭコンバータ、４４，４５ 変換器、４６ 直流母線、４７，４８ 充電・放電制御用変換器、４９ ＬｉＰｏ電池、５０ 電気二重層コンデンサ、５１ 負荷、ＩＮＶ−Ａ，ＩＮＶ−Ｂ 単相３レベルインバータ、ＩＮＶ１，ＩＮＶ２ ２レベルインバータ、ＤＲ１，ＤＲ２ ドライバ、ＱＡＵ−１〜ＱＡＵ−４，ＱＡＶ−１〜ＱＡＶ−４，ＱＢＵ−１〜ＱＢＵ−４，ＱＢＶ−１〜ＱＢＶ−４，Ｑ１〜Ｑ４，Ｑ１１〜Ｑ１４ ＩＧＢＴ素子、ＤＡＵ−１〜ＤＡＵ−４，ＤＡＶ−１〜ＤＡＶ−４，ＤＢＵ−１〜ＤＢＵ−４，ＤＢＶ−１〜ＤＢＶ−４，Ｄ１〜Ｄ４，Ｄ１１〜Ｄ１４ ダイオード、Ｔ１，Ｔ３ 正電圧端子、Ｔ２，Ｔ４ 負電圧端子、ＩＳ１，ＩＳ２ 電流検出器、ＶＳ１〜ＶＳ４ 電圧検出器、Ｃ１〜Ｃ４，Ｃ１１，Ｃ１２ コンデンサ、Ｌ１，Ｌ２ リアクトル。

Claims (9)

1. 第１および第２の直流回路間で直流電力の授受を行なう双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータであって、
   前記第１の直流回路から受ける第１の直流電圧に基づいて、第１の出力端子および第２の出力端子の間に第１の交流電圧を生成する第１の単相３レベルインバータと、
   前記第２の直流回路から受ける第２の直流電圧に基づいて、第３の出力端子および第４の出力端子の間に第２の交流電圧を生成する第２の単相３レベルインバータと、
   前記第１および第２の出力端子から前記第１の交流電圧を受ける１次巻線と、前記第３および第４の出力端子から前記第２の交流電圧を受ける２次巻線とを含む絶縁型変圧器とを備える、双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
2. 前記第１の単相３レベルインバータは、
   前記第１の直流回路と前記第１の出力端子との間に接続され、第１相の電圧を生成する第１の回路と、
   前記第１の直流回路と前記第２の出力端子との間に接続され、第２相の電圧を生成する第２の回路とを含み、
   前記第１相の電圧と前記第２相の電圧との差を前記第１の交流電圧として生成するように構成され、
   前記第２の単相３レベルインバータは、
   前記第２の直流回路と前記第３の出力端子との間に接続され、前記第１相の電圧を生成する第３の回路と、
   前記第２の直流回路と前記第４の出力端子との間に接続され、前記第２相の電圧を生成する第４の回路とを含み、
   前記第１相の電圧と前記第２相の電圧の差を前記第２の交流電圧として生成するように構成され、
   前記双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第１および第２の単相３レベルインバータを制御する制御装置をさらに備え、
   前記制御装置は、前記第１および第２の交流電圧の各々に含まれるｎ次高調波成分（ｎは３以上の奇数）の振幅が０となるように、前記第１相および前記第２相の電圧のパルス幅、および前記第１相および前記第２相の電圧の位相差のいずれか一方を設定する、請求項１に記載の双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
3. 前記第１および第２の単相３レベルインバータの各々において、前記第１相および前記第２相の電圧のパルス幅が互いに等しい場合、前記ｎ次高調波成分の振幅は下式（１）で与えられ、
   Ｖｎ＝４Ｅ／ｎπ・ｓｉｎ（ｎθ／２）・ｓｉｎ（ｎφ／２）・・・（１）
   （式（１）中、Ｖｎは前記ｎ次高調波成分の振幅を表わし、Ｅは前記第１および第２の直流電圧を表わし、θは前記パルス幅を表わし、φは前記位相差を表わす。）
   前記制御装置は、ｓｉｎ（ｎφ／２）＝０を満たすように、前記第１相および前記第２相の電圧の位相差を設定する、請求項２に記載の双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
4. 前記制御装置は、
   前記第１の直流電圧が前記第２の直流電圧よりも高い場合は、前記第１および第２の交流電圧の基本波成分の実効値が一致するように、前記第１の単相３レベルインバータにおける前記第１相および前記第２相の電圧のパルス幅を狭め、
   前記第２の直流電圧が前記第２の直流電圧よりも高い場合は、前記第１および第２の交流電圧の基本波成分の実効値が一致するように、前記第２の単相３レベルインバータにおける前記第１相および前記第２相の電圧のパルス幅を狭める、請求項３に記載の双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
5. 前記第１および第２の単相３レベルインバータの各々において、前記第１相および前記第２相の電圧のパルス幅が等しい場合、前記ｎ次高調波成分の振幅は下式（１）で与えられ、
   Ｖｎ＝４Ｅ／ｎπ・ｓｉｎ（ｎθ／２）・ｓｉｎ（ｎφ／２）・・・（１）
   （式（１）中、Ｖｎは前記ｎ次高調波成分の振幅を表わし、Ｅは前記第１および第２の直流電圧を表わし、θは前記パルス幅を表わし、φは前記位相差を表わす。）
   前記制御装置は、ｓｉｎ（ｎθ／２）＝０を満たすように前記第１相および前記第２相の電圧のパルス幅を設定する、請求項２に記載の双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
6. 前記制御装置は、
   前記第１の直流電圧が前記第２の直流電圧よりも高い場合は、前記第１および第２の交流電圧の基本波成分の実効値が一致するように、前記第１の単相３レベルインバータにおける前記第１相および前記第２相の電圧の位相差を狭め、
   前記第２の直流電圧が前記第２の直流電圧よりも高い場合は、前記第１および第２の交流電圧の基本波成分の実効値が一致するように、前記第２の単相３レベルインバータにおける前記第１相および前記第２相の電圧の位相差を狭める、請求項５に記載の双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
7. 前記制御装置はさらに、前記第１および第２の直流回路間で所望の直流電力が授受されるように、前記第１および第２の交流電圧の位相差を設定する、請求項２〜６のいずれか１項に記載の双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
8. 請求項１〜７のいずれか１項に記載の双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータと、
   前記第１および第２の直流回路とを備え、
   前記第１および第２の直流回路は、それぞれ第１および第２の直流電力系統である、スマートネットワーク。
9. 前記第１および第２の直流電力系統の各々は、
   前記第１または第２の単相３レベルインバータに接続される直流母線と、
   前記直流母線に直流電力を供給する直流電源と、
   前記直流母線からの直流電力によって駆動される負荷と、
   前記直流母線からの直流電力を蓄える電力貯蔵装置とを含む、請求項８に記載のスマートネットワーク。

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