JP6482676B2 - 電源装置及びその制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、交流又は直流電圧を電源とし、トランスを備えて負荷へ任意の交流電圧を供給する電力変換装置が、多数直列接続されて構成された電源装置及びその制御方法に関する。

系統連系に用いられる絶縁トランスは系統の周波数と同じ数十Ｈｚの低周波（商用周波数）で駆動されているため、絶縁トランスの小型・軽量化が難しいという課題があった。
この課題に対して、絶縁トランスに代替するものとしてソリッドステートトランス（以下、ＳＳＴという）の適用が検討されている。

ＳＳＴは、数ｋＨｚ〜数百Ｈｚの高周波で駆動される高周波トランスと、高周波トランスを駆動するコンバータと、コンバータの出力電圧を電源とし系統の周波数と同じ数十Ｈｚの交流電圧を出力するインバータなどの電力変換器から構成することで従来の絶縁トランスを代替するものである。ＳＳＴの構成によれば、従来の絶縁トランス単体にコンバータやインバータなどの電力変換器を追加することになるが、絶縁トランスを数十〜数百ｋＨｚの高周波で駆動することによる小型化は、電力変換器を追加したＳＳＴの構成においても従来の数十Ｈｚで駆動されていた絶縁トランス単体と比較して大幅な小型・軽量化を実現できる。このようにＳＳＴは絶縁トランスの機能を果たすものであるとともに、ＳＳＴ自体が電力変換装置としても機能するものである。

ＳＳＴを用いた電力変換装置の具体的な構成事例として、例えば非特許文献１に開示されている構成が提案されている。非特許文献１に記載の電力変換装置では、高周波トランスを用いた小容量・低耐圧の電力変換装置を多直・多並列接続することで高圧・大電力用途へ適用することを可能としている。なお、以下においては、高周波トランスを用いた小容量・低耐圧の電力変換装置であるＳＳＴを、多直・多並列接続することを前提とした説明を行うが、この場合に多直・多並列接続したＳＳＴのことをセル変換器と呼ぶことにする。

複数のセル変換器を多直・多並列接続して高圧・大電力用途へ適用する電源装置を構成するときには、多数のセル変換器を同一筐体内に配置する必要がある。この場合、全てのセル変換器間の周囲温度条件や冷却条件を均一化することは難しく、セル変換器の温度が不均一となることが想定される。また温度のバラつきは半導体素子や受動素子の寿命の偏りに繋がるためシステムの短寿命化や信頼性が低下するという課題がある。

この課題を解決する手段として、特許文献１が開示されている。特許文献１に記載の技術では、複数の変換器を並列接続した並列冗長方式電源において、各変換器の内部温度を検知する温度検知手段を備え、温度が高い変換器の出力電流を低下させ、温度が低い変換器の出電流を増加させることで複数の変換器の内部温度の均一化を図っている。

国際公開ＷＯ９９−２５０５２号

Chounhong Zhao,Silvia Lewdeni―Schmid,Juergen K.Steinke,Michael Weiss,Toufann Chaudhuri,Marc Pellerin,Joeph Duron and Philipe Stefanutti：「Design,Implementation and Performance of a modular Power Electronic Transformer for Railway Application」,Proceedings of 13th European Conference on Power Electronics and Applications ,pp.1-10(2011)

しかしながら、特許文献１に記載の技術では、複数の変換器の入力及び出力を並列接続した構成に限定されており、変換器の入力又は出力が直列接続された構成に関しては何ら記載されていない。

本発明において想定する電源装置では、複数のセル変換器の交流出力を多並列接続して高圧・大電力用途へ適用する電源装置を構成するものであり、個々のセル変換器は夫々に定められた期間において夫々に定められた一定電圧を出力するものであり、多数直列接続された出力の合成により交流系統の正弦波を発生するものである。

以上のことから本発明においては、ＳＳＴで構成された複数のセル変換器を直列接続して構成された電源装置においてセル変換器間の温度バラツキを適正に制御し、さらには適正に保護することが可能な電源装置及びその制御方法を提供することを目的としている。

上記課題を解決するために、本発明においては、「コンバータにおいて直流を高周波に変換した後で高周波トランスを介して直流変換し、インバータにおいてコンバータの与える直流電圧から矩形状電圧を発生するセル変換器を複数備え、複数のセル変換器のインバータの出力である矩形状電圧が直列に接続されて低周波の交流を得る電源装置であって、セル変換器ごとに備えられ、出力指令値に応じて当該セル変換器の出力である矩形状電圧を制御するとともに、矩形状電圧の期間がセル変換器ごとに相違する時間長に予め定められている制御手段と、コンバータやインバータを構成するスイッチング素子の温度を検知する温度検知手段と、温度検知手段で検知した温度のバラツキを反映した出力指令値を制御手段ごとに与える制御装置とを備え、温度のバラツキが生じたときに出力指令値により、セル変換器ごとに相違する期間に予め定められている矩形状電圧の期間を変更して運転継続する」するものである。

また本発明は、「コンバータにおいて直流を高周波に変換した後で高周波トランスを介して直流変換し、インバータにおいて、コンバータの与える直流電圧から矩形状電圧を発生するセル変換器を複数備え、複数のセル変換器のインバータの出力である矩形状電圧が直列に接続されて低周波の交流を得る電源装置であって、複数のセル変換器におけるインバータは、コンバータとの間に平滑コンデンサを備えるとともにフルブリッジ構成された逆並列ダイオード付のスイッチング素子を備え、インバータは、交流側に流れる電流が平滑コンデンサに流れないように、フルブリッジ構成された逆並列ダイオード付のスイッチング素子をオンまたはオフする第１の状態と、交流側に流れる電流が平滑コンデンサの第１の方向に流れるように、フルブリッジ構成された逆並列ダイオード付のスイッチング素子をオンまたはオフする第２の状態を、低周波の交流の１周期内で交互に、異なる比率の時間期間で繰り返し、かつインバータあるいはコンバータを構成するスイッチング素子の温度にバラツキが生じたときに、インバータごとに相違する異なる比率の時間期間を変更し、高温を検知したセル変換器におけるインバータの第２の状態の時間を短くし、高温を検知しないセル変換器におけるインバータの第２の状態の時間を長くする」ものである。

また本発明は、「コンバータにおいて直流を高周波に変換した後で高周波トランスを介して直流変換し、インバータにおいて前記コンバータの与える直流リンク電圧から矩形状電圧を発生するセル変換器を複数備え、複数のセル変換器のインバータの出力である矩形状電圧が直列に接続されて低周波の交流を得る電源装置であって、複数のセル変換器毎に設けられた制御装置は、複数のセル変換器において、インバータの出力電流が等しく、コンバータの入力電流が異なるように制御することを特徴とする」ものである。

また本発明は、「コンバータにおいて直流を高周波に変換した後で高周波トランスを介して直流変換し、インバータにおいてコンバータの与える直流電圧から矩形状電圧を発生するとともにコンバータとインバータの間にコンデンサを有するセル変換器を複数備え、複数のセル変換器のインバータの出力である矩形状電圧が直列に接続されて低周波の交流を得る電源装置の制御方法であって、セル変換器の出力である矩形状電圧の期間が、セル変換器ごとに相違する時間長に予め定められており、コンバータやインバータを構成するスイッチング素子の温度にバラツキを生じたときに、温度が高いセル変換器の矩形状電圧の期間が短くされ、他のセル変換器の矩形状電圧の期間が長くされて運転継続される」ものである。

また本発明は、「コンバータにおいて直流を高周波に変換した後で高周波トランスを介して直流変換し、インバータにおいて前記コンバータの与える直流電圧から矩形状電圧を発生するとともにコンバータとインバータの間にコンデンサを有するセル変換器を複数備え、複数のセル変換器のインバータの出力である矩形状電圧が直列に接続されて低周波の交流を得るとともに、コンバータやインバータはフルブリッジ構成された逆並列ダイオード付のスイッチング素子で構成された電源装置の制御方法であって、コンバータやインバータを構成するスイッチング素子の温度が高いときに、そのセル変換器のコンバータを停止して、交流側に流れる電流が平滑コンデンサの第１の方向に流れるように、フルブリッジ構成された逆並列ダイオード付のスイッチング素子をオンまたはオフし、複数のセル変換器のうち健全な１台以上のセル変換器について、交流側に流れる電流が平滑コンデンサの第１の方向と逆方向の第２の方向に流れるように、フルブリッジ構成された逆並列ダイオード付のスイッチング素子をオンまたはオフする」ものである。

本発明の望ましい実施態様によれば、複数のセル変換器の入力又は出力を直列接続して構成された電力変換装置においてもセル変換器の温度を均一化することが可能となる。これにより、セル変換器の寿命の偏りを抑制することが可能となり、電力変換装置の長寿命化及び高信頼化を図ることができる。

実施例１に係る電源装置の構成例を示す図。 図１のセル変換器内のインバータの回路構成例を示す図。 図１のセル変換器内のコンバータの回路構成例を示す図。 図１の電源装置の制御装置の判定ロジックを示すフローチャート。 図１の電源装置の動作を説明する波形図。 図５のモード１におけるインバータ回路構成と電流の流れを示す図。 図５のモード２におけるインバータ回路構成と電流の流れを示す図。 図５のモード３におけるインバータ回路構成と電流の流れを示す図。 図５のモード４におけるインバータ回路構成と電流の流れを示す図。 図５のモード５におけるインバータ回路構成と電流の流れを示す図。 図５のモード６におけるインバータ回路構成と電流の流れを示す図。 図５のモード７におけるインバータ回路構成と電流の流れを示す図。 図５のモード８におけるインバータ回路構成と電流の流れを示す図。 温度ばらつき時の図５のモード５におけるインバータ回路構成と電流の流れを示す図。 温度ばらつき時の図５のモード６におけるインバータ回路構成と電流の流れを示す図。 温度ばらつき時の図５のモード７におけるインバータ回路構成と電流の流れを示す図。 温度ばらつき時の図５のモード８におけるインバータ回路構成と電流の流れを示す図。 実施例２に係る電力変換装置の制御装置の判定ロジックを示すフローチャート。 実施例２の電力変換装置の動作を説明する波形図。 実施例３に係る電力変換装置の制御装置の判定ロジックを示すフローチャート。 実施例３におけるインバータを用いた電力融通の考え方を説明する図。 図１２のモード３１ａにおけるインバータ回路構成と電流の流れを示す図。 図１２のモード３１ｂにおけるインバータ回路構成と電流の流れを示す図。 図１２のモード３１ｃにおけるインバータ回路構成と電流の流れを示す図。 図１２のモード３２ａにおけるインバータ回路構成と電流の流れを示す図。 図１２のモード３２ｂにおけるインバータ回路構成と電流の流れを示す図。 図１２のモード３２ｃにおけるインバータ回路構成と電流の流れを示す図。 図１２のモード３４におけるインバータ回路構成と電流の流れを示す図。 図１２のモード３５におけるインバータ回路構成と電流の流れを示す図。

以下、本発明の望ましい実施形態について図面を参照しながら詳細に説明する。

本発明の実施例１について、図を用いて説明する。まず図１は、本発明の実施例１に係る電源装置の構成例を示す図である。

図１に全体概略構成を示す実施例１の電源装置１００は、例えば４つのセル変換器１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄを備え、セル変換器１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄの入力端を並列接続、出力端を直列接続した構成とし、電源２を入力とし、任意の交流電圧Ｖｉｎｖを出力することで負荷である系統３に交流電力を供給する。なお、図１の構成により与える交流電圧Ｖｉｎｖは１相分であるので、三相交流とするときには、図１の構成を系統３の各相ごとに備えることになる。

図１においてセル変換器１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄは、電源２から任意の直流電圧Ｖｄｃ１、Ｖｄｃ２、Ｖｄｃ３、Ｖｄｃ４をそれぞれ生成するコンバータ６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄと、直流電圧Ｖｄｃ１、Ｖｄｃ２、Ｖｄｃ３、Ｖｄｃ４をそれぞれ入力とし、交流電圧を生成するインバータ７ａ、７ｂ、７ｃ、７ｄと、コンバータ６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄの温度Ｔｃ１、Ｔｃ２、Ｔｃ３、Ｔｃ４と、インバータ７ａ、７ｂ、７ｃ、７ｄの温度Ｔｉ１、Ｔｉ２、Ｔｉ３、Ｔｉ４を検出する制御手段５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄから構成されている。なおＳＳＴは、コンバータ６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄと、インバータ７ａ、７ｂ、７ｃ、７ｄで構成された回路部分がこれに相当している。

制御手段５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄにて検出した温度情報は制御装置４へ送信される。制御装置４は、検出した温度情報に基づいて各セル変換器１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄの出力指令値を決定し、各セル変換器１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄの制御手段５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄに出力指令値Ｐｒｅｆ１、Ｐｒｅｆ２、Ｐｒｅｆ３、Ｐｒｅｆ４を送信する。各セル変換器１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄの制御手段５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄは、与えられた出力指令値Ｐｒｅｆ１、Ｐｒｅｆ２、Ｐｒｅｆ３、Ｐｒｅｆ４に従って、インバータ７ａ、７ｂ、７ｃ、７ｄとコンバータ６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄを制御している。

インバータ７ａ、７ｂ、７ｃ、７ｄは、図２に例示されているように、平滑コンデンサＣ７と、フルブリッジ接続された４つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４と、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４に逆並列接続されたダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４とから構成された交直変換回路を構成しており、コンバータ６で決定された直流電圧Ｖｄｃから任意の交流電圧をそれぞれ生成する。

コンバータ６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄは、図３に例示されているように、入力コンデンサＣ１と、フルブリッジ接続されたスイッチング素子Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３、Ｈ４と、スイッチング素子Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３、Ｈ４に逆並列接続されたダイオードＤＨ１、ＤＨ２、ＤＨ３、ＤＨ４と、共振コンデンサＣｒと、トランスＴと、ブリッジ接続された４つの整流ダイオードＤｒ１、Ｄｒ２、Ｄｒ３、Ｄｒ４と、フィルタコンデンサＣｍから構成され、任意の直流電圧Ｖｄｃを生成する。トランスＴは、昇圧インダクタＬｒ、一次巻線Ｎ１、二次巻線Ｎ２で構成されているが、共振コンデンサＣｒも含めていわゆるＬＬＣトランスとされることがある。

図３の回路構成によれば、スイッチング素子Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３、Ｈ４とダイオードＤＨ１、ＤＨ２、ＤＨ３、ＤＨ４のブリッジ接続により直交変換回路を構成しており、電源２の直流入力を数ｋＨｚ〜数百Ｈｚの高周波に変換する。トランスＴは、絶縁を確保するとともに、高周波トランスとすることにより、従来の数十Ｈｚで駆動されていた絶縁トランス単体と比較して大幅な小型・軽量化を実現できる。トランスＴの二次側の高周波出力は、整流ダイオードＤｒ１、Ｄｒ２、Ｄｒ３、Ｄｒ４による整流回路において整流され、直流電圧Ｖｄｃを得る。なお図２のインバータ７と、図３のコンバータ６によりＳＳＴが構成されている。

図４は、図１の電源装置１００の制御装置４の判定ロジックを示すフローチャートである。以下、図４を用いて説明する。図１のフローにおける最初の処理ステップＳ１０１では、各セル変換器１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄで検出した温度情報Ｔｃ１、Ｔｃ２、Ｔｃ３、Ｔｃ４、Ｔｉ１、Ｔｉ２、Ｔｉ３、Ｔｉ４が制御装置４へ入力される。処理ステップＳ１０２では、処理ステップＳ１０１で入力された温度情報に基づき、各セル変換器間での温度ばらつきの有無を判定する。

処理ステップＳ１０３は、処理ステップＳ１０２で温度ばらつき有と判定された時に実施され、温度が高いセル変換器の入力電流を減少させるように当該セル変換器に対する出力指令値を生成する。また処理ステップＳ１０４は、処理ステップＳ１０２で温度ばらつきが有と判定された時に実施され、温度が低いセル変換器の入力電流を増加させるように当該セル変換器に対する出力指令値を生成する。これにより電源装置１００の制御装置４が与える出力指令値の合計は一定に保持される。このように、実施例１の電源装置１００では、温度検出手段によって検出された各セル変換器の温度情報に基づいて、制御装置４により各セル変換器１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄの出力指令値Ｐｒｅｆ１、Ｐｒｅｆ２、Ｐｒｅｆ３、Ｐｒｅｆ４を決定する。

図５、図６ａ、図６ｂ、図６ｃ、図６ｄは、実施例１に係る電源装置１００の動作モードを説明するための図である。図５は実施例１の電源装置１００の動作波形を、図６ａ、図６ｂ、図６ｃ、図６ｄは実施例１の電源装置の回路動作を説明する回路図を示している。

以下、図５、図６ａ、図６ｂ、図６ｃ、図６ｄを用いて本発明の実施例１における電源装置の動作について説明する。最初に図５の電源装置１００の動作波形について説明する。ここでは動作波形として交流系統電圧の１周期における電圧波形とコンバータへの入力電流を示している。

図５において、Ｔ１が正の半波期間、Ｔ２が負の半波期間である。図５の事例では、例えば図１の構成の４組のセル変換器１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄにおけるコンバータ６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄは、予め夫々に定められた大きさの直流電圧Ｖｄｃ１、Ｖｄｃ２、Ｖｄｃ３、Ｖｄｃ４を連続的に発生し、他方インバータ７ａ、７ｂ、７ｃ、７ｄは、予めそれぞれに定められた通流期間のみ通流して矩形状の交流電圧を発生しており、直列接続による合成値として最終的に正弦波状の交流電圧Ｖｉｎｖが定まる。図５の矩形状の交流電圧を発生させるためにインバータ７及びコンバータ６に負わせる役割は他のものであってもよいが、ここではコンバータ６が大きさを調整し、インバータ７が通流期間を調整するものとして、以下説明する。なお実施例１ではコンバータ６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄが定める直流電圧Ｖｄｃ１、Ｖｄｃ２、Ｖｄｃ３、Ｖｄｃ４の大きさは一定であるとしている。

またインバータ７の通流期間に関して、図５の例では、インバータ７ａが時刻ｔ０から時刻ｔ７の期間に正の直流電圧Ｖｄｃ１を与え、インバータ７ｂが時刻ｔ１から時刻ｔ６の期間に正の直流電圧Ｖｄｃ２を与え、インバータ７ｃが時刻ｔ２から時刻ｔ５の期間に正の直流電圧Ｖｄｃ３を与え、インバータ７ｄが時刻ｔ３から時刻ｔ４の期間に正の直流電圧Ｖｄｃ４を与えることで、正の交流波形を発生する。また同様にして、インバータ７ａが時刻ｔ９から時刻ｔ１６の期間に負の直流電圧Ｖｄｃ１を与え、インバータ７ｂが時刻ｔ１０から時刻ｔ１５の期間に負の直流電圧Ｖｄｃ２を与え、インバータ７ｃが時刻ｔ１１から時刻ｔ１４の期間に負の直流電圧Ｖｄｃ３を与え、インバータ７ｄが時刻ｔ１２から時刻ｔ１３の期間に負の直流電圧Ｖｄｃ４を与えることで、負の交流波形を発生する。

制御装置４から各セル変換器１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄの制御手段５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄに与える出力指令値Ｐｒｅｆ１、Ｐｒｅｆ２、Ｐｒｅｆ３、Ｐｒｅｆ４は、図５の正弦波形を最終的に実現すべく、各セル変換器１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄが負担すべき大きさ及びタイミングなどの情報を指令として与えたものであるが、以下の説明では電圧の関係を主体に行うことから、電圧指令値Ｖｒｅｆとして説明する。正弦波形の電圧指令値Ｖｒｅｆは、各セル変換器１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄの制御手段５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄに与えられ、制御手段５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄにおいて各自負担すべき直流電圧Ｖｄｃの大きさが定められ、かつ各自通流開始、停止すべきタイミングが決定される。

また図５には、上記電圧を各セル変換器１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄが与えるときに、各セル変換器１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄに電源２から入力される直流電流の大きさを示している。正常運転の正の半波では、通流期間の長いセル変換器１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄの順に大きな値の直流電流Ｉ１ａ、Ｉ１ｂ、Ｉ１ｃ、Ｉ１ｄが流れている。なお温度バラつきが生じて、電力指令値を変更した負の期間では、通流期間の長いセル変換器１ｄ、１ｂ、１ｃ、１ａの順に大きな値の直流電流Ｉ１ｄ、Ｉ１ｂ、Ｉ１ｃ、Ｉ１ａが流れている。なお交流電流Ｉｉｎｖは、複数のセル変換器においてインバータの出力電流が等しく、かつ正弦波系となっている。

以上の説明から明らかなように、実施例１の電源装置は、複数のセル変換器においてインバータの出力電流Ｉｉｎｖが等しく、コンバータの入力電流Ｉ１ａ、Ｉ１ｂ、Ｉ１ｃ、Ｉ１ｄが異なるように制御されたものであるといえる。また検出した温度情報に基づいて、温度が高いセル変換器の入力電流を減少し、温度が低いセル変換器の入力電流を増加させたものである。

図６ａ、図６ｂ、図６ｃ、図６ｄは、図５の各期間におけるインバータ７ａ、７ｂ、７ｃ、７ｄの回路構成と電流経路を示したものである。ここでは、時刻ｔ０〜ｔ１の期間における状態をモード１として図６ａに示し、時刻ｔ１〜ｔ２の期間における状態をモード２として図６ｂに示し、時刻ｔ２〜ｔ３の期間における状態をモード３として図６ｃに示し、時刻ｔ３〜ｔ４の期間における状態をモード４として図６ｄに示している。なお図６ａ、図６ｂ、図６ｃ、図６ｄにおいて、Ｃ７ａ、Ｃ７ｂ、Ｃ７ｃ、Ｃ７ｄは各インバータ７ａ、７ｂ、７ｃ、７ｄの入力側に設けられた平滑コンデンサである。

図６ａに示したモード１（時刻ｔ０〜ｔ１）では、インバータ７ａのスイッチング素子Ｑ１ａとＱ４ａ、及びインバータ７ｂのスイッチング素子Ｑ４ｂ、インバータ７ｃのスイッチング素子Ｑ４ｃ、インバータ７ｄのスイッチング素子Ｑ４ｄがオン状態であり、その他のスイッチング素子はオフ状態とされている。この場合に、インバータ７ａではスイッチング素子Ｑ４ａ、平滑コンデンサＣ７ａ、スイッチング素子Ｑ１ａのループで電流が流れる。またインバータ７ｂでは、スイッチング素子Ｑ４ｂ、ダイオードＤ２ｂのループで電流が流れる。インバータ７ｃでは、インバータ７ｂと同様にスイッチング素子Ｑ４ｃ、ダイオードＤ２ｃのループで電流が流れる。７ｄでもインバータ７ｂ、７ｃと同様にスイッチング素子Ｑ４ｄ、ダイオードＤ２ｄのループで電流が流れる。このとき、電源装置の出力電圧Ｖｉｎｖはセル変換器１ａの直流電圧Ｖｄｃ１となる。

モード１の状態で電圧指令値ＶｒｅｆがＶｄｃ１よりも大きくなるとモード２に移行する。図６ｂに示したモード２（時刻ｔ１〜ｔ２）では、モード１の状態において、インバータ７ｂのスイッチング素子Ｑ１ｂをオン状態とする。こうすることで、インバータ７ｂでは、スイッチング素子Ｑ４ｂ、平滑コンデンサＣ７ｂ、スイッチング素子Ｑ１ｂのループで電流が流れる。インバータ７ａ、７ｃ、７ｄはモード１と同じ動作となる。このとき、電源装置の出力電圧Ｖｉｎｖはセル変換器１ａの直流電圧Ｖｄｃ１とセル変換器１ｂの直流電圧Ｖｄｃ２の和となる。

モード２の状態で電圧指令値ＶｒｅｆがＶｄｃ２よりも大きくなるとモード３に移行する。図６ｃに示したモード３（時刻ｔ２〜ｔ３）では、モード２の状態において、インバータ７ｃのスイッチング素子Ｑ１ｃをオン状態とする。こうすることで、インバータ７ｃでは、スイッチング素子Ｑ４ｃ、平滑コンデンサＣ７ｃ、スイッチング素子Ｑ１ｃのループで電流が流れる。インバータ７ａ、７ｂ、７ｄはモード２と同じ動作となる。このとき、電源装置の出力電圧Ｖｉｎｖはセル変換器１ａの直流電圧Ｖｄｃ１とセル変換器１ｂの直流電圧Ｖｄｃ２とセル変換器１ｃの直流電圧Ｖｄｃ３の和となる。

モード３の状態で電圧指令値ＶｒｅｆがＶｄｃ３よりも大きくなるとモード４に移行する。図６ｄに示したモード４（時刻ｔ３〜ｔ４）では、モード３の状態において、インバータ７ｄのスイッチング素子Ｑ１ｄをオン状態とする。こうすることで、インバータ７ｄでは、スイッチング素子Ｑ４ｄ、平滑コンデンサＣ７ｄ、スイッチング素子Ｑ１ｄのループで電流が流れる。インバータ７ａ、７ｂ、７ｃはモード３と同じ動作となる。このとき、電源装置の出力電圧Ｖｉｎｖはセル変換器１ａの直流電圧Ｖｄｃ１とセル変換器１ｂの直流電圧Ｖｄｃ２とセル変換器１ｃの直流電圧Ｖｄｃ３とセル変換器１ｄの直流電圧Ｖｄｃ４の和となる。なお、時刻ｔ０より前の状態では、インバータ７ａはスイッチング素子Ｑ４ａのみがオン状態とされている。

以上により電源装置の出力電圧Ｖｉｎｖの０度から９０度の範囲の正弦波電圧を発生できることについて説明したが、残りの９０度から１８０度の期間も、上記モードを逆の順番で進行させることにより実現できることが明らかであるのでその詳細説明を省略する。

また電源装置の出力電圧Ｖｉｎｖの１８０度から３６０度の範囲の負の正弦波電圧を実現する回路構成と電流の流れを図７ａ、図７ｂ、図７ｃ、図７ｄに示している。図７ａは、図５のモード５におけるインバータ回路構成を示す図、図７ｂは、図５のモード６におけるインバータ回路構成を示す図、図７ｃは、図５のモード７におけるインバータ回路構成を示す図、図７ｄは、図５のモード８におけるインバータ回路構成を示す図である。

図７ａ、図７ｂ、図７ｃ、図７ｄの回路構成と電流の流れについては、図６ａ、図６ｂ、図６ｃ、図６ｄの回路構成と電流の流れから容易に推定可能な事項であるので、詳細説明を省略するが、基本的には交流電圧Ｖｉｎｖを分担するインバータ７の場合には、そのスイッチング素子Ｑ２とＱ３がオン状態、その他のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４はオフ状態とされ、スイッチング素子Ｑ２、平滑コンデンサＣ７、スイッチング素子Ｑ３のループで電流が流れることになる。また交流電圧を分担しない他のインバータ７では、スイッチング素子Ｑ３がオン状態とされ、ダイオードＤ１、スイッチング素子Ｑ３のループで電流が流れる。また各モードの順番については、正波における順番を踏襲し、モード５、モード６、モード７、モード８の順番で実施すればよい。

以上の動作は、図４の処理ステップＳ１０２で温度ばらつきが無いと判定された場合における制御装置４内の動作、およびこれにより実現される回路構成を説明している。これに対し、図４の処理ステップＳ１０２で温度ばらつきが有ると判定された場合には、以下のように処理される。

この事例では、電圧指令値Ｖｒｅｆの正の半周期間Ｔ１において、制御装置４が検知したセル変換器１の温度はセル変換器１ａが最も高く、セル変換器１ｄの温度が最も低いと判定されたものとする。このとき、制御装置４は、図５のばらつき発生時に示すように電圧指令値の負の半周期間Ｔ２においてセル変換器１ａとセル変換器１ｄの役割を入れ替えるように出力指令値を生成し、各セル変換器に出力指令を送信する。図５に示した例では、正常時に時刻ｔ８から時刻ｔ１６までの期間に矩形波電圧を生じていたセル変換器１ａについて、時刻ｔ１２から時刻ｔ１３までの期間に矩形波電圧を生じるように変更し、正常時に時刻ｔ１２から時刻ｔ１３までの期間に矩形波電圧を生じていたセル変換器１ｄについて、時刻ｔ８から時刻ｔ１６までの期間に矩形波電圧を生じるように変更している。
このように、検出した温度情報に基づいてセル変換器の駆動パターンを決定することにより、温度が高いセル変換器１ａの入力電流を減少させ、温度が低いセル変換器１ｄの入力電流を増加させることが可能となる。

温度バラつき発生時に負の正弦波電圧を実現する回路構成と電流の流れを図８ａ、図８ｂ、図８ｃ、図８ｄに示している。図８ａは、温度ばらつき時の図５のモード５におけるインバータ回路構成を示す図、図８ｂは、温度ばらつき時の図５のモード６におけるインバータ回路構成を示す図、図８ｃは、温度ばらつき時の図５のモード７におけるインバータ回路構成を示す図、図８ｄは、温度ばらつき時の図５のモード８におけるインバータ回路構成を示す図である。

図８ａ、図８ｂ、図８ｃ、図８ｄの回路構成と電流の流れについては、図７ａ、図７ｂ、図７ｃ、図７ｄの回路構成と電流の流れから容易に推定可能な事項であるので、詳細説明を省略するが、基本的にはモード５（時刻ｔ９〜ｔ１０）では、温度余裕の少ないインバータ７ａに代えて温度余裕の大きいインバータ７ｄが交流電圧を分担し、モード６（時刻ｔ１０〜ｔ１１）では、インバータ７ｂを追加してインバータ７ｂと７ｄが交流電圧を分担し、モード７（時刻ｔ１１〜ｔ１２）では、さらにインバータ７ｃを追加してインバータ７ｂと７ｃと７ｄが交流電圧を分担し、モード８（時刻ｔ１２〜ｔ１３）では、温度余裕の少ないインバータ７ａを追加してインバータ７ａと７ｂと７ｃと７ｄが交流電圧を分担する。

係る処理を実行することにより、温度余裕の少ないインバータ７ａの電流通流期間は最短となり、温度発生が抑制される。なお、以上の説明では、正の半端期間内に温度ばらつきが検知されたので、これに次ぐ負の期間においてセル変換器１ａとセル変換器１ｄの役割を入れ替えるように出力指令値を生成したが、さらに次の正の半波期間以降においても継続実施されることは言うまでもない。

以上、実施例１における電力変換装置では、各セル変換器に備えられた温度検出手段により検出した温度情報に基づいてセル変換器の駆動パターンとなる出力指令値を決定することができる。これにより、セル変換器の温度を平均化することができるため、素子寿命のばらつきを抑制し、電力変換装置の高信頼化を図ることができる。

なお、実施例１ではセル変換器の直列数を４段としたが、さらに段数を増加させることで電力変換装置の出力電圧の階調数を増加することが可能となるため、系統と電力変換装置の間に接続されるフィルタインダクタやフィルタキャパシタの小型化すなわち電力変換装置の小型化を図ることができる。

また、実施例１ではセル変換器の入力を共通の電源としたがこれに限らない。セル変換器ごとに独立した電源を接続した構成としてもよい。また、実施例１では、電圧指令値の半周期ごとにセル変換器の駆動パターンを切り替えているが、電圧指令値の半周期より短い周期又は数周期ごとに駆動パターンを切り替えてもよい。

実施例１は、セル変換器の通流期間に着目した解決策であり、セル変換器における通流期間を熱的余裕のあるセル変換器と余裕のないセル変換器の間で入れ替えたものである。
これに対し実施例２では、セル変換器におけるもう一つの制御要因であるコンバータの直流リンク電圧Ｖｄｃに着目したものであり、熱的余裕のあるセル変換器の直流リンク電圧Ｖｄｃを高めに設定し、熱的余裕のないセル変換器の直流リンク電圧Ｖｄｃを低めに設定したものである。

次に、本発明の実施例２について、図９、図１０を用いて説明する。なお実施例２における電源装置の構成は実施例１と同じ構成となるため説明を省略する。以下、実施例１と異なる点について説明する。

図９は、実施例２における、図１の電源装置の制御装置４の判定ロジックを示すフローチャートである。以下、図９を用いて説明する。

図９のフローにおける最初の処理ステップＳ２０１では、各セル変換器１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄで検出した温度情報Ｔｃ１、Ｔｃ２、Ｔｃ３、Ｔｃ４、Ｔｉ１、Ｔｉ２、Ｔｉ３、Ｔｉ４が制御装置４へ入力される。処理ステップＳ２０２では、処理ステップＳ２０１で入力された温度情報に基づき、各セル変換器間での温度ばらつきの有無を判定する。

処理ステップＳ２０３は、処理ステップＳ２０２で温度ばらつきが有と判定された場合に、温度が高いセル変換器の直流リンク電圧Ｖｄｃを減少させるように当該セル変換器に対する指令値を生成する。また同時に処理ステップＳ２０４は、処理ステップＳ２０２で、温度ばらつきが有と判定された場合に、温度が低いセル変換器の直流リンク電圧Ｖｄｃを増加させるように当該セル変換器に対する指令値を生成する。なおこれにより電力変換装置の制御装置４が与える指令値（直流リンク電圧Ｖｄｃ）の合計は一定に保持される。
このように、実施例２の電源装置では、温度検出手段によって検出された各セル変換器の温度情報に基づいて、制御装置４により各セル変換器１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄの指令値Ｐｒｅｆ１、Ｐｒｅｆ２、Ｐｒｅｆ３、Ｐｒｅｆ４を決定する。

なお、直流リンク電圧Ｖｄｃを増減させた結果として、当該対象のセル変換器における通流期間は適宜変更される。この措置は、正弦波形の交流電圧を得るために不可欠である。因みに直流リンク電圧Ｖｄｃを大きくした場合には、通流期間を短くし、直流リンク電圧Ｖｄｃを小さくした場合には、通流期間を長くすることになる。各セル変換器１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄの制御手段５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄは、コンバータの制御信号を生成することで、直流リンク電圧Ｖｄｃ１、Ｖｄｃ２、Ｖｄｃ３、Ｖｄｃ４の大きさと長さを制御する。

次に図１０を用いて電源装置の動作を説明する。図１０では、セル変換器１ｄの温度が最も高く、セル変換器１ａの温度が最も低い場合の例を示している。温度にばらつきがない通常状態では、各セル変換器１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄの制御手段５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄが定める直流リンク電圧Ｖｄｃ１、Ｖｄｃ２、Ｖｄｃ３、Ｖｄｃ４は、同一値（Ｖｄｃ１＝Ｖｄｃ２＝Ｖｄｃ３＝Ｖｄｃ４）とされているが、検出温度にばらつきが検知されるときは、温度が高いセル変換器１ｄの直流リンク電圧Ｖｄｃ４を低下させ、温度が高いセル変換器１ａの直流リンク電圧Ｖｄｃ１を増加させることで、セル変換器１ｄの入力電流Ｉ１ｄを低減し、セル変換器１ａの入力電流Ｉ１ａを増加させることができる。なお、直流リンク電圧Ｖｄｃ４における電圧低下分は、そのまま直流リンク電圧Ｖｄｃ１に加算されることで、全体として負担する電圧を一定に維持することができる。

このように、実施例２では、コンバータの直流リンク電圧Ｖｄｃを制御することにより細かい電力制御が可能となるため、実施例１と比較してセル変換器の温度ばらつきを低減することが可能となる。

以上、実施例２では、温度が最も高いセル変換器と温度が最も低いセル変換器の直流リンク電圧のみを変化させたが、全てのセル変換器の直流リンク電圧を制御することで、セル変換器の温度ばらつきをさらにきめ細かく低減することが可能となる。

なお図１０におけるコンバータの入力電流は、コンバータの直流リンク電圧Ｖｄｃと通流期間に応じて定まる大きさのものになっている。

実施例１と実施例２は、セル変換器の温度ばらつきが検知される場合に通常の制御の範囲内で対応したものである。これに対し、温度バラつきがより大きくなってくると、停止措置も含めた保護的処理を行う必要がある。実施例３では、実施例１、実施例２に加えて保護対策を施した点に特徴がある。保護対策としては、高温を検知したセル変換器のコンバータ停止が有効であるが、ここではさらに他のセル変換器からの電力融通をおこなうものである。

本発明の実施例３について、図を用いて説明する。なお実施例３における電源装置の構成は実施例１と同じ構成となるため説明を省略する。以下、実施例１、実施例２と異なる点について説明する。図１１は、実施例３おける、図１の電力変換装置の制御装置４の判定ロジックを示すフローチャートである。

図１１のフローチャートにおける最初の処理ステップＳ３０２では、各セル変換器１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄで検出した温度情報Ｔｃ１、Ｔｃ２、Ｔｃ３、Ｔｃ４、Ｔｉ１、Ｔｉ２、Ｔｉ３、Ｔｉ４が制御装置４へ入力される。処理ステップＳ３０２では、処理ステップＳ３０１で入力された温度情報に基づき、各セル変換器間での温度ばらつきの有無を判定する。

処理ステップＳ３０３は、処理ステップＳ３０２で温度ばらつき有と判定された場合に、セル変換器１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄのコンバータ６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄの停止有無を判定する。ここでは、あらかじめ設定された温度閾値Ｔｒｅｆと検出した温度情報Ｔｍａｘを比較することでコンバータコンバータ６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄの停止有無を判定する。

温度ばらつきはあるが、保護機能を発動するほどのものではない状態での制御が、処理ステップＳ３０５と処理ステップＳ３０６に定義されている。ここでは、まず処理ステップＳ３０５において、処理ステップＳ３０３でＴｒｅｆ＞Ｔｍａｘと判定されたセル変換器のコンバータに対して、制御装置４から減少した出力指令を送信する。また処理ステップＳ３０６では、処理ステップＳ３０３でＴｒｅｆ＞Ｔｍａｘとなるとき、制御装置４から温度が低いセル変換器のコンバータに対して、出力指令を増加させる指令を送信する。
なお処理ステップＳ３０５と処理ステップＳ３０６に定義された処理は、図４の処理内容と同じものである。

これに対し処理ステップＳ３０４では、処理ステップＳ３０３の処理でＴｒｅｆ＜Ｔｍａｘと判断されたセル変換器に対して、制御装置４からコンバータ停止指令を生成し、該当する制御手段５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄにコンバータ停止指令を送信する。つまり温度ばらつきが有り、かつ検出温度Ｔｍａｘが温度閾値Ｔｒｅｆ以上となる程度に高温化している状態では、保護機能の過熱対策として即刻コンバータ停止を実行する。

処理ステップＳ３０４は、図４の機能に保護機能を付加したものということができる。
このように、実施例３の電源装置では、温度検出手段によって検出された各セル変換器の温度情報に基づいて、制御装置４によりコンバータ停止の有無を判定することができる。
これにより、セル変換器の保護が可能となり、電源装置の高信頼化を図ることができる。

実施例３で説明したように、過熱に対する保護機能として対応コンバータを停止することは有効である。しかしながら、これだけでは電源装置小型化の観点からは、未だ不十分である。この理由について以下説明する。図１の電源装置１００において、セル変換器１ａの温度Ｔ１ａが温度閾値Ｔｒｅｆを上回った場合（Ｔｒｅｆ＜Ｔ１ａ）を想定する。このとき、制御装置４からの指令によりセル変換器１ａのコンバータ６ａの動作が停止されると、インバータ７ａはコンバータ６ａからの電力供給が停止され、セル変換器１ａが停止する。

このことは、４台のセル変換器１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄにより交流電圧Ｖｉｎｖを分担して運転していたものを、３台のセル変換器１ｂ、１ｃ、１ｄにより交流電圧Ｖｉｎｖを分担して運転継続することを意味している。つまり、セル変換器１ａが停止された状態において、残りのセル変換器１ｂ、１ｃ、１ｄのみで運転を継続させるためには各セル変換器１ｂ、１ｃ、１ｄの直流電圧Ｖｄｃ２、Ｖｄｃ３、Ｖｄｃ４を増加させる必要がある。

これは、各セル変換器の半導体素子のデバイス耐圧を大きく設計する必要がありコストアップに繋がることを意味している。セル変換器１の分担電圧が交流側直列接続により低減でき、インバータ７やコンバータ６に使用する半導体素子の耐圧容量が小さくできることで、ＳＳＴの採用と相まって電源装置の小型化が実現できたものが、一部停止運転の実行に伴いセル変換器１台当りの耐圧容量に余裕を見込む必要があり、大型化、コストアップの方向に逆行する対応が必要になることを意味している。

以上のことから本発明の実施例４では、コンバータの停止後における以下の追加的対応を実行したものである。図を用いてコンバータのみを停止させた場合の電力変換装置の動作を説明する。ここでは、系統電圧の正の半周期間においてセル変換器１ａの温度Ｔ１ａが温度閾値Ｔｒｅｆを上回った場合（Ｔｒｅｆ＜Ｔ１ａ）であって、系統電圧の負の半周期で追加対応することを説明する。なお追加対応が以後においても継続実施されることは言うまでもない。

図１の主回路構成において、コンバータ６ａの動作が停止すると、セル変換器１ａのインバータ７ａはコンバータ６ａからの電力供給が停止する。このとき、残りのセル変換器１ｂ、１ｃ、１ｄのみで運転を継続させるためには各セル変換器１ｂ、１ｃ、１ｄの直流電圧Ｖｄｃ２、Ｖｄｃ３、Ｖｄｃ４をそれぞれＶｄｃ１／３ずつ増加させる必要がある。
これは、各セル変換器のデバイス耐圧を大きく設計する必要がありコストアップに繋がることである。実施例４はインバータ間で電力を融通することにより、コンバータが停止したセル変換器の動作を継続させることを可能とし、各セル変換器の直流電圧Ｖｄｃを増加させる必要がなくなるようにしたものである。

図１２の系統電圧の正の半周期中にコンバータ６ａが停止されると、セル変換器１ａのインバータ７ａの入力である直流電圧Ｖｄｃ１が徐々に低下し、他のセル変換器として例えばセル変換器１ｂの直流電圧Ｖｄｃ２と比較すると、Ｖｄｃ２＞Ｖｄｃ１となる。

この場合に、制御装置４は、セル変換器１ａの動作期間が最も短くなるようにセル変換器１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄの動作パターンを決定する。ここでは、セル変換器１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄの動作パターンをセル変換器１ｄ⇒１ｂ⇒１ｃ⇒１ａとしている。つまり、図５で説明したと同様に、保護が必要なセル変換器１ａの通流期間を最短とし、余裕のあるセル変換器１ｄの通流期間を最長とする入れ替えを行っている。具体的には保護が必要なセル変換器１ａの通流期間を最短のｔ３４−ｔ３５の間とし、余裕のあるセル変換器１ｄの通流期間を最長のｔ３１−ｔ３８の期間となるように入れ替えを行っている。

また、セル変換器１ａがその通流期間ｔ３４−ｔ３５に電圧分担を行うことを可能とするために、停止したコンバータ６ａに代わり、他のセル変換器１ｂ、１ｃ、１ｄから、通流期間ｔ３４−ｔ３５に先立ちコンデンサＣ７ａを充電させておくための対応が必要である。この充電を電力融通と称している。

図１２においては、通流期間ｔ３４−ｔ３５に先立ちコンデンサＣ７ａを充電させておくための電力融通のモードをモード３１と表記している。モード３１は、図１２中の時刻ｔ３１〜ｔ３２の期間において実行される。さらにモード３１は、以下に説明するモード３１ａ、３１ｂ、３１ｃで構成されている。モード３１について、セル変換器１ａの平滑コンデンサＣ７ａを充電する場合を例に挙げて、電源装置の動作を説明する。

まず電源装置の出力電圧Ｖｉｎｖは、（１）式で示される。Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ、Ｖｄは、それぞれセル変換器１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄが与える交流側電圧であり、この和である出力電圧Ｖｉｎｖが電圧指令値Ｖｒｅｆと等しくなるように制御されることで負荷である系統へ供給する電力を制御している。
［数１］
Ｖｉｎｖ＝Ｖａ＋Ｖｂ＋Ｖｃ＋Ｖｄ （１）
モード３１（時刻ｔ３１〜ｔ３２の期間）を構成する３組の小モードである３１ａ、３１ｂ、３１ｃにおけるセル変換器１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄ内の回路構成と、その時の電流経路を図１３ａ、図１３ｂ、図１３ｃに示している。

最初の小モードであるモード３１ａでは、図１３ａに示すように、インバータ７ａは、スイッチング素子Ｑ１ａとＱ４ａがオン状態とされ、電流は電源側からアース側に向けてＱ１ａ→Ｃ７ａ→Ｑ４ａの経路で流れて、セル変換器１ａの出力電圧Ｖａとして、Ｖａ＝＋Ｖｄｃ１を与える。インバータ７ｂは、スイッチング素子Ｑ２ｂとＱ３ｂがオン状態とされ、電流は電源側からアース側に向けてＱ２ｂ→Ｃ７ｂ→Ｑ３ｂの経路で流れて、セル変換器１ｂの出力電圧Ｖｂとして、Ｖｂ＝−Ｖｄｃ２を与える。インバータ７ｃは、スイッチング素子Ｑ２ｃのみがオン状態とされ、電流は電源側からアース側に向けてＱ２ｃ→Ｄ４ｃの経路で流れて、セル変換器１ｃの出力電圧ＶｃはＶｃ＝０を与える。インバータ７ｄは、スイッチング素子Ｑ２ｄとＱ３ｄがオン状態とされ、セル変換器１ｄの出力電圧Ｖｄとして、Ｖｄ＝−Ｖｄｃ４を与える。

以上により、モード３１ａにおいて電源装置の出力電圧Ｖｉｎｖは、Ｖｉｎｖ＝Ｖｄｃ１−Ｖｄｃ２−Ｖｄｃ４となる。つまり、正常稼働可能なインバータ７ｂ、７ｃ、７ｄのうち２つのインバータ７ｂ、７ｄがそれぞれ負の出力を与え、インバータ７ａのコンデンサを充電しながら、直列回路合計では、本来必要な電圧Ｖｄｃを与えたものである。ここではインバータ７ｂ、７ｄからインバータ７ａに電力融通したものである。

次の小モードであるモード３１ｂでは、図１３ｂに示すように、インバータ７ａはモード３１ａの構成を維持しており、スイッチング素子Ｑ１ａとＱ４ａがオン状態とされ、電流は電源側からアース側に向けてＱ１ａ→Ｃ７ａ→Ｑ４ａの経路で流れて、セル変換器１ａの出力電圧Ｖａとして、Ｖａ＝＋Ｖｄｃ１を与える。インバータ７ｂはスイッチング素子Ｑ２ｂのみがオン状態とされ、電流は電源側からアース側に向けてＱ２ｂ→Ｄ４ｂの経路で流れて、セル変換器１ｂの出力電圧ＶｂはＶｂ＝０を与える。インバータ７ｃはモード３１ａの構成を維持しており、スイッチング素子Ｑ２ｃのみがオン状態とされ、電流は電源側からアース側に向けてＱ２ｃ→Ｄ４ｃの経路で流れて、セル変換器１ｃの出力電圧ＶｃはＶｃ＝０を与える。インバータ７ｄはモード３１ａの構成を維持しており、スイッチング素子Ｑ２ｄとＱ３ｄがオン状態とされ、セル変換器１ｄの出力電圧Ｖｄとして、Ｖｄ＝−Ｖｄｃ４を与える。

以上により、モード３１ｂにおいて電源装置の出力電圧Ｖｉｎｖは、Ｖｉｎｖ＝Ｖｄｃ１−Ｖｄｃ４となる。つまり、正常稼働可能なインバータ７ｂ、７ｃ、７ｄのうちインバータ７ｄが負の出力を与え、インバータ７ａのコンデンサを充電しながら、直列回路合計では、Ｖｄｃ１−Ｖｄｃ４を与えたものである。ここではインバータ７ｄからインバータ７ａに電力融通している。

モード３１の期間中では、基本的にセル変換器１ａの直流電圧Ｖｄｃ１が目標値Ｖｄｃｒｅｆに到達するまで、もしくは、時刻ｔ３２に到達するまでモード３１ａとモード３１ｂが交互に繰り返される。このとき、モード３１ａとモード３１ｂの割合は（２）式を満たすように時比率Ｄによって決定される。
［数２］
Ｖｒｅｆ＝Ｖｉｎｖ＝Ｄ×（−Ｖｄｃ１＋Ｖｄｃ２＋Ｖｄｃ４）＋（１−Ｄ）×（−Ｖｄｃ１＋Ｖｄｃ４） （２）
さらにモード３１の期間中における小モード３１ｃでは、図１３ｃに示すように処理される。モード３１ｃでは、インバータ７ａのスイッチング素子Ｑ２ａのみがオン状態とされ、電流は電源側からアース側に向けてＱ２ａ→Ｄ４ａの経路で流れて、セル変換器１ａの出力電圧ＶａはＶａ＝０を与える。インバータ７ｂと７ｃは、モード３１ｂの回路を維持しており、それぞれＶｂ＝０、Ｖｃ＝０とされる。インバータ７ｄは、モード３１ｂの回路を維持しており、セル変換器１ｄの出力電圧ＶｄはＶｄ＝−Ｖｄｃ４を与える。以上により、電力変換装置の出力電圧ＶｉｎｖはＶｉｎｖ＝−Ｖｄｃ４となる。このモード３１ｃは時刻ｔ３２に到達するまで継続される。

次に、モード３１（時刻ｔ３１−ｔ３２）後に実施されるモード３２（時刻ｔ３２−ｔ３３）について説明する。モード３２（時刻ｔ３２〜ｔ３３の期間）を構成する３組の小モードである３２ａ、３２ｂ、３２ｃにおけるセル変換器１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄ内の回路構成と、その時の電流経路を図１４ａ、図１４ｂ、図１４ｃに示している。

モード３２（時刻ｔ３２〜ｔ３３の期間）の最初の小モードであるモード３２ａでは、図１４ａに示すように、インバータ７ａは、スイッチング素子Ｑ１ａとＱ４ａがオン状態とされ、電流は電源側からアース側に向けてＱ１ａ→Ｃ７ａ→Ｑ４ａの経路で流れて、セル変換器１ａの出力電圧Ｖａとして、Ｖａ＝＋Ｖｄｃ１を与える。インバータ７ｂは、スイッチング素子Ｑ２ｂとＱ３ｂがオン状態とされ、電流は電源側からアース側に向けてＱ２ｂ→Ｃ７ｂ→Ｑ３ｂの経路で流れて、セル変換器１ｂの出力電圧Ｖｂとして、Ｖｂ＝−Ｖｄｃ２を与える。インバータ７ｃは、スイッチング素子Ｑ２ｃとＱ３ｃがオン状態とされ、電流は電源側からアース側に向けてＱ２ｃ→Ｃ７ｃ→Ｑ３ｃの経路で流れて、セル変換器１ｃの出力電圧Ｖｃとして、Ｖｃ＝−Ｖｄｃ３を与える。インバータ７ｄは、スイッチング素子Ｑ２ｄとＱ３ｄがオン状態とされ、セル変換器１ｄの出力電圧Ｖｄとして、Ｖｄ＝−Ｖｄｃ４を与える。

以上により、モード３２ａにおいて電源装置の出力電圧Ｖｉｎｖは、Ｖｉｎｖ＝Ｖｄｃ１−Ｖｄｃ２−Ｖｄｃ３−Ｖｄｃ４となる。つまり、正常稼働可能なインバータ７ｂ、７ｃ、７ｄのうち全てのインバータ７ｂ、７ｃ、７ｄがそれぞれ負の出力を与え、インバータ７ａのコンデンサを充電しながら、直列回路合計では、本来必要な電圧Ｖｉｎｖ＝Ｖｄｃ１−Ｖｄｃ２−Ｖｄｃ３−Ｖｄｃ４を与えたものである。ここではインバータ７ｂ、７ｃ、７ｄからインバータ７ａに電力融通したものである。

次の小モードであるモード３２ｂでは、図１３ｂに示すように回路構成しているが、これは図１３ａのモード３１ａと同じ回路構成である。つまりこの場合には、インバータ７ａは、スイッチング素子Ｑ１ａとＱ４ａがオン状態とされ、電流は電源側からアース側に向けてＱ１ａ→Ｃ７ａ→Ｑ４ａの経路で流れて、セル変換器１ａの出力電圧Ｖａとして、Ｖａ＝＋Ｖｄｃ１を与える。インバータ７ｂは、スイッチング素子Ｑ２ｂとＱ３ｂがオン状態とされ、電流は電源側からアース側に向けてＱ２ｂ→Ｃ７ｂ→Ｑ３ｂの経路で流れて、セル変換器１ｂの出力電圧Ｖｂとして、Ｖｂ＝−Ｖｄｃ２を与える。インバータ７ｃは、スイッチング素子Ｑ２ｃのみがオン状態とされ、電流は電源側からアース側に向けてＱ２ｃ→Ｄ４ｃの経路で流れて、セル変換器１ｃの出力電圧ＶｃはＶｃ＝０を与える。インバータ７ｄは、スイッチング素子Ｑ２ｄとＱ３ｄがオン状態とされ、セル変換器１ｄの出力電圧Ｖｄとして、Ｖｄ＝−Ｖｄｃ４を与える。

以上により、モード３１ａにおいて電源装置の出力電圧Ｖｉｎｖは、Ｖｉｎｖ＝Ｖｄｃ１−Ｖｄｃ２−Ｖｄｃ４となる。つまり、正常稼働可能なインバータ７ｂ、７ｃ、７ｄのうち２つのインバータ７ｂ、７ｄがそれぞれ負の出力を与え、インバータ７ａのコンデンサを充電しながら、直列回路合計では、本来必要な電圧Ｖｄｃを与えたものである。ここではインバータ７ｂ、７ｄからインバータ７ａに電力融通したものである。

モード３２の期間中において、セル変換器１ａの直流電圧Ｖｄｃ１が目標値Ｖｄｃｒｅｆに到達するまでモード３２ａとモード３２ｂが交互に繰り返される。このとき、モード３２ａとモード３２ｂの割合は前記の（２）式を満たすように時比率Ｄによって決定される。

モード３２の期間中にセル変換器１ａの直流電圧Ｖｄｃ１が目標値Ｖｄｃｒｅｆに到達すると、モード３２ｃ移行する。

小モードであるモード３２ｃでは、図１４ｃに示すように、インバータ７ａのスイッチング素子Ｑ２ａのみがオン状態とされ、電流は電源側からアース側に向けてＱ２ａ→Ｄ４ａの経路で流れて、セル変換器１ａの出力電圧Ｖａは、Ｖａ＝０となる。インバータ７ｂは、スイッチング素子Ｑ２ｂとＱ３ｂがオン状態とされ、電流は電源側からアース側に向けてＱ２ｂ→Ｃ７ｂ→Ｑ３ｂの経路で流れて、セル変換器１ｂの出力電圧Ｖｂとして、Ｖｂ＝−Ｖｄｃ２を与える。インバータ７ｃはスイッチング素子Ｑ２ｃのみがオン状態とされ、電流は電源側からアース側に向けてＱ２ｃ→Ｄ４ｃの経路で流れて、セル変換器１ａの出力電圧Ｖｃは、Ｖｃ＝０となる。インバータ７ｄは、スイッチング素子Ｑ２ｄとＱ３ｄがオン状態とされ、セル変換器１ｄの出力電圧Ｖｄとして、Ｖｄ＝−Ｖｄｃ４を与える。以上により、電源装置の出力電圧ＶｉｎｖはＶｉｎｖ＝−Ｖｄｃ２−Ｖｄｃ４となる。
モード３２ｃは時刻ｔ３３まで継続される。

次に、図１５ａ、図１５ｂを用いてモード３３（時刻ｔ３３−ｔ３４）、モード３４（時刻ｔ３４−ｔ３５）の動作を説明する。

図１５ａに示したモード３３（時刻ｔ３３−ｔ３４）では、インバータ７ａのスイッチング素子Ｑ２ａのみがオン状態とされ、電流は電源側からアース側に向けてＱ２ａ→Ｄ４ａの経路で流れて、セル変換器１ａの出力電圧Ｖａは、Ｖａ＝０となる。インバータ７ｂは、スイッチング素子Ｑ２ｂとＱ３ｂがオン状態とされ、電流は電源側からアース側に向けてＱ２ｂ→Ｃ７ｂ→Ｑ３ｂの経路で流れて、セル変換器１ｂの出力電圧Ｖｂとして、Ｖｂ＝−Ｖｄｃ２を与える。インバータ７ｃは、スイッチング素子Ｑ２ｃとＱ３ｃがオン状態とされ、電流は電源側からアース側に向けてＱ２ｃ→Ｃ７ｃ→Ｑ３ｃの経路で流れて、セル変換器１ｃの出力電圧Ｖｃとして、Ｖｃ＝−Ｖｄｃ３を与える。インバータ７ｄは、スイッチング素子Ｑ２ｄとＱ３ｄがオン状態とされ、セル変換器１ｄの出力電圧Ｖｄとして、Ｖｄ＝−Ｖｄｃ４を与える。以上により、電力変換装置の出力電圧ＶｉｎｖはＶｉｎｖ＝−Ｖｄｃ２−Ｖｄｃ３−Ｖｄｃ４となる。モード３３は時刻ｔ３４まで継続される。

図１５ｂに示したモード３４（時刻ｔ３４−ｔ３５）では、インバータ７ａのスイッチング素子Ｑ２ａとＱ３ａがオン状態であり、電流は電源側からアース側に向けてＱ２ａ→Ｃ７ａ→Ｑ２ａの経路で流れて、セル変換器１ａの出力電圧はＶａ＝−Ｖｄｃ１となる。
インバータ７ｂは、スイッチング素子Ｑ２ｂとＱｂ３がオン状態であり、セル変換器１ｂの出力電圧ＶｂはＶｂ＝−Ｖｄｃ２となる。インバータ７ｃはスイッチング素子Ｑ２ｃとＱ３ｃがオン状態であり、セル変換器１ｃの出力電圧ＶｃはＶｃ＝−Ｖｄｃ３となる。インバータ７ｄのスイッチング素子Ｑ２ｄとＱ３ｄ及びはオン状態であり、セル変換器１ｄの出力電圧ＶｄはＶｄ＝−Ｖｄｃ４となる。以上により、電力変換装置の出力電圧ＶｉｎｖはＶｉｎｖ＝−Ｖｄｃ１−Ｖｄｃ２−Ｖｄｃ３−Ｖｄｃ４となる。モード３３は時刻ｔ３５まで継続される。

時刻ｔ３５〜ｔ３６の期間は、モード３３と同様の動作、時刻ｔ３６〜ｔ３７の期間はモード３２と同様の動作、時刻３７〜３８の期間はモード３１と同様の動作となるため詳細な説明は省略する。

以上、実施例４によれば、停止側インバータの通流期間が最短となるように入れ替えを行ったうえで、当該停止側インバータの通流開始時期よりも前の期間において、健全側インバータから停止側インバータの平滑コンデンサに向けて電力を融通することで充電を行うことが可能となるため、コンバータが停止した場合においても全てのセル変換器のインバータを動作させることができる。これにより、インバータを停止させる場合と比較してセル変換器のデバイスの耐圧を低く設計することが可能となるため、変換装置の小型・低コスト化を図ることができる。

なお、実施例４では図１２中のモード３１及びモード３２の期間中にセル変換器１ａを充電する場合を例に挙げて説明しており、この場合においては、モード３１の期間中はモード３１ａとモード３１ｂを繰り返す。モード３１の期間中のみにおいてセル変換器１ａの充電が完了した場合は、モード３２への移行後は図１２のモード３２ｃに固定するように動作させてもよい。

なお図１２において、コンバータの入力電流Ｉ１ａ、Ｉ１ｂ、Ｉ１ｃ、Ｉ１ｄは、負の半波では入力電流Ｉ１ａがコンバータ６ａの停止により０となる。また電力融通に参加したセル変換器１ｄ、１ｂのコンバータ６ｂ、６ｄの入力電流Ｉ１ｂ、Ｉ１ｄは増加するが、電力融通に参加していないセル変換器１ｃのコンバータ６ｃの入力電流Ｉ１ｃは変化していない。

また図６ａから図６ｄ、図７ａから図７ｄ、図８ａから図８ｄを通じて、これらのインバータ７における回路構成は、要するに交流側に流れる電流が平滑コンデンサに流れないように、フルブリッジ構成された逆並列ダイオード付のスイッチング素子をオンまたはオフする第１の状態（例えば図６ａの７ｂ、７ｃ、７ｄ）と、交流側に流れる電流が平滑コンデンサの第１の方向（平滑コンデンサ７の下から上に流れる方向）に流れるように、フルブリッジ構成された逆並列ダイオード付のスイッチング素子をオンまたはオフする第２の状態（例えば図６ａの７ａ）を、低周波の交流の１周期内で交互に、異なる比率の時間期間で繰り返し、かつインバータあるいはコンバータを構成するスイッチング素子の温度にバラツキが生じたときに、インバータごとに異なる比率の時間期間を変更し、高温を検知したセル変換器におけるインバータの第２の状態の時間を短くし、高温を検知しないセル変換器におけるインバータの第２の状態の時間を長くしたものということができる。

さらに図１３ａから図１３ｃ、図１４ａから図１４ｃ、図１５ａから図１５ｂを通じて、停止したコンバータに接続されたインバータ７ａは、交流側に流れる電流が平滑コンデンサＣ７ａの第１の方向とは逆の第２の方向（平滑コンデンサ７の上から下に流れる方向）に流れるように、フルブリッジ構成された逆並列ダイオード付のスイッチング素子をオンまたはオフする第３の状態（例えば図１３ａの７ａ）とされ、他のセル変換器におけるインバータが第２の状態とされることで、充電を行うものである。

以上、４つの実施例を挙げたが、用途に応じて前記実施例に記述した内容を組みわせて使用することも可能である。

本発明の電力変換装置は、太陽光発電や、風力発電、電気鉄道など高圧の商用系統に連係される電力変換装置に適用できる。

１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄ：セル変換器，２：電源，３：系統，４：制御装置，５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄ：制御手段，６、６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄ：コンバータ，Ｔ：トランス，７、７ａ、７ｂ、７ｃ、７ｄ：インバータ，Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３、Ｈ４、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ１ａ、Ｑ２ｂ、Ｑ３ｃ、Ｑ４ｄ：スイッチング素子，ＤＨ１、ＤＨ２、ＤＨ３、ＤＨ４、Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４：逆並列ダイオード，Ｄｒ１、Ｄｒ２、Ｄｒ３、Ｄｒ４：整流ダイオード，Ｌｒ：昇圧インダクタ，Ｃｒ：共振コンデンサ，Ｎ１：一次巻線，Ｎ２：二次巻線，Ｃ１：入力コンデンサ，Ｃｍ：直流コンデンサ，Ｃ７、Ｃ７ａ、Ｃ７ｂ、Ｃ７ｃ、Ｃ７ｄ：平滑コンデンサ

Claims (10)

1. コンバータにおいて直流を高周波に変換した後で高周波トランスを介して直流変換し、
   インバータにおいて前記コンバータの与える直流電圧から矩形状電圧を発生するセル変換器を複数備え、複数のセル変換器の前記インバータの出力である矩形状電圧が直列に接続されて低周波の交流を得る電源装置であって、
   前記セル変換器ごとに備えられ、出力指令値に応じて当該セル変換器の出力である矩形状電圧を制御するとともに、前記矩形状電圧の期間が前記セル変換器ごとに相違する時間長に予め定められている制御手段と、前記コンバータや前記インバータを構成するスイッチング素子の温度を検知する温度検知手段と、該温度検知手段で検知した温度のバラツキを反映した出力指令値を前記制御手段ごとに与える制御装置とを備え、前記セル変換器のコンバータとインバータの間には平滑コンデンサが接続されており、前記温度のバラツキが生じたときに前記出力指令値により、前記セル変換器ごとに相違する期間に予め定められている前記矩形状電圧の期間を変更して運転継続し、
   前記温度検知手段が検知した温度を監視し、所定の制限値以上である時に、当該セル変換器の前記コンバータを停止し、
   コンバータを停止した前記セル変換器の前記インバータにおける前記矩形状電圧の期間は、前記検知した温度が所定の制限値以上である時に短い期間に設定変更されるとともに、当該期間に到達する以前の時刻において、健全な前記セル変換器から前記コンバータを停止した前記セル変換器の前記平滑コンデンサを充電する処理を実行することを特徴とする電源装置。
2. 請求項１に記載の電源装置であって、
   前記温度検知手段が高温を検知したとき、温度が高いセル変換器の前記矩形状電圧の期間が短くされ、他のセル変換器の前記矩形状電圧の期間が長くされて運転継続されることを特徴とする電源装置。
3. 請求項１に記載の電源装置であって、
   前記温度検知手段が高温を検知したとき、温度が高いセル変換器の前記矩形状電圧の大きさが小さくされ、他のセル変換器の前記矩形状電圧の大きさが大きくされて運転継続されることを特徴とする電源装置。
4. 請求項３に記載の電源装置であって、
   前記矩形状電圧の大きさが小さくされた前記セル変換器の前記矩形状電圧の期間が長くされ、前記矩形状電圧の大きさが大きくされた前記セル変換器の前記矩形状電圧の期間が短くされて運転継続されることを特徴とする電源装置。
5. コンバータにおいて直流を高周波に変換した後で高周波トランスを介して直流変換し、インバータにおいて前記コンバータの与える直流電圧から矩形状電圧を発生するセル変換器を複数備え、複数のセル変換器の前記インバータの出力である矩形状電圧が直列に接続されて低周波の交流を得る電源装置であって、
   前記複数のセル変換器における前記インバータは、前記コンバータとの間に平滑コンデンサを備えるとともにフルブリッジ構成された逆並列ダイオード付のスイッチング素子を備え、
   前記インバータは、交流側に流れる電流が前記平滑コンデンサに流れないように、フルブリッジ構成された逆並列ダイオード付のスイッチング素子をオンまたはオフする第１の状態と、交流側に流れる電流が前記平滑コンデンサの第１の方向に流れるように、フルブリッジ構成された逆並列ダイオード付のスイッチング素子をオンまたはオフする第２の状態を、前記低周波の交流の１周期内で交互に、異なる比率の時間期間で繰り返し、かつ前記インバータあるいは前記コンバータを構成するスイッチング素子の温度にバラツキが生じたときに、前記インバータごとに相違する前記異なる比率の時間期間を変更し、高温を検知した前記セル変換器における前記インバータの第２の状態の時間を短くし、高温を検知しない前記セル変換器における前記インバータの第２の状態の時間を長くし、
   前記複数のセル変換器のうち高温を検知した前記セル変換器における前記コンバータを停止し、停止したコンバータに接続された前記インバータは、その第２の状態の時間を短くし、他の前記セル変換器における前記インバータの第２の状態の時間を長くするとともに、
   前記停止したコンバータに接続された前記インバータは、交流側に流れる電流が前記平滑コンデンサの第１の方向とは逆の第２の方向に流れるように、フルブリッジ構成された逆並列ダイオード付のスイッチング素子をオンまたはオフする第３の状態とされ、他のセル変換器における前記インバータが前記第２の状態とされることで、充電されることを特徴とする電源装置。
6. コンバータにおいて直流を高周波に変換した後で高周波トランスを介して直流変換し、インバータにおいて前記コンバータの与える直流リンク電圧から矩形状電圧を発生するセル変換器を複数備え、複数のセル変換器の前記インバータの出力である矩形状電圧が直列に接続されて低周波の交流を得る電源装置であって、
   複数の前記セル変換器毎に設けられた制御装置は、複数のセル変換器において、インバータの出力電流が等しく、コンバータの入力電流が異なるように制御し、
   前記制御装置は、検出した温度情報に基づいて、温度が高いセル変換器のコンバータのスイッチング動作を停止し、
   前記セル変換器は、そのコンバータとインバータ間にコンデンサを備えており、前記制御装置は、前記停止したコンバータを含むセル変換器の前記コンデンサを、他のセル変換器のインバータから充電することを特徴とする電源装置。
7. 請求項６に記載の電源装置であって、
   前記セル変換器は温度検出手段を備え、前記制御装置は検出した温度情報に基づいて、
   温度が高いセル変換器の入力電流を減少し、温度が低いセル変換器の入力電流を増加させることを特徴とする電源装置。
8. 請求項６に記載の電源装置であって、
   前記制御装置は、複数のセル変換器間で直流リンク電圧が異なるように制御することを特徴とする電源装置。
9. コンバータにおいて直流を高周波に変換した後で高周波トランスを介して直流変換し、インバータにおいて前記コンバータの与える直流電圧から矩形状電圧を発生するとともにコンバータとインバータの間にコンデンサを有するセル変換器を複数備え、複数のセル変換器の前記インバータの出力である矩形状電圧が直列に接続されて低周波の交流を得る電源装置の制御方法であって、
   前記セル変換器の出力である矩形状電圧の期間が、前記セル変換器ごとに相違する時間長に予め定められており、前記コンバータや前記インバータを構成するスイッチング素子の温度にバラツキを生じたときに、温度が高いセル変換器の前記矩形状電圧の期間が短くされ、他のセル変換器の前記矩形状電圧の期間が長くされて運転継続され、
   前記スイッチング素子の温度が高温になった前記セル変換器の前記コンバータを停止し、当該セル変換器の前記インバータの前記矩形状電圧の期間が短くされ、かつ当該インバータが前記矩形状電圧を生じていない期間に、当該セル変換器の前記コンデンサを停止していない前記セル変換器の前記インバータを介して充電することを特徴とする電源装置の制御方法。
10. コンバータにおいて直流を高周波に変換した後で高周波トランスを介して直流変換し、インバータにおいて前記コンバータの与える直流電圧から矩形状電圧を発生するとともにコンバータとインバータの間にコンデンサを有するセル変換器を複数備え、複数のセル変換器の前記インバータの出力である矩形状電圧が直列に接続されて低周波の交流を得るとともに、前記コンバータや前記インバータはフルブリッジ構成された逆並列ダイオード付のスイッチング素子で構成された電源装置の制御方法であって、
    前記コンバータや前記インバータを構成するスイッチング素子の温度が高いときに、そのセル変換器のコンバータを停止して、交流側に流れる電流が前記コンデンサの第１の方向に流れるように、フルブリッジ構成された逆並列ダイオード付のスイッチング素子をオンまたはオフし、
    前記複数のセル変換器のうち健全な１台以上のセル変換器について、交流側に流れる電流が前記コンデンサの第１の方向と逆方向の第２の方向に流れるように、フルブリッジ構成された逆並列ダイオード付のスイッチング素子をオンまたはオフすることを特徴とする電源装置の制御方法。

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