JP5468816B2 - 系統連系インバータシステム - Google Patents

Description

本発明は、系統連系インバータシステムに関し、特に、直流電源の一方の極が接地されており、インバータ回路と電力系統とが絶縁されていない系統連系インバータシステムに関する。

従来、太陽電池などの直流電源から出力される直流電力を交流電力に変換して電力系統に供給する系統連系インバータシステムが開発されている。

図６は、従来の系統連系インバータシステムを説明するための図である。同図に示す系統連系インバータシステム１００は、トランスレスインバータシステムである。なお、同図において、インバータ回路６００を制御する制御装置は、省略されている（図７においても同様）。

系統連系インバータシステム１００は、太陽電池を備えた直流電源２００、この直流電源２００から出力される直流電圧を昇圧するＤＣ/ＤＣコンバータ回路３００、昇圧変換された直流電圧をスイッチング素子のスイッチングにより交流電圧に変換するインバータ回路６００、インバータ回路６００から出力される交流電圧に含まれるスイッチングノイズや高調波電圧・電流成分を除去するフィルタ回路７００、ＤＣ/ＤＣコンバータ回路３００を制御する制御装置５００、および、系統連系インバータシステム１００を電力系統８００から切り離す解列用遮断回路９００を備えている。系統連系インバータシステム１００は、インバータ回路６００で生成した交流電力を電力系統８００に供給する。なお、電力系統８００は、三相の電源がΔ型に結線されたもので、一相（例えばＶ相）がグランドＧに接地されている。

解列用遮断回路９００は、機器停止時や故障時などに、系統連系インバータシステム１００を電力系統８００から切り離すためのものであり、系統連系インバータシステム１００を制御する制御装置（図示しない）の指令により制御される。トランスレスインバータシステムは、機器定格電流の１％を超過する直流電流成分を検出した場合には交流出力を停止しなければならないことが、系統連系規定により定められている。したがって、当該直流電流成分が検出された場合、制御装置は、解列用遮断回路９００に解列指令を出力し、解列用遮断回路９００が系統連系インバータシステム１００を電力系統８００から切り離すことにより、系統連系インバータシステム１００から出力される交流電力が電力系統８００に供給されないようにしている。

近年普及傾向にある薄膜系太陽電池は、負極を接地しないと劣化するので、通常、図６に示すように直流電源２００の負極ｂをグランドＧに接地して使用される。また、例えばアメリカなどの国では、太陽電池の一方の極を接地することが義務付けられている。太陽電池が接地されていると、電力系統８００の接地線と直流電源２００の接地線とによって電流経路が形成され、インバータ回路６００のスイッチング素子のスイッチングにより直流の漏洩電流がグランドＧを介して流れる。この直流の漏洩電流が機器定格電流の１％を超過すると、解列用遮断回路９００が系統連系インバータシステム１００を電力系統８００から切り離すので、系統連系インバータシステム１００は電力系統８００に電力を供給できなくなる。

この直流電流の漏洩を確実に防ぐために、図７に示すように、フィルタ回路７００と解列用遮断回路９００との間に、絶縁トランスを設け、直流電源２００側のグランドＧと電力系統８００側のグランドＧとを回路的に切り離す方法が周知である。

図７に示す系統連系インバータシステム１００’は、フィルタ回路７００と解列用遮断回路９００との間に絶縁トランス１０００が設けられたもので、この構成以外は、図６に示す系統連系インバータシステム１００と同じ構成である。直流電源２００の負極ｂもグランドＧに接地されている。系統連系インバータシステム１００’は、絶縁トランス１０００によって、直流電源２００と電力系統８００とが絶縁されているので、グランドＧを介して電力系統８００側から直流電源２００側に直流の漏洩電流が流れることがない。したがって、当該漏洩電流の検出によって、解列用遮断回路９００が系統連系インバータシステム１００を電力系統８００から切り離すことがなく、系統連系インバータシステム１００’は電力系統８００に電力を供給できる。

特開２００４−１８０４９０号公報

ところで、直流電源の一方の極を接地された系統連系インバータシステムにおいて、直流電流の漏洩を確実に防止しようとすると、図７に示すように、絶縁トランス１０００を用いた絶縁型インバータシステムとして構成することが好ましい。しかしながら、絶縁トランス１０００を用いると、絶縁トランス１０００の巻線抵抗や鉄芯のヒステリシス特性や渦電流により電力ロスが発生するので、電力変換の効率が低下するというデメリットがある。また、絶縁トランス１０００は、商用周波数（５０Ｈzまたは６０Ｈz）で使用されるものであるため、重量が重くなる、サイズが大きくなる、製造コストが高くなるなどのデメリットもある。

特に、数十ｋＷ以下の系統連系インバータシステムでは、上記のデメリットが大きく、絶縁トランスを設けていないトランスレスインバータシステムとすることが多くなっている。しかし、トランスレスインバータシステムとした場合、上記のように、回避しがたい直流の漏洩電流の問題がある。北米向けなどの系統連系インバータシステムでは、直流電源側の接地が義務付けられているので、直流電流の漏洩を防止しようとすると、絶縁型インバータシステムとしなければならない。

従って、上記のデメリットを考慮すると、絶縁トランスを設けることなく、直流電流の漏洩を確実に防止することのできる系統連系インバータシステムが要望されているが、従来、そのような系統連系インバータシステムは提案されておらず、実用化もなされていない。

本発明は上記した事情のもとで考え出されたものであって、絶縁トランスを設けることなく、インバータ回路からの直流電流の漏洩を防止する系統連系インバータシステムを提供することをその目的としている。

上記課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。

本発明によって提供される系統連系インバータシステムは、直流電源が出力する直流電圧をＤＣ/ＤＣコンバータ回路により電圧変換した後、インバータ回路で交流電圧に変換して電力系統に供給する系統連系インバータシステムであって、前記ＤＣ/ＤＣコンバータ回路は、前記直流電源の一方の極に接続される接地用の端子と、前記直流電源の他方の極に接続される入力端子と、前記直流電源の一方の極よりも高い電圧を出力する出力端子と、スイッチング素子とを備える第１のＤＣ/ＤＣコンバータ回路と、前記直流電源の一方の極に接続される接地用の端子と、前記直流電源の他方の極に接続される入力端子と、前記直流電源の一方の極よりも低い電圧を出力する出力端子と、スイッチング素子とを備える第２のＤＣ/ＤＣコンバータ回路とを備え、前記インバータ回路は、前記第１および第２のＤＣ/ＤＣコンバータ回路の各出力端子にそれぞれ接続される一対の入力端子と、前記第１および第２のＤＣ/ＤＣコンバータ回路の接地用の端子と前記電力系統の接地された相の入力端子とに接続される接地用の端子と、前記交流電圧が出力され、前記電力系統の接地されていない相の入力端子に接続された少なくとも１の出力端子とを備えており、前記直流電源の一方の極が前記ＤＣ/ＤＣコンバータ回路および前記インバータ回路の接地用の端子を介して前記電力系統の接地された相の入力端子に接続されていることを特徴とする。

この構成によると、直流電源の一方の極がＤＣ/ＤＣコンバータ回路およびインバータ回路を介して電力系統の接地された相に直接接続されているので、直流電源の一方の極が接地されていても、インバータ回路からの直流の漏洩電流が接地ラインを通して直流電源の一方の極に流れることはない。したがって、直流電流の漏洩が確実に防止でき、直流の漏洩電流の検出に起因する解列を確実に防ぐことができる。

また、直流電源から出力される直流電圧を、２つのＤＣ/ＤＣコンバータ回路で互いに極性の異なる電圧にそれぞれ昇圧することで、インバータ回路に入力する電圧を昇圧合成することができる。したがって、上記構成は、１つのＤＣ/ＤＣコンバータ回路で直流電圧を昇圧する場合と比べて、ＤＣ/ＤＣコンバータ回路を構成するための半導体素子を定格電圧の小さいものにすることができる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記一方の極は負極であり、前記他方の極は正極であり、前記第１のＤＣ/ＤＣコンバータ回路は、入力された電圧を昇圧して出力する昇圧型コンバータ回路であり、前記第２のＤＣ/ＤＣコンバータ回路は、入力された電圧とは極性が反対の電圧を出力する昇降圧型コンバータ回路である。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記第１のＤＣ/ＤＣコンバータ回路が有するスイッチング素子のスイッチング周期におけるオン状態の割合であるデューティ比をＤ１とすると、前記第２のＤＣ/ＤＣコンバータ回路が有するスイッチング素子のデューティ比がＤ２＝１／（２−Ｄ１）である。

この構成によると、２つのＤＣ/ＤＣコンバータ回路が出力する電圧は、互いに極性が異なる等しい大きさの電圧となる。したがって、２つのＤＣ/ＤＣコンバータ回路より出力された電圧から合成された電圧であり、インバータ回路に入力される電圧を、制御することが容易となる。

さらに別形態である、本発明によって提供される系統連系インバータシステムは、直流電源が出力する直流電圧をＤＣ/ＤＣコンバータ回路により電圧変換した後、インバータ回路で交流電圧に変換して電力系統に供給する系統連系インバータシステムであって、前記直流電源は二次電池であり、前記ＤＣ/ＤＣコンバータ回路は、前記直流電源の一方の極に接続される接地用の端子と、前記直流電源の他方の極に接続される電池側接続端子と、前記直流電源の一方の極よりも高い電圧を出力し、または、入力されるインバータ側接続端子と、スイッチング素子とを備える第１のＤＣ/ＤＣコンバータ回路と、前記直流電源の一方の極に接続される接地用の端子と、前記直流電源の他方の極に接続される電池側接続端子と、前記直流電源の一方の極よりも低い電圧を出力し、または、入力されるインバータ側接続端子と、スイッチング素子とを備える第２のＤＣ/ＤＣコンバータ回路とを備え、前記インバータ側から入力される直流電圧を電圧変換して前記直流電源に出力でき、前記インバータ回路は、前記第１および第２のＤＣ/ＤＣコンバータ回路の各インバータ側接続端子にそれぞれ接続される一対のコンバータ側接続端子と、前記第１および第２のＤＣ/ＤＣコンバータ回路の接地用の端子と前記電力系統の接地された相の接続端子とに接続される接地用の端子と、前記交流電圧が入出力され、前記電力系統の接地されていない相の接続端子に接続された少なくとも１の系統側接続端子とを備えており、前記直流電源の一方の極が前記ＤＣ/ＤＣコンバータ回路および前記インバータ回路の接地用の端子を介して前記電力系統の接地された相の入力端子に接続されていることを特徴とする。

本発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。

本発明に係る系統連系インバータシステムの第１実施形態を説明するための図である。 本発明に係る系統連系インバータシステムの第２実施形態を説明するための図である。 本発明に係る系統連系インバータシステムの第３実施形態を説明するための図である。 本発明に係る系統連系インバータシステムの第４実施形態を説明するための図である。 本発明に係る系統連系インバータシステムの第５実施形態を説明するための図である。 従来のトランスレスインバータを用いた系統連系インバータシステムを説明するための図である。 従来の絶縁トランスを用いた系統連系インバータシステムを説明するための図である。

以下、本発明の実施の形態を、添付図面を参照して具体的に説明する。

図１は、本発明に係る系統連系インバータシステムの第１実施形態を説明するための図である。同図に示す系統連系インバータシステム１は、トランスレスインバータシステムである。

系統連系インバータシステム１は、直流電源２、ＤＣ/ＤＣコンバータ回路３，４、制御装置５、インバータ回路６、フィルタ回路７、および、解列用遮断回路９を備えており、直流電源２が出力する直流電力を交流電力に変換して電力系統８に出力するものである。なお、電力系統８は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相が△型に結線された三相３線式の交流系統であり、例えばＶ相がグランドＧに接地されている。同図において、制御装置５はＤＣ/ＤＣコンバータ回路３，４を制御するものであり、インバータ回路６を制御する制御装置は、本願発明に関係しないので、省略されている（図２および図３においても同様）。

直流電源２は、系統連系インバータシステム１に直流電力を供給するものであり、太陽電池を備えている。太陽電池は薄膜系太陽電池であり、負極ｂがグランドＧに接地されている。なお、太陽電池は、薄膜系太陽電池に限定されるものではない。他の種類の太陽電池であっても、一方の極を接地する場合は、本発明を適用することができる。太陽電池は、太陽光エネルギーを電気エネルギーに変換することで、直流電力を生成する。直流電源２が出力する直流電圧は、ＤＣ/ＤＣコンバータ回路３，４に入力される。

ＤＣ/ＤＣコンバータ回路３（以下、省略して、「コンバータ３」とする。）は、昇圧型コンバータ回路であり、入力端子３ａと接地端子３ｂが直流電源２の正極端子ａと負極端子ｂとにそれぞれ接続されている。コンバータ３は、直流電源２から入力される直流電圧Ｖinを昇圧して、インバータ回路６に出力する。コンバータ３は、スイッチング素子としてのＩＧＢＴ３１、リアクトル３２、およびダイオード３３を備えている。なお、スイッチング素子は、ＩＧＢＴに限定するものでなく、ＭＯＳＦＥＴやＧＴＯなどでもよい。コンバータ３は、入力端子と出力端子との間にリアクトル３２とダイオード３３とを直列に接続し、その接続点にＩＧＢＴ３１を並列に接続した構成となっている。そして、コンバータ３の出力端子３ｃ（ダイオード３３のカソード側の出力端子）は、インバータ回路６の一方の入力端子６ａに接続されている。なお、コンバータ３の構成はこれに限定されず、ＰＷＭ信号で制御される周知の昇圧型コンバータ回路であればよい。また、多重化したマルチフェーズ構成の昇圧型コンバータ回路も適応できる。

ＩＧＢＴ３１は、制御装置５から入力されるＰＷＭ信号Ｐ１によって、オンとオフが切り替えられる。ＩＧＢＴ３１がオンの期間には、直流電源２から入力される電力がリアクトル３２に電磁エネルギーとして蓄積される。ＩＧＢＴ３１がオフの期間には、リアクトル３２に蓄積された電磁エネルギーがダイオード３３を介して放出される。このとき、放出される電磁エネルギーによるリアクトル電圧が直流電源２から入力される直流電圧Ｖinに重畳される。ＩＧＢＴ３１のオンとオフとの切替により、リアクトル３２への電磁エネルギーの蓄積とリアクトル３２からの電磁エネルギーの放出とが交互に繰り返される。

コンバータ３の出力電圧Ｖ１は、リアクトル３２へ蓄積される電磁エネルギーとリアクトル３２から放出される電磁エネルギーが等しくなることから算出できる。ＰＷＭ信号Ｐ１のデューティ比（＝オンの期間／（オンの期間＋オフの期間））をＤ１とすると、

Ｖ１＝Ｖin×１／（１−Ｄ１） ・・・・・（１）

となる。Ｄ１は「０」から「１」までの値となるので、Ｖ１はＶin以上の電圧となり、直流電源２から入力される直流電圧Ｖinを昇圧した電圧となる。

ＤＣ/ＤＣコンバータ回路４（以下、省略して、「コンバータ４」とする。）は、昇降圧型コンバータ回路であり、コンバータ３と同様、入力端子４ａと接地端子４ｂが直流電源２の正極端子ａと負極端子ｂとにそれぞれ接続されている。従って、コンバータ３とコンバータ４とは直流電源２に並列に接続された構成であるので、コンバータ３の出力端子３ｃとコンバータ４の出力端子４ｃとの間の電圧Ｖｂがバス電圧となっている。コンバータ４は、直流電源２から入力される直流電圧Ｖinを昇圧または降圧して、インバータ回路６に出力する。コンバータ４は、スイッチング素子としてのＩＧＢＴ４１、リアクトル４２、およびダイオード４３を備えている。なお、スイッチング素子は、ＩＧＢＴに限定するものでなく、ＭＯＳＦＥＴやＧＴＯなどでもよい。コンバータ４は、入力端子と出力端子との間にＩＧＢＴ４１とダイオード４３とを直列的に接続し、その接続点にリアクトル４２を並列に接続した構成となっている。そして、コンバータ４の出力端子４ｃ（ダイオード４３のアノード側の出力端子）は、インバータ回路６の他方の入力端子６ｂに接続されている。なお、コンバータ４の構成はこれに限定されず、ＰＷＭ信号で制御される周知の昇降圧型コンバータ回路であればよい。また、多重化したマルチフェーズ構成の昇降圧型コンバータ回路も適応できる。

ＩＧＢＴ４１は、制御装置５から入力されるＰＷＭ信号Ｐ２によって、オンとオフが切り替えられる。ＩＧＢＴ４１がオンの期間には、直流電源２から入力される電力がリアクトル４２に電磁エネルギーとして蓄積される。ＩＧＢＴ４１がオフの期間には、リアクトル４２に蓄積された電磁エネルギーがダイオード４３を介して放出される。このとき、放出される電磁エネルギーによる電圧が直流電源２から入力される直流電圧Ｖinに重畳される。ＩＧＢＴ４１のオンとオフとの切替により、リアクトル４２への電磁エネルギーの蓄積とリアクトル４２からの電磁エネルギーの放出とが交互に繰り返される。

コンバータ４の出力電圧Ｖ２（出力電圧Ｖ１の極性とは反対の極性である。）は、リアクトル４２へ蓄積される電磁エネルギーとリアクトル４２から放出される電磁エネルギーが等しくなることから算出できる。ＰＷＭ信号Ｐ２のデューティ比をＤ２とすると、

Ｖ２＝−Ｖin×Ｄ２／（１−Ｄ２） ・・・・・（２）

となる。Ｄ２も「０」から「１」までの値となるが、Ｄ２が０．５のときＶ２＝−Ｖinとなる。また、Ｄ２が０．５より大きい場合、Ｖ２はＶinより大きさ（絶対値）の大きい電圧となり、直流電源２から入力される直流電圧Ｖinを昇圧した電圧となる。一方、Ｄ２が０．５より小さい場合、Ｖ２はＶinより大きさの小さい電圧となり、直流電源２から入力される直流電圧Ｖinを降圧した電圧となる。

コンバータ３の出力電圧Ｖ１とコンバータ４の出力電圧Ｖ２とは、極性が反対となっている。したがって、コンバータ３の出力端子３ｃとコンバータ４の出力端子４ｃとの間のバス電圧Ｖｂは、Ｖｂ＝Ｖ１−Ｖ２となる。

制御装置５は、コンバータ３の動作を制御することによりコンバータ３の出力電圧Ｖ１を調整し、コンバータ４の動作を制御することによりコンバータ４の出力電圧Ｖ２を調整するものである。制御装置５は、ＰＷＭ信号Ｐ１を生成してコンバータ３に入力し、コンバータ３が有するスイッチング素子のオンとオフの切り替えを制御することでコンバータ３の動作を制御し、ＰＷＭ信号Ｐ２を生成してコンバータ４に入力し、コンバータ４が有するスイッチング素子のオンとオフの切り替えを制御することで、コンバータ４の動作を制御する。

制御装置５は、コンバータ３の出力電圧Ｖ１とコンバータ４の出力電圧Ｖ２の大きさが等しくなるように、ＰＷＭ信号Ｐ１およびＰ２のデューティ比Ｄ１およびＤ２を調整している。これは、出力電圧Ｖ１と出力電圧Ｖ２の大きさが等しい場合、バス電圧Ｖｂが出力電圧Ｖ１の２倍の電圧となるので、バス電圧Ｖｂを制御しやすいからである。したがって、出力電圧Ｖ１および出力電圧Ｖ２をそれぞれ別に制御することによりバス電圧Ｖｂを制御する場合は、Ｖ１とＶ２の大きさが等しくなるように制御しなくてもよい。

制御装置５は、コンバータ３の出力電圧Ｖ１とコンバータ４の出力電圧Ｖ２の大きさが等しくなるように制御するために、ＰＷＭ信号Ｐ１およびＰ２のデューティ比Ｄ１およびＤ２を調整する。Ｖ１＝−Ｖ２とするためには、上記（１）式および（２）式より、

Ｄ２＝１／(２−Ｄ１) ・・・・・（３）

とする必要がある。したがって、制御装置５は、上記（３）式を満たすように、ＰＷＭ信号Ｐ１およびＰ２を生成する。Ｄ１は「０」から「１」までの値となるので、上記（３）式より、Ｄ２は「０．５」から「１」までの値となる。したがって、コンバータ４は、直流電圧Ｖinを昇圧して出力することになる。

また、制御装置５は、ＰＷＭ信号のデューティ比を変更することで、バス電圧Ｖｂを制御する。すなわち、Ｖｂ＝２×Ｖ１＝２×Ｖin／（１−Ｄ１）であるから、ＰＷＭ信号Ｐ１のデューティ比Ｄ１を大きくすることで出力電圧Ｖ１を大きくし、バス電圧Ｖｂを大きくする。なお、バス電圧Ｖｂは、上記（２）式とＶ１＝−Ｖ２より、Ｖｂ＝２×（−Ｖ２）＝２×Ｖin×Ｄ２／（１―Ｄ２）で表される。Ｄ１とＤ２とは上記（３）式の関係にあるので、Ｄ１を大きくするとＤ２も大きくなり、出力電圧Ｖ２の大きさも大きくなってバス電圧Ｖｂは大きくなる。逆に、制御装置５は、ＰＷＭ信号Ｐ１およびＰ２のデューティ比Ｄ１およびＤ２を小さくすることで出力電圧Ｖ１およびＶ２の大きさを小さくし、バス電圧Ｖｂを小さくする。

インバータ回路６は、入力される直流電圧を交流電圧に変換して出力するものである。インバータ回路６は、スイッチング素子としてのＩＧＢＴが２つ直列に接続されたアームが２つ含まれるブリッジ回路を有するハーフブリッジインバータ回路である。なお、スイッチング素子は、ＩＧＢＴに限定するものでなく、ＭＯＳＦＥＴやＧＴＯなどでもよい。インバータ回路６はハーフブリッジインバータ回路であるので、接地端子６ｃを有し、この接地端子６ｃは、コンバータ３，４の接地端子３ｂ，４ｂに接続されるとともに、電力系統８の接地されたＶ相の入力端子に接続されている。また、インバータ回路６の一方のアームの２つのＩＧＢＴの接続点６ｄがフィルタ回路７を介して電力系統８のＵ相の入力端子に接続され、他方のアームの２つのＩＧＢＴの接続点６ｅがフィルタ回路７を介して電力系統８のＷ相の入力端子に接続されている。従って、直流電源２の負極ｂは、コンバータ３，４、インバータ回路６およびフィルタ回路７を介して電力系統８の接地されたＶ相に接続されている。

インバータ回路６は、図示しない制御装置から入力されるＰＷＭ信号によりスイッチング素子のオンとオフとが切り替えられることで、入力される直流電力を交流電力に変換する。なお、インバータ回路６の構成はこれに限定されず、周知のハーフブリッジインバータ回路であればよい。

インバータ回路６の一方の入力端子６ａはコンバータ３の出力端子３ｃに接続されており、他方の入力端子６ｂはコンバータ４の出力端子４ｃに接続されている。したがって、インバータ回路６には、バス電圧Ｖｂ（＝Ｖ１−Ｖ２）が入力される。インバータ回路６は、バス電圧Ｖｂを交流電圧に変換して、フィルタ回路７に出力する。

フィルタ回路７は、インバータ回路６から入力される交流電圧から、スイッチングノイズや高調波電圧・電流を除去するものである。フィルタ回路７は、リアクトルとコンデンサとを備えたローパスフィルタを２つ備え、各フィルタはＵ相とＶ相の間とＷ相とＶ相の間とに設けられている。フィルタ回路７でスイッチングノイズや高調波電圧・電流を除去された交流電圧（Ｕ相電圧とＷ相電圧）は、電力系統８に出力される。なお、フィルタ回路７の構成はこれに限定されず、スイッチングノイズや高調波電圧・電流を除去するための周知のフィルタ回路であればよい。

解列用遮断回路９は、機器停止時や故障時などに、系統連系インバータシステム１を電力系統８から切り離すためのものであり、系統連系インバータシステム１を制御する制御装置（図示しない）の指令により制御される。機器定格電流の１％を超過する直流電流成分が検出された場合、制御装置は、解列用遮断回路９に解列指令を出力する。解列用遮断回路９は、制御装置から解列指令を入力されると、系統連系インバータシステム１を電力系統８から切り離す。これにより、系統連系インバータシステム１から出力される交流電力が電力系統８に供給されることを防ぐことができる

次に、系統連系インバータシステム１の作用について説明する。

本実施形態においては、直流電源２の負極ｂがコンバータ３，４の接地端子３ｂ，４ｂ、インバータ回路６の接地端子６ｃ、電力系統８のＶ相の入力端子を介してグランドＧに接続されるので、インバータ回路６で生じる直流の漏洩電流は、直流電源２の負極ｂから電力系統８側のグランドＧまでのラインＭ（図１の太線で示すライン）を流れることになり、直流電源２の負極ｂがグランドＧに接地されていても、電力系統８側のグランドＧから当該グランドＧを介して直流電源２側のグランドＧに漏洩電流が流れることはないので、直流の漏洩電流の検出に起因する解列を確実に防ぐことができる。

また、本実施形態においては、直流電源２から出力される直流電圧Ｖinを、コンバータ３およびコンバータ４でそれぞれＶ１およびＶ２に昇圧することで、必要なバス電圧Ｖｂ（＝Ｖ１−Ｖ２）を得ている。したがって、１つのＤＣ/ＤＣコンバータ回路で直流電圧Ｖinを必要なバス電圧Ｖｂに昇圧する場合と比べて、ＤＣ/ＤＣコンバータ回路を構成するための半導体素子を定格電圧の低いものにすることができ、半導体素子の導通損失が低くなる。

また、昇降圧型コンバータ回路を１個追加するだけであり回路が複雑化することもないので、絶縁トランスを追加する場合よりも、小型化することが可能であり、製造コストを抑制することもできる。また、絶縁トランスを用いた絶縁型インバータシステムの場合と比べて、出力電圧の制御が容易になり、出力応答向上、電力変換効率を改善できる。

なお、第１実施形態では、コンバータ３が昇圧型コンバータ回路である場合について説明したが、これに限られない。コンバータ３が降圧型コンバータ回路であっても、第１実施形態と同様の作用効果を奏することができる。

また、第１実施形態では、直流電源２が太陽電池により直流電力を生成する場合について説明したが、これに限られない。例えば、直流電源２が、燃料電池、蓄電池、電気二重層コンデンサやリチウムイオン電池であってもよいし、ディーゼルエンジン発電機、マイクロガスタービン発電機や風力タービン発電機などにより生成された交流電力を直流電力に変換して出力する装置であってもよい。

第１実施形態では、三相３線式の電力系統８に接続される場合について説明したが、他の種類の交流系統に接続される場合にも、本発明を適用することができる。

図２は、本発明に係る系統連系インバータシステムの第２実施形態を説明するための図である。系統連系インバータシステム１’は、単相２線式の電力系統８'に接続されるものである。なお、同図において、図１に示す系統連系インバータシステム１と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

系統連系インバータシステム１’は、インバータ回路６'のブリッジ回路が１つのアームのみで構成されている点と、フィルタ回路７'のローパスフィルタが１つのみである点とが、系統連系インバータシステム１とは異なる。すなわち、図２に示す系統連系インバータシステム１’は、図１に示す系統連系インバータシステム１において、インバータ回路６の左側のアームとフィルタ回路７の下側のローパスフィルタを削除したものである。

本実施形態においても、直流電源２の負極ｂから電力系統８’側のグランドＧまでのラインＭを備えるので、上述した第１実施形態と同様の作用効果を奏することができる。

図３は、本発明に係る系統連系インバータシステムの第３実施形態を説明するための図である。系統連系インバータシステム１”は、三相４線式の電力系統８”に接続されるものである。なお、同図において、図１に示す系統連系インバータシステム１と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

系統連系インバータシステム１”は、インバータ回路６”が３つのアームで構成されたブリッジ回路を有するフルブリッジインバータ回路である点と、フィルタ回路７”のローパスフィルタが３つである点とが、系統連系インバータシステム１とは異なる。すなわち、図３に示す系統連系インバータシステム１”は、図１に示す系統連系インバータシステム１において、インバータ回路６の２つのアームの間にアームを１個追加するとともに、フィルタ回路７のＵ相とＷ相の間にローパスフィルタを追加し、インバータ回路６の接地端子６ｃを電力系統８”側のグランドＧに接続し、追加したアームの２つのＩＧＢＴの接続点６ｆをフィルタ回路７を介して電力系統８”のＶ相に接続したものである。なお、この実施形態では、電力系統８”は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相がＹ型に結線され、中性点ＮがグランドＧに接地されている三相４線式の交流系統である。

本実施形態においても、直流電源２の負極ｂから電力系統８’側のグランドＧまでのラインＭを備えるので、上述した第１実施形態と同様の作用効果を奏することができる。

上記第１実施形態ないし第３実施形態では、直流電源２の負極ｂを接地する場合について説明したが、正極ａを設置する場合にも本発明を適用することができる。

図４は、本発明に係る系統連系インバータシステムの第４実施形態を説明するための図である。系統連系インバータシステム１０は、直流電源２の正極ａを接地したものである。なお、同図において、図１に示す系統連系インバータシステム１と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

系統連系インバータシステム１０は、直流電源２の負極ｂに代えて正極ａがグランドＧに接地されている点と、コンバータ３およびコンバータ４に代えてＤＣ/ＤＣコンバータ回路３０および４０を備えている点とが、系統連系インバータシステム１とは異なる。

ＤＣ/ＤＣコンバータ回路３０（以下、省略して、「コンバータ３０」とする。）は、昇圧型コンバータ回路であり、入力端子３ａが直流電源２の負極端子ｂに接続され、接地端子３ｂが直流電源２の正極端子ａに接続されている。コンバータ３０の出力端子３ｃ（ダイオード３３のアノード側の出力端子）は、インバータ回路６の一方の入力端子６ｂに接続されている。ＤＣ/ＤＣコンバータ回路４０（以下、省略して、「コンバータ４０」とする。）は、昇降圧型コンバータ回路であり、入力端子４ａが直流電源２の負極端子ｂに接続され、接地端子４ｂが直流電源２の正極端子ａに接続されている。コンバータ４０の出力端子４ｃ（ダイオード４３のカソード側の出力端子）は、インバータ回路６の一方の入力端子６ａに接続されている。なお、コンバータ３０およびコンバータ４０の構成はこれに限定されない。

本実施形態においても、グランドＧに接地されている直流電源２の正極ａから電力系統８側のグランドＧまでのラインＭを備えるので、上述した第１実施形態と同様の作用効果を奏することができる。

上記第１実施形態ないし第４実施形態では、直流電源２より電力を供給する場合について説明したが、電力系統から二次電池に充放電する場合にも本発明を適用することができる。

図５は、本発明に係る系統連系インバータシステムの第５実施形態を説明するための図である。系統連系インバータシステム１０’は、電力系統８から二次電池２’に充電を行い、二次電池２’に充電された電力を電力系統８に供給するものである。なお、同図において、図１に示す系統連系インバータシステム１と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

系統連系インバータシステム１０’は、直流電源２に代えて二次電池２’を備えている点と、コンバータ３およびコンバータ４に代えてＤＣ/ＤＣコンバータ回路３０’および４０’を備えている点と、制御装置５に代えて制御装置５’を備えている点とが、系統連系インバータシステム１とは異なる。

ＤＣ/ＤＣコンバータ回路３０’（以下、省略して、「コンバータ３０’」とする。）は、昇圧型双方向コンバータ回路であり、ＩＧＢＴ３１に代えて逆並列ダイオード接続ＩＧＢＴ３１’を備えている点と、ダイオード３３に代えて逆並列ダイオード接続ＩＧＢＴ３３’を備えている点とでコンバータ３と異なる。ＤＣ/ＤＣコンバータ回路４０’（以下、省略して、「コンバータ４０’」とする。）は、昇降圧型双方向コンバータ回路であり、ＩＧＢＴ４１に代えて逆並列ダイオード接続ＩＧＢＴ４１’を備えている点と、ダイオード４３に代えて逆並列ダイオード接続ＩＧＢＴ４３’を備えている点とでコンバータ４と異なる。なお、コンバータ３０’およびコンバータ４０’の構成はこれに限定されない。

制御装置５’は、ＰＷＭ信号Ｐ１およびＰ２に加えて、ＰＷＭ信号Ｐ１’およびＰ２’を生成して出力する点で、制御装置５と異なる。ＰＷＭ信号Ｐ１，Ｐ２，Ｐ１’，Ｐ２’は、それぞれ逆並列ダイオード接続ＩＧＢＴ３１’，４１’，３３’，４３’に入力されて、オンとオフの切り替えを制御する。制御装置５’は、逆並列ダイオード接続ＩＧＢＴ３３’，４３’をオフ状態に固定し、逆並列ダイオード接続ＩＧＢＴ３１’，４１’のオンとオフを切り替えることで、二次電池２’からコンバータ３０’に入力される電圧を昇圧させて出力させる。インバータ回路６はコンバータ３０’から入力される電圧を交流電圧に変換して電力系統８に供給する。また、制御装置５’は、逆並列ダイオード接続ＩＧＢＴ３１’，４１’をオフ状態に固定し、逆並列ダイオード接続ＩＧＢＴ３３’，４３’のオンとオフを切り替えることで、インバータ回路６を介して電力系統８から入力される電圧を降圧して二次電池２’に充電する。

本実施形態においても、グランドＧに接地されている二次電池２’の負極bから電力系統８側のグランドＧまでのラインＭを備えるので、上述した第１実施形態と同様の作用効果を奏することができる。

本発明に係る系統連系インバータシステムは、上述した実施形態に限定されるものではない。本発明に係る系統連系インバータシステムの各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。

１，１'，１”，１０，１０’ 系統連系インバータシステム
２ 直流電源
２’二次電池
３，４，３０，４０，３０’，４０’ ＤＣ/ＤＣコンバータ回路
３１，４１ ＩＧＢＴ
３２，４２ リアクトル
３３，４３ ダイオード
３１’，３３’，４１’，４３’ 逆並列ダイオード接続ＩＧＢＴ
５，５’ 制御装置
６，６'，６” インバータ回路
７，７'，７” フィルタ回路
８，８'，８” 電力系統
９ 解列用遮断回路
Ｇ グランド

Claims (4)

1. 直流電源が出力する直流電圧をＤＣ/ＤＣコンバータ回路により電圧変換した後、インバータ回路で交流電圧に変換して電力系統に供給する系統連系インバータシステムであって、
   前記ＤＣ/ＤＣコンバータ回路は、
   前記直流電源の一方の極に接続される接地用の端子と、前記直流電源の他方の極に接続される入力端子と、前記直流電源の一方の極よりも高い電圧を出力する出力端子と、スイッチング素子とを備える第１のＤＣ/ＤＣコンバータ回路と、
   前記直流電源の一方の極に接続される接地用の端子と、前記直流電源の他方の極に接続される入力端子と、前記直流電源の一方の極よりも低い電圧を出力する出力端子と、スイッチング素子とを備える第２のＤＣ/ＤＣコンバータ回路とを備え、
   前記インバータ回路は、
   前記第１および第２のＤＣ/ＤＣコンバータ回路の各出力端子にそれぞれ接続される一対の入力端子と、前記第１および第２のＤＣ/ＤＣコンバータ回路の接地用の端子と前記電力系統の接地された相の入力端子とに接続される接地用の端子と、前記交流電圧が出力され、前記電力系統の接地されていない相の入力端子に接続された少なくとも１の出力端子とを備えており、
   前記直流電源の一方の極が前記ＤＣ/ＤＣコンバータ回路および前記インバータ回路の接地用の端子を介して前記電力系統の接地された相の入力端子に接続されている、
   ことを特徴とする系統連系インバータシステム。
2. 前記一方の極は負極であり、
   前記他方の極は正極であり、
   前記第１のＤＣ/ＤＣコンバータ回路は、昇圧型コンバータ回路であり、
   前記第２のＤＣ/ＤＣコンバータ回路は、昇降圧型コンバータ回路である、
   請求項１に記載の系統連系インバータシステム。
3. 前記第１のＤＣ/ＤＣコンバータ回路が有するスイッチング素子のスイッチング周期におけるオン状態の割合であるデューティ比をＤ１とすると、前記第２のＤＣ/ＤＣコンバータ回路が有するスイッチング素子のデューティ比がＤ２＝１／（２−Ｄ１）である、
   請求項２に記載の系統連系インバータシステム。
4. 直流電源が出力する直流電圧をＤＣ/ＤＣコンバータ回路により電圧変換した後、インバータ回路で交流電圧に変換して電力系統に供給する系統連系インバータシステムであって、
   前記直流電源は二次電池であり、
   前記ＤＣ/ＤＣコンバータ回路は、
   前記直流電源の一方の極に接続される接地用の端子と、前記直流電源の他方の極に接続される電池側接続端子と、前記直流電源の一方の極よりも高い電圧を出力し、または、入力されるインバータ側接続端子と、スイッチング素子とを備える第１のＤＣ/ＤＣコンバータ回路と、
   前記直流電源の一方の極に接続される接地用の端子と、前記直流電源の他方の極に接続される電池側接続端子と、前記直流電源の一方の極よりも低い電圧を出力し、または、入力されるインバータ側接続端子と、スイッチング素子とを備える第２のＤＣ/ＤＣコンバータ回路とを備え、
   前記インバータ側から入力される直流電圧を電圧変換して前記直流電源に出力でき、
   前記インバータ回路は、
   前記第１および第２のＤＣ/ＤＣコンバータ回路の各インバータ側接続端子にそれぞれ接続される一対のコンバータ側接続端子と、前記第１および第２のＤＣ/ＤＣコンバータ回路の接地用の端子と前記電力系統の接地された相の接続端子とに接続される接地用の端子と、前記交流電圧が入出力され、前記電力系統の接地されていない相の接続端子に接続された少なくとも１の系統側接続端子とを備えており、
   前記直流電源の一方の極が前記ＤＣ/ＤＣコンバータ回路および前記インバータ回路の接地用の端子を介して前記電力系統の接地された相の入力端子に接続されている、
   ことを特徴とする系統連系インバータシステム。

Images