JPH08107683A - 電動機の運転制御装置及び絶縁型双方向直流電圧変換回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 電動機の運転制御装置や電動機、配線等を共
通に使用し最小限の回路変更により異なる電源電圧に対
応でき、しかも電力を力行モード及び回生モードの双方
向運転が可能な入力電源側と電動機間を絶縁構造とした
電動機の運転制御装置を得る。 【構成】 絶縁型双方向直流電圧変換回路３３と制御回
路３５と平滑回路３４とを有する絶縁型双方向直流電圧
変換部３２とを有する絶縁型双方向直流電圧変換機能付
きのコンバータ部３１と、電動機に電力を供給するイン
バータ部５と、を備えた電動機の運転制御装置３０。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、異なる電源電圧に対
応する電動機の運転制御装置及び絶縁型双方向直流電圧
変換回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】電動機の運転制御装置に供給される電源
電圧は、電動機の用途や使用する国、地域により大幅に
異なる。例えば日本国内では、家庭用電源はＡＣ１００
Ｖに対し産業用電源ではＡＣ２００Ｖが一般であるが、
海外の国々の産業用電源はＡＣ２００Ｖ〜２３０Ｖ、３
８０Ｖ、４００Ｖ、４１５Ｖ（欧州）やＡＣ２４０Ｖ、
４６０〜４８０Ｖ（米国）である。総じて産業用に使用
される電源としてはＡＣ２００Ｖ系、２４０Ｖ系、３８
０Ｖ系、４１５Ｖ系、４８０Ｖ系に大別される。又、電
動機の使用方法を考えると、加速、通常出力運転、減速
の３つの運転状態がある。この為、電動機の運転制御装
置には、入力電源から電動機にエネルギーを送る機能
（以下、力行モードと記す）と、逆に電動機を発電機と
して運転することで、電動機及び電動機に取り付けられ
ている回転体の回転エネルギーを入力電源に戻す機能
（以下、回生モードと記す）の２つの機能が必要であ
る。

【０００３】図２８は、従来の電動機の運転制御装置の
主に主回路部分を示すブロック図である。図において、
１は入力電源、２は電動機の運転制御装置、３は電動機
である。又、電動機の運転制御装置２の構成は、４の交
流入力部・直流部を双方向に変換するコンバータ部、及
び５の直流を交流に変換するインバータ部の２つの部分
に大別できる。コンバータ部４において、６はダイオー
ドブリッジ等による整流回路、７はトランジスタブリッ
ジ等による電源周波数を出力する電源用インバータ回
路、８は電源用インバータ回路７の動作を制御する電源
用インバータ制御回路、９は電解コンデンサー等による
平滑回路である。インバータ部５において、１０は電動
機３の運転状態に応じた電圧・電流・周波数を出力する
インバータ回路、１１はインバータ回路１０の動作を制
御するインバータ制御回路、１２は外部から与えられる
電動機３の運転指令（加速、減速、回転速度等）を受け
るインターフェイス回路である。図２９は電動機の運転
制御装置２、電動機３の電圧仕様と異なる電源電圧に対
応する従来の例である。図において、１ａは電圧仕様が
異なる入力電源、１３は電圧仕様と異なる電源電圧を仕
様の電圧に電圧変換するトランスである。図３０は複数
個の電動機の運転制御装置（２ａ、２ｂ、２ｃ）及び電
動機（３ａ、３ｂ、３ｃ）を配置する場合の接続例であ
る。この場合、トランス１３にて一括電圧変換を行い各
電動機の運転制御装置（２ａ、２ｂ、２ｃ）に供給す
る。各電動機の運転制御装置（２ａ、２ｂ、２ｃ）は外
部より、それぞれの電動機運転指令ａ、ｂ、ｃをうけ
る。図３１は特開平４−３８１９２号公報に示されてい
る回路図で、コンバータ部の整流回路６とインバータ部
５の間に、直流電圧変換回路２０を設けることにより、
電動機３の電圧仕様と異なる電源電圧に対応することが
できる。図において、２１は１次側平滑回路、２２は２
次側平滑回路、２３は放電抵抗、２４は放電スイッチ、
２５は直流電圧変換回路２０およびインバータ部５を制
御する制御回路である。

【０００４】次に動作について説明する。まず、図２８
の電動機の運転制御装置２について説明する。力行モー
ド時は、電動機の運転制御装置２に入力される交流電圧
１を整流回路６で直流電圧に変換し、平滑回路９で滑ら
かな直流電圧に平滑する。次いでインバータ回路１０で
電動機３を運転するのに必要な電圧・電流・周波数の交
流電源に再度変換する。電動機３は、インバータ部５の
出力を受けて、所定の回転速度で運転される。次に回生
モードでは電動機３を発電機として運転するようにイン
バータ回路１０が動作する。この結果電動機３の回転エ
ネルギーが平滑回路９を介し電源用インバータ回路７を
経て入力電源１側に返還され、電気的ブレーキがかか
る。またインバータ制御回路１１は、インターフェイス
回路１２で受けた外部からの電動機運転指令に応じて電
動機３を駆動するようインバータ回路１０を制御する。
電源用インバータ回路７は電源電圧の大きさや周波数・
位相及び平滑回路９の電圧を入力とし、回生モード時の
ように電源電圧よりも平滑回路電圧が大きくなった場
合、入力電源と同一周波数・同一位相で電源用インバー
タ回路７を駆動させることでエネルギーを入力電源側に
返還する制御を行う。このようにコンバータ部４は、主
回路の構成要素は多いが機能としては単純であるのに対
し、インバータ部５は、電動機の速度や回転位置を制御
する機能及び外部制御装置とのインターフェイス機能等
が必要であり、電動機の運転制御装置２の中心的機能、
根幹的動作を担う。

【０００５】次に電動機の運転制御装置２、電動機３の
電圧仕様と異なる電源電圧に対応する従来例について説
明する。対応方法としては、次の３方法が上げられる。 方法１．電動機の運転制御装置２及び電動機３を、絶縁
耐圧、許容電圧及び電流を考慮し、入力電圧に応じて構
成部品の選定や構造の設計を行う。 方法２．図２９に示すように入力電源１ａと電動機の運
転制御装置２の間にトランス１３を挿入し、電圧変換を
行うことで異なる電源電圧に対応する。 方法３．図３１に示すように内部に直流電圧変換回路２
０を設ける。

【０００６】上記に上げた異電圧対応方法で、方法１に
よれば、ＡＣ２００Ｖ用の電動機の運転制御装置及び電
動機は耐電圧の点でＡＣ４００Ｖでは使用できず、又Ａ
Ｃ１００ＶではＡＣ２００Ｖに比べ電圧が半分となるが
２倍の電流が必要であり、主回路部品の電流容量の点で
使用できない。つまり、結果的にいろいろな電源電圧に
対応して、それぞれ電動機の運転制御装置２、及び電動
機３を用意しなければならない。又、方法２によれば、
様々な電圧に対応できるようトランスを幾種類も用意し
なければならない。又、方法３によれば、電動機３は電
源電圧１ａと仕様が異なっていても同一のものが使用で
きるが、絶縁したいという要求に対しては、やはり方法
２と同様にトランスが必要になる。また、やはり様々な
電源電圧に対して内部のインバータ部は同一としても、
電動機の運転制御装置としては幾種類も用意する必要が
ある。

【０００７】次に、図３２は米国特許第５，０２７，２
６４号明細書に開示されている絶縁型双方向直流電圧変
換回路の回路図である。図において、２１は１次側平滑
回路、２２は２次側平滑回路、１００は絶縁型双方向直
流電圧変換回路、１１０は絶縁型双方向直流電圧変換回
路１００のスイッチング素子制御回路、１２０は絶縁型
双方向直流電圧変換回路１００の電圧ループ制御回路で
ある。また絶縁型双方向直流電圧変換回路１００は１次
側スイッチング素子１０１ａ〜１０１ｄ、内蔵トランス
１０２、２次側スイッチング素子１０３ａ〜１０３ｄで
構成される。又、ｉ1、ｉL1、ｉL2、ｉ2は図の矢印方向
に流れる電流、Ｖ1は１次側電圧、Ｖ2は２次側電圧を示
す。

【０００８】図３３は、図３２のスイッチング素子制御
回路１１０の内部の構成例を示す図で、１１１はパルス
発生回路で、１１２は位相差ｐｈを入力し、パルス発生
回路１１１の出力パルスの位相を位相差ｐｈだけシフト
させる位相シフト回路、１１３、１１４はパルス信号を
反転させるＮＯＴ回路である。このスイッチング素子制
御回路１１０により、パルス発生回路１１１の発生パル
スをｐｌｓとすると、１次側スイッチング素子１０１
ａ、１０１ｄには、ｐｌｓが入力され、１０１ｂ、１０
１ｃにはｐｌｓを反転したものが入力される。また、２
次側スイッチング素子１０３ａ、１０３ｄには、ｐｌｓ
を位相差ｐｈだけ位相シフトしたものが入力され、１０
３ｂ、１０３ｃには、ｐｌｓを位相差ｐｈだけ位相シフ
トし反転したものが入力される。図３４（ａ）は、図３
２の電圧ループ制御回路１２０の内部の構成例を示す図
で、１２１は絶縁型双方向直流電圧変換回路１００の２
次側電圧検出値Ｖ2と２次側電圧目標値Ｖ2*の差を求め
る減算回路、１２２は電圧ループゲイン回路で、例えば
比例要素と積分要素で構成される。図３４（ｂ）は、図
３４（ａ）をフローチャートで示したもので、ステップ
Ｓ１０１で２次側電圧Ｖ2を入力し、ステップＳ１０２
で電圧偏差Ｖ2erを算出し、ステップＳ１０３で制御量
である位相差ｐｈを求め、Ｓ１０４で位相差ｐｈを出力
する。図３５及び図３６は、１次側駆動回路と２次側駆
動回路の動作状態を示すタイミングチャート、及びその
電流波形を示す図である。図３５は力行モード、図３６
は回生モードを示す。又、図３５及び図３６において信
号１０１ａ〜１０１ｄ、１０３ａ〜１０３ｄは、図３２
の同一符号のスイッチング素子の動作を示し、Ｌ（ロ
ー）側はスイッチがオフの状態、Ｈ（ハイ）側はスイッ
チがオンの状態を示す。

【０００９】次に動作について説明する。絶縁型双方向
直流電圧変換回路１００は、１次側直流電圧Ｖ1を、２
次側直流電圧Ｖ2に絶縁しながら双方向に変換する。次
いで図３５、図３６にタイミングチャートを示し説明す
る。

【００１０】図３５の区間アの１次側ではスイッチング
素子１０１ａと１０１ｄ、２次側では１０３ｂと１０３
ｃがオンしているので、１次側電流は１次側平滑コンデ
ンサ２１→スイッチング素子１０１ａ→内蔵トランス１
０２→スイッチング素子１０１ｄ→１次側平滑コンデン
サ２１と流れ、内蔵トランス１０２の１次側にはＶ1の
電圧が印加される。内蔵トランス１０２の巻き数比を
ｎ：１とすると、内蔵トランス１０２の２次側にはほぼ
Ｖ1／ｎの電圧が発生し、内蔵トランス１０２→スイッ
チング素子１０３ｂ→２次側平滑コンデンサ２２→スイ
ッチング素子１０３ｃ→内蔵トランス１０２と電流がな
がれる。その電流値は内蔵トランス１０２の１次側電流
をｉL1、２次側電流をｉL2とすると ｉL2＝ｎ・ｉL1 （１） である。今内蔵トランス１０２の漏れインダクタンスを
Ｌhとし相互インダクタンスに比べ十分小さい値を選定
すると、オン時間ｔに対しｉL1は、 ｉL1＝（Ｖ1＋ｎ・Ｖ2）・ｔ／Ｌh （２） で求まる。いま位相重なり時間ｐｈ、このときの電流を
ＩL1ｘとする。（２）式から明らかなように、Ｖ1＋ｎ
・Ｖ2に比例して電流が増加する為、短時間で電流が増
加する。

【００１１】次に区間イではスイッチング素子１０３
ｂ、１０３ｃがオフとなり、１次側電流経路は同様であ
るが２次側電流は内蔵トランス１０２→スイッチング素
子１０３ａ（併設するダイオード）→２次側平滑コンデ
ンサ２２→スイッチング素子１０３ｄ（併設するダイオ
ード）→内蔵トランス１０２と電流が流れｉ2の方向が
逆転する。従って ｉL1＝ＩL1ｘ＋（Ｖ1−ｎ・Ｖ2）・ｔ／Ｌh （３） となる。このときの電流値をＩL1ｙとする。

【００１２】次に、区間ウではスイッチング素子１０１
ａ、１０１ｄがオフするので、１次側電流の方向が切り
替わり、内蔵トランス１０２→スイッチング素子１０１
ｃ（併設するダイオード）→１次側平滑コンデンサ２１
→スイッチング素子１０１ｂ（併設するダイオード）→
内蔵トランス１０２と流れる。２次側電流は同様であ
る。電流値は、 ｉL1＝−ＩL1ｙ＋（Ｖ1＋ｎ・Ｖ2）・ｔ／Ｌh （４） で減少し、ｉL1＝０となるまで続く。

【００１３】区間エでは１次側ではスイッチング素子１
０１ｂと１０１ｃ、２次側では１０３ａと１０３ｄがオ
ンしているので、１次側電流は１次側平滑コンデンサ２
１→スイッチング素子１０１ｃ→内蔵トランス１０２→
スイッチング素子１０１ｂ→１次側平滑コンデンサ２１
と流れ、２次側では内蔵トランス１０２→スイッチング
素子１０３ｄ→２次側平滑コンデンサ２２→スイッチン
グ素子１０３ａ→内蔵トランス１０２と電流がながれ
る。その電流値は（２）式と同様である。従って、同一
位相重なり時間ｐｈでは、電流はＩL1ｘとなる。

【００１４】次に区間オではスイッチング素子１０３
ａ、１０３ｄがオフとなり、１次側電流経路は同様であ
るが２次側電流は内蔵トランス１０２→スイッチング素
子１０３ｃ（併設するダイオード）→２次側平滑コンデ
ンサ２２→スイッチング素子１０３ｂ（併設するダイオ
ード）→内蔵トランス１０２と電流が流れｉ２の方向が
逆転する。従って、（３）と同様である。

【００１５】次に、区間カではスイッチング素子１０１
ｂ、１０１ｃがオフするので、１次側電流の方向が切り
替わり、内蔵トランス１０２→スイッチング素子１０１
ａ（併設するダイオード）→１次側平滑コンデンサ２１
→スイッチング素子１０１ｄ（併設するダイオード）→
内蔵トランス１０２と流れる。２次側電流は同様であ
る。電流値は、（４）式と同様であり、ｉL1＝０となる
まで続く。

【００１６】次に回生モードの動作について説明する。
回生モードでは電動機が発電機として動作するため、２
次側電圧Ｖ2が大きくなり、電力が２次側から１次側へ
逆流する。まず図３６の区間キの１次側ではスイッチン
グ素子１０１ｂと１０１ｃ、２次側では１０３ａと１０
３ｄがオンしているので、２次側電流は２次側平滑コン
デンサ２２→スイッチング素子１０３ａ→内蔵トランス
１０２→スイッチング素子１０３ｄ→２次側平滑コンデ
ンサ２２と流れ、内蔵トランス１０２の２次側にはＶ2
の電圧が印加される。内蔵トランス１０２の１次側には
ほぼｎ・Ｖ2の電圧が発生し、内蔵トランス１０２→ス
イッチング素子１０１ｂ→１次側平滑コンデンサ２１→
スイッチング素子１０１ｃ→内蔵トランス１０２と電流
がながれる。その電流値は ｉL1＝（Ｖ1＋ｎ・Ｖ2）・ｔ ／Ｌh （５） で求まる。いま位相重なり時間Ｔｘ、このときの電流を
ＩL1ｘとする。（５）式から明らかなように、Ｖ1＋ｎ
・Ｖ2に比例して電流が増加する為、短時間で電流が増
加する。

【００１７】次に区間クではスイッチング素子１０１
ｂ、１０１ｃがオフとなり、２次側電流経路は同様であ
るが１次側電流は内蔵トランス１０２→スイッチング素
子１０１ａ（併設するダイオード）→１次側平滑コンデ
ンサ２１→スイッチング素子１０１ｄ（併設するダイオ
ード）→内蔵トランス１０２と電流が流れｉ１の方向が
逆転する。従って、 ｉL1＝−ＩL1ｘ＋（ｎ・Ｖ2−Ｖ1）・ｔ／Ｌh （６） となる。このときの電流値をＩL1ｙとする。

【００１８】次に区間ケではスイッチング素子１０３
ａ、１０３ｄがオフするので、２次側電流の方向が切り
替わり内蔵トランス１０２→スイッチング素子１０３ｃ
（併設するダイオード）→２次側平滑コンデンサ２２→
スイッチング素子１０３ｂ（併設するダイオード）→内
蔵トランス１０２と流れる。１次側電流は同様である。
電流値は、 ｉL1＝−ＩL1ｙ＋（Ｖ1＋ｎ・Ｖ2）・ｔ／Ｌh （７） で減少し、ｉL1＝０となるまで続く。

【００１９】区間コでは１次側ではスイッチング素子１
０１ａと１０１ｄ、２次側では１０３ｂと１０３ｃがオ
ンしているので、２次側電流は２次側平滑コンデンサ２
２→スイッチング素子１０３ｃ→内蔵トランス１０２→
スイッチング素子１０３ｂ→２次側平滑コンデンサ２２
と流れ、１次側では内蔵トランス１０２→スイッチング
素子１０１ｄ→１次側平滑コンデンサ２１→スイッチン
グ素子１０１ａ→内蔵トランス１０２と１次電流がなが
れる。その電流値は（５）式と同様である。従って、同
一位相重なり時間ｐｈでは、電流はＩL1ｘとなる。

【００２０】次に区間サではスイッチング素子１０１
ａ、１０１ｄがオフとなり、２次側電流経路は同様であ
るが１次側電流は内蔵トランス１０２→スイッチング素
子１０１ｃ（併設するダイオード）→１次側平滑コンデ
ンサ２１→スイッチング素子１０１ｂ（併設するダイオ
ード）→内蔵トランス１０２と電流が流れｉ1の方向が
逆転する。従って、（６）と同様である。

【００２１】次に、区間シではスイッチング素子１０３
ｂ、１０３ｃがオフするので、２次側電流の方向が切り
替わり、内蔵トランス１０２→スイッチング素子１０３
ａ（併設するダイオード）→２次側平滑コンデンサ２２
→スイッチング素子１０３ｄ（併設するダイオード）→
内蔵トランス１０２と流れる。１次側電流は同様であ
る。電流値は、（７）式と同様であり、ｉL1＝０となる
まで続く。

【００２２】従って電流ｉ1、ｉL1、ｉ2は図３５及び図
３６に示すように台形波形となり、その伝達電力Ｐは概
略、 Ｐ＝（ｉ2の平均電流）×Ｖ2≒ｎ・ＩL1・Ｖ2 （８） となる。この様にして絶縁型で、双方向に直流電圧を変
換する事ができる。

【００２３】次に図３２の特性について説明する。図３
７は内蔵トランス１０２の漏れインダクタンスＬhが４
０ｕＨ、巻き数比ｎが２で、１次側電圧Ｖ1が６００Ｖ
の時、２次側に負荷抵抗Ｒ0＝３Ωをつなぎ、スイッチ
ング周期Ｔｓ＝５０μｓで、位相差ｐｈを変化させたと
きの２次側電圧Ｖ2を示すグラフである。この図３７よ
り、位相差ｐｈにより２次側電圧Ｖ2が制御できること
がわかる。次に図３８（ａ）は、内蔵トランス１０２の
巻き数比ｎ＝２で、２次側電圧Ｖ2を７５Ｖ一定に制御
して１次側電圧Ｖ1を１５０Ｖ、１２５Ｖにてトランス
１０２の２次側電流ｉL2を観測した結果である。この結
果より、Ｖ1＝ｎ・Ｖ2の時はｉL2は台形波形になるが、
Ｖ1≠ｎ・Ｖ2では台形波形にならずｉL2のピーク電流が
大きくなることがわかる。図３８（ｂ）は図３８（ａ）
と同一条件で、１次側電圧Ｖ1によりｉL2のピーク値が
どのように変化するかを見たものである。このように、
図３２の絶縁型双方向直流電圧変換回路を位相差制御す
ると、Ｖ1＝ｎ・Ｖ2という関係が成り立つ場合以外は、
ピーク電流が大きくなるということがわかる。

【００２４】上記の絶縁型双方向直流電圧変換回路は全
て図３２に示した単相のトランスを用いたものについて
述べた。上記米国特許第５，０２７，２６４号明細書に
は、図３９に示した３相の絶縁型双方向直流電圧変換回
路、あるいは多相の絶縁型双方向直流電圧変換回路につ
いても述べられているが、それらも上記と同様な特性で
ある。

【００２５】

【発明が解決しようとする課題】従来の電動機の運転制
御装置は以上のように構成されているので、様々な電源
電圧に対応するために、 １．電源電圧に応じた電動機の運転制御装置と電動機を
幾種類も用意するか、 ２．電動機の運転制御装置・電動機の電圧仕様と出力容
量に応じたトランスを電源電圧対応にて幾種類も用意す
るか、 ３．電動機は共通とし直流電圧変換回路を内蔵した電動
機の運転制御装置を幾種類も用意する必要があり、機器
の開発性、生産性、在庫管理性、保守管理性等の問題や
課題があった。又、電動機制御用としてはＤＣ３００Ｖ
〜６００Ｖクラスが主であり、しかも電動機等人体に接
触の機会が多い機器を対象としているため入力電源側と
機器間で完全な絶縁機構が必要である。そのためには上
記１、２は別にトランスを用意する必要があった。又、
電動機の運転制御装置や電動機、トランスは電源電圧仕
様に応じて回路部品（絶縁耐圧や電流容量）を選定する
ため、電源電圧によって外形寸法、外形構造や重量が大
きく異なるため、電動機の運転制御装置や電動機、トラ
ンスの規格化が著しく困難であった。又、電動機を使用
する機器（例えば工場設備機器や工作機械等）もそれぞ
れの電圧仕様に応じた電動機の運転制御装置や電動機、
トランスを組み付ける必要があるが、電圧仕様の変更に
伴い、電動機の運転制御装置や電動機、トランスの交
換、配線工事だけでなく、機器の構造・外形の変更、ひ
いては設置場所の変更等の問題も発生するという問題点
があった。又、電動機の運転制御装置と電動機は電気的
に直接接続されており、これらの機器の絶縁劣化によ
り、感電事故を招く可能性が高かった。

【００２６】又、絶縁型双方向直流電圧変換回路であ
る、米国特許第５，０２７，２６４号明細書に開示され
ている回路は、過電流になり易く、電流容量の大きなス
イッチング素子や、内蔵トランスが必要であった。

【００２７】この発明は上記のような問題点を解決する
ためになされたもので、電動機の運転制御装置や電動
機、配線等を共通に使用し最小限の回路構成の変更によ
り異なる電源電圧に対応でき、しかも電力を力行モード
及び回生モードの双方向運転が可能な入力電源側と電動
機間を絶縁構造とした電動機の運転制御装置を得ること
を目的とする。又、米国特許第５，０２７，２６４号明
細書に開示されている絶縁型双方向直流電圧変換回路の
過電流を抑えることも目的とする。

【００２８】

【課題を解決するための手段】この発明に係わる電動機
の運転制御装置においては、交流電源電圧を直流電圧に
変換する整流回路と直流電圧を交流電源電圧に変換する
電源用インバータ回路と絶縁型双方向直流電圧変換回路
を有するコンバータ部と、電動機に電力を供給するイン
バータ部と、を備えたものである。

【００２９】また、この発明に係わる電動機の運転制御
装置においては、交流電源電圧を直流電圧に変換する整
流回路と直流電圧を交流電源電圧に変換する電源用イン
バータ回路と双方向直流電圧変換回路よりなるコンバー
タ部と、電動機に電力を供給するインバータ部と、電動
機の運転制御装置の構成を、双方向直流電圧変換回路を
具備したコンバータ部と、の２つのブロックに分割し、
それぞれ別々のケースに組み込んだものである。

【００３０】また、この発明に係わる絶縁型双方向直流
電圧変換回路は、第１の直流電圧を交流電圧に変換する
スイッチング素子で構成された第１のコンバータと、こ
の第１のコンバータの交流電圧出力に１次側が接続され
たトランスと、このトランスの２次側に接続され交流電
圧を第２の直流電圧に変換するスイッチング素子で構成
された第２のコンバータと、を備え、送電側スイッチン
グ素子全部と受電側スイッチング素子の１部の駆動位相
差制御により伝達電力を制御するものである。

【００３１】さらに、この発明に係わる絶縁型双方向直
流電圧変換回路は、１次側電圧と２次側電圧の比を一定
に制御する電圧制御ループ回路と、を備えたものであ
る。

【００３２】さらにまた、この発明に係わる絶縁型双方
向直流電圧変換回路は、１次側電圧の２次側換算電圧と
２次側電圧のとの差を一定に制御する電圧制御ループ回
路を備えたものである。

【００３３】さらに、この発明に係わる絶縁型双方向直
流電圧変換回路は、動作状況により、２次側電圧一定制
御と、１次側電圧の２次側換算電圧と２次側電圧の差一
定制御、または１次側電圧と２次側電圧の比一定制御を
切り替えて制御する電圧制御ループ回路を備えたもので
ある。

【００３４】さらにまた、この発明に係わる絶縁型双方
向直流電圧変換回路は、絶縁型双方向直流電圧変換回路
の制御切り替えを判断する動作状況が、伝達電力であ
り、伝達電力が小さい場合は２次側電圧一定制御、伝達
電力が大きい場合は１次側電圧の２次側換算電圧と２次
側電圧の差一定制御、または１次側電圧と２次側電圧の
比一定制御をする電圧制御ループ回路を備えたものであ
る。

【００３５】さらにまた、この発明に係わる絶縁型双方
向直流電圧変換回路は、絶縁型双方向直流電圧変換回路
の制御切り替えを判断する動作状況が、１次側電圧であ
り、１次側電圧が設定値より高い場合は２次側電圧一定
制御、１次側電圧が設定値より低い場合は１次側電圧の
２次側換算電圧と２次側電圧の差一定制御、または１次
側電圧と２次側電圧の比一定制御をする電圧制御ループ
回路を備えたものである。

【００３６】また、この発明に係わる絶縁型双方向直流
電圧変換回路は、１次側電圧と２次側電圧の比一定制
御、及び１次側電圧の２次側換算値と２次側電圧の差一
定制御と、２次側電圧一定制御を切り換えて使用する
際、切り替えた制御方法により制御系のゲインを変えて
制御する電圧制御ループ回路を備えたものである。

【００３７】また、この発明に係わる絶縁型双方向直流
電圧変換回路は、１次側電圧と２次側電圧の比一定制
御、及び１次側電圧の２次側換算値と２次側電圧の差一
定制御と、２次側電圧一定制御を切り替えて使用する
際、制御方法切り替えの際、２次側電圧の指令値が急変
しないように、指令変化の傾きの最大値を規定する電圧
制御ループ回路を備えたものである。

【００３８】また、この発明に係わる絶縁型双方向直流
電圧変換回路は、検出した１次側電圧のリップルを減衰
できるフィルタを備えたものである。

【００３９】さらに、この発明に係わる絶縁型双方向直
流電圧変換回路は、１次側電圧と２次側電圧の１次側換
算電圧の差によりパルス幅を変化させるものである。

【００４０】また、この発明に係わる電動機の運転制御
装置においては、交流電源電圧を直流電圧に変換する整
流回路と直流電圧を交流電源電圧に変換する電源用イン
バータ回路と絶縁型双方向直流電圧変換回路よりなるコ
ンバータにおいて、電源投入時に、整流回路と絶縁型双
方向直流電圧変換回路を同時に動作させるものである。

【００４１】

【作用】この発明における電動機の運転制御装置は、絶
縁型双方向直流電圧変換回路を備えたので、異なる電源
電圧に対してコンバータ部の出力電圧を一定範囲の直流
電圧にすることができ、しかも双方向の電圧変換を行う
ことができる。

【００４２】また、この発明における電動機の運転制御
装置は、異なる電源電圧に対して一定範囲の直流電圧に
双方向の電圧変換を行うコンバータ部とインバータ部と
の２つのブロックに分割し、それぞれ別々のケースに内
蔵させたので、異なる電源電圧に対しても、電動機、イ
ンバータ部及びその配線等は同一でコンバータ部のみの
取り替えにて対応が可能となる。

【００４３】また、この発明における絶縁型双方向直流
電圧変換回路は、内蔵トランスの送電側スイッチング素
子と受電側の片側アームスイッチング素子の駆動位相差
制御により伝達電力の制御するようにしたので、電流波
形の傾きが半減し、制御性が向上できた。

【００４４】さらに、２次側電圧を１次側電圧の変動に
比例して制御するようにしたので、１次側電圧に変動が
あっても最大電流を抑制できる。

【００４５】さらにまた、１次側電圧の２次側換算電圧
と２次側電圧との差が一定になるように制御するように
したので、１次側電圧の変動やインバータ部の出力変動
に対し、最大電流を抑制できる。

【００４６】さらに、動作状況により２次側電圧一定制
御と、１次側電圧の２次側換算電圧と２次側電圧との差
一定制御、または１次側電圧と２次側電圧の比一定制御
と切り換えて制御するようにしたので、電源電圧の変動
や電動機の出力変動といった状況に応じ最大電流を抑制
できる。

【００４７】さらにまた、軽出力の場合は２次側電圧一
定制御、重出力の場合は１次側電圧の２次側換算電圧と
２次側電圧との差一定制御、または１次側電圧と２次側
電圧の比一定制御と切り換えて制御するようにしたの
で、電源電圧の変動や電動機の出力変動に対し、最大電
流を抑制できる。

【００４８】さらにまた、１次側電圧が設定値より高い
ときは２次側電圧一定制御、１次側電圧が設定値より低
い場合は１次側電圧の２次側換算電圧と２次側電圧との
差一定制御、または１次側電圧と２次側電圧の比一定制
御と、切り替えて制御するようにしたので、電源投入時
や電源電圧異常時において、最大電流を抑制できる。

【００４９】また、２次側電圧一定制御をするときは、
ゲインを適当に高くし、１次側電圧の２次側換算電圧と
２次側電圧との差一定制御、または１次側電圧と２次側
電圧の比一定制御をするときは、ゲインを低く抑えて制
御するようにしたので、２次側電圧一定制御をするとき
は、電圧ループ応答を上げ、１次側電圧の２次側換算電
圧と２次側電圧との差一定制御、または１次側電圧と２
次側電圧の比一定制御をするときは、１次側電圧のリッ
プルにより電流が振動的になるのを抑えることができ
る。

【００５０】また、２次側電圧一定制御、１次側電圧の
２次側換算値と２次側電圧との差一定制御、または１次
側電圧と２次側電圧の比一定制御を切り替えて使用する
際、その切り替わり時に２次側電圧の指令値の指令変化
の傾きの最大値を規定するようにしたので、２次側電圧
の指令の急変により発生する過大な電流を抑えることが
できる。

【００５１】また、１次側電圧と２次側電圧の比を一定
に制御する際、及び１次側電圧の２次側換算電圧と２次
側電圧の差を一定に制御する際、検出した１次側電圧の
リップルをフィルタにより減衰するようにしたので、１
次側電圧のリップルにより電流が振動的になるのを抑え
ることができる。

【００５２】さらに、絶縁型双方向直流電圧変換回路の
１次側電圧と２次側電圧の差により、その電圧差で、設
定した最大ピーク電流になる最大パルス幅を求め、パル
ス幅の上限を制限するようにしたので、電源投入時や、
電圧降下時に最大電流を抑えることができる。

【００５３】また、この発明における電動機の運転制御
装置は、交流電源電圧を直流電圧に変換する整流回路と
直流電圧を交流電源電圧に変換する電源用インバータ回
路と絶縁型双方向直流電圧変換回路よりなるコンバータ
において、電源投入時に、整流回路と絶縁型双方向直流
電圧変換回路を同時に動作させ、１次側電圧変化と２次
側電圧変化を同時に行わせるようにしたので、過大な電
流を抑えることができる。

【００５４】

【実施例】

実施例１．以下、この発明の一実施例を図１について説
明する。図１はこの発明の一実施例の絶縁型双方向直流
電圧変換回路を具備した電動機の運転の運転制御装置の
ブロック図である。図において、図２８に示した従来の
電動機の運転制御装置と異なる記号のみを説明する。３
０は絶縁型双方向直流電圧変換回路を具備した電動機の
運転制御装置、３１は絶縁型双方向直流電圧変換機能付
きのコンバータ部、３２は絶縁型双方向直流電圧変換
部、３３は絶縁型双方向直流電圧変換回路、３４は平滑
回路、３５は絶縁型双方向直流電圧変換回路３３の制御
回路である。

【００５５】次にこの発明の動作について説明する。絶
縁型双方向直流電圧変換部３２では入力電圧１ａの大き
さにより変わる１次側直流電圧Ｖ1を、２次側直流電圧
Ｖ2に絶縁しながら双方向に変換する。絶縁されている
ため外部にトランスを設けることなく入力電源側と機器
間で完全に絶縁することができ、電動機等人体に接触の
機会が多い機器であっても感電する恐れがなく安全であ
る。

【００５６】又、絶縁型双方向直流電圧変換回路３３と
しては、従来例の図３２や図３９で示した回路以外にも
図２に示す回路など様々なものが考えられている。ここ
で図２は、平成５年電気学会全国大会にて提案された回
路図であり、３３ａは絶縁型双方向直流電圧変換回路で
ある。

【００５７】実施例２．図３（ａ）は電動機の運転制御
装置を双方向直流電圧変換機能付きコンバータ部３１と
インバータ部５との２つのモジュールに分割し、別々の
ケースに組み込む構成としたブロック図を示す。図３
（ｂ）は複数台の電動機（３ａ、３ｂ、３ｃ）を駆動す
る場合の回路構成を示す。双方向直流電圧変換機能付き
コンバータ部３１を共通に使用し、各電動機に応じたイ
ンバータ部（５ａ、５ｂ、５ｃ）を組み合わせる。図３
（ｃ）はインバータ部及び電動機の電圧仕様が入力電圧
１と合致する場合を示す。この場合、図１の双方向直流
電圧変換部３２は不必要であり、図２７で示す従来の電
動機の運転制御装置のコンバータ部４を１つのモジュー
ルとしてケースに組み込んだものを組み合わせることが
可能である。

【００５８】このように、双方向直流電圧変換機能付き
コンバータ部３１又はコンバータ部４と、インバータ部
５に分割モジュール化する事により、容易に異なる入力
電圧に対応できる。しかも外部配線が多数複雑に接続さ
れるインバータ部や交換に精度や技術を要する電動機を
そのまま同一のものを使用できるので、電源電圧によら
ず電動機を使用する機器の構造、配線等を共通化でき
る。又の運転制御装置や電動機の種類を最小限に抑える
ことが出来る。例えば、コンバータ部４、インバータ部
５及び電動機をＡＣ２００Ｖ用とし、電圧変換機能付き
コンバータ部３１をＡＣ４００Ｖ用とすれば、国内のＡ
Ｃ２００Ｖ電源にたいしてはコンバータ部４とインバー
タ部５を組み合わせて対応し、海外のＡＣ４００Ｖ電源
に対しては電圧変換機能付きコンバータ部３１とインバ
ータ部５を組み合わせて対応する。この結果、国内向け
に製作した機器を４００Ｖ用の電圧変換機能付きコンバ
ータ部３１の交換のみで海外向けに対応できる上に、電
源電圧に係わらずインバータ部５と電動機３の共通化、
それらへの配線と線種（耐電圧やサイズ等）の共通化が
達成できる。

【００５９】実施例３．図４は、この発明の一実施例の
絶縁型双方向直流電圧変換回路のブロック図である。即
ち従来例の図３２に対し１１０の絶縁型双方向直流電圧
変換回路のスイッチング素子制御回路部分が異なる（図
４中１１０ａで示す）。図５は、スイッチング素子制御
回路１１０ａの内部構成例を示すブロック図で、従来例
のスイッチング素子制御回路の構成例のブロック図であ
る図３３と異なる点は、位相差ｐｈにより力行・回生を
判別する力行・回生判別回路１１５、及び駆動スイッチ
切り替え回路１１６である。例えば力行・回生判別回路
１１５は、位相差ｐｈが正ならば力行として１を出力
し、ｐｈが負ならば回生として０を出力する。それを受
けて駆動スイッチ切り替え回路１１６は１（力行）なら
ば２次側スイッチング素子１０３ｃ、１０３ｄを遮断
し、１次側スイッチング素子全部と２次側スイッチング
素子の一部で位相差制御を行う。又０（回生）ならば１
次側スイッチング素子１０１ｃ、１０１ｄを遮断し、１
次側スイッチング素子の一部と２次側スイッチング素子
の全部で位相差制御を行う。図６は、内蔵トランス１０
２の１次側駆動回路と２次側駆動回路の動作状態を示す
タイミングチャート、及びその電流波形を示す図であ
る。（ａ）は力行モード、（ｂ）は回生モードを示す。

【００６０】また、この発明の動作について説明する。
この発明は１次側スイッチング素子と２次側スイッチン
グ素子を同時に駆動し、その位相差を制御する事で伝達
電力の制御を行うと同時に、位相重なり時間ｐｈ（位相
差）の時間を長くすることで制御性の向上をはかるもの
である。図６及び図７において、区間ア、エ、キ、コ以
外は図３５と同一であり説明を省略する。まず図６
（ａ）の区間アの１次側ではスイッチング素子１０１ａ
と１０１ｄ、２次側では１０３ｂがオンしているので、
１次側電流は１次側平滑コンデンサ２１→スイッチング
素子１０１ａ→内蔵トランス１０２→スイッチング素子
１０１ｄ→１次側平滑コンデンサ２１と流れ、内蔵トラ
ンス１０２の１次側にはＶ１の電圧が印加される。内蔵
トランス１０２の２次側にはほぼＶ1／ｎの電圧が発生
し、内蔵トランス１０２→スイッチング素子１０３ｂ→
スイッチング素子１０３ｄ（併設するダイオード）→内
蔵トランス１０２と２次電流がながれる。その電流値は ｉL1＝Ｖ1・ｔ／Ｌh （９） で求まる。（２）式に比べ（９）式ではｉL1の増加する
早さが約半分のため、ＩL1ｘを同程度とするにはｐｈを
２倍にでき、従来例に比べ制御が容易になる。

【００６１】また、区間エではスイッチング素子１０１
ｂと１０１ｃ、２次側では１０３ａがオンしているの
で、１次側電流は１次側平滑コンデンサ２１→スイッチ
ング素子１０１ｃ→内蔵トランス１０２→スイッチング
素子１０１ｂ→１次側平滑コンデンサ２１と流れ、２次
側には内蔵トランス１０２→スイッチング素子１０３ｃ
（併設するダイオード）→スイッチング素子１０３ａ→
内蔵トランス１０２と２次電流がながれ、その電流値は
（９）式と同一である。

【００６２】また回生モードでは、図７の区間キの１次
側ではスイッチング素子１０１ｂ、２次側では１０３
ａ、１０３ｄがオンしているので、２次側電流は２次側
平滑コンデンサ２２→スイッチング素子１０３ａ→内蔵
トランス１０２→スイッチング素子１０３ｄ→２次側平
滑コンデンサ２２と流れ、１次側は内蔵トランス１０２
→スイッチング素子１０１ｂ→スイッチング素子１０１
ｄ（併設するダイオード）→内蔵トランス１０２と２次
電流がながれる。その電流値は（９）で求まる。

【００６３】また、区間コではスイッチング素子１０１
ａ、２次側では１０３ｂと１０３ｃがオンしているの
で、２次側電流は２次側平滑コンデンサ２２→スイッチ
ング素子１０３ｃ→内蔵トランス１０２→スイッチング
素子１０３ｂ→２次側平滑コンデンサ２２と流れ、１次
側には内蔵トランス１０２→スイッチング素子１０１ｃ
（併設するダイオード）→スイッチング素子１０１ａ→
内蔵トランス１０２と１次電流がながれ、その電流値は
（９）式と同一である。

【００６４】図６及び図７にて明らかなように、力行時
は区間ア、エで２次側平滑回路２２に電流が戻らず、回
生時は区間キ、コで１次側平滑回路２１に電流が戻らな
い為平滑用の電解コンデンサのリップル電流が減り、電
解コンデンサの省容量化と長寿命化が図れる。

【００６５】実施例４．図８は、この発明の一実施例の
絶縁型双方向直流電圧変換回路のブロック図である。即
ち従来例の図３２に対し１２０の絶縁型双方向直流電圧
変換回路の電圧ループ制御回路部分が異なる（図８中１
２０ａで示す）。この発明は電圧ループ制御回路を改善
したものである。従来例では、Ｖ2が一定となるよう制
御したが、実施例４では、Ｖ1とＶ2の比が一定となるよ
う制御する。図９（ａ）は、電圧ループ制御回路１２０
ａの内部構成例を示すブロック図で、従来例の電圧ルー
プ制御回路の構成例のブロック図である図３４（ａ）と
異なる点は、２次側電圧指令値Ｖ2refを１次側電圧Ｖ1
より求める電圧比乗算回路１２３を設けたことである。
ここで１次側電圧と２次側電圧の比はｎｋとした。こう
することにより１次側電圧と２次側電圧の比を一定に制
御する。又、図９（ｂ）は、図９（ａ）の動作をフロー
チャートで示したもので、ステップＳ１で１次側電圧を
入力し、ステップＳ２で２次側電圧指令Ｖ2refを１次側
電圧Ｖ1をｎｋで割ることにより求める。そして次にそ
のＶ2refより、ステップＳ１０１〜Ｓ１０４を実行す
る。このステップＳ１０１〜Ｓ１０４は従来の電圧ルー
プ制御回路１２０のフローと同様である。

【００６６】ついで動作について説明する。従来例で説
明した絶縁型双方向直流電圧変換回路の特性を示す図３
８（ｂ）に示すように、トランス電流ｉL2は、１次側電
圧Ｖ1と２次側電圧Ｖ2の比によりそのピーク値が大きく
変わる。最もピーク電流が小さくなるのは、Ｖ1＝ｎ・
Ｖ2の時であり、逆にＶ1／ｎ＝Ｖ2ref（言い替えればＶ
1／ｎ：Ｖ2ref＝１：１）で制御すれば、その時点での
Ｖ1において最も低い電流とする事ができる。つまり上
記１次側電圧と２次側電圧の比ｎｋを、トランス１０２
の巻き数比ｎとすることにより、ピーク電流を抑えた状
態で制御することができる。又例えばｎｋ＝ｎ・０．９
（言い替えればＶ1／ｎ：Ｖ2ref＝０．９：１）として
制御しても２次側電圧を一定に制御するよりもピーク電
流がむやみに増大するのを防ぐことができる。

【００６７】実施例５．図１０は、この発明の一実施例
の絶縁型双方向直流電圧変換回路のブロック図である。
即ち従来例の図３２に対し、絶縁型双方向直流電圧変換
回路の電圧ループ制御回路１２０部分が異なる（図１０
中１２０ｂで示す）。この発明は電圧ループ制御回路を
改善したものである。従来例ではＶ2が一定となるよう
制御したが、実施例５では、Ｖ1／ｎとＶ2の差が一定と
なるよう制御する。図１１（ａ）は、電圧ループ制御回
路１２０ｂの内部構成例を示すブロック図で、従来例の
電圧ループ制御回路の構成例のブロック図である図３４
（ａ）と異なる点は、１次側電圧Ｖ1を２次側に換算す
る２次側換算回路１２４を設け、２次側換算した１次側
電圧Ｖ1／ｎに電圧差指令△Ｖ*を加算器１２５により加
算してやることにより、２次側電圧指令Ｖ2refを求める
ようにしたことである。こうすることにより２次側換算
１次側電圧と２次側電圧の差を一定に制御する。又、図
１１（ｂ）は、図１１（ａ）をフローチャートで示した
もので、ステップＳ１で１次側電圧を入力し、ステップ
Ｓ３で２次側電圧指令Ｖ2refを２次側換算１次側電圧Ｖ
1／ｎと△Ｖ*を足すことにより求める。そして次にその
Ｖ2refより、ステップＳ１０１〜Ｓ１０４を実行する。
このステップＳ１０１〜Ｓ１０４は従来の電圧ループ制
御回路１２０のフローと同様である。

【００６８】ついで動作について説明する。実施例４で
述べたように、トランス電流ｉL2は、１次側電圧Ｖ1と
２次側電圧Ｖ2の比によりそのピーク値が大きく変わ
る。最もピーク電流が小さくなるのは、Ｖ1＝ｎ・Ｖ2の
時であり、逆にＶ1／ｎ＝Ｖ2refで制御すれば、その時
点でのＶ1において最も低い電流とする事ができる。こ
れは実施例５では、△Ｖ*＝０Ｖとすることで同様なこ
とができる。又、例えば△Ｖ*＝３３．３Ｖとしても２
次側電圧を一定に制御するよりもピーク電流がむやみに
増大するのを防ぐことができる。この実施例５と実施例
４の違いは以下のように説明される。例えば実施例４
で、ｎｋ＝ｎ・０．９、ｎ＝２として制御する場合、Ｖ
1＝６００ＶならばＶ2ref＝３３３．３Ｖ、Ｖ1＝７００
ＶならばＶ2ref＝３８８．９Ｖ、Ｖ1＝５００Ｖならば
Ｖ2ref＝２７７．８Ｖとなる。一方、実施例５の差一定
制御によれば、△Ｖ*＝３３．３Ｖとすると、Ｖ1＝６０
０ＶならばＶ2ref＝３３３．３Ｖ、Ｖ1＝７００Ｖなら
ばＶ2ref＝３８３．３Ｖ、Ｖ1＝５００ＶならばＶ2ref
＝２８３．３Ｖとなり、実施例４による比一定制御より
Ｖ1の変動に対して多少であるが、Ｖ2refの変動範囲が
狭くなっている。しかし、Ｖ1＝５００Ｖにおいて、Ｖ1
／ｎ：Ｖ2ref＝０．８８：１となっており、実施例４に
よる０．９：１よりピーク電流が増えてしまう。つま
り、ある程度ピーク電流を抑えて、多少でも２次側電圧
の変動を抑えたいときは、実施例５による２次側換算１
次側電圧と２次側電圧の差を一定に制御する方法をと
り、ピーク電流を確実に抑えたいときは、実施例４によ
る１次側電圧と２次側電圧の比を一定に制御する方法を
とる。

【００６９】実施例６．従来例ではＶ2を一定に制御
し、また実施例４ではＶ1とＶ2の比を一定に制御、実施
例５ではＶ1／ｎとＶ2の差を一定に制御したが、実施例
６は電圧ループ制御回路を改善したものである。絶縁型
双方向直流電圧変換回路として、２次側電圧を一定に制
御する必要のある用途においては、従来例のように２次
側電圧を一定に制御すれば良いが、その場合図３８
（ｂ）に示すように、１次側電圧によってピーク電流が
増大してしまう。そこで実施例４の電圧比一定制御や、
実施例５の電圧差一定制御によればピーク電流を抑える
ことができる。しかし実施例４及び実施例５では、１次
側電圧の変動が２次側電圧に直接影響してしまい、２次
側電圧を一定に制御する必要のある用途においては問題
となる。そこで、実施例６では、動作状況により２次側
電圧一定制御と、１次側電圧と２次側電圧の比一定制
御、及び２次側換算１次側電圧と２次側電圧の差一定制
御を切り替えて使用することにより、実動作状況におい
ては２次側電圧を一定に制御し、ピーク電流を抑えたい
ときは１次側電圧と２次側電圧の比一定制御、もしくは
２次側換算１次側電圧と２次側電圧の差一定制御とす
る。

【００７０】次にこの発明の動作について説明する。こ
こでは２次側電圧一定制御と、１次側電圧と２次側電圧
の比一定制御を、絶縁型双方向直流電圧変換回路のスイ
ッチング素子の温度によって切り替える例を示す。図１
２は、この発明の一実施例の絶縁型双方向直流電圧変換
回路のブロック図である。即ち従来例の図３２に対し温
度検出器１２６と絶縁型双方向直流電圧変換回路の電圧
ループ制御回路１２０ｃ部分が異なる。図１３（ａ）
は、電圧ループ制御回路１２０ｃの内部構成例を示すブ
ロック図で、従来例の電圧ループ制御回路の構成例のブ
ロック図である図３４（ａ）と異なる点は、２次側電圧
指令値Ｖ2ref を１次側電圧Ｖ1より求める電圧比乗算回
路１２３を設け、さらに図１２の温度検出器１２６より
入力したスイッチング素子の温度ｔｈと設定温度ｔｈ０
を比較し、その大小関係を判断する温度判定回路１２
７、及び温度判定回路１２７の出力により制御を切り替
えるスイッチ１２８ａ、１２８ｂを設けたことである。
こうすることにより２次側電圧一定制御と、１次側電圧
と２次側電圧の比一定制御をスイッチング素子の温度ｔ
ｈによって切り替えることができる。

【００７１】又、図１３（ｂ）は、図１３（ａ）の動作
をフローチャートで示したもので、ステップＳ４でスイ
ッチング素子の温度ｔｈを入力し、ステップＳ５でｔｈ
とｔｈ０を比較しスイッチング素子の温度ｔｈが設定温
度ｔｈ０より大きければ、ステップＳ６でスイッチ１２
８ａをオフ、スイッチ１２８ｂをオンする。又逆にスイ
ッチング素子の温度ｔｈが設定温度ｔｈ０より小さけれ
ば、ステップＳ７でスイッチ１２８ａをオン、スイッチ
１２８ｂをオフする。ステップＳ６へ進んだ場合は、１
次側電圧と２次側電圧の比一定制御であり、ステップＳ
８で１次側電圧Ｖ1を入力し、ステップＳ９で２次側電
圧指令Ｖ2refを、１次側電圧Ｖ1を目標電圧比ｎｋで割
ることにより求める。ステップＳ７に進んだ場合は、２
次側電圧一定制御で、ステップＳ１０で２次側電圧指令
Ｖ2refとして２次側電圧目標値Ｖ2*（固定値）を代入す
る。以上のようにしてスイッチング素子の温度ｔｈによ
り異なる２次側指令電圧となる。そして次にそのＶ2ref
より、ステップＳ１０１〜Ｓ１０４を実行する。このス
テップＳ１０１〜Ｓ１０４は従来の電圧ループ制御回路
１２０のフローと同様である。

【００７２】こうすることにより、双方向直流電圧変換
回路のスイッチング素子の温度が高いときは、極力電流
を低く抑え、温度上昇を抑え、双方向直流電圧変換回路
のスイッチング素子の加熱破壊を防ぐことができる。ま
た双方向直流電圧変換回路の温度が低いときは、多少電
流ピークは大きくなるものの、２次側電圧を一定に保つ
ことができる。

【００７３】実施例７．実施例６では、動作状況により
２次側電圧一定制御と、１次側電圧と２次側電圧の比一
定制御、及び２次側換算１次側電圧と２次側電圧の差一
定制御を切り替えて使用することを示したが、実施例７
は、電圧ループ制御回路を改善したものであり、その制
御を切り替える動作状況が伝達電力であることを特徴と
しているる。実施例６では、制御切り換えの判断基準の
例として、スイッチング素子の温度により判断したが、
スイッチング素子のジャンクション温度の検出は正確に
出来ないことが多く、ケースの温度などで代用してい
る。そのため急激な負荷の変動などにより温度が急上昇
した場合などは、ジャンクション温度を低く見積もって
しまい加熱破壊に至ってしまう。そこで実施例７は、伝
達電力より、軽負荷時は２次電圧の一定値制御を行い、
重負荷時には１次側電圧と２次側電圧の比一定制御、も
しくは２次側換算１次側電圧と２次側電圧の差一定制御
を行うものである。

【００７４】次に動作について説明する。ここでは２次
側電圧一定制御と、１次側電圧と２次側電圧の比一定制
御を、絶縁型双方向直流電圧変換回路の２次側伝達電力
によって切り替える例を示す。図１４は、この発明の一
実施例の絶縁型双方向直流電圧変換回路のブロック図で
ある。即ち従来例の図３２に対し絶縁型双方向直流電圧
変換回路の電圧ループ制御回路１２０ｄ部分が異なる。
図１５（ａ）は、電圧ループ制御回路１２０ｄの内部構
成例を示すブロック図で、実施例６の電圧ループ制御回
路の構成例のブロック図である図１３（ａ）と異なる点
は、制御を切り替えるスイッチ１２８ａ、１２８ｂを２
次側電力によって切り替えるために、２次側電流平均回
路１２９、電力検出回路１３０、電力判定回路１３１を
設けたことである。こうすることにより２次側電圧一定
制御と、１次側電圧と２次側電圧の比一定制御を２次側
伝達電力により切り替えることができる。

【００７５】又、図１５（ｂ）は、図１５（ａ）の動作
をフローチャートで示したもので、ステップＳ１１で２
次側電流ｉ2を入力し、ステップＳ１２で２次側電流ｉ2
の平均値Ｉ2を求め、ステップＳ１３で２次側電圧Ｖ２
を入力し、ステップＳ１４で２次側伝達電力Ｐを求め
る。次にステップＳ１５で伝達電力Ｐと設定電力Ｐ0を
比較し伝達電力Ｐが設定電力Ｐ0より大きければ、ステ
ップＳ６でスイッチ１２８ａをオフ、スイッチ１２８ｂ
をオンする。又逆に伝達電力Ｐが設定電力Ｐ0より小さ
ければ、ステップＳ７でスイッチ１２８ａをオン、スイ
ッチ１２８ｂをオフする。ステップＳ６へ進んだ場合
は、１次側電圧と２次側電圧の比一定制御であり、ステ
ップＳ８で１次側電圧Ｖ１を入力し、ステップＳ９で２
次側電圧指令Ｖ2refを１次側電圧Ｖ1を目標電圧比ｎｋ
で割ることにより求める。ステップＳ７に進んだ場合
は、２次側電圧一定制御で、ステップＳ１０で２次側電
圧指令Ｖ2refとして２次側電圧目標値Ｖ2*（固定値）を
代入する。以上のようにして伝達電力Ｐにより異なる２
次側指令電圧となる。そして次にそのＶ2refより、ステ
ップＳ１０１〜Ｓ１０４を実行する。このステップＳ１
０１〜Ｓ１０４は従来の電圧ループ制御回路１２０のフ
ローと同様である。

【００７６】こうすることにより、急激な負荷変動によ
り伝達電力が増えた場合、温度が上昇するのをいち早く
防ぐために、電流ピークを抑えるべく１次側電圧と２次
側電圧の比一定制御を行い、温度破壊を防ぐことができ
る。また双方向直流電圧変換回路の伝達電力が低いとき
は、多少電流ピークは大きくなるものの、２次側電圧を
一定に保つことができる。

【００７７】実施例８．実施例６では、動作状況により
２次側電圧一定制御と、１次側電圧と２次側電圧の比一
定制御、及び２次側換算１次側電圧と２次側電圧の差一
定制御を切り替えて使用することを示したが、実施例８
は電圧ループ制御回路を改善したものであり、その制御
を切り替える動作状況が１次側電圧であることを特徴と
している。電源電圧が大きく変化する場合、例えば、電
源投入時や電源異常時において、２次側電圧一定制御に
していると従来例で説明した図３８（ｂ）によると電流
ピークが上昇してしまう。そこでこの発明では、１次側
電圧Ｖ1が設定値（下限）Ｖ1nより小さい、または設定
値（上限）Ｖ1pより大きいときは１次側電圧と２次側電
圧の比一定制御、もしくは２次側換算１次側電圧と２次
側電圧の差一定制御を行い、通常は２次側電圧一定制御
を行う。

【００７８】次に動作について説明する。ここでは２次
側電圧一定制御と、１次側電圧と２次側電圧の比一定制
御を、絶縁型双方向直流電圧変換回路の１次側電圧によ
って切り替える例を示す。図１６は、この発明の一実施
例の絶縁型双方向直流電圧変換回路のブロック図であ
る。即ち従来例の図３２に対し絶縁型双方向直流電圧変
換回路の電圧ループ制御回路１２０ｅ部分が異なる。図
１７（ａ）は、電圧ループ制御回路１２０ｅの内部構成
例を示すブロック図で、実施例６の電圧ループ制御回路
の構成例のブロック図である図１３（ａ）と異なる点
は、制御を切り替えるスイッチ１２８ａ、１２８ｂを１
次側電圧によって切り替えるために、１３２の電圧判定
回路を設けたことである。こうすることにより２次側電
圧一定制御と、１次側電圧と２次側電圧の比一定制御を
１次側電圧により切り替えることができる。

【００７９】又、図１７（ｂ）は、図１７（ａ）の動作
をフローチャートで示したもので、ステップＳ１６で１
次側電圧Ｖ1を入力し、ステップＳ１７で１次側電圧Ｖ1
と設定電圧（下限）Ｖ1n及び設定電圧（上限）Ｖ1pを比
較しＶ1がＶ1nより小さいか、Ｖ1pより大きければ、ス
テップＳ６でスイッチ１２８ａをオフ、スイッチ１２８
ｂをオンする。又逆にＶ1がＶ1nより大きく、Ｖ1pより
小さければ、ステップＳ７でスイッチ１２８ａをオン、
スイッチ１２８ｂをオフする。ステップＳ６へ進んだ場
合は、１次側電圧と２次側電圧の比一定制御であり、ス
テップＳ８で１次側電圧Ｖ1を入力し、ステップＳ９で
２次側電圧指令Ｖ2refを１次側電圧Ｖ1を目標電圧比ｎ
ｋで割ることにより求める。ステップＳ７に進んだ場合
は、２次側電圧一定制御で、ステップＳ１０で２次側電
圧指令Ｖ2refとして２次側電圧目標値Ｖ2*（固定値）を
代入する。以上のようにして１次側電圧Ｖ1により異な
る２次側指令電圧となる。そして次にそのＶ2refより、
ステップＳ１０１〜Ｓ１０４を実行する。このステップ
Ｓ１０１〜Ｓ１０４は従来の電圧ループ制御回路１２０
のフローと同様である。

【００８０】こうすることにより電源投入時や電源異常
時などで１次側電圧Ｖ1が大きく変化した場合でもトラ
ンス電流ピーク値は過度に増加することはなく、また通
常は２次側電圧を一定にすることができる。

【００８１】実施例９．実施例６では、動作状況により
２次側電圧一定制御と、１次側電圧と２次側電圧の比一
定制御、及び２次側換算１次側電圧と２次側電圧の差一
定制御を切り替えて使用する時、切り替えた制御方法に
よらず同じゲインＫを用いていたが、この発明は電圧ル
ープ制御回路を改善したものであり、その切り替えた制
御方法によりゲインを変えることを特徴としている。１
次側電圧と２次側電圧の比一定制御、または２次側換算
１次側電圧と２次側電圧の差一定制御の時、１次側電圧
にリップルがのっていると、２次側電圧指令にもリップ
ルがのってしまう。負荷によりこのリップルが問題にな
る場合もあるが、問題にならない場合もある。しかし例
え負荷にとって問題にならない場合でも、この指令にの
ったリップルにより、ゲインを高くすると絶縁型双方向
直流電圧変換回路のトランス電流が振動的になってしま
い、ピーク電流が高くなり、絶縁型双方向直流電圧変換
回路のスイッチング素子が破壊したりする恐れがある。
そのため、ゲインを低く抑え、１次側電圧のリップルに
応答しないようにしなければならない。一方、２次側電
圧一定制御では、指令に１次側電圧のリップルが影響す
ることはなく、１次側電圧と２次側電圧の比一定制御、
または２次側換算１次側電圧と２次側電圧の差一定制御
の時よりもゲインを上げ、電圧ループの応答を高めるこ
とができる。そこで、実施例８で述べたような、１次側
電圧と２次側電圧の比一定制御、または２次側換算１次
側電圧と２次側電圧の差一定制御を行うのは電源投入時
や電源以上時のみといった場合には、そのときだけ低ゲ
インＫ１を使い、通常動作時の２次側電圧一定制御の時
は、必要なだけ電圧ループの応答を高めるための高ゲイ
ンＫ２とする。

【００８２】次に動作について説明する。ここでは２次
側電圧一定制御と、１次側電圧と２次側電圧の比一定制
御を、絶縁型双方向直流電圧変換回路の１次側電圧によ
って切り替え、１次側電圧と２次側電圧の比一定制御の
時は低ゲインＫ１、２次側電圧一定制御の時は高ゲイン
Ｋ２を用いて制御する例を示す。図１８は、この発明の
一実施例の絶縁型双方向直流電圧変換回路のブロック図
である。即ち従来例の図３２に対し絶縁型双方向直流電
圧変換回路の電圧ループ制御回路１２０ｆ部分が異な
る。図１９（ａ）は、電圧ループ制御回路１２０ｆの内
部構成例を示すブロック図で、第８の発明の電圧ループ
制御回路の構成例のブロック図である図１７（ａ）と異
なる点は、１次側電圧と２次側電圧の比一定制御の時の
電圧ループゲイン回路１２２ａと、２次側電圧一定制御
の時の電圧ループゲイン回路１２２ｂを設け、制御を切
り替えるスイッチ１２８ａ、１２８ｂを、両電圧ループ
ゲイン回路１２２ａ、１２２ｂの後に設けたことであ
る。こうすることにより２次側電圧一定制御と、１次側
電圧と２次側電圧の比一定制御を１次側電圧により切り
替え、さらに切り替えた制御方法によりゲインを変える
ことができる。

【００８３】又、図１９（ｂ）は、図１９（ａ）の動作
をフローチャートで示したもので、ステップＳ１８で２
次側電圧Ｖ2を入力し、ステップＳ１９で１次側電圧Ｖ1
を入力し、ステップＳ２０で１次側電圧Ｖ1と設定電圧
（下限）Ｖ1n及び設定電圧（上限）Ｖ1pを比較しＶ1が
Ｖ1nより小さいか、Ｖ1pより大きければ、ステップＳ６
でスイッチ１２８ａをオフ、スイッチ１２８ｂをオンす
る。又逆にＶ1がＶ1nより大きく、Ｖ1pより小さけれ
ば、ステップＳ７でスイッチ１２８ａをオン、スイッチ
１２８ｂをオフする。ステップＳ６へ進んだ場合は、１
次側電圧と２次側電圧の比一定制御であり、ステップＳ
９で２次側電圧指令Ｖ2refを１次側電圧Ｖ1を目標電圧
比ｎｋで割ることにより求め、ステップＳ２１で２次側
電圧指令Ｖ2refと２次側電圧Ｖ2の差をとり電圧偏差Ｖ2
erを求め、そしてステップＳ２２でその電圧偏差Ｖ2er
に低ゲインＫ１を乗算し位相差ｐｈを求める。ステップ
Ｓ７に進んだ場合は、２次側電圧一定制御で、ステップ
Ｓ１０で２次側電圧指令Ｖ2refとして２次側電圧目標値
Ｖ2*（固定値）を代入し、ステップＳ２３で２次側電圧
指令Ｖ2refと２次側電圧Ｖ2の差をとり電圧偏差Ｖ2erを
求め、ステップＳ２４でその電圧偏差Ｖ2erに高ゲイン
Ｋ２を乗算し位相差ｐｈを求める。以上のようにして１
次側電圧Ｖ1により異なる位相差となる。そして次にそ
の位相差ｐｈを、ステップＳ１０４で出力する。

【００８４】こうすることにより、１次側電圧と２次側
電圧の比一定制御、あるいは２次側換算１次側電圧と２
次側電圧の差一定制御の時は１次側電圧のリップルによ
る絶縁型双方向直流電圧変換回路のトランス電流の振動
を防ぐことができる。また、２次側電圧一定制御の時
は、ゲインを上げて応答を高くすることができる。

【００８５】実施例１０．実施例６では、動作状況によ
り２次側電圧一定制御と、１次側電圧と２次側電圧の比
一定制御、及び２次側換算１次側電圧と２次側電圧の差
一定制御を切り替えて使用する時、２次側電圧指令が急
変する場合があった。この発明は電圧ループ制御回路を
改善したものであり、その切り替えの際に２次側電圧指
令が滑らかに変わるようにすることを特徴としている。
実験によると、２次側電圧指令が急上昇するとき過渡的
にトランス電流が増大する。２次側電圧指令が急降下す
るときはトランスピーク電流は増大しない。この２次側
電圧指令の急上昇は、１次側電圧が低いとき１次側電圧
と２次側電圧の比一定制御をしていて、２次側電圧一定
制御に切り替える場合、または１次側電圧が高いとき２
次側電圧一定制御していて、１次側電圧と２次側電圧の
比一定制御に切り替える場合に起こりうる。この様なこ
とを避けるために、指令変化の傾きの最大値を規定し
て、指令変化の急変を避ける。

【００８６】次に動作について説明する。ここでは２次
側電圧一定制御と、１次側電圧と２次側電圧の比一定制
御を、絶縁型双方向直流電圧変換回路の１次側電圧によ
って切り替える場合について示す。また説明を簡単にす
るため、１次側電圧が低いときに、１次側電圧と２次側
電圧の比一定制御から２次側電圧一定制御に切り替える
際に、２次側電圧指令の急変を抑える例を示す。図２０
は、この発明の一実施例の絶縁型双方向直流電圧変換回
路のブロック図である。即ち従来例の図３２に対し１２
０ｇの絶縁型双方向直流電圧変換回路の電圧ループ制御
回路部分が異なる。

【００８７】図２１（ａ）は、電圧ループ制御回路１２
０ｇの内部構成例を示すブロック図で、ソフトウエアで
構成することを１部意識している。この図２１（ａ）
が、実施例８の電圧ループ制御回路の構成例のブロック
図である図１７（ａ）と異なる点は、２次側電圧指令Ｖ
2refの１サンプリング前の値を出力する１サンプリング
遅延回路１３３、その１サンプリング遅延回路１３３の
出力を受けて指令が変化する際にその急変をやわらげる
指令変化の傾きを制限する回路１３４を設けたことであ
る。こうすることにより１次側電圧が低いときに、１次
側電圧と２次側電圧の比一定制御から２次側電圧一定制
御に切り替える際に、２次側電圧指令の急変を抑えるこ
とができる。

【００８８】又、図２１（ｂ）は、図２１（ａ）の動作
をフローチャートで示したもので、ステップＳ２５、Ｓ
２６以外は実施例８の図１７（ｂ）と同様であるので、
ここでは主にステップＳ２５、Ｓ２６について説明す
る。１次側電圧Ｖ1が設定値（下限）Ｖ1nよりわずかに
低い状況からわずかに高くなった場合、２次側電圧指令
Ｖ2refは、実施例８では、Ｖ1／ｎｋで決まっていたも
のが、Ｖ2*となり、急激に上昇する。図２１（ｂ）に示
したステップＳ２５、ステップＳ２６はそれを防ぐもの
で、Ｖ2refがＶ1／ｎｋからＶ2*変わる際に、ステップ
Ｓ２５でＶ2*と１サンブリング前のＶ2refの差を指令電
圧最大変化量△Ｖ2maxと比較し、大きければステップＳ
２６を実行し、小さければステップＳ１０を実行する。
ステップＳ２６は１サンプリング前のＶ2refに△Ｖ2max
を加算して、新たなＶ2refとする。

【００８９】こうすることにより、１次側電圧と２次側
電圧の比一定制御と２次側電圧一定制御を切り替える際
に、２次側電圧指令が急変して絶縁型双方向直流電圧変
換回路のトランス電流のピーク値が増大するのを防ぐこ
とができる。なお、この実施例では説明を簡単にするた
め１次側電圧が低いときに、１次側電圧と２次側電圧の
比一定制御から２次側電圧一定制御に切り替える場合し
か説明しなかったが、１次側電圧が高い場合に２次側電
圧一定制御から１次側電圧と２次側電圧の比一定制御に
切り替える場合や、１次側電圧と２次側電圧の比一定制
御ではなく、２次側換算１次側電圧と２次側電圧の差一
定制御においても同様な方法で、２次側電圧指令の急変
を避けピーク電流を抑えることができる。

【００９０】実施例１１．実施例４で１次側電圧と２次
側電圧の比一定制御を、実施例５で２次側換算１次側電
圧と２次側電圧の差一定制御を述べたが、実施例９で説
明したように、１次側電圧にリップルがのっている場
合、ゲインを上げると絶縁型双方向直流電圧変換回路の
トランス電流が振動的になってしまうという問題があっ
た。そこで、この発明は電圧ループ制御回路を改善した
ものであり、１次側電圧と２次側電圧の比一定制御、ま
たは２次側換算１次側電圧と２次側電圧の差一定制御に
おいて、１次側電圧検出値のリップルを減衰できるフィ
ルタを設けることによりゲインを上げても絶縁型双方向
直流電圧変換回路のトランスの電流が振動的にならない
ようにしたことを特徴としている。実施例９で述べたよ
うに、絶縁型双方向直流電圧変換回路のトランス電流の
振動を抑えるためには、ゲインを低くしてやれば良い
が、それでは、電圧ループの応答が遅くなり、負荷変動
などによる２次側電圧の変動が大きくなってしまう。実
施例９では、通常動作時は２次側電圧一定制御して、ゲ
インを上げ、電圧ループの応答を高くしている。しか
し、それでは、１次側電圧の変動によりピーク電流が大
きくなってしまうことある程度我慢しなければならな
い。この発明は、２次側電圧を一定に制御するよりもピ
ーク電流をなるべく小さく抑えたまま、ゲインを上げ、
電圧ループの応答を高くしたい場合に適している。

【００９１】次に動作について説明する。ここでは、１
次側電圧と２次側電圧の比一定制御のみ示す。図２２
は、この発明の一実施例の絶縁型双方向直流電圧変換回
路のブロック図である。即ち従来例の図３２に対し絶縁
型双方向直流電圧変換回路の電圧ループ制御回路１２０
ｈ部分が異なる。図２３（ａ）は、電圧ループ制御回路
１２０ｈの内部構成例を示すブロック図で、実施例４の
電圧ループ制御回路の構成例のブロック図である図９
（ａ）と異なる点は、検出した１次側電圧Ｖ1のリップ
ルを減衰できるフィルタ回路１３５を設けたことであ
る。こうすることにより１次側電圧Ｖ1にリップルがの
っていても、絶縁型双方向直流電圧変換回路のトランス
電流が振動的になることなく、ゲインを上げ、電圧ルー
プの応答を高くできる。

【００９２】又、図２３（ｂ）は、図２３（ａ）の動作
をフローチャートで示したもので、ステップＳ２７以外
は実施例４の図９（ｂ）と同様である。ステップＳ２７
は検出した１次側電圧のリップル分を減衰する。ここ
で、絶縁型双方向直流電圧変換回路の１次側が３相全波
整流回路で、電源周波数が６０Ｈｚであったなら、３６
０Ｈｚの周波数成分を減衰できるフィルタとすれば良
い。なおこのフィルタ回路として３６０Ｈｚを減衰でき
る１次遅れフィルタを用いて実験したところ、ある程度
ゲインを上げても、トランス電流には振動もなく良好で
あった。

【００９３】実施例１２．従来例で述べた（２）式によ
ると位相重なり区間では１次側電圧と１次側換算２次側
電圧の和（Ｖ1＋ｎ・Ｖ2）に比例して電流が上昇する。
また位相が重なっていないときは、（３）式に示すよう
に１次側電圧と１次側換算２次側電圧の差（Ｖ1−ｎ・
Ｖ2）に比例して電流が上昇する。今１次側電圧と１次
側換算２次側電圧の差が大きいとすると、位相が重なっ
ているときはもとより、位相が重なっていないときもか
なり急激に電流が上昇して、結果的にピーク電流が大き
くなってしまう。つまり１次側電圧と１次側換算２次側
電圧の差が大きければ必然的にピーク電流が大きくなっ
てしまう。

【００９４】この発明は、電圧ループ制御回路及びスイ
ッチング素子制御回路を改善したものであり、最大ピー
ク電流を設定し、動作している時、常に１次側電圧と１
次側換算２次側電圧の差を監視して、さらにその電圧差
と漏れインダクタンスより、設定した最大ピーク電流に
なるのに要する最大パルス幅を演算し、パルス幅が常に
その最大パルス幅以下になるようにする。（３）式よ
り、１次側電流ｉL1が１次側最大電流設定値Ｉpeekとな
る時間Ｔmaxは、 Ｔmax＝（Ｉpeek−ＩL1ｘ）・Ｌh／｜（Ｖ1−ｎ・Ｖ2）｜ （１０） となる。ここで、パルス幅を狭くした場合、位相重なり
時間はなくなるので、位相重なりによる電流ＩL1ｘはゼ
ロとなり（１０）式は次のようになる。 Ｔmax＝Ｉpeek・Ｌh／｜（Ｖ1−ｎ・Ｖ2）｜ （１１） （１０）式、（１１）式で（Ｖ1−ｎ・Ｖ2）の絶対値を
とっているのは、（Ｖ1−ｎ・Ｖ2）が負の時、Ｉpeekを
正にとっているのでＴmaxが負になってしまう。この様
な状況を避けるため、絶対値をとる。通常の位相差制御
での動作時は、パルス幅は、スイッチング周期Ｔとする
とＤＵＴＹ５０％なのでＴ／２となる。またそのとき
は、｜（Ｖ1−ｎ・Ｖ2）｜が小さいためＴmaxが大きく
なり、Ｔ／２がＴmaxを越えることはない。しかし、電
源投入時や電圧降下時には｜（Ｖ1−ｎ・Ｖ2）｜が大き
くなるのでＴmaxが小さくなり、Ｔ／２がＴmaxを越えて
しまう。つまり、Ｉpeek以上の電流が流れることにな
る。そこで、Ｔ／２がＴmaxを越えるときは、パルス幅
をＴmaxで制限してやることにより、設定したＩpeek以
上の電流が流れなくなる。

【００９５】次に動作について説明する。ここでは、２
次側電圧一定制御で、｜（Ｖ1−ｎ・Ｖ2）｜が大きくな
ったとき、いかにパルス幅を制限するかについての例を
示す。図２４は、この発明の一実施例の絶縁型双方向直
流電圧変換回路のブロック図である。即ち従来例の図３
２に対し、スイッチング素子制御回路１１０ｉ、及び絶
縁型双方向直流電圧変換回路の電圧ループ制御回路１２
０ｉ部分が異なる。図２５（ａ）は、スイッチング素子
制御回路１１０ｉの内部構成例を示すブロック図で、図
２５（ｂ）は、そのタイミングチャートを示す。図２５
（ａ）において、１１７は０〜１の範囲で三角波を出力
する三角波発生回路、１１８はその三角波発生回路１１
７の出力を反転する反転回路、１１９ａ、１１９ｂはＰ
ＷＭ回路、１１２ａ、１１２ｂは位相シフト回路であ
る。従来例で説明したスイッチング素子制御回路１１０
の内部構成図３３との違いは、ＤＵ（デューティ）入力
によりパルス幅を制限できるようにしたことである。例
えばＤＵ＝０．５の時は従来と全く同様の信号をスイッ
チング素子へ出力する。また図２５（ｂ）に示すように
ＤＵが０．５より小さいときはパルス幅がそのＤＵに応
じて小さくなる。位相シフトは従来と同様である。

【００９６】次に、図２６（ａ）は、電圧ループ制御回
路１２０ｉの内部構成例を示すブロック図で、１３６は
２次側電圧を１次側換算する１次側換算回路、１３７は
１次側電圧と１次側換算２次側電圧の差を入力し、設定
した最大電流Ｉpeekになる最大デューティを演算する最
大デューティ演算回路、１３８は最大デューティ演算回
路１３７の出力ＤＵmaxと０．５を比較し、ＤＵmaxが
０．５以上ならばＤＵ＝０．５を出力し、それ以外なら
ばＤＵ＝ＤＵmaxを出力するセレクタ回路である。

【００９７】又、図２６（ｂ）は、図２６（ａ）の動作
をフローチャートで示したもので、ステップＳ２８で２
次側電圧Ｖ2を入力し、ステップＳ２９で２次側電圧目
標値Ｖ2*と２次側電圧Ｖ2との偏差Ｖ2erを求め、ステッ
プＳ３０で位相差ｐｈｐを求める。ただし位相差ｐｈｐ
は一時的なものである。このステップＳ２８〜Ｓ３０ま
では従来の２次側電圧一定制御と同様である。次にステ
ップＳ３１で１次側電圧Ｖ1を入力し、ステップＳ３２
で最大デューティＤＵmaxを演算する、その式は（１
１）式で求めたＴmaxをスイッチング周期Ｔで割ったも
ので、 ＤＵmax＝Ｉpeek・Ｌh／（Ｔ・｜（Ｖ1−ｎ・Ｖ2）｜） （１２） で表される。次に、ステップＳ３３はそのＤＵmaxと
０．５を比較し、ＤＵmaxが０．５より大きければステ
ップＳ３４でＤＵ＝０．５とし、ステップＳ３５でｐｈ
＝ｐｈｐとする。このステップＳ３４、Ｓ３５のルート
は従来の２次側電圧一定制御と同様になる。逆にＤＵma
xが０．５より小さければ、ステップＳ３６でＤＵ＝Ｄ
Ｕmaxとし、ステップＳ３７でｐｈ＝０とする。このス
テップＳ３６、Ｓ３７のルートが１次側電圧と１次側換
算２次側電圧の差が大きい場合でピーク電流が増えない
ようにパルス幅を制限している。どちらのルートにせよ
ＤＵとｐｈを決めて次に、ステップＳ３８でＤＵを出力
し、ステップＳ３９でｐｈを出力する。

【００９８】こうすることにより、１次側電圧と１次側
換算２次側電圧の差が大きいときだけ、その差に応じて
パルス幅を制限することになり、電圧差が大きくひらい
たときのピーク電流の上昇を防ぐことができる。

【００９９】実施例１３．図２７は、この発明の一実施
例の絶縁型双方向直流電圧変換機能付きコンバータ部の
ブロック図である。図２７は、図１で示す実施例の絶縁
型双方向直流電圧変換機能付きコンバータ部３１に相当
する第１３の発明部分を示すブロック図であり、絶縁型
双方向直流電圧変換回路３３として図３２で示した絶縁
型双方向直流電圧変換回路１００を使用する。そして、
入力電源１の電圧を遮断する遮断回路３６、スタート信
号シーケンス制御装置３７を追加したものであり、双方
向直流電圧変換機能付きコンバータの動作シーケンスを
制御するよう改善したものである。

【０１００】次に、動作について説明する。整流回路６
は交流入力があるとすぐに動作を始め、平滑回路９に直
流電圧が充電される。直流電圧が十分に充電されたあと
に双方向直流電圧変換回路を動作させると、双方向直流
電圧変換回路の１次側電圧Ｖ1と２次側電圧Ｖ2の１次側
換算電圧値との差が大きく、（３）式で示すようにオン
時間ｔが小さくても１次側電流ｉL1が大きくなってしま
う。そこで図２７中３７で示すスタート信号シーケンス
制御装置を設け、電源投入時に遮断回路３６の遮断を解
除（導通）させる前に、双方向直流電圧変換制御回路１
００をスタートさせ、その後に遮断回路の遮断を解除す
ることにより、整流回路６と双方向直流電圧変換回路１
００が同時に動作し、１次側電圧Ｖ１と２次側電圧Ｖ２
の１次側換算電圧値の差が小さいまま電源投入ができ
る。すなわち、電源投入時の電流ピークの増加を抑える
ことができる。

【０１０１】

【発明の効果】この発明は、以上説明したように構成さ
れているので、以下に示すような効果を奏する。

【０１０２】この発明によれば、電動機の運転制御装置
に双方向直流電圧変換回路を具備せしめたので、異なる
電源電圧に対してコンバータ部の出力電圧を一定範囲の
直流電圧にすることができ、しかも双方向の電圧変換を
行うことができるようにしたので、電源電圧よらずイン
バータ回路の構成や電動機、及び配線等が共通にでき
る。又、これら電動機を使用する機器も電源電圧によら
ず構成でき、構成要素（電動機の運転制御装置や電動機
等）の種類も大幅に削減できるので、機器の開発性、生
産性、さらには在庫管理、保守管理性が大幅の改善され
る。又、内蔵トランスにより入力電源側と電動機側が絶
縁されているため、感電事故の危険性が極めて少ない。

【０１０３】また、電動機の運転制御装置を異なる電源
電圧に対して一定範囲の直流電圧に双方向の電圧変換を
行うコンバータ部とインバータ部の２ブロックに分割
し、それぞれ別々のケースに内蔵するようにしたので、
電源電圧によらず電動機の運転制御装置のインバータ部
や電動機、及び配線等が共通にでき、これら電動機を使
用する機器の構成の共用化、構成要素の種類削減が達成
できる。さらに、電動機との配線、外部制御装置とのイ
ンタフェースが数多くあるインバータ部を電源電圧によ
らず共通にし、電源電圧に応じてコンバータ部のみを交
換すればよいので、機器の開発性、生産性、さらには在
庫管理、保守管理性がさらに大幅の改善される。

【０１０４】また、この発明による絶縁型双方向直流電
圧変換回路は、内蔵トランスの１次側スイッチング素子
と２次側の片側アームスイッチング素子を駆動しその位
相差により伝達電力の制御を行うようにしたので、電流
の波形率を向上させ最大電流値を半減でき、効率の良い
絶縁型双方向直流電圧変換回路が得られると共に、位相
差制御を改善することで伝達電力の制御性の向上と、平
滑回路のリップルを低減でき回路の小型、長寿命化が達
成できる。

【０１０５】さらに、絶縁型双方向直流電圧変換回路の
制御方法において１次側電圧の変動に比例して２次側電
圧を制御するようにしたので、１次側電圧に変動があっ
ても最大電流を抑制できるのでスイッチング素子の電流
容量を適切に選択でき、効率の良い絶縁型双方向直流電
圧変換回路が得られる。

【０１０６】さらにまた、絶縁型双方向直流電圧変換回
路を１次側電圧の２次側換算電圧と２次側電圧との差が
一定になるように制御するようにしたので、１次側電圧
の変動やインバータ部の出力変動に対し、最大電流を抑
制できるのでスイッチング素子の電流容量を適切に選択
でき、効率の良い絶縁型双方向直流電圧変換回路が得ら
れる。

【０１０７】さらにまた、絶縁型双方向直流電圧変換回
路をインバータ部の双方向直流電圧変換回路の動作状況
により、２次側電圧一定制御と、１次側電圧の２次側換
算電圧と２次側電圧の差一定制御、または１次側電圧と
２次側電圧の比一定制御を切り換えて制御するようにし
たので、状況に応じ最大電流を抑制し、スイッチング素
子の電流容量を適切に選択でき、効率のよい双方向直流
電圧変換回路が得られるとともに、実使用範囲では２次
側電圧が一定となる絶縁型双方向直流電圧変換回路が得
られる。

【０１０８】また、絶縁型双方向直流電圧変換回路を出
力電力が軽出力の場合は２次側電圧を一定に制御し、重
出力の場合は１次側電圧と２次側電圧の比、または１次
側電圧の２次側換算電圧と２次側電圧との差が一定にな
るように制御するようにしたので、１次側電圧の変動や
インバータ部の出力変動に対し、最大電流を抑制できる
のでスイッチング素子の電流容量を適切に選択でき、効
率の良い絶縁型双方向直流電圧変換回路がえられるとと
もに、実使用範囲では２次側電圧を一定となる絶縁型双
方向直流電圧変換回路が得られる。

【０１０９】さらにまた、絶縁型双方向直流電圧変換回
路を双方向直流電圧変換回路の１次側電圧が設定値より
高いときは２次側電圧を一定に制御し、１次側電圧が設
定値より低いときは１次側電圧と２次側電圧の比、また
は１次側電圧の２次側換算電圧と２次側電圧の差を一定
に制御するようにしたので、電源投入時や電源異常時な
どで、１次側電圧が減少した場合でも最大電流を抑制で
き、スイッチング素子の電流容量を適切に選択でき、効
率のよい絶縁型双方向直流電圧変換回路が得られるとと
もに、実使用範囲では２次側電圧が一定となる絶縁型双
方向直流電圧変換回路が得られる。

【０１１０】また、絶縁型双方向直流電圧変換回路を１
次側電圧と２次側電圧の比を一定に制御するとき、また
は１次側電圧の２次側換算電圧値と２次側電圧の差を一
定に制御するときはゲインを低く抑え、２次側電圧を一
定に制御するときはゲインを適当に高くするようにした
ので、１次側電圧と２次側電圧の比を一定に制御すると
き、または１次側電圧の２次側換算電圧値と２次側電圧
の差を一定に制御するときにも１次側電圧のリップルに
より電流が振動的になることがないので、スイッチング
素子の電流容量を適切に選択でき、効率のよい双方向直
流電圧変換回路が得られるとともに、実使用範囲では２
次側電圧が速い応答で一定に制御できる絶縁型双方向直
流電圧変換回路が得られる。

【０１１１】また、絶縁型双方向直流電圧変換回路を、
１次側電圧と２次側電圧の比一定制御、または１次側電
圧の２次側換算電圧値と２次側電圧の差一定制御と、２
次側電圧一定制御を切り換えて使用する際、その切り替
わり時に２次側電圧の指令値が急変しないよう、指令変
化の傾きの最大値を規定したので、指令急変により発生
する過大な電流を抑えることができる。そのため、スイ
ッチング素子の電流容量を適切に選択でき、効率のよい
絶縁型双方向直流電圧変換回路が得られる。

【０１１２】また、絶縁型双方向直流電圧変換回路の制
御方法を、１次側電圧と２次側電圧の比を一定に制御す
るとき、または１次側電圧の２次側換算電圧値と２次側
電圧の差を一定に制御するとき、検出した１次側電圧の
リップルをフィルタにより減衰するようにしたので、電
流の振動を抑えることができる。そのため、スイッチン
グ素子の電流容量を適切に選択でき、効率がよく、なお
かつ電圧ループの応答が速い絶縁型双方向直流電圧変換
回路が得られる。

【０１１３】さらに、絶縁型双方向直流電圧変換回路
を、１次側電圧と２次側電圧の１次側換算電圧値の差に
より、設定した最大ピーク電流になる最大パルス幅を求
め、パルス幅の上限を制限するようにしたので、電源投
入時や、電圧降下時に最大電流を抑えることができる。
そのため、スイッチング素子の電流容量を適切に選択で
き、効率のよい絶縁型双方向直流電圧変換回路が得られ
る。

【０１１４】また、この発明の電動機の運転制御装置に
おいて、コンバータ部の整流回路と絶縁型双方向直流電
圧変換回路を同時に動作させるようにしたので、電源投
入時に双方向直流電圧変換回路の１次側電圧変化と２次
側電圧変化を同時に行わせることができ、過大な電流を
抑えることができる。そのため、スイッチング素子の電
流容量を適切に選択でき、効率のよい絶縁型双方向直流
電圧変換回路が得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 この発明の電動機の運転制御装置のブロック
図である。

【図２】 絶縁型双方向直流電圧変換回路の１構成例を
示す図である。

【図３】 この発明の電動機の運転制御装置のブロック
図及びフローチャートを示す図である。

【図４】 この発明の絶縁型双方向直流電圧変換回路を
示すブロック図である。

【図５】 図４のスイッチング素子制御回路の内部構成
図である。

【図６】 この発明の絶縁型双方向直流電圧変換回路の
タイミングチャートである。

【図７】 この発明の絶縁型双方向直流電圧変換回路の
電流波形を示す図である。

【図８】 この発明の絶縁型双方向直流電圧変換回路を
示すブロック図である。

【図９】 図８の電圧ループ制御回路の内部構成図及び
フローチャートを示す図である。

【図１０】 この発明の絶縁型双方向直流電圧変換回路
を示すブロック図である。

【図１１】 図１０の電圧ループ制御回路の内部構成図
及びフローチャートを示す図である。

【図１２】 この発明の絶縁型双方向直流電圧変換回路
を示すブロック図である。

【図１３】 図１２の電圧ループ制御回路の内部構成図
及びフローチャートを示す図である。

【図１４】 この発明の絶縁型双方向直流電圧変換回路
を示すブロック図である。

【図１５】 図１４の電圧ループ制御回路の内部構成図
及びフローチャートを示す図である。

【図１６】 この発明の絶縁型双方向直流電圧変換回路
を示すブロック図である。

【図１７】 図１６の電圧ループ制御回路の内部構成図
及びフローチャートを示す図である。

【図１８】 この発明の絶縁型双方向直流電圧変換回路
を示すブロック図である。

【図１９】 図１８の電圧ループ制御回路の内部構成図
及びフローチャートを示す図である。

【図２０】 この発明の絶縁型双方向直流電圧変換回路
を示すブロック図である。

【図２１】 図２０の電圧ループ制御回路の内部構成図
及びフローチャートを示す図である。

【図２２】 第１１の発明の絶縁型双方向直流電圧変換
回路を示すブロック図である。

【図２３】 図２２の電圧ループ制御回路の内部構成図
及びフローチャートを示す図である。

【図２４】 この発明の絶縁型双方向直流電圧変換回路
を示すブロック図である。

【図２５】 図２４のスイッチング素子制御回路の内部
構成図及びフローチャートを示す図である。

【図２６】 図２４の電圧ループ制御回路の内部構成図
及びフローチャートを示す図である。

【図２７】 この発明の絶縁型双方向直流電圧変換機能
付きコンバータ部を示すブロック図である。

【図２８】 従来の電動機の運転制御装置の主回路部分
ブロック図である。

【図２９】 仕様と異なる電源電圧に対応する従来の対
応例である。

【図３０】 複数個の電動機の運転制御装置・電動機を
接続する場合の従来の接続例である。

【図３１】 従来の直流電圧変換回路を内蔵した電動機
の運転制御装置の主回路ブロック図である。

【図３２】 従来の絶縁型双方向直流電圧変換回路を示
すブロック図である。

【図３３】 図３２のスイッチング素子制御回路の内部
構成図である。

【図３４】 図３２の電圧ループ制御回路の内部構成図
及びフローチャートを示す図である。

【図３５】 従来の絶縁型双方向直流電圧変換回路の力
行モードにおけるタイミングチャート、及びその電流波
形を示す図である。

【図３６】 従来の絶縁型双方向直流電圧変換回路の回
生モードにおけるタイミングチャート、及びその電流波
形を示す図である。

【図３７】 従来の絶縁型双方向直流電圧変換回路の特
性を示す図である。

【図３８】 従来の絶縁型双方向直流電圧変換回路の電
流特性を示す図である。

【図３９】 従来のその他の絶縁型双方向直流電圧変換
回路の主回路図である。

【符号の説明】

１、１ａ 入力電源 ２、２ａ、２ｂ、２ｃ 電動機の運転制御装置 ３、３ａ、３ｂ、３ｃ 電動機 ４、４ａ、４ｂ、４ｃ 電動機の運転制御装置のコンバ
ータ部 ５、５ａ、５ｂ、５ｃ 電動機の運転制御装置のインバ
ータ部 ６ 整流回路 ７ 電源用インバータ回路 ８ 電源用インバータ制御回路 ９ 平滑回路 １０ インバータ回路 １１ インバータ制御回路 １２ インターフェイス回路 １３ トランス ２０ 直流電圧変換回路 ２１ １次側平滑回路 ２２ ２次側平滑回路 ２３ 放電抵抗 ２４ 放電スイッチ ２５ 直流電圧変換回路及びインバータ回路の制御回路 ３０ 絶縁型双方向直流電圧変換回路を具備した電動機
の運転制御装置 ３１ 絶縁型双方向直流電圧変換機能付きコンバータ部 ３２ 絶縁型双方向直流電圧変換部 ３３ 絶縁型双方向直流電圧変換回路 ３４ 平滑回路 ３６ 遮断回路 ３７ スタート信号シーケンス制御回路 １００ 絶縁型双方向直流電圧変換回路 １０１ａ〜ｄ １次側スイッチング素子 １０２ 内蔵トランス １０３ａ〜ｄ ２次側スイッチング素子 １１０ スイッチング素子制御回路 １１１ パルス発生回路 １１２ａ、１１２ｂ 位相シフト回路 １１３ ＮＯＴ回路 １１４ ＮＯＴ回路 １１５ 力行・回生判別回路 １１６ 駆動スイッチ切り替え回路 １１７ 三角波発生回路 １１８ 反転回路 １１９ａ、１１９ｂ ＰＷＭ回路 １２０ 電圧ループ制御回路 １２１ 減算回路 １２２ａ、１２２ｂ 電圧ループゲイン回路 １２３ 電圧比乗算回路 １２４ ２次側換算回路 １２５ 加算回路 １２６ 温度検出器 １２７ 温度判定回路 １２８ａ、１２８ｂ 制御を切り替えるスイッチ １２９ ２次側電流平均回路 １３０ 電力検出回路 １３１ 電力判定回路 １３２ 電圧判定回路 １３３ １サンプリング遅延回路 １３４ 指令変化の傾き制限回路 １３５ フィルタ回路 １３６ １次側換算回路 １３７ 最大デューティ演算回路

フロントページの続き (72)発明者 大西 良孝 尼崎市塚口本町八丁目１番１号 三菱電機 株式会社産業システム研究所内

Claims (13)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源電圧を直流電圧に変換する整流
   回路と直流電圧を交流電源電圧に変換する電源用インバ
   ータ回路と絶縁型双方向直流電圧変換回路を有するコン
   バータ部と、電動機に電力を供給するインバータ部と、
   を備えた電動機の運転制御装置。
2. 【請求項２】 交流電源電圧を直流電圧に変換する整流
   回路と直流電圧を交流電源電圧に変換する電源用インバ
   ータ回路と双方向直流電圧変換回路よりなるコンバータ
   部と、電動機に電力を供給するインバータ部と、を備え
   た電動機の運転制御装置において、コンバータ部及びイ
   ンバータ部の２つのブロックに分割し、それぞれ別々の
   ケースに組み込んだことを特徴とする電動機の運転制御
   装置。
3. 【請求項３】 第１の直流電圧を交流電圧に変換するス
   イッチング素子で構成された第１のコンバータと、この
   第１のコンバータの交流電圧出力に１次側が接続された
   トランスと、このトランスの２次側に接続され交流電圧
   を第２の直流電圧に変換するスイッチング素子で構成さ
   れた第２のコンバータよりなる絶縁型双方向直流電圧変
   換回路において、送電側スイッチング素子全部と受電側
   スイッチング素子の１部の駆動位相差制御により伝達電
   力を制御することを特徴とする絶縁型双方向直流電圧変
   換回路。
4. 【請求項４】 第１の直流電圧を交流電圧に変換するス
   イッチング素子で構成された第１のコンバータと、この
   第１のコンバータの交流電圧出力に１次側が接続された
   トランスと、このトランスの２次側に接続され交流電圧
   を第２の直流電圧に変換するスイッチング素子で構成さ
   れた第２のコンバータと、１次側電圧と２次側電圧の比
   を一定に制御する電圧制御ループ回路と、を備えた絶縁
   型双方向直流電圧変換回路。
5. 【請求項５】 第１の直流電圧を交流電圧に変換するス
   イッチング素子で構成された第１のコンバータと、この
   第１のコンバータの交流電圧出力に１次側が接続された
   トランスと、このトランスの２次側に接続され交流電圧
   を第２の直流電圧に変換するスイッチング素子で構成さ
   れた第２のコンバータと、１次側電圧の２次側換算電圧
   と２次側電圧との差を一定に制御する電圧制御ループ回
   路と、を備えた絶縁型双方向直流電圧変換回路。
6. 【請求項６】 第１の直流電圧を交流電圧に変換するス
   イッチング素子で構成された第１のコンバータと、この
   第１のコンバータの交流電圧出力に１次側が接続された
   トランスと、このトランスの２次側に接続され交流電圧
   を第２の直流電圧に変換するスイッチング素子で構成さ
   れた第２のコンバータと、動作状況により、２次側電圧
   一定制御と、１次側電圧の２次側換算電圧と２次側電圧
   の差一定制御、または１次側電圧と２次側電圧の比一定
   制御を切り替えて制御する電圧制御ループ回路と、を備
   えた絶縁型双方向直流電圧変換回路。
7. 【請求項７】 絶縁型双方向直流電圧変換回路の制御切
   り替えを判断する動作状況が、伝達電力であり、伝達電
   力が小さい場合は２次側電圧一定制御、伝達電力が大き
   い場合は１次側電圧の２次側換算電圧と２次側電圧の差
   一定制御、または１次側電圧と２次側電圧の比一定制御
   をすることを特徴とする請求項６記載の絶縁型双方向直
   流電圧変換回路。
8. 【請求項８】 絶縁型双方向直流電圧変換回路の制御切
   り替えを判断する動作状況が、１次側電圧であり、１次
   側電圧が設定値より高い場合は２次側電圧一定制御、１
   次側電圧が設定値より低い場合は１次側電圧の２次側換
   算電圧と２次側電圧の差一定制御、または１次側電圧と
   ２次側電圧の比一定制御をすることを特徴とする請求項
   ６記載の絶縁型双方向直流電圧変換回路。
9. 【請求項９】 切り替えた制御方法により制御系のゲイ
   ンを変えることを特徴とする請求項６記載の絶縁型双方
   向直流電圧変換回路。
10. 【請求項１０】 制御方法切り替えの際、２次側電圧の
    指令値が急変しないように、指令変化の傾きの最大値を
    規定したことを特徴とする請求項６記載の絶縁型双方向
    直流電圧変換回路。
11. 【請求項１１】 検出した１次側電圧のリップルを減衰
    できるフィルタを備えたことを特徴とする請求項４及び
    ５記載の絶縁型双方向直流電圧変換回路。
12. 【請求項１２】 第１の直流電圧を交流電圧に変換する
    スイッチング素子で構成された第１のコンバータと、こ
    の第１のコンバータの交流電圧出力に１次側が接続され
    たトランスと、このトランスの２次側に接続され交流電
    圧を第２の直流電圧に変換するスイッチング素子で構成
    された第２のコンバータと、１次側電圧と２次側電圧と
    を制御する電圧制御ループ回路と、を備え、１次側電圧
    と２次側電圧の１次側換算電圧の差によりパルス幅を変
    化させることを特徴とする絶縁型双方向直流電圧変換回
    路。
13. 【請求項１３】 交流電源電圧を直流電圧に変換する整
    流回路と直流電圧を交流電源電圧に変換する電源用イン
    バータ回路と絶縁型双方向直流電圧変換回路よりなるコ
    ンバータと、電動機に電力を供給するインバータ部と、
    を備え、電源投入時に、前記整流回路と前記絶縁型双方
    向直流電圧変換回路を同時に動作させることを特徴とす
    る電動機の運転制御装置。