KR101862951B1

KR101862951B1 - 쌍방향 절연형 ｄｃ／ｄｃ 컨버터 및 그것을 이용한 스마트 네트워크

Info

Publication number: KR101862951B1
Application number: KR1020167010654A
Authority: KR
Inventors: 카즈노리 사나다; 히로시 마스나가; 요시타카 카와바타; 타카오 카와바타
Original assignee: 도시바 미쓰비시덴키 산교시스템 가부시키가이샤; 각코우호우징 리츠메이칸
Priority date: 2013-10-18
Filing date: 2014-09-10
Publication date: 2018-05-30
Also published as: EP3059845A4; CN105637752B; JP6171022B2; US20160233778A1; KR20160078353A; CN105637752A; EP3059845A1; WO2015056503A1; JPWO2015056503A1; US10044281B2

Abstract

이 쌍방향 절연형 DC/DC 컨버터에서는, 2개의 직류 전압(Ea, Eb) 중의 높은 쪽의 직류 전압에 대응하는 교류 기본파 전압(Va 또는 Vb)의 펄스폭(α 또는 β)을 좁혀서 교류 기본파 전압(Va와 Vb)의 실효치를 일치시킨 후에, 흘리고 싶은 전류의 값 및 방향에 응하여 교류 기본파 전압(Va, Vb)의 위상차(θ)를 설정한다. 따라서 2개의 직류 전압(Ea, Eb)의 차가 크게 변동한 경우에도, 직류 전력을 안정하게 수수할 수 있다.

Description

쌍방향 절연형 ＤＣ／ＤＣ 컨버터 및 그것을 이용한 스마트 네트워크{BIDIRECTIONAL INSULATED DC/DC CONVERTER AND SMART NETWORK USING SAME}

본 발명은 쌍방향 절연형 DC/DC 컨버터 및 그것을 이용한 스마트 네트워크에 관한 것으로, 특히, 절연형 변압기에 의해 결합된 2개의 인버터를 구비한 쌍방향 절연형 DC/DC 컨버터와, 그것을 이용한 스마트 네트워크에 관한 것이다.

복수의 직류 전력 계통을 구비한 스마트 네트워크에서는, 직류 전력이 잉여(余剩)한 직류 전력 계통으로부터 직류 전력이 부족한 직류 전력 계통에 직류 전력을 공급할 필요가 있다. 또한, 각 직류 전력 계통에서는, 직류 전력이 잉여한 때와 부족한 때가 있고, 직류 전압이 변동한다. 따라서 각 2개의 직류 전력 계통 사이에 쌍방향 절연형 DC/DC 컨버터를 마련할 필요가 있다.

쌍방향 절연형 DC/DC 컨버터로서는, 절연형 변압기에 의해 결합된 2개의 인버터를 구비한 것이 있다(예를 들면, 특허 문헌 1(일본 특개2010-124549호 공보) 참조).

특허 문헌 1 : 일본 특개2010-124549호 공보

그러나, 종래의 쌍방향 절연형 DC/DC 컨버터에서는, 2개의 직류 전력 계통의 직류 전압의 차가 크게 변동하는 경우는, 직류 전력을 안정하게 수수(授受)할 수가 없다는 문제가 있다.

그러므로, 본 발명의 주된 목적은, 2개의 직류 전압의 차가 크게 변동하는 경우에도 직류 전력을 안정하게 수수하는 것이 가능한 쌍방향 절연형 DC/DC 컨버터와, 그것을 이용한 스마트 네트워크를 제공하는 것이다.

본 발명에 관한 쌍방향 절연형 DC/DC 컨버터는, 제1 및 제2의 직류 회로 사이에서 직류 전력의 수수를 행하는 쌍방향 절연형 DC/DC 컨버터로서, 제1의 직류 회로로부터 받는 제1의 직류 전압에 의거하여 제1의 교류 기본파 전압을 생성하는 제1의 인버터와, 제2의 직류 회로로부터 받는 제2의 직류 전압에 의거하여 제1의 교류 기본파 전압과 같은 주파수의 제2의 교류 기본파 전압을 생성하는 제2의 인버터와, 각각 제1 및 제2의 교류 기본파 전압을 받고, 서로 절연된 1차 권선 및 2차 권선을 포함하는 절연형 변압기와, 제1 및 제2의 직류 전압에 의거하여, 제1 및 제2의 교류 기본파 전압의 전압차가 미리 정하여진 값보다도 작아지도록 제1 및 제2의 교류 기본파 전압 중의 적어도 어느 일방의 펄스폭을 설정하는 펄스폭 설정부와, 제1 및 제2의 직류 회로 사이에서 소망하는 직류 전력이 수수되도록 제1 및 제2의 교류 기본파 전압의 위상차를 설정하는 위상차 설정부와, 펄스폭 설정부 및 위상차 설정부의 설정 결과에 의거하여, 제1 및 제2의 인버터의 제어 신호를 생성하는 신호 발생부를 구비하는 것이다.

본 발명에 관한 쌍방향 절연형 DC/DC 컨버터에서는, 제1 및 제2의 교류 기본파 전압의 전압차가 소정치보다도 작아지도록 제1 및 제2의 교류 기본파 전압 중의 적어도 어느 일방의 펄스폭을 설정하고, 제1 및 제2의 직류 회로 사이에서 소망하는 직류 전력이 수수되도록 제1 및 제2의 교류 기본파 전압의 위상차를 설정하고, 설정 결과에 의거하여 제1 및 제2의 인버터의 제어 신호를 생성한다. 따라서, 2개 직류 전압의 차가 크게 변동하는 경우에도 소망하는 방향으로 직류 전력을 안정하게 공급할 수 있다.

도 1은 본 발명의 실시의 형태 1에 의한 쌍방향 절연형 DC/DC 컨버터의 구성을 도시하는 블록도.
도 2는 도 1에 도시한 인버터의 구성을 도시하는 회로도.
도 3은 1에 도시한 제어 회로의 주요부를 도시하는 블록도.
도 4는 도 3에 도시한 펄스폭 설정부의 동작을 설명하기 위한 도면.
도 5는 도 3에 도시한 펄스폭 설정부의 동작을 설명하기 위한 다른 도면.
도 6은 도 4 및 도 5에 도시한 2개의 교류 기본파 전압의 파형을 도시하는 도면.
도 7은 도 3에 도시한 신호 발생부의 동작을 설명하기 위한 도면.
도 8은 도 3에 도시한 신호 발생부의 동작을 설명하기 위한 다른 도면.
도 9는 도 3에 도시한 신호 발생부의 동작을 설명하기 위한 또 다른 도면.
도 10은 본 발명의 실시의 형태 2에 의한 스마트 네트워크의 구성을 도시하는 블록도.

[실시의 형태 1]

도 1은, 본 발명의 실시의 형태 1에 의한 쌍방향 절연형 DC/DC 컨버터의 구성을 도시하는 회로 블록도이다. 도 1에서, 이 쌍방향 절연형 DC/DC 컨버터는, 정전압 단자(T1, T3), 부전압 단자(T2, T4), 전류 검출기(IS1, IS2), 전압 검출기(VS1, VS2), 콘덴서(C1, C2), 인버터(1, 2), 리액터(L1, L2), 절연형 변압기(3), 제어 회로(4), 및 드라이버(DR1, DR2)를 구비한다.

단자(T1, T2)에는 직류 회로(5)가 접속되고, 단자(T3, T4)에는 직류 회로(6)가 접속된다. 예를 들면, 직류 회로(5)는 직류 전력을 생성하는 직류 전원과 직류 전력에 의해 구동되는 부하를 포함하고, 직류 회로(6)는 직류 전력을 축적하는 전력 저장 장치를 포함한다. 직류 전원으로서는, 태양광 발전기, 풍력 발전기 등이 있다. 전력 저장 장치로서는, LiPo(리튬 이온 폴리머) 전지, 전기 2중층 콘덴서 등이 있다.

쌍방향 절연형 DC/DC 컨버터는, 직류 회로(5)에서 직류 전력이 잉여하여 있는 경우는 잉여분의 직류 전력을 직류 회로(6)에 공급하고, 직류 회로(5)에서 직류 전력이 부족하여 있는 경우는 직류 회로(6)의 직류 전력을 직류 회로(5)에 공급한다. 그 때 쌍방향 절연형 DC/DC 컨버터는, 직류 회로(5)의 직류 전압(Ea)과 직류 회로(6)의 직류 전압(Eb)과의 고저에 관계없이, 직류 전력의 수수를 행한다.

상세하게 설명하면, 절연형 변압기(3)는, 서로 절연된 1차 권선(3a) 및 2차 권선(3b)을 포함한다. 1차 권선(3a)의 권수와 2차 권선(3b)의 권수는 같다. 1차 권선(3a)의 일방 단자는 리액터(L1)를 통하여 인버터(1)의 교류 단자(1c)에 접속되고, 1차 권선(3a)의 타방 단자는 인버터(1)의 교류 단자(1d)에 접속된다. 2차 권선(3b)의 일방 단자는 리액터(L2)를 통하여 인버터(2)의 교류 단자(2c)에 접속되고, 2차 권선(3b)의 타방 단자는 인버터(2)의 교류 단자(2d)에 접속된다.

인버터(1)의 정전압 단자(1a)는 전류 검출기(IS1)를 통하여 정전압 단자(T1)에 접속되고, 인버터(1)의 부전압 단자(1b)는 부전압 단자(T2)에 접속된다. 전류 검출기(IS1)는, 인버터(1) 및 직류 회로(5) 사이에 흐르는 직류 전류를 검출하고, 그 검출치를 나타내는 신호를 제어 회로(4)에 준다. 전압 검출기(VS1)는, 인버터(1)의 단자(1a, 1b) 사이의 직류 전압(Ea)을 검출하고, 그 검출치를 나타내는 신호를 제어 회로(4)에 준다.

콘덴서(C1)는, 인버터(1)의 단자(1a, 1b) 사이에 접속되고, 단자(1a, 1b) 사이의 직류 전압(Ea)을 평활화 및 안정화시킨다. 인버터(1)는, 드라이버(DR1)의 출력 신호(φ1, …)에 의해 제어되고, 정전압 단자(1a) 및 부전압 단자(1b) 사이의 직류 전압(Ea)을 교류 기본파 전압(Va)으로 변환하여 교류 단자(1c, 1d) 사이에 출력한다.

인버터(2)의 정전압 단자(2a)는 전류 검출기(IS2)를 통하여 정전압 단자(T3)에 접속되고, 인버터(2)의 부전압 단자(2b)는 부전압 단자(T4)에 접속된다. 전류 검출기(IS2)는, 인버터(2) 및 직류 회로(6) 사이에 흐르는 직류 전류를 검출하고, 그 검출치를 나타내는 신호를 제어 회로(4)에 준다. 전압 검출기(VS2)는, 인버터(2)의 단자(2a, 2b) 사이의 직류 전압(Eb)을 검출하고, 그 검출치를 나타내는 신호를 제어 회로(4)에 준다.

콘덴서(C2)는, 인버터(2)의 단자(2a, 2b) 사이에 접속되고, 단자(2a, 2b) 사이의 직류 전압(Eb)을 평활화 및 안정화시킨다. 인버터(2)는, 드라이버(DR2)의 출력 신호(φ11, …)에 의해 제어되고, 정전압 단자(2a) 및 부전압 단자(2b) 사이의 직류 전압(Eb)을 교류 기본파 전압(Vb)으로 변환하여 교류 단자(2c, 2d) 사이에 출력한다.

제어 회로(4)는, 예를 들면 마이크로 컴퓨터로 구성되고, 전압 검출기(VS1, VS2) 및 전류 검출기(IS1, IS2)의 출력 신호에 의거하여 인버터(1, 2)의 제어 신호(φ1, …)를 생성한다. 제어 회로(4)는, 전압 검출기(VS1, VS2)의 검출 결과에 의거하여, 인버터(1, 2)에서 생성된 교류 기본파 전압(Va, Vb)의 실효치가 일치하도록, 2개의 교류 기본파 전압(Va, Vb)의 펄스폭(α, β)을 설정한다. 또한, 제어 회로(4)는, 직류 회로(5, 6) 중의 선택된 일방의 직류 회로로부터 타방의 직류 회로에 소망하는 직류 전력이 흐르도록 2개의 교류 기본파 전압(Va, Vb)의 위상차(θ)를 설정한다. 또한, 제어 회로(4)는, 설정한 펄스폭(α, β) 및 위상차(θ)에 의거하여, 인버터(1, 2)의 제어 신호(φ1, …)를 생성한다.

드라이버(DR1)는, 인버터(1)의 제어 신호(φ1, …)를 증폭하여 인버터(1)에 공급한다. 드라이버(DR2)는, 인버터(2)의 제어 신호(φ11, …)를 증폭하여 인버터(2)에 공급한다.

도 2는, 인버터(1, 2)의 구성을 도시하는 회로도이다. 도 2에서, 인버터(1)는, IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)(Q1∼Q4) 및 다이오드(D1∼D4)를 포함한다. IGBT(Q1, Q2)의 컬렉터는 모두 정전압 단자(1a)에 접속되고, 그들의 게이트는 각각 제어 신호(φ1, φ2)를 받고, 그들의 이미터는 각각 교류 단자(1c, 1d)에 접속된다. IGBT(Q3, Q4)의 컬렉터는 각각 교류 단자(1c, 1d)에 접속되고, 그들의 게이트는 각각 제어 신호(/φ1, /φ2)를 받고, 그들의 이미터는 모두 부전압 단자(1b)에 접속된다. 다이오드(D1∼D4)는, 각각 IGBT(Q1∼Q4)에 역병렬로 접속된다.

제어 신호(φ1, /φ1, φ2, /φ2)의 각각은, PWM(Pulse Width Modulation) 신호이고, 소정 주파수(예를 들면 10㎑)의 구형파(矩形波) 신호이다. 제어 신호(/φ1, /φ2)는, 각각 제어 신호(φ1, φ2)의 반전(反轉) 신호이다. 따라서 IGBT(Q1와 Q3)가 동시에 온 하는 일은 없고, IGBT(Q2와 Q4)가 동시에 온 하는 일은 없다.

IGBT(Q1, Q4)가 온 하고 있는 경우는, 정전압 단자(1a)로부터 IGBT(Q1), 리액터(L1, 1)차 권선(3a), 및 IGBT(Q4)를 이용`하여 부전압 단자(1b)에 전류가 흐른다. 또한, IGBT(Q2, Q3)가 온 하고 있는 경우는, 정전압 단자(1a)로부터 IGBT(Q2), 1차 권선(3a), 리액터(L1), 및 IGBT(Q3)를 통하여 부전압 단자(1b)에 전류가 흐른다. 따라서 제어 신호(φ1, /φ1, φ2, /φ2)에 의해 IGBT(Q1∼Q4)를 온/오프 제어함에 의해, 1차 권선(3a)에 교류 전력을 공급하는 것이 가능하게 되어 있다.

마찬가지로, 인버터(2)는, IGBT(Q11∼Q14) 및 다이오드(D11∼D14)를 포함한다. IGBT(Q11, Q12)의 컬렉터는 모두 정전압 단자(2a)에 접속되고, 그들의 게이트는 각각 제어 신호(φ11, φ12)를 받고, 그들의 이미터는 각각 교류 단자(2c, 2d)에 접속된다. IGBT(Q13, Q14)의 컬렉터는 각각 교류 단자(2c, 2d)에 접속되고, 그들의 게이트는 각각 제어 신호(/φ11, /φ12)를 받고, 그들의 이미터는 모두 부전압 단자(2b)에 접속된다. 다이오드(D11∼D14)는, 각각 IGBT(Q11∼Q14)에 역병렬로 접속된다.

제어 신호(φ11, /φ11, φ12, /φ12)의 각각은, PWM 신호이고, 제어 신호(φ1, /φ1, φ2, /φ2)와 같은 주파수(예를 들면 10㎑)의 구형파 신호이다. 제어 신호(/φ11, /φ12)는, 각각 제어 신호(φ11, φ12)의 반전 신호이다. 따라서 IGBT(Q11와 Q13)가 동시에 온 하는 일은 없고, IGBT(Q12와 Q14)가 동시에 온 하는 일은 없다.

IGBT(Q11, Q14)가 온 하고 있는 경우는, 정전압 단자(2a)로부터 IGBT(Q11), 리액터(L2), 2차 권선(3b), 및 IGBT(Q14)를 통하여 부전압 단자(2b)에 전류가 흐른다. 또한, IGBT(Q12, Q13)가 온 하고 있는 경우는, 정전압 단자(2a)로부터 IGBT(Q12), 2차 권선(3b), 리액터(L2), 및 IGBT(Q13)를 통하여 부전압 단자(2b)에 전류가 흐른다. 따라서 제어 신호(φ11, /φ11, φ12, /φ12)에 의해 IGBT(Q11∼Q14)를 온/오프 제어함에 의해, 2차 권선(3b)에 교류 전력을 공급하는 것이 가능하게 되어 있다.

또한, 교류 기본파 전압(Va, Vb)의 실효치를 일치시킴과 함께, 교류 기본파 전압(Va, Vb)의 위상차(θ)를 제어함에 의해, 직류 회로(5)로부터 인버터(1, 2)를 통하여 직류 회로(6)에 직류 전력을 공급하거나, 직류 회로(6)로부터 인버터(2, 1)를 통하여 직류 회로(5)에 직류 전력을 공급하는 것이 가능하게 되어 있다.

도 3은, 제어 회로(4) 중의 제어 신호(φ1, /φ1, φ2, /φ2, φ11, /φ11, φ12, /φ12)의 생성에 관련되는 부분을 도시하는 블록도이다. 단, 도 3에서는, 직류 회로(5)로부터 직류 회로(6)에 직류 전력을 공급하는 경우에 사용되는 부분이 도시되어 있다. 또한, 직류 회로(6)로부터 직류 회로(5)에 직류 전력을 공급하는 경우는, 예를 들면 전환 회로에 의해, 전압 검출기(VS1과 VS2)가 치환되고, 전류 검출기(IS2와 IS1)가 치환된다.

도 3에서, 제어 회로(4)는, 펄스폭 설정부(10), 전압 지령부(11), 감산기(12, 14), 전압 제어기(13), 전류 제어기(15), 및 신호 발생부(16)를 포함한다. 펄스폭 설정부(10)는, 전압 검출기(VS1)에 의해 검출된 단자(T1, T2) 사이의 직류 전압(Ea)과, 전압 검출기(VS2)에 의해 검출된 단자(T3, T4) 사이의 직류 전압(Eb)에 의거하여, 인버터(1, 2)로부터 출력되는 교류 기본파 전압(Va, Vb)의 실효치가 일치하도록, 교류 기본파 전압(Va, Vb)의 펄스폭(α, β)(rad)을 설정한다.

여기서, 교류 기본파 전압(Va, Vb)의 실효치가 일치하도록 교류 기본파 전압(Va, Vb)의 펄스폭(α, β)(rad)을 설정하는 이유에 관해 설명한다. 도 4(a)∼(d)는, 교류 기본파 전압(Va와 Vb)의 관계를 도시하는 도면이다. 도 4(a)∼(d)에서, ΔV는, Va와 Vb의 차의 전압이다. I는, Va와 Vb의 차의 전압(ΔV)에 의해 흐르는 전류이다. VA, VB는, 각각 Va, Vb의 실효치이다.

도 4(a)(b)에 도시하는 바와 같이, VA=VB인 경우는, 교류 기본파 전압(Va, Vb)과 전류(I)와의 각도는 작고, 전류(I)의 역률은 Va, Vb의 양자에 대해 양호하다. 그러나, 펄스폭(α, β)(rad)을 제어하지 않고, 일정하게 유지하면, 직류 전력을 받는 측의 교류 기본파 전압(여기서는 Vb)의 실효치(VB)가 상승함에 따라, ΔV가 반 시계 방향을 향하여 오고 역률이 나빠진다.

예를 들면 도 4(c)에 도시하는 바와 같이, VA=100, VB=120, θ=10도인 경우는, 교류 기본파 전압(Va, Vb)과 전류(I)와의 각도가 커지고, 전류(I)의 역률은 Va, Vb의 양자에 대해 악화한다. 또한 도 4(d)에 도시하는 바와 같이, Ea=100, Eb=120, θ=5도인 경우는, 교류 기본파 전압(Va, Vb)과 전류(I)와의 각도가 더욱 커지고, 전류(I)의 역률은 Va, Vb의 양자에 대해 더욱 악화한다.

따라서 VA, VB의 차가 크고, θ가 작은 경우는, 직류 전력의 수수가 곤란해진다고 생각된다. 그래서, 본원 발명에서는, 2개의 직류 전압(Ea, Eb) 중의 높은 쪽의 직류 전압(예를 들면 Eb)에 대응하는 교류 기본파 전압(이 경우는 Vb)의 펄스폭(이 경우는 β)을 조여서, 교류 기본파 전압(Va, Vb)의 실효치(VA, VB)를 일치시킨다.

또한, 역률을 좋게 한` 방법으로서는, 도 5(a)∼(c)에 도시하는 3가지의 방법이 있다. 본 실시의 형태 1에서는, 도 5(a)에 도시하는 바와 같이, VA=VB로 하고, Va의 위상을 고정하고, Vb의 위상을 θ만큼 지연시킨다. 이 경우, Va, Vb와 I의 역률은 모두 cos(θ/2)로 양호하게 된다. 또한, VA=VB로 하고, Va의 위상을 θ/2만큼 진행하고, Vb의 위상을 θ/2만큼 지연시켜도. 같은 결과를 얻을 수 있음은 말할 것도 없다.

또한 Va와 I의 역률을 1로 하고 싶은 경우는, 도 5(b)에 도시하는 바와 같이, θ=20도, VA=100인 경우, VB=100/cos(20)로 한다. 또한 Vb와 I의 역률을 1로 하고 싶은 경우는, 도 5(c)에 도시하는 바와 같이, θ=20도, VA=100인 경우, VB=100cos(20)로 한다.

도 6(a)(b)는, 직류 전압(Ea외 Eb)이 다른 경우에 있어서의 교류 기본파 전압(Va, Vb)의 파형을 도시하는 도면이다. 특히 도 6(a)는 θ=0인 경우를 나타내고, 도 6(b)는 θ>0인 경우를 나타내고 있다. 교류 기본파 전압(Va, Vb)은 다음 식(1)(2)으로 표시된다. 또한, θ는 Va와 Vb의 위상차(rad)이다. 또한, Va, Vb의 주파수를 f라고 하면, ωt=2πft(rad)이다.

Va=(4/π)Ea·sin(α/2)·sin(ωt+θ/2) … (1)

Vb=(4/π)Eb·sin(β/2)·sin(ωt-θ/2) … (2)

도 6(a)(b)에 도시하는 바와 같이, Ea>Eb인 경우는, β=π가 되고, Va의 실효치와 Vb의 실효치가 일치하기 위해서는, Eb=Ea·sin(α/2)가 되면 좋다. 따라서 α=2sin^-1(Eb/Ea)가 된다. 역으로 Ea<Eb인 경우는, α=π가 되고, Va의 실효치와 Vb의 실효치가 일치하기 위해서는, Ea=Eb·sin(β/2)가 되면 좋다. 따라서 β=2sin^-1(Ea/Eb)가 된다.

구체적으로는 펄스폭 설정부(10)는, x=Eb/Ea, α=2sin^-1(x)에 의해 α를 계산하고, y=Ea/Eb, β=2sin^-1(y)에 의해 β를 계산한다. 단, x, y의 각각이 1 이하가 되도록 리미터를 마련한다.

예를 들면, Ea=150, Eb=100이라면, Eb/Ea=2/3, Ea/Eb=3/2이기 때문에, x=2/3, y=1이 되고, α=2sin^-1(2/3, β)=π가 된다. 또한, Ea=100, Eb=150이라면, Eb/Ea=3/2, Ea/Eb=2/3이기 때문에, x=1, y=2/3이 되고, α=π, β=2sin^-1(2/3)가 된다.

또한, 도 6(b)에서는, θ>0이고, Va의 위상이 Vb보다도 진행되어 있는 경우가 도시되어 있다. θ<0이라면, Vb의 위상이 Va보다도 진행된다.

도 3으로 되돌아와, 전압 지령부(11)는, 직류 전압(Eb)의 목표 전압(EbT)을 생성한다. 감산기(12)는, 목표 전압(EbT)과, 전압 검출기(VS2)에 의해 검출된 직류 전압(Eb)과의 편차를 구한다. 전압 제어기(13)는, 감산기(12)에서 구하여진 EbT와 Eb의 편차에 응한 값의 전류 지령치(IT)를 생성한다. 단, 이 전류 지령치(IT)는, 리미터에 의해 소정치 이하로 제한된다.

감산기(14)는, 전압 제어기(13)에서 생성된 전류 지령치(IT)와, 전류 검출기(IS2)에서 검출된 전류(I)와의 편차를 구한다. 전류 제어기(15)는, 감산기(14)에서 구하여진 IT와 I의 편차에 응한 값의 위상차(θ)를 생성한다. 단, 이 위상차(θ)는, 리미터에 의해 소정치 이하로 제한된다.

신호 발생부(16)는, 펄스폭 설정부(10)에서 설정된 펄스폭(α, β)과, 전류 제어기(15)에서 생성된 위상차(θ)에 의거하여, 인버터(1)의 제어 신호(φ1, /φ1, φ2, /φ2)와, 인버터(2)의 제어 신호(φ11, /φ11, φ12, /φ12)를 생성한다.

다음에, 제어 신호(φ1, /φ1, φ2, /φ2, φ11, /φ11, φ12, /φ12)의 생성 방법에 관해 설명한다. 도 7(a)∼(d)는, θ=0으로 한 경우의 제어 신호(φ1, /φ2)의 생성 방법을 도시하는 타임 차트이다. 교류 기본파 전압(Va)의 2배의 주파수를 갖는 톱니파 신호(ST)를 생성한다. 톱니파 신호(ST)는 0과 π의 사이에서 진폭하는 것으로 하고, 톱니파(波) 신호(ST)의 일주기를 π로 한다.

제어 신호(φ1, /φ2)가 함께 「H」레벨이 되는 기간에, 교류 기본파 전압(Va)이 Ea가 된다. Va=Ea가 되는 각도폭을 펄스폭(α)으로 하면, Va=0이 되는 각도폭은 π-α가 된다. Va=0이 되는 기간의 중심의 각도는, 톱니파 신호(ST)가 π/2가 되는 각도에 일치한다.

또한, 톱니파 신호(ST)와 제1의 참조 신호(S1)=π/2+(π/2-α/2)는 각 주기에서 교차한다. 홀수번째의 주기에서 ST와 S1이 교차한 때에, 제어 신호(φ1)가 「L」레벨로부터 「H」레벨로 상승되고, 짝수번째의 주기에서 ST와 S1가 교차한 때에, 제어 신호(φ1)가 「H」레벨로부터 「L」레벨로 하강된다.

또한, 톱니파 신호(ST)와 제2의 참조 신호(S2)=π/2+(-π/2+α/2)는 각 주기에서 교차한다. 홀수번째의 주기에서 ST와 S2가 교차한 때에, 제어 신호(/φ2)가 「L」레벨로부터 「H」레벨로 상승되고, 짝수번째의 주기에서 ST와 S2가 교차한 때에, 제어 신호(/φ2)가 「H」레벨로부터 「L」레벨로 하강된다.

환언하면, 교류 기본파 전압(Va)의 2배의 주파수의 톱니파 신호(ST)와, 제1의 참조 신호(S1)=π/2+(π/2-α/2)와, 제2의 참조 신호(S2)=π/2+(-π/2+α/2)를 생성하고, ST와 S1의 교점에 의거하여 제어 신호(φ1)를 생성하고, ST와 S2의 교점에 의거하여 제어 신호(/φ2)를 생성하면 좋다.

도 8(a)∼(c)는, α=β=π로 한 경우의 제어 신호(φ1, φ11)의 생성 방법을 도시하는 타임 차트이다. 교류 기본파 전압(Va)의 2배의 주파수를 갖는 톱니파 신호(ST)를 생성한다. 톱니파 신호(ST)는 0과 π의 사이에서 진폭하는 것으로 하고, 톱니파 신호(ST)의 일주기를 π로 한다.

제어 신호(φ1)의 위상은 제어 신호(φ11)보다도 θ만큼 진행되어 있다. 제어 신호(φ1)가 「H」레벨이 되고, 제어 신호(φ11)가 「L」레벨이 되는 각도폭을 위상차(θ)로 한다. 제어 신호(φ1)가 「H」레벨이 되고, 제어 신호(φ11)가 「L」레벨이 되는 각도폭의 중심의 각도는, 톱니파 신호(ST)가 π/2가 되는 각도에 일치한다.

환언하면, 교류 기본파 전압(Va)의 2배의 주파수의 톱니파 신호(ST)와, 제1의 참조 신호(S1)=π/2+(-θ/2)와, 제3의 참조 신호(S3)=π/2+(θ/2)를 생성하고, ST와 S1의 교점에 의거하여 제어 신호(φ1)를 생성하고, ST와 S3의 교점에 의거하여 제어 신호(φ11)를 생성하면 좋다.

다음에, 일반적인 경우에 있어서의 제어 신호(φ1, /φ1, φ2, /φ2, φ11, /φ11, φ12, /φ12)의 생성 방법에 관해 설명한다. 상기 톱니파 신호(ST)와, 하기한 제1∼제4의 참조 신호(S1∼S4)를 생성한다.

S1=π/2+(-θ/2+π/2-α/2) [rad]

S2=π/2+(-θ/2-π/2+α/2) [rad]

S3=π/2+(θ/2+π/2-β/2) [rad]

S4=π/2+(θ/2-π/2+β/2) [rad]

ST와 S1의 교점에 의거하여 제어 신호(φ1)의 상승 에지 및 하강 에지를 정한다. ST와 S2의 교점에 의거하여 제어 신호(/φ2)의 상승 에지 및 하강 에지를 정한다. ST와 S3의 교점에 의거하여 제어 신호(φ11)의 상승 에지 및 하강 에지를 정한다. ST와 S4의 교점에 의거하여 제어 신호(/φ12)의 상승 에지 및 하강 에지를 정한다. 예를 들면, 홀수번째의 주기의 교점에서 상승 에지를 정하고, 짝수번의 주기의 교점에서 하강 에지를 정한다. 제어 신호(φ1, /φ2, φ11, /φ12)의 반전 신호를 각각 제어 신호(/φ1, φ2, /φ11, φ12)로 한다.

Eb>Ea인 경우는, α/2=π/2로 하여 제어 신호(φ1, /φ1, φ2, /φ2)의 각각의 펄스폭(α)을 π로 고정한다. Ea>Eb인 경우는, β/2=π/2로 하여 제어 신호(φ11, /φ11, φ12, /φ12)의 각각의 펄스폭(β)을 π로 고정한다. Ea=Eb인 경우는, α/2=β/2=π/2로 하여 제어 신호(φ1, /φ1, φ2, /φ2)의 펄스폭(α)을 π로 고정함과 함께, 제어 신호(φ11, /φ11, φ12, /φ12)의 각각의 펄스폭(β)을 π로 고정한다.

도 9(a)∼(g)는, Ea>Eb인 경우에 있어서의 제어 신호(φ1, /φ2, φ11, /φ12)의 생성 방법을 도시하는 타임 차트이다. 상기 톱니파 신호(ST)를 생성한다. Ea>Eb이기 때문에, β/2=π/2로 하여 제어 신호(φ11, /φ12)의 각각의 펄스폭(β)을 π로 고정한다. β=π이기 때문에, S3=S4=π/2+θ/2가 된다. S1, S2는, 상기한 바와 같다.

도 9(a)에 도시하는 바와 같이, 톱니파 신호(ST)와 제1∼제4의 참조 신호(S1∼S4)와의 교점을 구한다. 도 9(a)(b)에 도시하는 바와 같이, ST와 S1의 홀수번의 교점에서 제어 신호(φ1)를 상승하고, ST와 S1의 짝수번의 교점에서 제어 신호(φ1)를 하강한다. 제어 신호(/φ1)는, 제어 신호(φ1)의 반전 신호이다.

도 9(a)(c)에 도시하는 바와 같이, ST와 S2의 홀수번의 교점에서 제어 신호(/φ2)를 상승하고, ST와 S2의 짝수번의 교점에서 제어 신호(/φ2)를 하강한다. 제어 신호(φ2)는, 제어 신호(/φ2)의 반전 신호이다.

교류 기본파 전압(Va)은, 도 9(b)∼(d)에 도시하는 바와 같이, 제어 신호(φ1, /φ2)가 함께 「H」레벨인 경우에 +Ea가 되고, 제어 신호(φ1, /φ2)가 함께 「L」레벨인 경우에 -Ea가 되고, 제어 신호(φ1, /φ2) 중의 어느 일방이 「H」레벨이고 타방이 「L」레벨인 경우에 0V가 된다.

도 9(a)(e)에 도시하는 바와 같이, ST와 S3의 홀수번의 교점에서 제어 신호(φ11)를 상승하고, ST와 S3의 짝수번의 교점에서 제어 신호(φ11)를 하강한다. 제어 신호(/φ11)는, 제어 신호(φ11)의 반전 신호이다.

도 9(a)(f)에 도시하는 바와 같이, ST와 S4의 홀수번의 교점에서 제어 신호(/φ12)를 상승하고, ST와 S4의 짝수번의 교점에서 제어 신호(/φ12)를 하강한다. 제어 신호(φ12)는, 제어 신호(/φ12)의 반전 신호이다.

교류 기본파 전압(Vb)은, 도 9(e)∼(g)에 도시하는 바와 같이, 제어 신호(φ11, /φ12)가 함께 「H」레벨인 경우에 +Ea가 되고, 제어 신호(φ11, /φ12)가 함께「L」레벨인 경우에 -Ea가 된다. 이에 의해, 교류 기본파 전압(Va와 Vb)의 실효치는 일치하고, 역률은 높게 유지된다. 교류 기본파 전압(Va)의 위상은 교류 기본파 전압(Vb)의 위상보다도 θ만큼 진행되어 있기 때문에, 인버터(1)로부터 인버터(2)에 직류 전력이 공급된다.

이 실시의 형태 1에서는, 직류 전압(Ea, Eb) 중의 높은 쪽의 직류 전압에 대응하는 교류 기본파 전압(Va 또는 Vb)의 펄스폭을 좁혀서 Va와 Vb의 실효치를 일치시킨 후에, 흘리고 싶은 전류의 값 및 방향에 응하여 교류 기본파 전압(Va, Vb)의 위상차(θ)를 설정한다. 따라서 직류 전압(Ea, Eb)이 크게 변동한 경우에도, 직류 회로(5, 6) 사이에서 직류 전력을 안정하게 수수할 수 있다.

구체적으로는, 직류 전압(Ea)(또는 Eb)이 정격치보다 대폭(예를 들면 -20%)적으로 저하되고, 직류 전압(Eb)(또는 Ea)이 정격치보다 대폭(예를 들면 +20%)적으로 높은 경우에도, 직류 회로(5)(또는 6)로부터 직류 회로(6)(또는 5)에 직류 전력을 공급할 수 있다.

예를 들면, 절연형 변압기(3)의 감는수 비가 1:1이고 직류 전압(Ea, Eb)의 정격치가 모두 100V인 경우, Ea가 80V로 저하되고, Eb가 120V로 상승한 때라도, Ea측부터 Eb측에 직류 전력을 공급할 수 있다. 또한, 종래의 통상의 절연형 DC/DC 컨버터에서는, Ea가 100V이고 Eb가 70∼80V인 경우는 전력을 공급할 수 있지만, Eb가 80V보다도 높은 경우는 전력을 공급할 수가 없었다.

또한, 본 실시의 형태 1에서는, 직류 회로(5, 6) 사이에서 수수된 직류 전력을 정부(正負)에 걸쳐서 선형적으로 제어할 수 있고, 또한 수msec 이내의 순시(瞬時)에 전력의 흐름의 방향을 역전할 수 있다. 이에 의해 2개의 전압 변동폭의 큰 직류 회로(5, 6)를 절연한 상태에서 연계하여, 쌍방향의 원활한 전력 융통을 가능하게 함과 함께, 접지의 분리에 의해, 안전성과 EMI 문제, 내압 문제를 해소할 수 있다.

또한, 이 실시의 형태 1에서는, 직류 전압(Ea, Eb) 중의 높은 쪽의 직류 전압에 대응하는 교류 기본파 전압(Va 또는 Vb)의 펄스폭(α 또는 β)을 좁혀서 Va와 Vb의 실효치를 일치시켰지만, 이것으로 한하는 것이 아니고, Va와 Vb의 실효치의 차가 소정치 이하가 되도록 교류 기본파 전압(Va 또는 Vb)의 펄스폭을 좁혀도 좋다. 또한, Va와 Vb의 실효치의 차와 Va 또는 Vb의 실효치와의 비가 수% 이하가 되도록, 교류 기본파 전압(Va 또는 Vb)의 펄스폭(α 또는 β)을 좁혀도 좋다.

또한, 이 실시의 형태 1에서는, 전압 검출기(VS1)에 의해 단자(T1, T2) 사이의 직류 전압(Ea)을 검출하고, 전압 검출기(VS2)에 의해 단자(T3, T4) 사이의 직류 전압(Eb)을 검출하였지만, 이것으로 한하는 것이 아니고, 직류 전압(Ea, Eb)을 다른 방법으로 검출하여도 좋다. 예를 들면, 인버터(1, 2)의 출력 교류 전압을 신호 변압기를 통하여 제어 회로(4)에 취입하고, 취입한 교류 전압의 파고치를 샘플링하여, 샘플링한 파고치로부터 직류 전압(Ea, Eb)을 간접적으로 검출하여도 좋다.

또한, 이 실시의 형태 1에서는, 2개의 리액터(L1, L2)를 마련하였지만, 2개의 리액터(L1, L2) 중의 하나의 리액터를 제거하여도 좋고, 절연형 변압기(3)가 누설 인덕턴스를 갖는 경우는 2개의 리액터(L1, L2)를 제거하여도 좋다.

또한, 이 실시의 형태 1에서는, 톱니파 신호(ST)의 홀수번째의 주기에서 톱니파 신호(ST)와 참조 신호(S1∼S4)의 교점에서 각각 제어 신호(φ1, /φ1, φ2, /φ2)를 상승하고, 톱니파 신호(ST)의 짝수번째의 주기에서 톱니파 신호(ST)와 참조 신호(S1∼S4)의 교점에서 각각 제어 신호(φ1, /φ1, φ2, /φ2)를 상승하였지만, 이것으로 한하는 것이 아니고, 홀수번째 또는 짝수번째의 주기에서 톱니파 신호(ST)와 참조 신호(S1∼S4)와 교점에 관한 정보를 기억하고, 기억한 정보에 의거하여 각각 제어 신호(φ1, /φ1, φ2, /φ2)를 생성하여도 좋다.

예를 들면, 톱니파 신호(ST)의 홀수번째의 주기에서 톱니파 신호(ST)와 참조 신호(S1∼S4)와의 교점에서 각각 제어 신호(φ1, /φ1, φ2, /φ2)를 상승함과 함께, 그들의 교점에 관한 정보를 기억하고, 기억한 정보에 의거하여, 톱니파 신호(ST)의 짝수번째의 주기에서 각각 제어 신호(φ1, /φ1, φ2, /φ2)를 하강하여도 좋다. 이 경우는, 교류 기본파 전압(Va, Vb)의 각각의 파형을 정부 대칭으로 할 수 있고, 절연형 변압기(3)에서의 편자(偏磁)의 발생을 방지할 수 있다.

[실시의 형태 2]

도 10은, 본 발명의 실시의 형태 2에 의한 스마트 네트워크의 구성을 도시하는 블록도이다. 도 10에서, 이 스마트 네트워크는, 실시의 형태 1로 설명한` 구성의 쌍방향 절연형 DC/DC 컨버터(20)와, 2개의 직류 전력 계통(21, 22)을 구비한다.

직류 전력 계통(21)은, 상용 교류 전원(30), 태양광 발전기(31), 풍력 발전기(32), PWM 컨버터(33), 변환기(34, 35), 직류 모선(36), 충전·방전 제어용 변환기(37, 38), LiPo 전지(39), 전기 2중층 콘덴서(40), 및 부하(41)를 포함한다.

상용 교류 전원(30)은, 상용 교류 전력을 생성한다. PWM 컨버터(33)는, 상용 교류 전원(30)으로부터의 상용 교류 전력을 소정의 직류 전압(Ea)(예를 들면 300V)의 직류 전력으로 변환하여 직류 모선(36)에 공급한다. 또한, PWM 컨버터(33)는, 상용 교류 전력이 부족한 경우에는, 직류 모선(36)으로부터의 직류 전력을 상용 주파수로 소정 전압의 교류 전력으로 변환하여 상용 교류 전원(30)에 공급한다.

태양광 발전기(31)는, 태양으로부터의 광 에너지를 직류 전력으로 변환한다. 변환기(34)는, 태양광 발전기(31)에서 생성된 직류 전력을 소정의 직류 전압(Ea)의 직류 전력으로 변환하여 직류 모선(36)에 공급한다. 풍력 발전기(32)는, 풍력을 직류 전력으로 변환한다. 변환기(35)는, 풍력 발전기(32)에서 생성된 직류 전력을 소정의 직류 전압(Ea)의 직류 전력으로 변환하여 직류 모선(36)에 공급한다.

충전·방전 제어용 변환기(37)는, 직류 전력 계통(21)에서 직류 전력이 잉여하여 있는 경우는, 직류 모선(36)으로부터 직류 전력을 취출하여 LiPo 전지(39)에 직류 전력을 축적하고, 직류 전력 계통(21)에서 직류 전력이 부족하여 있는 경우는, LiPo 전지(39)로부터 직류 전력을 취출하여 직류 모선(36)에 공급한다.

충전·방전 제어용 변환기(38)는, 직류 전력 계통(21)에서 직류 전력이 잉여하여 있는 경우는, 직류 모선(36)으로부터 직류 전력을 취출하여 전기 2중층 콘덴서(40)에 직류 전력을 축적하고, 직류 전력 계통(21)에서 직류 전력이 부족하여 있는 경우는, 전기 2중층 콘덴서(40)로부터 직류 전력을 취출하여 직류 모선(36)에 공급한다.

부하(41)는, 일반 주택, 오피스, 공장 설비, 전기 자동차 충전 설비 등이고, 직류 모선(36)으로부터의 직류 전력을 소비한다. 직류 전력 계통(22)은, 직류 전력 계통(21)과 같은 구성이고, 소정의 직류 전압(Eb)(예를 들면 1000V)으로 유지되는 직류 모선(23)을 포함한다.

쌍방향 절연형 DC/DC 컨버터(20)는, 실시의 형태 1에서 설명하는 것이고, 직류 모선(36과 23)의 사이에서 직류 전력의 수수를 행한다. 직류 모선(36)은, 각각 단자(T1, T2)에 접속된 직류 정 모선 및 직류 부 모선을 포함한다. 직류 모선(23)은, 각각 단자(T3, T4)에 접속된 직류 정 모선 및 직류 부 모선을 포함한다.

쌍방향 절연형 DC/DC 컨버터(20)는, 직류 전압(Ea, Eb) 중의 높은 쪽의 직류 전압(본 실시의 형태 2에서는 Eb)에 대응하는 교류 기본파 전압(Vb)의 펄스폭을 좁혀서 Va와 Vb의 실효치를 일치시킨 후에, 흘리고 싶은 전류의 값 및 방향에 응하여 교류 기본파 전압(Va, Vb)의 위상차(θ)를 설정한다. 직류 전력 계통(21)으로부터 직류 전력 계통(22)에 직류 전력을 공급하는 경우는 Va의 위상을 Vb보다도 진행시키고, 직류 전력 계통(22)으로부터 직류 전력 계통(21)에 직류 전력을 공급하는 경우는 Vb의 위상을 Va보다도 진행시킨다.

예를 들면, 직류 전력 계통(21)에서 상용 교류 전원(30)이 고장나서 류 전력이 부족한 경우는, 직류 전력 계통(22)으로부터 직류 전력 계통(21)에 직류 전력이 공급된다. 따라서 이 스마트 네트워크는 무정전 전원 시스템의 기능도 갖는다.

이 실시의 형태 2에서는, 쌍방향 절연형 DC/DC 컨버터(20)에서 2개의 직류 전력 계통(21, 22)을 결합하였기 때문에, 직류 전력 계통(21, 22)의 직류 전압(Ea, Eb)이 크게 변동한 경우에도, 직류 전력 계통(21, 22) 사이에서 직류 전력을 안정하게 수수할 수 있다.

금회 개시된 실시의 형태는 모든 점에서 예시이고 제한적인 것이 아니라고 생각하여야 할 것이다. 본 발명의 범위는 상기한 설명이 아니고 청구의 범위에 의해 나타나고, 청구의 범위와 균등한 의미 및 범위 에서의 모든 변경이 포함되는 것이 의도된다.

T1, T3 : 정전압 단자 T2, T4 : 부전압 단자
IS1, IS2 : 전류 검출기 VS1, VS2 : 전압 검출기
C1, C2 : 콘덴서 1, 2 : 인버터
L1, L2 : 리액터 3 : 절연형 변압기
4 : 제어 회로 DR1, DR2 : 드라이버
5, 6 : 직류 회로 Q1∼Q4, Q11∼Q14 : IGBT
]D1∼D4, D11∼D14 : 다이오드 10 : 펄스폭 설정부
11 : 전압 지령부 12, 14 : 감산기
13 : 전압 제어기 15 : 전류 제어기
16 : 신호 발생부 20 : 쌍방향 절연형 DC/DC 컨버터
21, 22 : 직류 전력 계통 30 : 상용 교류 전원
31 : 태양광 발전기 32 : 풍력 발전기
33 : PWM 컨버터 34, 35 : 변환기
23, 36 : 직류 모선 37, 38 : 충전·방전 제어용 변환기
39 : LiPo 전지 40 : 전기 2중층 콘덴서
41 : 부하

Claims

제1 및 제2의 직류 회로 사이에서 직류 전력의 수수를 행하는 쌍방향 절연형 DC/DC 컨버터로서,
상기 제1의 직류 회로로부터 받는 제1의 직류 전압에 의거하여 제1의 교류 기본파 전압을 생성하는 제1의 인버터와,
상기 제2의 직류 회로로부터 받는 제2의 직류 전압에 의거하여 상기 제1의 교류 기본파 전압과 같은 주파수의 제2의 교류 기본파 전압을 생성하는 제2의 인버터와,
각각 상기 제1 및 제2의 교류 기본파 전압을 받고, 서로 절연된 1차 권선 및 2차 권선을 포함하는 절연형 변압기와,
상기 제1의 직류 전압과 상기 제2의 직류 전압과의 비에 응하여, 상기 제1 및 제2의 교류 기본파 전압의 전압차가 미리 정하여진 값보다도 작아지도록 상기 제1 및 제2의 교류 기본파 전압 중의 적어도 어느 일방의 펄스폭을 설정하는 펄스폭 설정부와,
상기 제1 및 제2의 직류 회로 사이에서 소망하는 직류 전력이 수수되도록 상기 제1 및 제2의 교류 기본파 전압의 위상차를 설정하는 위상차 설정부와,
상기 펄스폭 설정부 및 상기 위상차 설정부의 설정 결과에 의거하여, 상기 제1 및 제2의 인버터의 제어 신호를 생성하는 신호 발생부를 구비하는 것을 특징으로 하는 쌍방향 절연형 DC/DC 컨버터.
제 1항에 있어서,
상기 펄스폭 설정부는,
상기 제1의 직류 전압이 상기 제2의 직류 전압보다도 높은 경우는, 상기 제1 및 제2의 교류 기본파 전압의 실효치가 일치하도록 상기 제1의 교류 기본파 전압의 펄스폭을 좁히고,
상기 제2의 직류 전압이 상기 제1의 직류 전압보다도 높은 경우는, 상기 제1 및 제2의 교류 기본파 전압의 실효치가 일치하도록 상기 제2의 교류 기본파 전압의 펄스폭을 좁히는 것을 특징으로 하는 쌍방향 절연형 DC/DC 컨버터.
제 2항에 있어서,
상기 펄스폭 설정부는,
상기 제1 및 제2의 직류 전압을 각각 Ea, Eb로 하여`
상기 제1 및 제2의 교류 기본파 전압의 펄스폭을 각각 α, β로 하면,
상기 제1 및 제2의 교류 기본파 전압의 실효치가 일치하도록,
Ea>Eb인 경우는 α=2sin^-1(Eb/Ea), β=π로 하고,
Eb>Ea인 경우는 α=π, β=2sin^-1(Ea/Eb)로 하는 것을 특징으로 하는 쌍방향 절연형 DC/DC 컨버터.
제 3항에 있어서,
상기 신호 발생부는,
상기 제1 및 제2의 교류 기본파 전압의 위상차를 θ로 하면,
상기 제1 및 제2의 교류 기본파 전압의 2배의 주파수로 0부터 π까지 변화하는 톱니파 신호와,
제1의 참조 신호인 S1=π/2+(-θ/2+π/2-α/2)와,
제2의 참조 신호인 S2=π/2+(-θ/2-π/2+α/2)와,
제3의 참조 신호인 S3=π/2+(θ/2+π/2-β/2)와,
제4의 참조 신호인 S4=π/2+(θ/2-π/2+β/2)를 생성하고,
상기 톱니파 신호와 상기 제1 및 제2의 참조 신호와의 교점에 의거하여 상기 제1의 인버터의 제1 및 제2의 제어 신호를 각각 생성하고,
상기 톱니파 신호와 상기 제3 및 제4의 참조 신호와의 교점에 의거하여 상기 제2의 인버터의 제3 및 제4의 제어 신호를 각각 생성하는 것을 특징으로 하는 쌍방향 절연형 DC/DC 컨버터.
제 4항에 있어서,
상기 신호 발생부는,
상기 톱니파 신호의 홀수번째의 주기에서의 상기 톱니파 신호와 상기 제1∼제4의 참조 신호와의 교점에서 각각 상기 제1∼제4의 제어 신호를 제1의 논리 레벨로부터 제2의 논리 레벨로 변화시키고,
상기 톱니파 신호의 짝수번째의 주기에서 상기 톱니파 신호와 상기 제1∼제4의 참조 신호와의 교점에서 각각 상기 제1∼제4의 제어 신호를 상기 제2의 논리 레벨로부터 상기 제1의 논리 레벨로 변화시키는 것을 특징으로 하는 쌍방향 절연형 DC/DC 컨버터.
제 4항에 있어서,
상기 신호 발생부는,
상기 톱니파 신호의 홀수번째의 주기에서의 상기 톱니파 신호와 상기 제1∼제4의 참조 신호와의 교점에서 각각 상기 제1∼제4의 제어 신호를 제1의 논리 레벨로부터 제2의 논리 레벨로 변화시킴과 함께, 그들의 교점에 관한 정보를 기억하고,
기억한 정보에 의거하여, 상기 톱니파 신호의 짝수번째의 주기에서 상기 제1∼제4의 제어 신호를 상기 제2의 논리 레벨로부터 상기 제1의 논리 레벨로 변화시키는 것을 특징으로 하는 쌍방향 절연형 DC/DC 컨버터.
제 1항 내지 제 6항 중 어느 한 항에 있어서,
또한, 각각 상기 제1 및 제2의 직류 전압을 검출하는 제1 및 제2의 전압 검출기를 구비하고,
상기 펄스폭 설정부는, 상기 제1 및 제2의 전압 검출기의 검출 결과에 의거하여 상기 제1 및 제2의 교류 기본파 전압의 각각의 펄스폭을 설정하는 것을 특징으로 하는 쌍방향 절연형 DC/DC 컨버터.
제 1항 내지 제 6항 중 어느 한 항에 있어서,
또한, 일방 단자가 상기 제1의 교류 기본파 전압을 받고, 타방 단자가 상기 1차 권선의 일방 단자에 접속된 제1의 리액터와,
일방 단자가 상기 제2의 교류 기본파 전압을 받고, 타방 단자가 상기 2차 권선의 일방 단자에 접속된 제2의 리액터 중의 적어도 어느 일방의 리액터를 구비하는 것을 특징으로 하는 쌍방향 절연형 DC/DC 컨버터.
제 1항 내지 제 6항 중 어느 한 항에 기재된 쌍방향 절연형 DC/DC 컨버터와,
상기 제1 및 제2의 직류 회로를 구비하고,
상기 제1 및 제2의 직류 회로는, 각각 제1 및 제2의 직류 전력 계통인 것을 특징으로 하는 스마트 네트워크.
제 9항에 있어서,
상기 제1 및 제2의 직류 전력 계통의 각각은,
상기 제1 또는 제2의 인버터에 접속된 직류 모선과,
상기 직류 모선에 직류 전력을 공급하는 직류 전원과,
상기 직류 모선으로부터의 직류 전력에 의해 구동되는 부하와,
상기 직류 모선에 접속되고, 직류 전력을 축적하는 전력 저장 장치를 포함하는 것을 특징으로 하는 스마트 네트워크.