KR100194244B1 - 전동기의 운전제어장치 및 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로 - Google Patents

전동기의 운전제어장치 및 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로 Download PDF

Info

Publication number
KR100194244B1
KR100194244B1 KR1019950018823A KR19950018823A KR100194244B1 KR 100194244 B1 KR100194244 B1 KR 100194244B1 KR 1019950018823 A KR1019950018823 A KR 1019950018823A KR 19950018823 A KR19950018823 A KR 19950018823A KR 100194244 B1 KR100194244 B1 KR 100194244B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
voltage
secondary side
side voltage
circuit
primary
Prior art date
Application number
KR1019950018823A
Other languages
English (en)
Other versions
KR960016095A (ko
Inventor
히로후미 키타
카이타니토시유키
마사히로 기마다
요시타카 오니시
Original Assignee
다니구찌 이찌로오, 기타오카 다카시
미쓰비시덴키 가부시키가이샤
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 다니구찌 이찌로오, 기타오카 다카시, 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 filed Critical 다니구찌 이찌로오, 기타오카 다카시
Publication of KR960016095A publication Critical patent/KR960016095A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100194244B1 publication Critical patent/KR100194244B1/ko

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P4/00—Arrangements specially adapted for regulating or controlling the speed or torque of electric motors that can be connected to two or more different electric power supplies
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33584—Bidirectional converters

Abstract

전동기의 운전제어장치는 상이한 여러전원 공급전압을 수용할 수 있으며, 이는 보통, 전동기, 배선등을 사용하여 최소의 회로구성을 이루어진다.
파워모드와 회생모드로 쌍방향 동작의 능력이 주어져야 하기 때문에, 입력 전력 공급회로와 전동기사이는 절연되어 있다.
전동기의 운전제어장치는 전동기에 전력을 공급하기 위해서 콘버터부와 인버터로 구성된다.
콘버터부에는 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로(33), 제어회로(35) 그리고 평활회로(34)로 구성된 절연형 쌍방향 직류전압변환부(32)로 이루어지는 절연형 쌍방향 직류전압 변환기능이 있다.

Description

전동기의 운전제어장치 및 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로
제1도는 이 발명의 전동기의 운전제어장치의 블록도.
제2도는 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로의 한 구성예를 나타내는 도면.
제3(a)-3(c)도는 이 발명의 전동기의 운전제어장치의 블록도 및 플로차트를 나타내는 도면.
제4도는 이 발명의 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로를 나타내는 블록도.
제5도는 제4도의 스위칭소자 제어회로의 내부 구성도.
제6도는 이 발명의 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로의 타이밍차트.
제7도는 이 발명의 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로의 전류파형을 나타내는 도면.
제8도는 이 발명의 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로를 나타내는 블록도.
제9도(a)도는 제8도의 전압루프 제어회로의 내부 구성도.
제9(b)도는 제8도의 전압루프제어의 플로차트를 나타내는 도면.
제10도는 이 발명의 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로를 나타내는 블록도.
제11(a)도는 제10도의 내부 블록도.
제11(b)도는 전압루프제어를 나타내는 플로차트.
제12도는 이 발명의 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로를 나타내는 블록도.
제13(a)도는 제12도의 내부 블록도.
제13(b)도는 전압루프제어를 나타내는 플로차트.
제14도는 이 발명의 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로를 나타내는 블록도.
제15(a)도는 제14도의 내부 블록도.
제15(b)도는 전압루프제어의 플로차트도.
제16도는 이 발명의 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로를 나타내는 블록도.
제17(a)도는 제16도의 내부 블록도.
제17(b)도는 전압루프제어의 플로차트도.
제18도는 이 발명의 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로를 나타내는 블록도.
제19(a)도는 제18도의 내부 블록도.
제19(b)도는 전압루프제어의 플로차트도.
제20도는 이 발명의 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로를 나타내는 블록도.
제21(a)도는 제20도의 내부 블록도.
제21(b)도는 전압루프제어의 플로차트도.
제22도는 이 발명의 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로를 나타내는 블록도.
제23(a)도는 제22도의 내부 블록도.
제23(b)도는 전압루프제어의 플로차트도.
제24도는 이 발명의 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로를 나타내는 블록도.
제25(a)도는 제24도의 내부 블록도,
제25(b)도는 전압루프제어의 플로차트도.
제26(a)도는 제24도의 내부 블록도.
제26(b)도는 전압루프제어의 플로차트도.
제27도는 이 발명의 절연형 쌍방향 직류전압 변환기능을 가진 변환부를 나타내는 블록도.
제28도는 종래의 모터동작제어장치의 주회로부의 블록도.
제29도는 사양이 다른 전원공급전압을 대응하는 종래의 예를 나타내는 도면.
제30도는 직류전압 변환장치와 전동기를 접속하는 종래의 접속예를 나타내는 도면.
제31도는 직류전압변환장치를 내장한 종래의 전동기운전제어장치의 주회로의 블록도.
제32도는 종래의 절연형 쌍방향 직류전압 변환장치를 표시하는 블록도.
제33도는 제32도의 스위칭소자제어장치의 내부 블록도.
제34(a)도는 제32도의 내부 블록도.
제34(b)도는 전압루프제어장치의 플로차트도.
제35도는 종래의 절연형 쌍방향직류전압 변환장치의 파워모드에서의 타이밍 차트 및 그 전류파형을 나타내는 도면.
제36도는 종래의 절연형 쌍방향 직류전압 변환장치의 회생모드에서의 타이밍차트 및 그 전류파형을 나타내는 도면.
제37도는 종래의 절연형 쌍방향 직류전압 변환장치의 특성을 나타내는 그래프.
제38(a)도 및 제38(b)도는 종래의 절연형 쌍방 직류전압 변환장치의 전기적 특성을 나타내는 그래프.
제39도는 다른 종래의 절연형 쌍방직류전압 변환장치의 주회로도.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
1,1a : 입력전원
2,2a,2b,2c : 전동기의 운전제어장치
3,3a,3b,3c : 전동기
4,4a,4b,4c : 전동기의 운전제어장치의 콘버터부
5,5a,5b,5c : 전동기의 운전제어장치의 인버터부
6 : 정류회로 7 : 전원용 인버터회로
8 : 전원용 인버터 제어회로 9 : 평활회로
10 : 인버터회로 11 : 인버터 제어회로
12 : 인터페이스 회로 13 : 트랜스
20 : 직류전압 변환회로 21 : 1차측 평활회로
22 : 2차측 평활회로 23 : 방전저항
24 : 방전스위치
25 : 직류전압 변환회로 및 인버터 회로의 제어회로
30 : 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로를 구비한 전동기의 운전제어
장치
31 : 절연형 쌍방향 직류전압 변환기능부 콘버터부
32 : 절연형 쌍방향 직류전압 변환부
33 : 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로
34 : 평활회로 36 : 차단회로
37 : 스타트신호 시퀸스 제어회로
100 : 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로
101a-d : 1차측 스위칭소자 102 : 내장트랜스
103a-d : 2차측 스위칭소자 110 : 스위칭소자 제어회로
111 : 펄스발생회로 112a,112b : 위상시프트 회로
113 : NOT회로 114 : NOT회로
115 : 파워런닝 회생판정회로 116 : 구동스위치 전환회로
117 : 삼각파 발생회로 118 : 반전회로
119a,119b : PWM회로 120 : 전압루프 제어회로
121 : 감산회로 122a,122b : 전압루프 게인회로
123 : 전압비 승산회로 124 : 2차측 환산회로
125 : 가산회로 126 : 온도검출기
127 : 온도판정회로
128a,128b : 제어를 전환하는 스위치
129 : 2차측 전류평균회로 130 : 전력검출회로
131 : 전력판정회로 132 : 전압판정회로
133 : 1샘프링 지연회로
134 : 지령변화의 기울기 제한회로
135 : 필터회로 136 : 1차측 환산회로
137 : 최대듀티 연산회로
이 발명은, 상이한 전원전압에 대응하는 전동기의 운전제어장치 및 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로에 관한 것이다.
전동기의 운전제어장치에 공급되는 전원전압은 전동기의 용도 또는 사용하는 나라, 지역에 따라 크게 상이하다.
예컨데, 일본국내에서는 가정용 전원은 AC 100V인데 대하여 산업용 전원에서는 AC 200V가 일반이지만, 해외의 나라들의 산업용 전원은 AC 200∼230V, 380V, 400V, 415V(유럽) 또는 AC 240V, 460-480V(미국)등이다.
일반적으로, 산업용으로 사용되는 전원으로서는 AC 200V계, 240V계, 380V계, 415V계로 대별된다.
또, 전동기의 사용방법을 생각하면 가속, 통상출력운전, 감속의 3가지의 운전상태가 있다.
이 때문에 전동기의 운전제어장치에는 입력전원으로부터 전동기로 에너지를 보내는 기능(이하, 파워모드라고 함)과 역으로 전동기를 발전기로서 운전하므로서 전동기 및 전동기에 부쳐져 있는 회전체의 회전에너지를 입력 전원으로 되돌리는 기능(이하, 회생(回生)모드라고 함)의 2개의 기능이 필요하다.
제28도는, 종래의 전동기의 운전제어장치의주회로부분을 나타내는 블록도이다.
도면에 있어서, 1은 입력전원, 2는 전동기의 운전제어장치, 3은 전동기이다.
또, 전동기의 운전제어장치(2)의 구성은 (4)의 교류입력부·직류부의 쌍방향으로 변환하는 콘버터부 및 (5)의 직류를 교류로 변환하는 인버터부의 2개의 부분으로 대별할 수 있다.
콘버터부(4)에 있어서, 6은 다이오드 브리지(diod bridge)등에 의한 정류회로, 7은 트랜지스터 브리지(transistor bridge)등에 의한 전원주파수를 출력하는 전원용 인버터회로, 9는 전해콘덴서등에 의한 평활회로이다.
인버터부(5)에 있어서는, 10은 전동기(3)의 운전상태에 따르는 전압·전류·주파수를 출력하는 인버터회로, 11은 인버터회로(10)의 동작을 제어하는 인버터제어회로, 12는 외부로부터 주어지는 전동기(3)의 운전지령(가속, 감속, 회전속도등)을 받는 인터페이스 회로이다.
제29도는 전동기의 운전제어장치(2), 전동기(3)의 전압사양과 상이한 전원 전압에 대응하는 종래의 예이다.
도면에 있어서, 1a는 전압사양이 상이한 입력전원, 13은 전압사양과 상이한 전원전압을 사양의 전압으로 전압변환하는 트랜스이다.
제30도는 복수개의 전동기의 운전제어장치[(2a),(2b),(2c)] 및 전동기[(3a),(3b),(3c)]를 배치하는 경우의 접속예이다.
이 경우, 트랜스(13)로 일관전압변환을 하고, 각 전동기의 운전제어장치[(2a),(2b),(2c)]에 공급한다.
각 전동기의 운전제어장치[(2a),(2b),(2c)]는 외부로부터 각각의 전동기 운전지령 a,b,c를 받는다.
제31도는 일본국 특개평 4-38192호 공보에 표시되어 있는 회로도이며, 콘버터부의 정류회로(6)와 인버터부(5)사이에 직류전압 변환회로(20)를 설치하므로서 전동기(3)의 전압사양과 상이한 전원전압에 대응할 수가 있다.
도면에 있어서, 21은 1차측 평활회로, 22는 2차측 평활회로, 23은 방전저항, 24는 방전스위치, 25는 직류전압변환회로(20) 및 인버터부(5)를 제어하는 제어회로이다.
다음에 동작에 대해서 설명한다.
우선, 제28도의 전동기의 운전제어장치(2)에 대해서 설명한다.
파워모드시는, 전동기의 운전제어장치(2)에 입력되는 교류전압(1)을 평류회로(6)에서 직류전압으로 변환하고, 평활회로(9)에서 스무스한 직류전압으로 평활한다.
다음에 인버터회로(10)에서 전동기(3)를 운전하는데 필요한 전압·전류·주파수의 교류전원으로 재치 변환한다.
전동기(3)는 인버터부(5)의 출력을 받아서 소정의 회전속도로 운전된다.
다음에, 희생모드에서는 전동기(3)를 발전기로서 운전하도록 인버터회로(10)가 동작한다.
이 결과, 전동기(3)의 회전에너지가 평활회로(9)를 통하여 전원인버터회로(7)를 경유하여 입력전원(1)측으로 반환되고, 전기적 브레이크가 걸린다.
또, 인버터제어회로(11)는 인터페이스회로(12)에서 받은 외부로 부터의 전동기 운전지령에 따라 전동기(3)를 구동하도록 인버터회로(10)를 제어한다.
전원용 인버터회로(7)는 전원전압의 크기 또는 주파수·위상 및 평활회로(9)의 전압을 입력으로 하고, 회생모드시와 같이 전원전압보다도 평활회로전압이 커졌을 경우, 입력전원과 동일주파수·동일위상으로 전원용 인버터회로(7)를 구동시키므로서 에너지를 입력전원측으로 반환하는 제어를 한다.
이와같이 콘버터부(4)는 구회로의 구성요소가 많으나 기능으로서는 단순한데 대하여, 인버터부(5)는 전동기의 속도 또는 회전위치를 제어하는 기능 및 외부제어장치와의 인터페이스 기능등이 필요하며, 전동기의 운전제어장치(2)의 중심적 기능, 근간적 동작을 담당한다.
다음에 전동기의 운전제어장치(2), 전동기(3)의 전압사양과 다른 전원전압에 대응하는 종래예에 대해서 설명한다.
대응방법으로서는, 다음의 세가지 방법을 들 수 있다.
방법 (1): 전동기의 운전제어장치(2) 및 전동기(3)를 절연내압, 허용전압 및 전류를 고려하여, 입력전압에 따라서 구성부품의 선정 또는 구조의 설계를 한다.
방법 (2): 제29도에 나타내는 것 같이 입력전원(la)과 전동기의 운전제어 장치(2)사이에 트랜스(13)를 삽입하고, 전압변환을 하므로서 상이한 전원전압에 대응한다.
방법 (3): 제31도에 나타내는 것 같이 내부에 직류전압 변환회로(20)를 설치한다.
상기에서 기술한 상이한 전압에 대응하는 방법에서, 방법(1)에 의하면, AC 200V용의 전동기의 운전제어장치 및 전동기는 내전압의 점에서 AC 400V에서는 사용할 수 없고, 또 AC 100V에서는 AC 200V에 비해서 전압이 반(1/2)으로 되지만, 2배의 전류가 필요하며, 주회로부품의 전류용량의 점에서 사용할 수 없다.
즉, 결과적으로 여러 가지 전원전압에 대응해서 각각의 전동기의 운전제어장치(2) 및 전동기(3)를 준비하지 않으면 않된다.
또, 방법(2)에 의하면, 여러 가지 전압에 대응할 수 있도록 트랜스를 여러 종류 준비하지 않으면 않된다.
또, 방법(3)에 의하면 전동기(3)는 전원전압(1a)과 사양이 상이하다 해도 동일한 것을 사용할 수 있으나, 절연하고 싶다는 요구에 대해서는 역시 방법(2)와 마찬가지로 트랜스가 필요하게 된다.
또 역시 여러 가지 전원전압에 대해서 내부의 인버터부는 동일하게 해도 전동기의 운전제어장치로서는 여러개 종류를 준비할 필요가 있다.
다음에, 제32도는 미국특허 제 5,027,264 호 명세서에 발표된 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로의 회로도이다.
도면에 있어서, 21은 1차측 평활회로, 22는 2차측 평활회로, 100은 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로, 110은 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로(100)의 스위칭소자 제어회로이다.
120은 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로(100)의 전압루프 제어회로이다.
또, 절연형 쌍방향 직류전압변환회로(100)은 1차측 스위칭소자(101a)-(101d), 내장된 트랜스(102), 2차측 스위칭소자(103a)∼(103d)로 구성된다.
또, i1, iL1, iL2, i2는 도면에서 화살표방향으로 흐르는 전류, V1는 1차측 전압, ,V2는 2차측 전압을 나타낸다.
제33도는 제32도의 스위칭소자 제어회로(110)의 내부구성예를 나타내는 도면이며, 111은 펄스발생회로이고, 112는 위상차 ph를 입력하고, 펄스발생회로(111)의 출력펄스의 위상을 위상차 ph만큼 시프트시키는 위상시프트회로, 113,114는 펄스신호를 반전시키는 NOT회로이다.
이 스위칭소자 제어회로(110)에 의해, 펄스발생회로(111)의 발생펄스를 pls라고 하면, 1차측 스위칭소자(101a),(101d)에는 pls가 입력되고, (101b),(101c)에는 pls를 반전한 것이 입력된다.
또, 2차측 스위칭소자(103a),(103d)에는 pls를 위상차 ph만큼 위상시프트한 것이 입력되고(103b),(103c)에는 pls를 위상차 ph만큼 위상시프트하여 반전한 것이 입력된다.
제34(a)도는, 제32도의 전압루프 제어회로(120)의 내부의 구성예를 나타내는 도면이며, 121은 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로(100)의 2차측 전압검출치 V2와 2차측 전압목표치 V2*의 차를 구하는 감산(減算)회로, 122는 전압루프 게인회로로, 예컨데 비례요소와 적분요소로 구성된다.
제34(b)도는 제34(a)도를 플로차트로 표시한 것으로, 스텝(S101)에서 2차측 전압 V2를 입력하고, 스텝 S102에서 전압편차 V2er를 산출하며, 스텝(S103)에서 제어량인 위상차 ph를 구하고, 스텝(S104)에서 위상차 ph를 출력한다.
제35도 및 제36도는 1차측 구동회로와 2차측 구동회로의 동작상태를 나타내는 타이밍차트 및 그 전류파형을 나타내는 도면이다.
제35도는 파워모드, 제36도는 회생모드를 나타낸다.
또, 제35도 및 제36도에 있어서 신호 (101a)-(101d),(103a)-(103d)는 제32도의 동일부호의 스위칭소자의 동작을 나타내며, L(Low)측은 스위치가 오프(OFF)의 상태, H(High)측은 스위치가 온(on)으로 상태를 나타낸다.
다음에 동작에 대해서 설명한다.
절연형 쌍방향 직류전압회로(100)는, 1차측직류전압 V1을, 2차측 직류전압 V2에 절연하면서 쌍방향으로 변환한다.
계속해서 제35도, 제36도에 타이밍차트를 표시하고 설명한다.
제35도의 구간 a의 1차측에서는 스위칭소자(101a)와 (101d), 2차측에서는 (103b)와 (103c)가 온(on)하고 있으므로, 1차측전류는 1차측 평활콘덴서(21)→스위칭소자(101a)→내장트랜스(102)→스위칭소자(101d)→1차 평활콘덴서(21)로 흐르며, 내장트랜스(102)의 1차측에는 V1의 전압이 인가된다.
내장트랜스(102)의 권선기를 n:1라고 하면, 내장트랜스(102)의 2차측에는 대략 V1/n의 전압이 발생하며, 내장트랜스(102)→스위칭소자(103b)→ 2차측 평활콘덴서(22)→스위칭소자(103c)→내장트랜스(102)로 전류가 흐른다.
이 전류치는 내장트랜스(102)의 1차측 전류를 iL1, 2차측 전류를 iL2라고 하면,
이다.
지금 내장트랜스(102)의 누설 인덕턴스를 Lh로 하고 상호 인덕턴스에 비해 충분히 작은 치를 선정하면, 온(on)시간 t에 대해 iL1은,
에서 구해진다.
지금 위상중첩시간 ph, 이때의 전류를 IL1x로 한다.
(2)식으로부터 명백한 것 같이, V1 + n·V2에 비례하여 전류가 증가하기 때문에, 짧은 시간에 전류는 증가한다.
다음에 구간 b에서는 스위칭소자 (103b),(103c)가 오프(OFF)로 되어, 1차측 전류경로는 동일하지만 2차측 전류는 내장트랜스(102)→스위칭소자(103a)[병설(倂設)다이오드]→2차측 평활콘덴서(22)→스위칭소자(103d)[병설다이오드]→내장트랜스(102)로 전류의 홀더 i2의 방향이 역전한다.
따라서,
으로 된다.
이때의 전류치를 IL1y로 한다.
다음에, 구간 C에서는 스위칭소자 (101a),( 1014)가 오프(OFF)하므로, 1차측 전류의 방향이 전환되어, 내장트랜스(102)→스위칭소자(101c)[병설다이오드]→1차측 평활콘덴서(21)→스위칭소자(101b)[병설다이오드]→내장트랜스(102)로 흐른다.
2차측 전류는 동일하다.
전류치는,
로 감소하며, iLL=0로 될 때까지 계속한다.
구간 d에서는 1차측에서는 스위칭소자(101b)와 (101c), 2차측에서는 (103a)와 (103d)가 온(ON)하고 있으므로 1차측 전류는 1차측 평활콘덴서(21)→스위칭소자(101c)→내장트랜스(102)→스위칭소자(101b)→1차측 평활콘덴서(21)로 흐르며, 2차측에서는 내장트랜스(102)→스위칭소자(103d)→2차측 평활콘덴서(22)→스위칭소자(103a)→내장트랜스(102)로 전류가 흐른다.
그 전류치는 (2)식과 동일이다.
따라서, 동일위상중첩시간 ph에서는 전류는 iL1x로 된다.
다음에 구간 e에서는 스위칭소자(103a),(103d)가 오프(OFF)로 되며, 1차측 전류경로는 동일하나 2차측 전류는 내장트랜스(102)→스위칭소자(103c)[병설다이오드] →2차측 평활콘덴서(22)→스위칭소자(103b)[병설다이오드]→내장트랜스(102)로 전류가 흘러 i2의 방향이 역전한다.
따라서 (3)과 동일하다.
다음에 구간 f에서는 스위칭소자(101b),(101c)가 오프(OFF)하므로, 1차측 전류의 방향이 전환되며 내장트랜스(102)→스위칭소자(101a)[병설다이오드]→1차측 평활콘덴서(21)→스위칭소자(101d)[병설다이오드]→내장트랜스(102)로 전류가 흐른다.
2차측 전류는 동일하다.
전류치는 (4)식과 동일하며, iL1 = 0으로 될 때까지 계속한다.
다음에 회생모드의 동작에 대해서 설명한다.
회생모드에서 전동기가 발전기로서 동작하기 때문에 2차측전압 V2가 커지며, 전력이 2차측으로부터 1차측으로 역류한다.
우선, 제36도의 구간 g의 1차측에서는 스위칭소자(101b)와 (101c), 2차측에서는 (103a)와 (103d)가 온(ON)하고 있으므로 2차측전류는 2차측 흐르며, 내장트랜스(102)의 2차측에는 V2의 전압의 인가(印加)된다.
내장트랜스(102)의 1차측에는 대략 n·V2의 전압이 발생하며, 내장트랜스(102)→스위칭소자(101b)→1차측 평활콘덴서(21)→스위칭소자(101c)→내장트랜스(102)로 전류가 흐른다.
그 전류치는
로 구해진다.
지금 위상중첩시간 Tx, 이때의 전류를 Lh1x로 한다.
(5)식으로부터 명백한 바와같이, Vl+n·V2에 비례하여 전류가 증가하기 때문에 짧은 시간에 전류는 증가한다.
다음에 구간 h에서는 스위칭소자(101b),(101c)가 오프(OFF)로 되고, 2차측 전류경로는 동일하지만, 1차측 전류는 내장트랜스(102)→스위칭소자(101a)[병설다이오드]→1차측 평활콘덴서(21)→스위칭소자(101d)[병설다이오드]→내장트랜스(102)로 전류가 흘러 i1의 방향이 액전한다.
따라서,
으로 된다.
이때의 전류치는 iL1y로 한다.
다음에 구간 I에서는 스위칭소자(103a),(103d)가 오프(OFF)하므로, 2차측 전류의 방향이 전환되어 내장트랜스(102)→스위칭소자(103c)[병설다이오드]→2차측 평활콘덴서(22)→스위칭소자(103b)[병설다이오드]→내장트랜스(102)로 흐른다.
1차측전류는 동일하다.
전류치는,
로 감소하고, iL1=0으로 될 때까지 계속한다.
구간 j에서는 1차측에서는 스위칭소자(101a)와 (101d), 2차측에서는 (103b)와 (103c)가 온(ON)하로 있으므로, 2차측 전류는 2차측 평활콘덴서(22)→스위칭소자(103c)→내장트랜스(102)→스위칭소자(103b)→2차측 평활콘덴서(22)로 흐르며, 1차측에서는 내장트랜스(102)→스위칭소자(101d)→1차측 평활콘덴서(21)→스위칭소자(101a)→내장트랜스(102)로 1차 전류가 흐른다.
그 전류치는 (5)식과 동일하다.
따라서, 동일위상 중첩시간 ph에서는 전류는 iL1x로 된다.
다음에 구간 k에서는 스위칭소자(101a),(101d)가 오프(OFF)로 되며, 2차측 전류경로는 동일하나, 1차측 전류는 내장트랜스(102)→스위칭소자(101c)[병설다이오드]→1차측 평활콘덴서(21)→스위칭소자(101b)[병설다이오드]→내장트랜스(102)로 전류가 흘러 i1 의 방향이 역전한다.
따라서, (6)과 동일하다.
다음에 구간 l 에서는 스위칭소자(103b),(103c)가 오프(OFF)하므로, 2차측 전류의 방향이 전환되고 내장트랜스(102)→스위칭소자(103a)[병설다이오드]→2차측 평활콘덴서(22)→스위칭소자(103d)[병설다이오드]→내장트랜지스터(102)로 흐른다.
1차측 전류는 동일하다.
전류치는 (7)식과 동일하며, iL1=0으로 될 때까지 계속한다.
따라서, 전류 i1,iL1,i2 는 제35도 및 제36도에 나타내는 것같이 사다리꼴 파형(trapezoidal waveforms)으로 되어 그 전달전력 P의 개략치는,
으로 된다.
이와같이 하여 절연형이고 양방향으로 직류전압을 변환할 수가 있다.
다음에 제32도의 특성에 대해서 설명한다.
제37도는 내장트랜스(102)의 누설인덕턴스 Lh가 40μH, 권선비 n가 2이고, 1차측전압 V1이 600V일 때, 2차측에 부하저항 R0 = 3Ω 를 연결하고, 스위칭주기 Ts = 50μs로, 위상차 ph를 변화시켰을 때의 2차측전압 V2를 나타내는 그래프이다.
이 제37도로부터 위상차 ph에 의해서 2차측 전압 V2를 제어할 수 있다는 것을 알게된다.
다음에 제38(a)도는 내장트랜스(102)의 권선비 n=2이고, 2차측전압 V2를 75V일정으로 제어하여 1차측전압 V1을 150V,125V으로하여 트랜스(102)의 2차측 전류 iL2을 관측한 결과이다.
이 결과로부터, V1 = n·V2의 때는 iL2는 사다리꼴파형으로 되나, Vl ≠ n·V2에서는 사다리꼴 파형으로 되지 않고 iL2의 피크전류가 커지는 것을 알게된다.
제38(b)도는 제38(a)도와 동일조건으로 1차측전압 V1에 의해 iL2의 피크치가 어떻게 변화를 하는가를 본 것이다.
이와같이 제32도의 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로를 위상차 제어하면, V1 = n·V2이라는 관계가 성립하는 경우 이외는 피크전류가 커진다는 것을 알게된다.
상기의 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로는 모든 것이 제32도에 나타낸 단상(單相)의 트랜스를 사용한 것에 대해서 기술하였다.
상기 미국특허 제 5,027,264 호 명세서에는 제39도에 나타낸 3상(相)의 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로, 혹은 다상(多相)의 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로에 대해서도 기술하고 있으나 그것도 상기와 같은 특성이다.
종래의 전동기의 운전제어장치는 이상과 같이 구성되어 있으므로, 여러가지 전원전압에 대응하기 위해서,
(1) 전원전압에 따른 전동기의 운전제어장치와 전동기를 여러종류 준비하든가,
(2) 전동기의 운전제동장치·전동기의 전압사양과 출력용량에 따른 트랜스를 전원전압에 대응해서 여러종류 준비하든가,
(3) 전동기는 공통으로 하고 직류전압 변환회로를 내장한 전동기의 운전제어장치를 여러종류 준비할 필요가 있으며,
기기(機器)의 개발성, 생산성, 재고관리성, 보수관리성등의 문제나 과제가 있었다.
또, 전동기 제어용으로서 DC 300V∼600V급이 주이며, 더욱이 전동기등 인체에 접촉할 기회가 많은 기기를 대상으로 하고 있기 때문에 입력전원측과 기기간에서 완전한 절연기구가 필요하다.
그것을 위해서는 상기 (1),(2)는 별도로 트랜스를 준비할 필요가 있었다.
또, 전동기의 운전제어장치나 전동기, 트랜스는 전원전압사양에 따라 회로부품(절연내압 또는 전류용량)을 선정하기 때문에 전원전압에 따라 외형치수, 외형구조 또는 중량이 크게 달라져서 전동기의 운전제어장치 또는 전동기, 트랜스의 규격화가 아주 곤란하였다.
또, 전동기를 사용하는 기기(예컨데, 공장설비기기 또는 공작기계등)도 각각의 전압사양에 따른 전동기의 운전제어장치 또는 전동기, 트랜스를 조립설치할 필요가 있으나, 전압사양의 변경에 수반하여 전동기의 운전제어장치 또는 전동기, 트랜스의 교환, 배선공사뿐만 아니라, 기기의 구조·외형의 변경, 나아가서는 설치장소의 변경등의 문제도 발생한다는 문제점이 있었다.
또, 전동기의 운전제어장치와 전동기는 전기적으로 직접 접속되어 있으며, 이들의 기기의 절연열화로 인해, 감전사고를 초래할 가능성이 높았다.
또, 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로인 미국특허 제 5,927,264 호 명세서에 소개되어 있는 회로는 과전류로 되기 쉽고, 전류용량의 큰 스위칭소자 또는 내장트랜스가 필요하였다.
이 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위하여 하게된 것으로, 전동기의 운전제어장치 또는 전동기, 배선등을 공통으로 사용하고 최소한의 회로구성의 변경으로 상이한 전원전압에 대응할 수 있으며, 더욱이 전력을 파워모드 및 회생모드의 쌍방향 운전이 가능한 입력전원측과 전동기간을 절연구조로 한 전동기의 운전제어장치를 얻자는 것을 목적으로 한다.
또, 미국특허 제 5,027,264호 명세서에 명시되어 있는 절연형 쌍방향 직류 전압 변환회로의 과전류를 억제하는 것도 목적으로 한다.
이 발명에 의한 전동기의 운전제어장치에 있어서는, 교류전원전압을 직류전압으로 변환하는 정류회로와, 직류전압을 교류전원전압으로 변환하는 전원용 인버터회로와, 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로를 구비한 콘버터부와, 전동기에 전력을 공급하는 인버터부와를 구비한 것이다.
또, 이 발명에 의한 전동기의 운전제어장치에 있어서는, 교류전원전압을 직류전압으로 변환하는 정류회로와, 직류전압을 교류전원전압으로 변환하는 전원용 인버터회로와, 쌍방향 직류전압 변환회로로 이루어지는 콘버터부와, 전동기에 전력을 공급하는 인버터부를 구비하고 전동기의 운전제어장치는 콘버터부와, 인버터부의 2개의 블록으로 분할되고, 각각 별개의 케이스에 조립된 것이다.
또, 이 발명에 의한 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로는, 제1의 직류전압을 교류전압으로 변환하는 스위칭소자로 구성된 제1의 콘버터와, 이 제1의 콘버터의 교류전압 출력에 1차측이 접속된 트랜스와, 이 트랜스의 2차측에 접속되고 교류전압을 제2의 직류전압을 변환하는 스위칭소자로 구성된 제2의 콘버터를 구비하고, 송전(送電)측 스위칭소자 전부와 수전(受電)측 스위칭소자의 일부의 구동위상차제어에 의해 전달전력을 제어하는 것이다.
또, 이 발명에 의한 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로는, 1차측 전압과 2차측 전압과의 비를 일정하게 제어하는 전압제어루프회로를 구비한 것이다.
또, 이 발명에 의한 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로는, 1차측 전압의 2차측 환산전압과 2차측 전압과의 차를 일정하게 제어하는 전압제어루프회로를 구비한 것이다.
또한, 이 발명에 의한 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로는 동작상황에 따라, 2차측 전압의 일정제어와 1차측전압의 2차측 환산전압과 2차측전압과의 차의 일정제어 또는 1차측전압과 2차측 전압파의 비의 일정제어를 전환하여 제어하는 전압제어루프회로를 구비한 것이다.
또한, 이 발명에 의한 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로는 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로의 제어모드를 판단하는 동작상태가 전달전력이며, 전달전력이 작은 경우는 2차측 전압의 일정제어, 전달전력이 큰 경우는 1차측 전압의 2차측 환산전압과 2차측 전압과의 차의 일정제어 또는 1차측 전압과 2차측 전압과의 비의 일정제어를 하는 전압제어루프회로를 구비한 것이다.
또, 이 발명에 의한 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로는, 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로의 제어모드를 판단하는 동작상황이 1차측 전압이며, 1차측 전압이 설정치보다 높을 경우는 2차측 전압의 일정제어, 1차측 전압이 설정치보다 낮을 경우는 1차측 전압의 2차측 환산전압과 2차측 전압과의 차의 일정제어, 또 1차측 전압과 2차측 전압과의 비의 일정제어를 하는 전압제어루프회로를 구비한 것이다.
또, 이 발명에 의한 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로는 1차측 전압과 2차측 전압과의 비의 일정제어 및 1차측 전압의 2차측환산치와 2차측 전압과의 차의 일정제어와 2차측전압의 일정제어를 전환해서 사용할 때, 전환제어방법에 따라 제어계의 게인(gain)을 바꾸어서 제어하는 전압제어 루프회로를 구비한 것이다.
또, 이 발명에 의한 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로는 1차측 전압과 2차측 전압과의 비의 일정제어 및 1차측 전압의 2차측 환산치와 2차측 전압과의 차의 일정제어와 2차측 전압의 일정제어를 전환하여 사용할 때, 제어방법 전환에 있어서 2차측 전압의 지령치가 급변하지 않도록 지령변화의 기울기의 최대치를 규정하는 전압제어 루프회로를 구비한 것이다.
또, 이 발명에 의한 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로는 검출한 1차측 전압의 리플(ripple)을 감쇠할 수 있는 필터를 구비한 것이다.
또, 이 발명에 의한 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로는 1차측 전압과 2차전압의 1차측 환산전압의 차에 의해 펄스폭(pulse width)을 변화시킨 것이다.
또, 이 발명에 의한 전동기의 운전제어장치에 있어서는, 교류전원전압을 직류전압으로 변환하는 정류회로와 직류전압을 교류전원전압으로 변환하는 전원용 인버터회로와 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로로 이루어지는 콘버터에 있어서, 전원투입시에 정류회로와 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로를 동시에 동작시키는 것이다.
이 발명에서의 전동기의 운전제어장치는 절연형 쌍방향직류전압 변환회로를 구비하였으므로, 상이한 전원전압에 대해서 콘버터부의 출력전압을 일정범위의 직류전압으로 할 수가 있으며, 더구나 쌍방향의 전압변환을 할 수가 있다.
또, 이 발명에서의 전동기의 운전제어장치는 상이한 전원전압에 대해서 일정범위의 직류전압에 쌍방향의 전압변환을 하는 콘버터부와 인버터부와의 2개 블록으로 분할하고, 각각을 별개의 케이스에 내장시켰으므로, 상이한 전원전압에 대해서도 전동기, 인버터부 및 그 배선등은 동일하고 콘버터부만의 교체로 대응이 가능하게 된다.
또, 이 발명에 있어서의 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로는 내장트랜스의 송전측 스위칭소자와 수신측의 한쪽 암의 스위칭소자의 구동위상차 제어에 의해 전달전력의 제어를 하도록 하였으므로 전류파형의 기울기는 반감하고, 제어성이 향상될 수 있었다.
또, 2차측 전압을 1차측 전압의 변동에 비례해서 제어하도록 하였으므로, 1차측 전압에 변동이 있어도 최대전류를 억제할 수 있다.
더욱이, 또 1차측 전압의 2차측 환산전압과 2차측 전압과의 차가 일정하게 되도록 제어되게 하였으므로 1차측 전압의 변동이나 인버터부의 출력변동에 대해 최대전류를 억제할 수 있다.
또, 동작상황에 따라 2차측 전압의 일정제어와, 1차측 전압의 2차측 환산전압과 2차측 전압과의 차의 일정제어 또는 1차측 전압과 2차측 전압과의 비의 일정 제어를 전환해서 제어하도록 하였으므로 전원전압의 변동이나 전동기의 출력 변동등과 같은 상황에 따라서 최대전류를 억제할 수 있다.
또, 경출력(徑出力)의 경우는 2차측 전압의 일정제어, 중출력(重出力)의 경우는 1차측 전압의 2차측 환산전압치와 2차측 전압과의 차의 일정제어, 또는 1차측 전압과 2차측 전압과의 비의 일정제어를 전환해서 제어하도록 하였으므로 전원전압의 변동이나 전동기의 출력변동에 대해 최대전류를 억제할 수 있다.
또, 1차측 전압이 설정치보다 높을 때에는 2차측 전압의 일정제어, 2차측 전압이 설정치보다 낮은 경우는 1차측 전압의 2차측 환산전압치와 2차측 전압과의 차의 일정제어, 또는 1차측 전압과 2차측 전압과의 비의 일정제어를 전환해서 제어하도록 하였으므로 전원투입시 또는 전원전압의 이상시에 있어서, 최대 전류를 억제할 수 있다.
또, 2차측 전압의 일정제어를 할 때는, 게인을 적당히 높게하여 1차측 전압의 2차측 환산전압치와 2차측 전압과의 차의 일정제어, 또는 1차측 전압과 2차측 전압과의 비의 일정제어를 할 때에는 게인을 낮게 억제하여 제어하도록 하였으므로 2차측 전압의 일정제어를 할 때는, 전압루프 응답을 올리며, 1차측 전압의 2차측 환산전압치와 2차측 전압과의 차이 일정제어, 또는 1차측 전압과 2차측 전압과의 비의 일정제어를 할 때에는, 1차측 전압의 리플에 의해 전류가 진동적으로 되는 것을 억제할 수 있다.
또, 2차측 전압의 일정제어, 1차측 전압의 2차측 환산치와 2차측 전압과의 차의 일정제어, 또는 1차측 전압과 2차측 전압과의 비의 일정제어를 전환에서 사용할 때, 그 전환시에 2차측 전압의 지령치의 지령변환의 기울기의 최대치를 규정하도록 하였으므로 2차측 전압의 지령의 급변에 인해 발생하는 과대한 전류를 억제할 수 있다.
또, 1차측 전압과 2차측 전압의 비를 일정하게 제어할 때 및 1차측 전압의 2차측 환산전압과 2차측 전압의 차를 일정하게 제어할 때, 검출한 1차측 전압의 리플을 필터에 의해 감쇠하도록 하였으므로, 1차측 전압의 리플에 의해 전류가 진동적으로 되는 것을 억제할 수 있다.
또, 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로의 1차측 전압과 2차측 전압의 차에 의해, 그 전압차로 설정한 최대피크전류로 되는 최대 펄스폭을 구하여 펄스폭의 상한(上限)을 제한하도록 하였으므로, 전원투입시나 전압강하시에 최대전류를 억제할 수 있다.
또, 본 발명에 있어서의 전동기의 운전제어장치를 교류전원전압을 직류전압으로 변환하는 정류회로와 직류전압을 교류전원 전압으로 변환하는 전원용 인버터회로와 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로로 이루어지는 콘버터에 있어서, 전원투입시에 전류회로와 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로를 동시에 동작시켜 1차측 전압변화와 2차측 전압변화를 동시에 하도록 하였으므로, 과대한 전류를 억제할 수 있다.
[실시예]
[실시예 1]
이하, 이 발명의 실시예 1을 제1도에 대하여 설명한다.
제1도는 이 발명에 실시예 1의 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로를 구비한 전동기의 운전제어장치의 블록도이다.
도면에 있어서는, 제28도에 표시한 종래의 전동기의 운전제어장치와 상이한 기호만을 설명한다.
30은 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로를 구비한 전동기의 운전제어장치, 31은 절연형 쌍방향 직류전압 변환기능 부착의 콘버터부, 32는 절연형 쌍방향 직류전압 변환부, 33은 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로, 34는 평활회로, 35는 절연형 쌍방향 직류변환회로(33)의 제어회로이다.
다음에 이 발명의 동작에 대해서 설명한다.
절연형 쌍방향 직류전압 변환부(32)에서는 입력전압(1a)의 크기에 따라 변하는 1차측 직류전압 V1을, 2차측 직류전압 V2에 절연하면서 쌍방향으로 변환한다.
절연되어 있기 때문에 외부에 트랜스를 설치함이 없이 입력전원측과 기기간에서 완전히 절연할 수가 있어, 전동기등 인체에 접촉한 기회가 많은 기기라 할지라도 감전할 염려가 없어 안전하다.
또, 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로(33)로서는, 종래의 예의 제32도 또는 제39도에서 표시한 회로이외에도 제2도에 표시하는 회로등 여러 가지의 것이 고려되고 있다.
여기서 제2도는, 헤이세이(平成) 5년(1993년) 전기학회 전국대회에서 제안된 회로도이며, (33a)는 절연형 쌍방향 직류진압 변환회로이다.
[실시예 2]
제3(a)도는 전동기의 운전제어장치를 쌍방향 직류전압 변환기능 부착 콘버터부(31)와 인버터부(5)와의 2개의 모듈로 분할하여 별개의 케이스에 조립하는 구성으로 한 블록도이다.
제3(b)도는 복수대의 전동기(3a,3b,3c)를 구동하는 경우의 회로구성을 나타낸다.
쌍방향 직류전압 변환기능 부착 콘버터부(31)를 공통으로 사용하고, 각 전동기에 대응한 인버터부(5a,5b,5c)를 조합한다.
제3(c)도는 인버터부 및 전동기의 전압사양이 입력전압(1)과 합치하는 경우 표시한다.
이 경우, 제1도의 쌍방향 직류전압 변환부(32)는 불필요하고, 제27도에서 표시하는 종래의 전동기의 운전제어장치의 콘버터부(4)를 1개의 모듈로서 케이스에 조립한 것을 조합하는 것이 가능하다.
이와같이, 쌍방향 직류전압 변환기능부착 콘버터(31) 또는 콘버터부(4)와 인버터부(5)에 분할모듈화하므로서 용이하게 상이한 입력전압에 대응할 수 있다.
더욱이 외부배선이 다수 복잡하게 접속되는 인버터부 또는 교환에 정밀도 또는 기술을 요하는 전동기를 그대로 동일한 것을 사용할 수 있으므로, 전원전압에 의하지 않고 전동기를 사용하는 기기의 구조, 배선등을 공통화할 수 있다.
또, 전동기의 운전제어장치 또는 전동기의 종류를 최소한으로 억제할 수 있다.
예컨데, 콘버터부(4), 인버터부(5) 및 전동기를 AC 200V용으로 하고, 전압 변환기능 부착 콘버터부(31)를 AC 400V용으로 하면 AC 200V전원에 대해서는 콘버터부(4)와 인버터부(5)를 조합해서 대응하고, AC 400V전원에 대해서는 전압변환기능 부착 콘버터부(31)과 인버터부(5)를 조합하여 대응한다.
이 결과, 국내용으로 제작한 기기를 400V용의 전압변환기능 부착 콘버터부(31)의 교환만으로 해외용으로 대응할 수 있는 외에도, 전원전압에 관계없이 인버터부(5)와 전동기(3)의 공통화, 그것으로의 배선자 선종(線種)(내전압 또는 크기등)의 공통화를 달성할 수 있다.
[실시예 3]
제4도는, 이 발명이 실시예 1의 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로의 블록도이다.
즉, 종래의 예인 제32도에 대하여 (110)의 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로의 스위칭소자 제어회로 부분이 틀린다[제4도중 (110a)를 표시함].
제5도는 스위칭소자 제어회로(110a)의 내부구성예를 나타내는 블록도이며, 종래의 예인 스위칭소자 제어회로의 구성예의 블록도인 제33도와 다른점은, 위상차 ph에 의해 파워·회생을 판단하는 파워런닝·회생 판별회로(115) 및 구동 스위칭 전환회로(116)이다.
예컨데, 파워런닝·회생판별회로(115)는 위상차 ph가 정(正)이면 파워런닝으로 1을 출력하고, ph가 부(負)이면 회생으로서 0을 출력한다.
그것을 받아서 구동스위치 전환회로(116)는 1(파워런닝)이라면 2차측 스위칭소자(103c),(103d)를 차단하고, 1차측 스위칭소자 전부와 2차측 스위칭소자의 일부로 위상차제어를 한다.
또 0(회생)이면 1차측 스위칭소자(101c),(101d)를 차단하고, 1차측 스위칭소자의 일부와 2차측 스위칭소자의 전부로 위상차 제어를 한다.
제6도는 내장트랜스(102)의 1차측 구동회로와 2차측 구동회로의 동작상태를 나타내는 타이밍차트 및 그 전류파형을 나타내는 도면이다.
(a)는 파워모드, (b)는 회생모드를 나타낸다.
또, 이 발명의 동작에 대해서 설명한다.
이 발명은 1차측 스위칭소자와 2차측 스위칭소자를 동시에 구동하여, 그 위상치를 제어하므로서 전달전력의 제어를 하는 동시에, 위상중첩시간 ph(위상차)의 시간을 길게하므로서 제어성의 향상을 도모하는 것이다.
제6도 및 제7도에 있어서, 구간 a,d,g,j이외는 제35도와 동일하며 설명을 생략한다.
우선 제6(a)도의 구간 a의 1차측에서는 스위칭소자(101a)와 (101d), 2차측에서는 (103b)가 온(ON)하고 있으므로, 1차측 전류는 1차측 평활콘덴서(21)→스위칭소자(101a)→내장트랜스(102)→스위칭소자(101d)→1차측 평활콘덴서(21)로 흐르고, 내장트랜스(102)의 1차측에는 V1의 전압이 인가된다.
내장트랜스(102)의 2차측에는 대략 V1/n의 전압이 발생하며, 2차전류가 흐른다.
그 전류치는,
으로 구해진다.
(2)식에 비해서 (9)식에서는 iL1의 증가하는 속도가 약 반(半)이기 때문에 iL1x를 같은 정도로 하자면 ph를 2배로 할 수 있으며, 종래의 예에 비해서 제어가 쉬워진다.
또, 구간 d에서는 스위칭소자(101b)와 (101c), 2차측에서는 (103a)가 온(ON)하고, 있으므로, 1차측 전류는 1차측 평활콘덴서(21)→스위칭소자(101c)→내장트랜스(102)→스위칭소자(101b)→1차측 평활콘덴서(21)로 흐르며, 2차측에는 내장트랜스(102)→스위칭소자(103c)→[병설다이오드]→스위칭소자(103a)→내장트랜스(102)로 2차전류가 흐르며 그 전류치는 (9)식과 동일하다.
또, 회생모드에서는 제7도의 구간 g의 1차측에서는 스위칭소자(101b), 2차측에서는 (103a),(103d)가 온(ON)하고 있으므로, 2차측 전류는 2차측 평활콘덴서(22)→스위칭소자(103a)→내장트랜스(102)→스위칭소자(103d)→ 2차측 평활콘덴서(22)로 흐르고, 1차측은 내장트랜스(102)→스위칭소자(101b)→스위칭소자(101d)[병설다이오드]→ 내장트랜스(102)로 2차전류가 흐른다.
그 전류치는 (9)식으로 구하여 진다.
또, 구간 j의 1차측에서는 스위칭소자(101a), 2차측에서는 (103b)와 (103c)가 온(ON)하고 있으므로, 2차측 전류는 2차측 평활콘덴서(22)→스위칭소자(103c)→내장트랜스(102)→스위칭소자(103b)→2차측 평활콘덴서(22)로 흐르고, 1차측에는 1차전류가 흘러 그 전류치는 (9)식과 같다.
제6도 및 제7도에서 명백하듯이, 파워런닝시는 구간 a,d에서 2차측 평활회로(22)로 전류가 복귀하지 않고, 회생시는 구간 g,j에서 1차측 평활회로(21)로 전류가 복귀하지 않기 때문에 평활용의 전해콘덴서의 리플전류가 감소하고 전해콘덴서를 적은 용량으로 줄이고 장수화를 도모할 수 있다.
[실시예 4]
제8도는, 이 발명의 실시예 1의 절연형 쌍방직류 전압변환회로의 블록도이다.
즉, 종래의 예의 제32도에 대해 (120)의 절연형 쌍방직류전압 변환회로의 전압 루프제어회로부분이 상이하다[제8도중 (102a)에서 나타낸다].
이 발명은 전압루프제어회로를 개선한 것이다.
종래의 예에서는, V2가 일정하게되도록 제어하였으나, 실시예 4에서는 V1과 V2의 비가 일정하게 되도록 제어한다.
제9(a)도는, 전압루프 제어회로(120a)의 내부구성 예를 나타내는 블록도이며, 종래의 예의 전압루프제어회로의 구성예의 블록도인 제34(a)도와 상이한 점은, 2차측 측정압지령치 V2ref를 1차측 전압 V1으로부터 구하는 전압비 승산회로(電壓比 乘算回路)(123)를 설치한 것이다.
여기서 1차측 전압과 2차측 전압의 비는 nk로 하였다.
이렇게 하므로서 1차측 전압과 2차측 전압을 일정하게 제어한다.
또, 제9(b)도는, 제9(a)도의 동작을 플로차트로 표시한 것으로, 스텝 S1에서 1차측 전압을 입력하고, 스텝 S2에서 2차측 전압지령 V2ref은 1차측 전압 V1을 nk로 나누므로서 구한다.
그리고 다음에 그 V2ref로부터 스텝 S101∼S104를 실행한다.
이 스텝 S101~S104는 종래의 전압루프 제어회로(12)의 흐름과 같다.
이어서 동작에 대하여 설명한다.
종래의 예에서 설명한 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로의 특성을 나타내는제38(b)도에 나타내는 것같이, 트랜스전류 iL2는 1차측 전압 V1과 2차측 전압 V2l의 비에 따라 그 피크치가 크게 변한다.
가장 피크전류가 작게되는 것은 V1=n·V2의 때이며, 역으로, V1/n=V2ref(바꾸어 말하면 V1/n:V2ref=1:1)로 제어하면, 그 시점에서의 V1에 있어서 가장 낮은 전류로 할 수가 있다.
즉, 상기 1차측 전압과 2차측 전압의 비 n/k를 트랜스(102)의 권선비를 n으로 하므로서 피크전류를 억제한 상태에서 제어할 수가 있다.
또, 예컨데 nk=n·0.9(바꿔 말하면 Vl/n:V2ref=0.9:1)으로 해서 제어하여도 2차측 전압을 일정으로 제어하는 것보다도 피크전류가 과대하게 증대하는 것을 방지할 수 있다.
[실시예 5]
제10도는, 이 발명의 실시예 1의 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로의 블록도이다.
즉, 종래의 예의 제32도에 대해, 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로의 전압 루프 제어회로(120)부분이 다르다(제10도중 120b로 나타냄).
이 발명은 전압루프 제어회로를 개선한 것이다.
종래의 예에서는 V2가 일정하게 되도록 제어하였지만, 실시예 5에서는 V1/n과 V2의 치가 일정하게 되도록 제어한다.
제11(a)도는 전압루프 제어회로(102b)의 내부구성에를 나타내는 블록도이며, 종래의 예의 전압루프 제어회로의 구성예의 블록도인 제34(a)도와 다른 점은 1차측 전압 V1을 2차측으로 환산하는 2차측 환산회로(124)를 설치하고, 2차측으로 환산한 1차측 전압 V1/n에 전압차지령 △V*을 가산기(加算器)(125)에 의해 가산해 주므로서 2차측 전압지령 V2ref를 구하도록 한 것이다.
이렇게 하므로서 2차측 환산 1차측 전압과 2차측 전압의 차를 일정하게 제어한다.
또, 제11(b)도는 제11(a)도를 플로차트로 나타낸 것으로 스텝 S1에서 1차측 전압을 입력하고, 스텝 S3에서 2차측 전압지령 V2ref를 2차측 환산 1차측 전압 V1/n과 △V*를 만족시키므로서 구한다.
그리고, 다음에 그 V2ref에 의해 스텝 S101-S104를 실행한다.
이 스텝 S101-S104는 종래의 전압루프 제어회로(120)의 흐름과 같다.
계속해서 동작에 대해서 설명한다.
실시예 4에서 설명한 바와같이, 트랜스전류(iL2)는, 1차측 전압 V1과 2차측 전압 V2의 비에 의해 그 피크치가 크게 변한다.
가장 피크전류가 작아지는 것은 V1=n·V2의 때이며, 역으로 V1/n=V2ref으로 제어하면, 그 시점에서의 V1에 있어서 가장 낮은 전류로 할 수가 있다.
이것은 실시예 5에서는 △V*=0V로 하므로서 동일하게 할 수 있다.
또, 예컨데 △VA*=33.3V로 하여도 2차측 전압을 일정하게 제어하는 것보다 피크전류가 과대하게 증대하는 것을 방지할 수 있다.
이 실시예 5와 실시예 4의 차이점은 이하와 같이 설명된다.
예컨데 실시예 4에서, nk=n·0.9, n=2로 하여 제어하는 경우,
V1 = 600V 이면 V2ref = 333.3V
V1 = 700V 이면 V2ref =388.9V
V1 = 500V 이면 V2ref = 277.8V로 된다.
한편, 실시예 5의 차의 일정제어에 따르면, △V*=33.3V라고 할 때, V1=600V이면 V2ref=333.3V, V1=700V이면, V2ref=383.3V, V1=500V이면 V2ref=283.3V로 되어, 실시예 4에 의한 비의 일정제어보다 V1의 변동에 대해서 다소이기는 하지만 V2ref의 변동범위가 좁아져 있다.
그러나, V1=500V에 있어서, V1/n:V2ref=0.88:1으로 되어 있으며, 실시예 4에 의한 0.9=1보다 피크전류가 증대해 버린다.
즉, 어느정도 피크전류를 억제하여 다소라도 2차측 전압의 변동을 억제하고싶을 때에는, 실시예 5에 의한 2차측 환산 1차측 전압과, 2차측 전압의 차를 일정하게 제어하는 방법을 사용하고 피크전류를 확실하게 억제하고 싶을 때에는 실시예 4에 의한 1차측 전압과 2차측 전압의 비를 일정으로 제어하는 방법을 사용한다.
[실시예 6]
종래의 예에서는 V2을 일정하게 제어하고, 또 실시예 4에서는 V1과 V2의 비를 일정하게 제어하며, 실시예 5에서는 V1/n과 V2의 차를 일정으로 제어했지만, 실시예 6은 전압루프 제어회로를 개선한 것이다.
절연형 쌍방향 직류전압 변환회로로서, 2차측 전압을 일정하게 제어할 필요가 있는 용도에 있어서는, 종래의 예와 같이 2차측 전압을 일정으로 제어하면 좋으나, 그 경우 제38(b)도에 표시하는 것 같이, 1차측 전압에 의해 피크전류가 증대해 버린다.
그래서 실시예 4의 전압비 일정제어나 또는 실시예 5의 전압차 일정제어에 의하면 피크전류를 억제할 수 있다.
그러나, 실시예 4 및 실시예 5에서는 1차측 전압의 변동이 2차측 전압에 직접 영향하여 버리고, 2차측 전압을 일정하게 제어할 필요가 있는 용도에 있어서는 문제가 된다.
그래서, 실시예 6에서는 동작상황에 의해 2차측 전압일정제어와, 1차측 전압과 2차측 전압의 비의 일정제어 및 2차측 환산 1차측 전압과 2차측 전압의 차의 일정제어를 전환하여 사용하므로서 실제 동작상황에 있어서는 2차측 전압을 일정하게 제어하고, 피크전류를 억제하고 싶을 때에는, 1차측 전압과 2차측 전압의 비의 일정제어 또는 2차측 환산 1차측 전압과 2차측 전압의 차의 일정제어로 한다.
다음에, 이 발명의 동작에 대해서 설명한다.
여기에서는, 2차측 전압의 일정제어와 1차측 전압과 2차측 전압과의 비의 일정제어를 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로의 스위칭소자의 온도에 의해서 전환하는 예를 표시한다.
제12도는 이 발명의 실시예 1의 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로의 블록도이다.
즉, 종래의 예의 제32도에 대하여 온도검출기(126)와 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로의 전압 루프제어회로(120c)부분이 다르다.
제13(a)도는 전압 루프제어회로(120c)의 내부 구성예를 나타내는 블록도이며, 종래의 예의 전압 루프제어회로의 구성예의 블록도인 제34(a)도와 상이한 점은, 2차측 전압 지령치 V2ref를 1차측 전압 V1로부터 구하는 전압비 승산회로(123)를 설치하고, 여기에다 제12도의 온도검출기(126)로부터 입력한 스위칭소자의온도 th와 설정온도 th0를 비교하여, 그 대소관계를 판단하는 온도판정회로(127) 및 온도판정회로(127)의 출력에 의해 제어를 전환하는 스위치(128a),(128b)를 설치한 것이다.
이렇게 하므로서 2차측 전압의 일정제어와 1차측 전압과 2차측 전압과의 비의 일정제어를 스위칭소자의 온도 th에 의해 전환할 수 있다.
또, 제13(b)도는 제13(a)도의 동작을 플로차트로 표시한 것으로, 스텝 S4에서 스위칭소자의 온도 th를 입력하고, 스텝 S5에서 th차 th0를 비교하여, 스위칭소자의 온도 th가 설정온도 th0보다 크면, 스텝 S6에서 스위치(128a)를 오프(OFF), 스위치(128b)를 온(ON)한다.
또, 역으로 스위칭소자의 온도 th가 설정온도 th0보다 작으면, 스텝 0에서 스위치(128a)를 온(ON), 스위치(128b)를 오프(OFF)한다.
스텝 S6로 진행한 경우는, 1차측 전압과 2차측 전압과의 비의 일정제어이며, 스텝 S8에서 1차측 전압 V1을 입력하고, 스텝 S9에서 2차측 전압지령 V2ref를, 1차측 전압 V1을 목표전압비 nk로 나누므로서 구한다.
스텝 S7로 진행한 경우는, 2차측 전압의 일정제어이며, 스텝 S10에서 2차측 전압지령 V2ref로서 2차측 전압목표치 V2*(고정치)를 대입한다.
이상과 같이 하여 스위칭소자의 온도 th에 의해 상이한 2차측 지령전압으로 된다.
그리고, 다음에 그 V2ref에 의해 스텝 S101∼S104를 실행한다.
이 스텝 S101-S104는 종래의 전압루프제어회로(120)의 흐름(flow)과 같다.
이와같이 하므로서, 쌍방직류전압 변환회로의 스위칭소자의 온도가 높을 때는, 극력 전류를 낮게 억제하여 온도상승을 억제하고, 쌍방향 직류전압 변환회로의 스위칭소자의 가열파괴를 방지할 수 있다.
또, 쌍방향 직류전압 변환회로의 온도가 낮을 때에는 다소 전류피크는 커지나, 2차측 전압을 일정하게 유지할 수 있다.
[실시예 7]
실시예 6에서는, 동작상황에 따라 2차측 전압의 일정제어와 1차측 전압과 2차측 전압과의 비의 일정제어 및 2차측환산 1차측 전압과 2차측 전압과의 차의 일정제어를 전환하여서 사용하는 것을 표시하였지만, 실시예 7은 전압루프제어 회로를 개선한 것이며, 그 제어를 전환하는 동작상황이 전달전력이라는 것을 특징으로 하고 있다.
실시예 6에서는 제어전환의 판단기준의 예로서, 스위칭소자의 온도에 의해 판단하였지만, 스위칭소자의 접합온도의 검출은 정확히 할 수 없는 때가 많고, 케이스의 온도등으로 대용하고 있다.
이 때문에 급격한 부하의 변동등으로 인해 온도가 급상승한 경우등은, 접합온도를 낮게 추측하여 가열파괴에 이르러 버린다.
그래서 실시예 7은 전달전력으로부터, 경부하시는 2차 전압의 일정치제어를 하고, 중부하시에는 1차측 전압과 2차측 전압과의 비의 일정제어 또는 2차측 환산 1차측 전압과 2차측 전압과의 차의 일정제어를 하는 것이다.
다음에 동작에 대해서 설명한다.
여기에서는 2차측 전압의 일정제어와 1차측 전압과 2차측 전압과의 비의 일정제어를 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로의 2차측 전달전력에 의해서 전환하는 예를 표시한다.
제14도는, 이 발명의 실시예 1의 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로의 블록도이다.
즉, 종래의 예의 제32도에 대해서 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로의 전압 루프 제어회로(1206)부분이 다르다.
제15(a)도는 전압루프 제어회로(120d)의 내부구성예를 표시하는 블록도이며, 실시예 6의 전압루프 제어회로의 구성예의 블록도인 제13(a)도와 틀리는 점은, 제어를 전환하는 스위칭(128a),(128b)를 2차측 전력에 의해서 전환하기 위하여 2차측 전류 평균회로(129), 전력검출회로(130), 전력판정회로(131)를 설치한 것이다.
이렇게 하므로서 2차측 전압의 일정제어와 1차측 전압과 2차측 전압과의 비의 일정제어를 2차측 전달전력에 의해 전환할 수 있다.
또, 제15(b)도는, 제15(a)도의 동작을 플로차트로 나타낸 것으로서, 스텝 S11에서 2차측 전류 i2 를 입력하고, 스텝 S12에서 2차측 전류 i2의 평균치 i2를 구하며, 스텝 S13에서 2차측 전압 V2를 입력하고, 스텝 S14에서 2차측 전달 전력 P를 구한다.
다음에 스텝 S15에서 전달전력 P와 설정전력 P0를 비교하여 전달전력 P가 설정전력 P0보다 크면, 스텝 S6에서 스위치(128a)를 오프(OFF)하고 스위치(128b)를 온(ON)한다.
또, 역으로 전달전력 P가 설정전력 P0보다 작으면, 스텝 S7에서 스위치(128a)를 온(ON)하고, 스위칭(128b)을 오프(OFF)한다.
스텝 S6으로 진행한 경우는, 1차측 전압과 2차측 전압과의 비의 일정제어이며, 스텝 S8에서 1차측 전압 V1을 입력하고, 스텝 S9에서 2차측 전압지령 V2ref는 1차측 전압 V1을 목표전압비 nk로 나눔으로서 구한다.
스텝 S7로 진행한 경우에, 2차측 전압의 일정제어이며, 스텝 S10에서 2차측 전압지령 V2ref으로서 2차측 전압목표치 V2*(고정치)를 대입한다.
이상과 같이 하여 전달전력 P에 의해 상이한 2차측 지령전압으로 된다.
그리고 다음에 그 V2ref에 의해 스텝 S101-S104를 실행한다.
이 스텝 S101-S104는 종래의 전압루프 제어회로(120)의 흐름과 같다.
이렇게 하므로서 급격한 부하변동에 따라 전달전력이 증대한 경우, 온도가 상승하는 것을 재빨리 방지하기 위해, 전류피크를 억제하도록 1차측 전압과 2차측 전압과의 비의 일정제어를 하여 온도파괴를 막을 수 있다.
또, 쌍방향 직류전압 변환회로의 전달전력이 낮을 때는 다소 전류피크는 커지나, 2차측 전압을 일정으로 유지할 수가 있다.
[실시예 8]
실시예 6에서는 동작상황에 따라 2차측 전압의 일정제어와 1차측 전압과 2차측 전압과의 비의 일정제어 및 2차측 환산 1차측 전압과 2차측 전압과의 차의 일정제어를 전환해서 사용하는 것을 표시하였지만, 실시예 8은 전압루프 제어회로를 개선한 것이며, 그 제어를 전환하는 동작상황이 1차측 전압이라는 것을 특징으로 하고 있다.
전원전압이 크게 변화하는 경우, 예컨데 전원투입시 또는 전원이상시(異常時)에 있어서, 2차측 전압의 일정제거로 하고 있으면 종래의 예에서 설명한 제38(b)도에 의하면 전류피크가 상승해 버린다.
그래서 이 발명에서는 1차측 전압 V1이 설정치(下限) V1n보다 작고, 또는 설정치(上限) V1p보다 클때에는 1차측 전압과 2차측 전압과의 비의 일정제어, 또는 2차측 환산 1차측 전압과 2차측 전압과의 차의 일정제어를 하며, 보통은 2차측 전압의 일정제어를 한다.
다음에 동작에 대해서 설명한다.
여기에서는 2차측 전압의 일정제어와 1차측 전압과 2차측전압과의 비의 일정제어를 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로의 1차측 전압에 의해서 전환하는 예를 표시한다.
제16도는 이 발명의 실시예 1의 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로의 블록도이다.
즉, 종래의 예의 제32도에 대해서 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로의 전압 루프 제어회로(120e)부분이 다르다.
제17(a)도는 전압루프 제어회로(120e)의 내부구성예를 나타내는 블록도이며, 실시예 6의 전압루프 제어회로의 구성예의 블록도인 제13(a)도와 다른 점은, 제어를 전환하는 스위칭(128a),(128b)를 1차측 전압에 의해서 전환하기 위해서 (132)의 전압판정회로를 설치한 것이다.
이렇게 하므로서, 2차측 전압의 일정제어와 1차측 전압과 2차측 전압과의 비의 일정제어를 1차측 전압에 의해 전환할 수가 있다.
또, 제17(b)도는, 제17(a)도의 동작을 플로차트로 표시한 것으로, 스텝 S16에서 1차측 전압 V1을 입력하고, 스텝 S17에서 1차측 전압 V1과 설정전압(上限)V1n 및 설정전압(下限) V1p를 비교하여 V1이 V1n보다 작든가, V1p보다 크면, 스텝 S6에서 스위치(128a)를 오프(OFF), 스위칭(128b)를 온(ON)한다.
또, 역으로 V1이 V1n보다 크고, V1p보다 작으면, 스텝 S7에서 스위치(128a)를 온(ON), 스위치(128b)를 오프(OFF)한다.
스텝 S6으로 진행한 경우는 1차측 전압과 2차측 전압과의 비의 일정제어이며, 스텝 S8에서 1차측 전압 V1을 입력하고, 스텝 S9에서 2차측 전압지령 V2ref는 1차측전압 V1을 목표전압비 nk를 나누므로서 구한다.
스텝 S7로 진행한 경우는, 2차측 전압의 일정제어로 스텝 S10에서 2차측 전압지령 V2ref로서 2차측 전압목표치 V2*(고정치)를 대입한다.
이상과 같이 하여 1차측 전압 V1에 의해 상이한 2차측 지령전압으로 된다.
그리고 다음에 그 V2ref에 의해, 스텝 S101∼S104를 실행한다.
이 스텝 S101~S104는 종래의 전압루프 제어회로(120)의 흐름(flow)과 같다.
이렇게 하므로서 전원투입시 또는 전원이상시등에서 1차측 전압 V1이 크게 변화한 경우라도 트랜스 전류피크치는 과도하게 증가함이 없이 또, 보통은 2차측 전압을 일정하게 할 수 있다.
[실시예 9]
실시예 6에서는 동작상황에 의해 2차측 전압의 일정제어와, 1차측 전압과 2차측 전압과의 비의 일정제어 및 2차측 환산 1차측 전압과 2차측 전압과의 차의 일정제어를 전환하여 사용할 때, 전환한 제어방법에 의하지 않고 같은 게인 K를 사용하고 있었으나, 이 발명은 전압루프 제어회로를 개선한 것이며, 그 전환한 제어방법에 의해 게인을 바꾸는 것을 특징으로 하고 있다.
1차측 전압과 2차측 전압과의 비의 일정제어, 또는 2차측 환산 1차측 전압과 2차측 전압과의 차의 일정제어일 때, 1차측 전압의 리풀이 얹혀있으므로, 2차측 전압지령에도 리풀이 얹히게 되어 버린다.
부하에 따라 이 리풀이 문제가 되는 경우도 있지만, 문제가 되지 않는 경우도 있다.
그러나, 설령 부하로서 문제가 되지 않는 경우라도, 이 지령에 얹혀진 리풀로 인해서 게인을 높게하면 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로의 트랜스전류가 진동적으로 되어버리고, 피크전류가 높아지며, 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로의 스위치소자가 파괴하기도 하는 우려가 있다.
그 때문에, 게인을 낮게 억제하고 1차측 전압의 리풀에 응답하지 않도록 하지 않으면 안된다.
한편, 2차측 전압의 일정제어에서는 지령에 1차측 전압의 리풀이 영향하는 일 없이 1차측 전압과 2차측전압과의 비의 일정제어 또는 2차측 환산 1차측전압과 2차측 전압과의 차의 일정제어때 보다도 게인을 올려 전압루프의 응답을 높일 수 있다.
그래서, 실시예 8에서 기술한 바와같은, 1차측 전압과 2차측 전압과의 비의 일정제어 또는 2차측 환산 1차측 전압과 2차측 전압과의 차의 일정제어를 하는 것은 전원투입시 또는 전원이상시만이라는 한 경우에는, 그 때단 낮은 게인 K1 을 사용하고, 보통동작시의 2차측 전압의 일정제어시는 필요한 만큼 전력루프의 응답을 높이기 위한 높은 게인(high gain) K2로 한다.
다음에 동작에 대해서 설명한다.
여기에서는 2차측 전압의 일정제어와, 1차측 전압과 2차측 전압과의 비의 일정제어를 절연형 쌍방향 변환회로의 1차측 전압에 의해서 전환하고, 1차측 전압과 2차측 전압과의 비의 일정제어시는 낮은 게인 K1, 2차측 전압의 일정제어시는 높은 게인 K2를 사용하여 제어하는 예를 나타낸다.
제18도는 이 발명의 실시예 1의 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로의 블록도이다.
즉, 종래의 예의 제32도에 대하여 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로의 전압 루프 제어회로(120f)부분이 다르다.
제19(a)도는 전압루프 제어회로(120f)의 내부구성예를 표시하는 블록도이며, 실시예 8의 전압루프제어 회로구성예의 블록도인 제17(a)도와 다른 점은 1차측 전압과 2차측 전압과의 비의 일정제어시의 전압루프 게인회로(122a)와, 2차측 전압의 일정제어시의 전압루프 게인회로(122b)를 설치하고, 제어를 전환하는 스위치(128a),(128b)를 양(兩)전압 루프게인회로(122a),(122b)의 다음에 설치한 것이다.
이와같이 하므로서, 2차측 전압의 일정제어와 1차측 전압과 2차측 전압과의 비의 일정제어를 1차측 전압에 의해 전환하고, 또 전환한 제어방법에 의해 게인을 바꿀 수 있다.
또, 제19(b)도는 제19(a)도의 동작을 플로차트로 표시한 것으로서, 스텝 S18에서 2차측 전압 V2를 입력하고, 스텝 S19에서 1차측 전압 V1을 입력하며, 스텝 S20에서 1차측 전압 V1과 설정전압(하한) V1n 및 설정전압(상한) V1p를 비교하여 V1이 V1n보다 작든가, V1p보다 크면, 스텝 S6에서 스위치(128a)를 오프(OFF), 스위치(128b)를 온(ON)한다.
또, 역으로 V1이 V1n보다 크고, V1p보다 작으면, 스텝 S7에서 스위치(128a)를 온, 스위치(128b)를 오프한다.
스텝 S6으로 진행한 경우는, 1차측 전압과 2차측 전압과의 비의 일정제어이며, 스텝 S9에서 2차측 전압지령 V2ref는 1차측 전압 V1을 목표전압비 nk로 나누므로서 구하며, 스텝 S21에서 2차측 전압지령 V2ref와 2차측 전압 V2와의 차를 취하여 전압편차 V2er를 구하고, 그리고 스텝 S22에서 그 전압편차 V2er에 낮은 게인 K2을 승산하여 위상차 ph를 구한다.
스텝 S7로 진행한 경우, 2차측 전압의 일정제어로 스텝 S10에서 2차측 전압지령 V2ref으로서 2차측 전압목표치 V2*(고정치)를 대입하며, 스텝 S23에서 2차측 전압지령 V2ref와 2차측 전압 V2의 차를 취하여 전압편차 V2er를 구하고, 스텝 S24에서 그 전압편차 V2er에 높은 게인 K2를 승산하여 위상차 ph를 구한다.
이상과 같이하여 1차측 전압 V1에 의해 상이한 위상차로 된다.
그리고 다음에 그 위상치 ph를 스텝 S104에서 출력한다.
이렇게 하므로서, 1차측 전압과 2차측 전압과의 비의 일정제어 또는 2차측 환산 1차측 전압과 2차측 전압과의 차의 일정제어시는 1차측 전압의 리풀로 인한 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로의 트랜스전류의 진동을 막을 수 있다.
또, 2차측 전압의 일정제어시는 게인을 올려서 응답을 높게 할 수 있다.
[실시예 10]
실시예 6에서는, 동작상황에 따라 2차측 전압의 일정제어와 1차측 전압과 2차측 전압과의 비의 일정제어 및 2차측 환산 1차측 전압과 2차측 전압과의 차의 일정제어를 전환해서 사용할 때, 2차측 전압지령이 급변하는 경우가 있었다.
이 발명은 전압루프 제어회로를 개선한 것이며, 그 전환할때에 2차측 전압지령이 부드럽게 변하도록 한 것을 특징으로 하고 있다.
실험에 의하면, 2차측 전압지령이 급상승할 때, 과로적으로 트랜스전류가 증대한다.
2차측 전압지령이 급강하할 때에는 트랜스피크전류는 증대하지 않는다.
이 2차측 전압지령의 급상승은, 1차측 전압이 낮을 때 1차측 전압과 2차측 전압과의 비의 일정제어를 하고 있고, 2차측 전압의 일정제어를 전환하는 경우 또는 1차측 전압이 높을 때, 2차측 전압의 일정제어를 하고 있어 1차측 전압과 2차측 전압과의 비의 일정제어로 전환하는 경우에 일어날 수 있다.
이와같은 것을 피하기 위하여 지령변화의 기울기를 최대치로 규정하여 지령변화의 급변을 피한다.
다음에 동작에 대해서 설명한다.
여기에서는 2차측 전압의 일정제어와, 1차측 전압과 2차측 전압과의 비의 일정제어를 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로의 1차측 전압에 의해서 전환하는 경우에 대해서 나타낸다.
또, 설명을 간단히 하기 위해서 1차측전압이 낮을 때에 1차측 전압과 2차측 전압과의 비의 일정제어로부터 2차측 전압의 일정제어로 전활할 때, 2차측 전압지령의 급변을 억제하는 예를 표시한다.
제20도는 이 발명의 실시예 1의 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로의 블록도이다.
즉, 종래예의 제32도에 대하여 (120g)의 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로의 전압루프 제어회로부분이 틀리다.
제21(a)도는 전압루프 제어회로(120g)의 내부구성예를 나타내는 블록도이며, 소프트웨어를 구성하는 것을 일부 의식하고 있다.
이 제21(a)도가 실시예 8의 전압루프 제어회로의 구성예의 블록도인 제17(a)도와 다른점은 2차측 전압지령 V2ref의 1샘프링전의 치를 출력하는 1샘프링 지연회로(133), 그 1샘프링지연회로(133)의 출력을 받아서 지령이 변화될 때, 그 급변을 완화하는 지령변화의 기울기를 제한하는 회로(134)를 설치한 것이다.
이렇게 하므로서, 1차측 전압이 낮을 때에 1차측 전압과 2차측 전압과의 비의 일정제어로부터 2차측 전압의 일정제어로 전활할 때에 2차측 전압지령의 급변을 억제할 수 있다.
또, 제21(b)도는, 제21(a)도의 동작을 플로차트로 표시한 것으로 스텝 S25, S26이외는 실시예 8의 제17(b)도와 같으므로 여기에서는 주로 스텝 S25, S26에 대해서 설명한다.
1차측 전압 V1과 설정치(하한) V1n으로부터 근소하게 낮은 상태로부터 근소하게 높아진 경우, 2차측 전압지령 V2ref는 실시예 8에서는 V1/nk로 결정되어 있는 것이 V2*으로 되어 급격히 상승한다.
제21(b)도에 표시한 스텝 S25, S26은 그것을 방지하는 것으로 V2ref가 V1/nk로부터 V2*로 변할 때, 스텝 S25에서 V2*와 1샘프링전의 V2ref와의 차(差)를 지령전압최대변화량 △V2max과 비교하여 크면 스텝 S26을 실행하고, 작으면 스텝 S10을 실행한다.
스텝 S26은 1샘프링전의 V2ref에 △V2max를 가산하여 새로운 V2ref로 한다.
이렇게 하므로서, 1차측 전압과 2차측 전압과의 키의 일정제어와 2차측 전압의 일정제어를 전활할 때, 2차측 전압 지령이 급변하여 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로의 트랜스전류의 피크치가 증대하는 것을 막을 수 있다.
또, 이 실시예에서는 설명을 간단하게 하기 위해 1차측 전압이 낮을 때에 1차측 전압과 2차측 전압과의 비의 일정제어로부터 2차측 전압의 일정제어로 전환하는 경우밖에 설명하지 않았지만, 1차측 전압이 높은 경우에 2차측 전압의 일정제어로부터 1차측 전압과 2차측 전압과의 비의 일정제어로 전환하는 경우나, 1차측 전압과 2차측 전압과의 비의 일정제어가 아니고, 2차측 환산 1차측 전압과 2차측 전압과의 차의 일정제어에 있어서도 같은 방법으로 2차측 전압지령의 급변을 피해 피크전류를 억제할 수 있다.
[실시예 11]
실시예 4에서 1차측 전압과 2차측 전압과의 비의 일정제어를, 실시예 5에서 2차측 환산 1차측 전압과 2차측 전압과의 차의 일정제어를 설명하였지만, 실시예 9에서 설명한 바와같이, 1차측 전압에 리플이 얹혀 있는 경우, 게인을 올리면 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로의 트랜스전류가 진동적으로 되어버린다는 문제가 있었다.
그래서, 본 발명은 전압루프 제어회로를 개선할 것이며, 1차측 전압과 2차측 전압과의 비의 일정제어 또는 2차측 환산 1차측 전압과 2차측 전압과의 차의 일정제어에 있어서, 1차측 전압 검출치의 리플을 감쇠할 수 있는 필터를 설치하므로서, 게인을 올려도 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로의 트랜스의 전류가 진동적으로 되지 않도록 한 것을 특징으로 하고 있다.
실시예 9에서 설명한 바와같이 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로의 트랜스전류의 진동을 억제하기 위해서는 게인을 낮게해 주면 되지만, 그것에서는 전압루프의 응답이 늦어지며, 부하변동등으로 인한 2차측 전압의 변동이 커져버린다.
실시예 9에서는 보통, 동작시는 2차측 전압의 일정제어를 하여, 게인을 올려 전압루프의 응답을 높게 하고 있다.
그러나, 그것으로서는 1차측 전압의 변동으로 인해 피크전류가 커져버리는 것을 어느정도 참아야 한다.
이 발명은 2차측 전압을 일정하게 제어하는 것보다 피크전류를 될 수 있는데로 작게 억제하면서 게인을 올려 전압루프의 응답을 높이고 싶을 경우에 적합하다.
다음에 동작에 대해서 설명한다.
여기에서는 1차측 전압과 2차측 전압과의 비의 일정제어만을 나타낸다.
제22도는 이 발명의 실시예 1의 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로의 블록도이다.
즉, 종래예의 제32도에 대하여 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로의 전압루프 제어회로(120h)부분이 다르다.
제23(a)도는 전압루프 제어회로(120h)의 내부구성예를 나타내는 블록도이며, 실시예 4의 전압루프 제어회로의 구성예의 블록도인 제9(a)도와 다른점은 검출한 1차측 전압 V1의 리플을 감쇠시킬 수 있는 필터회로(135)를 설치한 점이다.
이렇게 하므로서 1차측 전압 V1에 리플이 얹혀있어도, 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로의 트랜스전류가 진동적으로 되는 일없이 게인을 올려 전압루프의 응답을 높이게 할 수 있다.
또, 제23(b)도는 제23(a)도의 동작을 플로차트를 나타낸 것으로, 스텝 S27 이외는 실시예 4의 제9(b)도와 마찬가지이다.
스텝 S27은 검출한 1차측 전압의 리플분을 감쇠한다.
여기서, 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로의 1차측이 3상전파(3相全波)정류회로이며, 전원주파수가 60HZ이라면, 360HZ의 주파수 성분을 감쇠할 수 있는 필터로 하면 된다.
또, 이 필터회로로서 360HZ를 감쇠할 수 있는 1치지연필터를 사용하여 실험하였던 바, 어느정도 게인을 올려도 트랜스전류에는 진동도 없고 양호하였다.
[실시예 12]
종래예에서 설명한 (2)식에 의하면, 위상중첩구간에서는 1차측 전압과 1차측 환산 2차측 전압과의 합계 [V1+n·V2]에 비례해서 전류가 상승한다.
또, 위상이 중첩하고 있지 않을 때에는 (3)식에 표시하는 바와같이 1차측 전압과 1차측 환산 2차측 전압과의차 (V1-n·V2)에 비례하여 전류가 상승한다.
지금 1차측 전압이 1차측 환산 2차측 전압과의 차가 크다고 하면, 위상이 중첩되어 있을 때는 물론이고, 위상이 중첩하고 있지 않을 때도 상당히 급격하게 전류가 상승하여 결과적으로 피크전류가 커져 버린다.
즉, 1차측 전압과 1차측 환산 2차측 전압과의 차가 크면 필연적으로 피크전류가 커져버린다.
이 발명은, 전압루프 제어회로 및 스위칭소자 제어회로를 개선한 것이며, 최대 피크전류를 설정하고, 동작하고 있을 때 항상 1차측 전압과 1차측 환산 2차측 전압과의 차를 감시하고, 또 그 전압차와 누설인덕턴스(leakage inductance)로부터, 설정한 최대피크전류가 되는 데 요하는 최대펄스폭을 연산하며, 펄스폭이 항상 그 최대펄스폭이하가 되도록 한다.
(3)식에 의해 1차측 전류 iL1이 1차측 최대전류 설정치 Ipeak로 되는 시간, Tmax는,
으로 된다.
여기서, 펄스폭(pulse width)을 좁게한 경우, 위상중첩시간은 없어지므로, 위상중첩으로 인한 전류 iL1x는 0으로 되며, (10)식은 다음과 같이 된다.
(10)식, (11)식에서 (V1-n·V2)의 절대치를 취하고 있는 것은, (V1-n·V2)가 부(-)일 때, Ipeak를 정(+)으로 취하고 있으므로 Tmax가 부(-)가 되어버린다.
이와같은 상황을 피하기 위해 절대치를 취한다.
보통의 위상차 제어에서의 동작시는, 펄스폭은 스위칭주기를 T라하면, DUTY 50%이므로, T/2로 된다.
또, 그 때에는 │(V1-rl·V2)│가 작기 때문에 Tmax가 커지며, T/2가 Imax를 넘는 때는 없다.
그러나, 전원투입시 또는 전압강하시에는 │(V1-n·V2)│가 커지므로, Tmax가 작아져, T/2가 Tmax를 넘어버린다.
즉, Ipeak이상의 전류가 흐르는 것으로 된다.
그래서, T/2가 Tmax를 넘을 때에는 펄스폭을 Tmax로 제한해 주므로서 설정한 Ipeak이상의 전류가 흐르지 않게 된다.
다음에 동작에 대해서 설명한다.
여기서는, 2차측 전압의 일정제어로, │(V1-n·V2)│가 크게되었을 때, 여하히 펄스폭을 제한하는 가에 대한 예를 나타낸다.
제24도는 이 발명의 실시예 1의 절연형 쌍방향 전류전압 변환회로의블록도이다.
즉, 종래의 예의 제32도에 대해서, 스위칭소자 제어회로(110i) 및 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로의 전압루프 제어회로(120i)부분이 틀린다.
제25(a)도는 스위칭소자 제어회로(110i)의 내부구성예를 나타내는 블록도이며, 제25(b)도는 그 타이밍차트를 나타낸다.
제25(a)도에 있어서, 117은 0~1의 범위에서 3각파를 출력하는 3각파 발생회로, 118은 그 3각파 발생회로(117)의 출력을 반전(反轉)하는 반전회로, 119a,l19b는 PWM회로, 112a, l12b는 위상시프트회로이다. 종래의 예에서 설명한 스위칭소자 제어회로(110)의 내부구성 제33도와의 차이점은 DU(듀티)입력에 의해 펄스폭을 제한할 수 있게 한 것이다.
예컨데, DU=0.5일때는 종래와 전적으로 같은 신호를 스위칭소자에 출력한다.
또, 제25(b)도에 나타내는 바와같이 DU가 0.5보다 작을 때에는 펄스폭이 그 DU에 따라서 작아진다.
위상시프트는 종래와 같다.
다음에, 제26(a)도는 전압루프 제어회로(120i)의 내부구성예를 나타내는 블록도이며, 136은 2차측 전압을 1차측 환산하는 1차측 환산회로, 137은 1차측 전압과 1차측 전압과 1차측 환산 2차측전압의 차를 입력하여 설정한 최대전류 Ipeak으로 되는 최대 듀티를 연산하는 최대 듀티연산회로, 138은 최대 듀티연산회로(137)의 출력 DUmax과 0.5를 비교하여, DUmax가 0.5이상이면, DU=0.5를 출력하고, 그 이외이면 DU=DUmax를 출력하는 세렉터회로이다.
또, 제26(b)도는 제26(a)도의 동작을 플로차트로 표시한 것이며, 스텝 S28에서 2차측 전압 V2를 입력하고, 스텝 S9에서 2차측 전압 목표치 V2*와 2차측 전압 V2와의 편차 V2er를 구하며, 스텝 S30에서 위상차 php를 구한다.
단, 위상차 php는 일시적인 것이다.
이 스텝 S28∼S30까지는 종래의 2차측 전압의 일정제어와 동일하다.
다음에, 스텝 S31에서 1차측 전압 V1을 입력하고, 스텝 S32에서 최대 듀티 Dumax를 연산한다.
그 식은 (11)식에서 구한 Tmax를 스위칭주기 T로 나눈 것으로,
으로 표시된다.
다음에, 스텝 S33은 그 Dumax와 0.5를 비교하여, Dumax가 0.5보다 크면, 스텝 S34에서 DU=0.5로 하고, 스텝 S35에서 ph=php로 한다.
이 스텝 S34,S35의 루트는 종래의 2차측 전압의 일정제어와 마찬가지로 된다.
역으로, Dumax가 0.5보다 작으면, 스텝 S36에서 DU=DUmax로 하여, 스텝 S37에서 ph=0으로 한다.
이 스텝 S36,s37의 루트가 1차측 전압과 1차측 환산 2차측 전압과의 차가 큰 경우이며, 피크전류가 증대하지 않도록 펄스폭을 제한하고 있다.어느쪽의 루트를 하든간에 DU와 ph를 결정하고, 다음에 스텝 S38에서 DU를 출력하고, 스텝 S32에서는 ph를 출력한다.
이와같이 하므로서, 1차측 전압과 1차측 환산 2차측 전압과의 차가 클때만, 그 차에 따라서 펄스폭을 제한하는 것이 되어 전압차를 크게 넓혀졌을 때의 피크전류의 상승을 막을 수 있다.
[실시예 13]
제27도는 이 발명의 실시예 1의 절연형 쌍방향 직류전압 변환기능부착 콘버터부의 블록도이다.
제27도는, 제1도에 나타내는 실시예의 절연형 쌍방향 직류전압 변환기능부착 콘버터부(31)에 상당하는 실시예 13의 발명부분을 나타내는 블록도이며, 절연형 쌍방향 직류전답 변환회로(33)로서, 제32도에 나타낸 절연형 쌍방향 직류 전압 변환회로(100)를 사용한다.
그리고, 입력전원(1)의 전압을 차단하는 차단회로(36), 스타트신호 시퀀스 제어장치(37)를 추가한 것이며, 쌍방향 직류전압 변환기능부착 콘버터의 동작시켄스를 제어하도록 개선한 것이다
다음에 동작에 대해서 설명한다.
정류회로(6)는 교류입력이 있으면 즉시 동작을 시작하여 평활회로(9)에 직류전압이 충전된다.
직류전압이 충분히 충전된 후에 쌍방향 직류전압 변환회로를 동작시키면 쌍방향 직류전압 변환회로의 1차측전압 V1이 2차측 전압 V2의 1차측 환산전압치와의 차가 크며, (3)식에서 나타내는 것 같이 온(ON)시간(t)이 작아도 1차측 전류 iL1이 커져 버린다.
그래서, 제27도중 (37)로 나타내는 스타트신호 시켄스 제어장치를 설치하여, 전원투입시에 차단회로(36)의 차단을 해제(도통)시키기전에, 쌍방향 직류전압 변환제어회로(100)를 스타트시켜, 그 후에 차단회로의 차단을 해제하므로서, 정류회로(6)와 쌍방향 직류전압 변환회로(100)가 동시에 동작하여, 1차측 전압 V1과 2차측 전압 V2의 1차측 환산전압치의 차가 작은대로 전원투입을 할 수 있다.
즉, 전원투입시의 전류피크의 증가를 억제할 수 있다.
이 발명은, 이상에서 설명한 바와같이 구성되어 있으므로, 이하에 나타내는 것 같은 효과가 있다.
이 발명에 의하면, 전동기의 운전제어장치에 쌍방향 직류전압 변환회로를 구비시켰으므로, 상이한 전원전압에 대해서 콘버터부의 출력전압을 일정범위의 직류전압으로 할 수 가 있고, 더욱이 쌍방향의 전압변환을 할 수 있게 하였으므로, 전원전압에 의하지 않고 인버터회로의 구성 또는 전동기 및 배선등을 공통으로 할 수 있다.
또, 이들 전동기를 사용하는 기기도 전원전압에 의하지 않고 구성할 수 있으며, 구성요소(전동기의 운전제어장치 또는 전동기등)의 종류도 대폭적으로 삭감할 수 있으므로 기기의 개발성, 생상성, 더 나아가서는 재고관리, 보수관리성이 대폭 개선된다.
또, 내장트랜스에 의해 입력전원측과 전동기측이 절연되어 있으므로, 감전사고의 위험성이 매우 적다.
또, 전동기의 운전제어장치를 상이한 전원전압에 대해 일정범위의 직류전압으로 쌍방향의 전압변환을 하는 콘버터부와 인버터부의 2블록으로 분할하고, 각각 별개의 케이스에 내장하도록 하였으므로, 전원전압에 의하지 않고 전동기의 운전제어장치의 인버터부 또는 전동기 또는 배선등을 공통으로 할 수 있으며, 이들 전동기를 사용하는 기기의 구성의 공용화, 구성요소의 종류삭감을 달성할 수 있다.
더욱이, 전동기와의 배선, 외부제어장치와의 인터페이스가 많은 인버터부를 전원전압에 의하지 않고 공통으로 하고, 전원전압에 따라서 콘버터부만을 교환하면 되므로, 기기의 개발성, 생산성, 나아가서는 재고관리, 보수관리성을 더욱 대폭적으로 개선할 수 있다.
또, 이 발명인 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로는 내장트랜스의 1차측 스위칭소자와 2차측의 한쪽 암스위칭(arm switching)소자를 구동하고, 그 위상차에 의해 전달전력의 제어를 하도록 하였으므로, 전류의 파형율(波形率)을 향상시키고, 최대전류치를 반감할 수 있으며, 능률이 좋은 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로를 얻을 수 있는 동시에, 위상차 제어를 개선하므로서 전달전력의 제어성의 향상과, 평활회로의 리플을 저감할 수 있어 회로의 소형, 장수명을 달성할 수 있다.
또, 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로의 제어방법에 있어서, 1차측 전압의 변동에 비례해서 2차측 전압을 제어하도록 하였으므로, 1차측 전압에 변동이 있어서도 최대전류를 제어할 수 있어 스위칭소자의 전류용량을 적절하게 선택할 수 있으며, 효율이 좋은 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로를 얻을 수 있다.
또, 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로를 1차측 전압의 2차측 환산전압과 2차측 전압과의 차가 일정하게 되게 제어하도록 하였으므로, 1차측 전압의 변동이나 인버터부의 출력변동에 대해 최대전류를 억제할 수 있어 스위칭소자의 전류용량을 적절히 선택할 수 있고, 효율이 좋은 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로를 얻을 수 있다.
또, 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로를 인버터부의 쌍방향 직류전압 변환회로의 동작상황에 의해, 2차측 전압의 일정제어와 1차측 전압의 2차측 환산 전압과 2차측 전압과의 차의 일정제어 또는 1차측 전압과 2차측 전압과의 비의 일정제어를 전환하여 제어하도록 하였으므로, 상황에 따라 최대전류를 억제하고, 스위칭소자의 전류용량을 적절히 선택할 수 있으며, 효율이 좋은 쌍방향 직류전압 변환회로를 얻을 수 있는 동시에, 실 사용범위에서는 2차측 전압이 일정하게 되는 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로를 얻을 수 있다.
또, 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로를 출력전압이 경출력인 경우는, 2차측 전압을 일정하게 제어하고, 중출력의 경우는, 1차측 전압과 2차측 전압의 비 또는 1차측 전압의 2차측 환산전압과 2차측 전압과의 차가 일정하게 되도록 제어하게 하였으므로, 1차측 전압의 변동 또는 인버터부의 출력변동에 대하여 최대전류를 억제할 수 있어 스위칭소자의 전류용량을 적절하게 선택할 수 있고, 효율이 좋은 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로가 얻어지는 동시에, 실 사용범위에서는 2차측 전압이 일정하게 되는 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로가 얻어진다.
또, 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로를 쌍방향 직류전압 변환회로의 1차측 전압이 설정치보다 높을 때는 2차측 전압을 일정하게 제어하고, 1차측 전압이 설정치보다 낮을 때는 1차측 전압과 2차측 전압의 비 또는 1차측 전압의 2차측 환산전압과 2차측 전압의 차를 일정하게 제어하도록 하였으므로, 전원투입시나 전원이상시등으로 1차측 전압이 감소한 경우에도 최대전류를 억제할 수 있고, 스위칭소자의 전류용량을 적절하게 선택할 수 있으며, 효율이 좋은 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로가 얻어지는 동시에, 실 사용범위에서는 2차측 전압이 일정하게 되는 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로가 얻어진다.
또, 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로를 1차측 전압과 2차측 전압의 비를 일정하게 제어할 때, 또는 1차측 전압의 2차측 환산전압치와 2차측 전압의 차를 일정하게 제어할 때에는 게인을 낮게 억제하고, 2차측 전압을 일정하게 제어할 때에는 게인을 적당히 높이게끔 하였으므로, 1차측 전압과 2차측 전압의 비를 일정으로 제어할 때, 또는 1차측 전압의 2차측 환산전압치와 2차측 전압의 차를 일정으로 제어할 때에도 1차측 전압의 리플로 인한 전류가 진동적으로 되는 일이 없으므로, 스위칭소자의 전류용량을 적절히 선택할 수 있으며, 효율이 좋은 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로를 얻을 수 있은 동시에 실 사용범위내에서는 2차측 전압이 신속한 응답으로 일정하게 제어될 수 있는 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로를 얻을 수 있다.
또, 절연형 쌍방향 직류전압 변화회로를 1차측 전압과 2차측 전압과의 비의 일정제어 또는 1차측 전압의 2차측 환산전압치와 2차측 전압과의 차의 일정제어와, 2차측 전압의 일정제어를 전환해서 사용할 때, 그 전환시에 2차측 전압이 지령치가 급변하지 않도록 지령변화의 기울기의 최대치를 규정하였으므로, 지령 급변에 의해 발생하는 과대한 전류를 억제할 수 있다.
그 때문에, 스위칭소자의 전류용량을 적절히 선택할 수 있으며 효율이 좋은 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로를 얻을 수 있다.
또, 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로의 제어방법은 1차측 전압과 2차측 전압의 비를 일정하게 제어할 때, 또는 1차측 전압의 2차측 환산전압치와 2차측 전압의 차를 일정하게 제어할 때 검출한 1차측 전압의 리플을 필터에 의해 감쇠하도록 하였으므로, 전류의 진동을 억제할 수 있다.
그 때문에, 스위칭소자의 전류용량을 적절히 선택할 수 있으며, 효율이 좋고, 또한 전압루프의 응답이 신속한 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로를 얻을 수 있다.
또, 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로를 1차측 전압과 2차측 전압의 1차측 환산전압치의 차에 의해 설정한 최대 피크전류가 되는 최대 펄스폭을 구하고, 펄스폭의 상한을 제한하도록 하였으므로, 전원투입시나 전압강하시에 최대전류를 억제할 수 있다.
그 때문에 스위칭소자의 전류용량을 적절히 선택할 수 있으며, 효율이 좋은 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로를 얻을 수 있다.
또, 이 발명의 전동기의 운전제어장치에 있어서 콘버터부의 정류회로와 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로를 동시에 동작시키도록 하였으므로, 전원투입시에 쌍방향 직류전압 변환회로의 1차측 전압 변환와 2차측 전압 변화를 동시에 시킬 수가 있어, 과대한 전류를 억제할 수 있다.
그 때문에 스위칭소자의 전류용량을 적절히 선택할 수 있어, 효율이 좋은 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로를 얻을 수 있다.

Claims (21)

  1. 교류전원전압을 직류전압으로 변환하는 정류회로와 직류전압을 교류전원전압으로 변환하는 전원용 인버터회로와 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로를 가지는 콘버터부와, 전동기에 전력을 공급하는 인버터부를 구비한 전동기의 운전제어장치.
  2. 교류전원전압을 직류전압으로 변환하는 정류회로와 직류전압을 교류전원전압으로 변환하는 전원용 인버터회로와, 쌍방향 직류전압 변환회로로 이루어지는 콘버터부와, 전동기에 전력을 공급하는 인버터부를 구비한 전동기의 운전제어장치에 있어서, 콘버터부 및 인버터부의 2개의 블록으로 분할하여 각각 별개의 케이스에 조립한 것을 특징으로 하는 전동기의 운전제어장치.
  3. 제1의 직류전압을 교류전압으로 변환하는 스위칭소자로 구성된 제1의 콘버터와, 이 제1의 콘버터의 교류전압 출력에 1차측 이 접속된 트랜스와, 이 트랜스의 2차측에 접속되고 교류전압을 제2의 직류전압으로 변환하는 스위칭소자로 구성된 제2의 콘버터로 이루어진 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로에 있어서, 송전측 스위칭소자전부와 수전측 스위칭소자의 일부의 구동위상차 제어에 의해 전달전력을 제어하는 것을 특징으로 하는 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로.
  4. 제1의 직류전압을 교류전압으로 변환하는 스위칭소자로 구성된 제1의 콘버터와, 이 제1의 콘버터의 교류전압출력에 1차측이 접속된 트랜스와, 이 트랜스의 2차측에 접속되고 교류전압을 제2의 직류전압의 비를 일정하게 제어하는 전압제어루프회로와를 구비한 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로.
  5. 제1의 직류전압을 교류전압으로 변환하는 스위칭소자로 구성되는 제1의 콘버터와 이 제1의 콘버터의 교류전압출력에 1차측이 접속된 트랜스와, 이 트랜스의 2차측에 접속되고 교류전압을 제2의 직류전압으로 변환하는 스위칭소자로 구성된 제2의 콘버터와, 1차측 전압의 2차측 환산전압과 2차측 전압과의 차를 일정하게 제어하는 전압제어루프회로와를 구비한 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로.
  6. 제1직류전압을 교류전압으로 변환하는 스위칭소자로 구성된 제1콘버터와, 제1의 콘버터의 교류전압출력에 1차측이 접속된 트랜스와, 상기 변압기의 제2차측에 접속되고, 교류전압을 제2의 직류전압으로 변환하는 스위칭소자로 구성된 제2콘버터와, 동작상태에 따라, (i) 2차측전압의 일정제어와, (ii) 제1차 전압의 2차측 환산전압과, 상기 제2차 전압과의 차의 일정제어와,또는 (iii) 1차측 전압과 2차측 전압과의 비의 일정제어를 전환하여 제어하는 전압제어 루프회로를 구비한 절연형 쌍방향 직류전압 콘버터회로.
  7. 제6항에 있어서, 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로의 제어전환을 판단하는 동작상황이 전달전력이고, 전달전력이 작을 경우는 2차측 전압의 일정제어, 전달전력이 클 경우는 1차측 전압의 2차측 전압과의 차의 일정제어, 또는 1차측 전압과 2차측 전압과의 비의 일정제어를 하는 것을 특징으로 하는 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로.
  8. 제6항에 있어서, 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로의 제어전환을 판단하는 동작상태가, 1차측 전압이고, 1차측 전압이 설정치보다 높을 경우는 2차측 전압의 일정제어, 1차측 전압이 설정치보다 낮을 경우는, 1차측 전압의 2차측 환산전압과 2차측 전압과의 차의 일정제어, 또는 1차측 전압과 2차측 전압과의 비의 일정제어를 하는 것을 특징으로 하는 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로.
  9. 제6항에 있어서, 전환제어방법에 의해 제어계의 게인을 바꾸는 것을 특징으로 하는 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로.
  10. 제6항에 있어서, 제어방법을 전환할 때, 2차측 전압의 지령치가 급변하지 않도록 지령변화의 기울기의 최대치를 규정한 것을 특징으로 하는 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로.
  11. 제4항에 있어서, 검출한 1차측 전압의 리플을 감쇠할 수 있는 필터를 구비한 것을 특징으로 하는 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로.
  12. 제5항에 있어서, 검출한 1차측 전압의 리플을 감쇠할 수 있는 필터를 구비한 것을 특징으로 하는 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로.
  13. 제1의 직류진압을 교류전압으로 변환하는 스위칭소자로 구성된 제1의 콘버터와 이 제1의 콘버터의 교류전압에 1차측이 접속된 트랜스와, 이 트랜스의 2차측에 접속되고 교류전압을 제2의 직류전압으로 변환하는 스위칭소자로 구성된 제2의 콘버터와, 1차측 전압과 2차측 전압을 제어하는 전압제어루프회로를 구비하고, 1차측 전압과 2차측 전압의 1차측 환산전압의 차에 의해 펄스폭을 변화시키는 것을 특징으로 하는 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로.
  14. 교류전원공급전압을 직류전압으로 변환하는 정류회로로 구성된 콘버터와 직류전압을 교류전압공급전압으로 변환하는 전원공급 인버터회로와, 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로와, 전동기에 전력을 공급하는 인버터부로 구성되고, 제어장치는 전원이 공급될 때, 상기 정류회로와 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로를 동시에 동작하도록 하는 수단을 구비한 전동기의 운전제어장치.
  15. 1차전압이 인가되는 1차측 평활회로와 2차측 전압이 인가되는 2차측 평활사이에 접속되는 제1의 스위칭소자와 제2의 스위칭소자와 그 사이에 있는 트랜스로 구성되는 절연형 쌍방향 직류전압변환회로의 동작제어방법에 있어서, 상기 방법은 1차측 전압을 입력하고, 2차측 전압을 입력하며, 2차측 전압편차를 연산하고, 2차측 전압편차의 함수로서 위상차 제어변수를 결정하며, 제1 및 제2의 스위칭소자를 제어하는 위상차를 사용하는 방법을 구비하고, 1차측 전압에 대하여 일정비를 갖는 2차측 기준치의 함수로서의 2차측 전압편차의 연산 등의 개선된 방법을 구비하는 것을 특징으로 하는 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로의 동작제어방법.
  16. 1차측 전압이 인가되는 1차측 평활회로와 2차전압이 인가되는 2차측 평활사이에 접속되는 제1의 스위칭소자와 제2의 스위칭소자와 그 사이에 있는 트랜스로 구성되는 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로의 동작제어방법에 있어서, 상기 방법은 1차측 전압을 입력하고, 2차측 전압을 입력하며, 2차측 전압편차를 연산하고, 2차측 전압편차의 함수로서 위상차 제어변수를 결정하며, 제1 및 제2의 스위칭소자를 제어하는 위상차를 사용하는 방법을 구비하고, 변압비로 나누어진 1차 및 2차전압간의 차가 일정하게 되도록, 1차측 전압치와 전압차지령의 함수인 2차 기준치(sceondary reference value)로서 2차측 전압편차의 연산하는 개선된 방법을 구비하는 것을 특징으로 하는 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로의 동작제어의 방법.
  17. 1차전압이 인가되는 1차측 평활회로와 2차전압이 인가되는 2차측 평활사이에 접속되는 제1의 스위칭소자와 제2의 스위칭소장와 그 사이에 있는 트랜스로 구성되는 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로의 동작제어 방법에 있어서, 상기 방법은 제1차측 전압을 입력하고, 제2차측 전압을 입력하며, 2차측 전압편차를 연산하고, 2차측 전압편차의 함수로서 위상차 제어변수를 결정하며, 제1 및 제2의 스위칭소자를 제어하는 위상차를 사용하는 방법을 구비하고, 스위칭소자 온도를 검출하고, 검출된 온도와 설정온도를 비교하여, 이 비교에 따라 스위칭소자의 스위칭제어와 이것에 의해 스위칭소자온도가 설정치보다 클 때 1차측 전압과 2차측 전압과의 비의 일정제어가 되고, 또 스위칭소자온도가 설정치보다 낮을 때는 2차측 전압의 일정제어가 되는 개선된 방법을 구비하는 것을 특징으로 하는 절연형 쌍방향 직류전압 전환회로의 동작제어방법.
  18. 1차전압이 인가되는 1차측 평활회로와, 2차전압이 인가되는 2차측 평활회로사이에 접속되는 제1의 스위칭소자와, 제2의 스위칭소자와 그 사이에 있는 트랜스로 구성되는 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로의 동작제어방법에 있어서, 상기 방법은 1차측 전압을 입력하고, 2차측 전압을 입력하며, 2차측 전압편차를 연산하고, 2차측 전압편차의 함수로서의 위상차 제어변수 결정하며, 제1 및 제2스위칭소자를 제어하는 위상차 사용하는 방법을 구비하고, 2차측 전류를 입력하고, 2차측 전류의 평균을 결정하며, 2차측 권선의 전력을 계산하고, 제2차측 전력이 소정치이상인지 아닌지를 결정하며, 2차측 전력이 소정치이상이면, 1차측 전압과 2차측 전압과의 일정한 전압비에 따라 2차 전압기준치(reference value)를 계산하고, 2차측 전력이 소정치 이하이면, 2차측 전압의 일정제어에 의한 2차측 전압기준치를 계산하는 개선된 방법을 구비하는 것을 특징으로 하는 쌍방향 직류전압 변환회로의 동작제어방법.
  19. 1차전압이 인가되는 1차측 평활회로와, 2차전압이 인가되는 2차측 평활회로 사이에 접속되는 제1의 스위칭소자와, 제2의 스위칭소자와 그 사이에 있는 트랜스로 구성되는 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로의 동작제어방법에 있어서, 상기 방법은 1차측 전압을 입력하고, 2차측 전압을 입력하며, 2차측 전압편차를 연산하고, 2차측 전압편차를 연산하며, 2차측 전압편차의 함수로서의 위상차 제어변수를 결정하고, 제1 및 제2스위칭소자를 제어하는 위상차를 사용하는 방법을 구비하고, 1차측 전압이 설정하한치보다 작은 제1의치 인지 또는 설정하한치보다 큰 제1의치 인지를 결정하고, 1차측 전압이 설정하한치 보다 낮은 제1의치이면, 1차측 전압과 2차측 전압과의 비의 일정제어 또는 1차측 전압의 2차측 환산전압과 2차측 전압과의 차의 일정제어를 하는 개선된 방법을 구비하는 것을 특징으로 하는 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로의 동작제어방법.
  20. 제19항에 있어서, 1차측 전압이 제1의 치가 아닌 제2의 치인 경우, 일정한 2차전압제어를 시행하는 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로의 동작제어방법.
  21. 1차전압이 인가되는 1차측 평활회로와 2차전압이 인가되는 2차측 평활회로사이에 접속되는 제1의 스위칭소자와 제2의 스위칭소자와 그 사이에 있는 트랜스로 구성되는 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로의 동작제어방법에 있어서, 상기방법은 1차측 전압을 입력하고, 2차측 전압을 입력하며, 2차측 전압편차를 연산하고, 2차측 전압편차의 함수로서의 위상차 제어변수 결정하며, 제1 및 제2스위칭소자를 제어하는 위상차를 사용하는 방법을 구비하고, 1차측 전압이 설정하한치보다 낮은 제1의 치 또는 설정하한치보다 큰 제1의 치인지를 결정하고, 1차측 전압이 설정하한치보다 낮은 제1의 치이면, 1차측 전압과 2차측 전압과의 비의 일정제어 또는 1차측 전압의 2차측 환산전압과 2차측 전압과의 차의 일정제어를 하고, 기준 2차전압과 실제 2차전압의 차가 최대치보다 큰가 아닌가를 결정하는 제1의 치인 경우, 만일 그 보다 크다면 새로운 2차 기준전압을 연산하고, 그 보다 작으면 출력된 2차 기준전압을 사용하는 개선된 방법을 구비하는 것을 특징으로 하는 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로의 동작제어방법.
KR1019950018823A 1994-10-03 1995-06-30 전동기의 운전제어장치 및 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로 KR100194244B1 (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP94-239070 1994-10-03
JP6239070A JPH08107683A (ja) 1994-10-03 1994-10-03 電動機の運転制御装置及び絶縁型双方向直流電圧変換回路

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR960016095A KR960016095A (ko) 1996-05-22
KR100194244B1 true KR100194244B1 (ko) 1999-06-15

Family

ID=17039409

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1019950018823A KR100194244B1 (ko) 1994-10-03 1995-06-30 전동기의 운전제어장치 및 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로

Country Status (7)

Country Link
US (1) US6335871B1 (ko)
JP (1) JPH08107683A (ko)
KR (1) KR100194244B1 (ko)
CN (1) CN1047895C (ko)
DE (1) DE19524005C2 (ko)
GB (1) GB2294369B (ko)
HK (1) HK1010021A1 (ko)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20160031225A (ko) * 2014-09-12 2016-03-22 현대모비스 주식회사 동기정류 방식 직류 전원 공급기의 제어 방법 및 장치

Families Citing this family (44)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE19630284A1 (de) * 1996-07-26 1998-01-29 Abb Patent Gmbh Antriebssystem für ein Schienenfahrzeug und Ansteuerverfahren hierzu
GB9709405D0 (en) * 1997-05-10 1997-07-02 Oldham Crompton Batteries Limi Drive system for battery powered vehicles
DE29901271U1 (de) * 1999-01-26 2000-08-17 Moeller Gmbh Elektrische Antriebseinheit
DE29901322U1 (de) * 1999-01-28 1999-07-08 Melcher Ag Spannungskonverter
US6468058B1 (en) 1999-07-21 2002-10-22 Wood Group Esp, Inc. Submersible concatenated system
GB2357912A (en) * 1999-12-29 2001-07-04 Skynet Electronic Co Ltd DC-DC converter
US6876103B2 (en) * 2000-12-29 2005-04-05 General Electric Company Automatic transfer switch systems and controllers
US6611443B2 (en) * 2001-05-29 2003-08-26 Biversfied Technologies, Inc. High voltage converter system
DE10131226A1 (de) * 2001-06-28 2003-01-16 Abb Research Ltd Verteilsystem zur Versorgung von Verbrauchern mit einer Wechselspannungs-Niederspannung
DE60239764D1 (de) 2001-12-26 2011-05-26 Toyota Motor Co Ltd Elektrische lastvorrichtung, steuerverfahren für eine elektrische last und computerlesbares aufzeichnungsmedium mit einem aufgezeichneten programm, durch das ein computer eine elektrische last steuern kann
DE10356515A1 (de) * 2003-12-03 2005-07-14 Siemens Ag Antriebssystem
DE102005042324A1 (de) * 2005-09-06 2007-03-15 Siemens Ag Weitspannungs-Umrichter
DE102005042321A1 (de) * 2005-09-06 2007-03-08 Siemens Ag Weitspannungs-Umrichter
DE102005042319A1 (de) 2005-09-06 2007-03-08 Siemens Ag Weitspannungs-Umrichter
JP4794009B2 (ja) * 2005-11-24 2011-10-12 株式会社小松製作所 Ａｃリンク双方向ｄｃ−ｄｃコンバータとそれを用いたハイブリッド電源システムおよびハイブリッド車両
US7796406B2 (en) * 2007-07-31 2010-09-14 Lumenis Ltd. Apparatus and method for high efficiency isolated power converter
US7932633B2 (en) 2008-10-22 2011-04-26 General Electric Company Apparatus for transferring energy using power electronics and machine inductance and method of manufacturing same
US8080973B2 (en) 2008-10-22 2011-12-20 General Electric Company Apparatus for energy transfer using converter and method of manufacturing same
WO2011092733A1 (ja) * 2010-01-27 2011-08-04 株式会社日立製作所 可変速揚水発電装置の制御装置
JP5631675B2 (ja) * 2010-09-17 2014-11-26 新電元工業株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータ
US9290097B2 (en) 2010-11-05 2016-03-22 Robert Louis Steigerwald Apparatus for transferring energy using onboard power electronics with high-frequency transformer isolation and method of manufacturing same
GB2486509B (en) * 2011-03-22 2013-01-09 Enecsys Ltd Solar photovoltaic power conditioning units
JP5925425B2 (ja) * 2011-04-07 2016-05-25 サンデンホールディングス株式会社 インバータ装置
JP2012253916A (ja) * 2011-06-03 2012-12-20 Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp 電力変換装置
JP5762617B2 (ja) 2012-02-14 2015-08-12 三菱電機株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータ
JP5844665B2 (ja) * 2012-03-14 2016-01-20 株式会社日立産機システム 電力変換装置及び制御方法
DE102012020578A1 (de) * 2012-10-22 2014-04-24 Sew-Eurodrive Gmbh & Co Kg Antriebsanordnung mit Energiespeicher
CN103454558B (zh) * 2013-08-30 2016-02-24 中国南方电网有限责任公司超高压输电公司天生桥局 一种双极直流输电系统电压波动故障检测方法和装置
JP6203594B2 (ja) * 2013-10-09 2017-09-27 株式会社三社電機製作所 アーク溶接機用電源装置
KR101862951B1 (ko) 2013-10-18 2018-05-30 도시바 미쓰비시덴키 산교시스템 가부시키가이샤 쌍방향 절연형 ｄｃ／ｄｃ 컨버터 및 그것을 이용한 스마트 네트워크
JP6504832B2 (ja) 2014-01-28 2019-04-24 ゼネラル・エレクトリック・カンパニイ 統合された取り付けおよび冷却の装置、電子装置、および車両
US9627979B2 (en) * 2014-10-03 2017-04-18 Bombardier Transportation Gmbh Dual mode DC-DC converter
US10073512B2 (en) * 2014-11-19 2018-09-11 General Electric Company System and method for full range control of dual active bridge
KR101655625B1 (ko) * 2014-12-24 2016-09-07 현대자동차주식회사 전력 변환 장치 및 방법
KR102027802B1 (ko) * 2015-05-29 2019-10-02 엘에스산전 주식회사 전력 변환 장치 및 이의 동작 방법
US11309714B2 (en) 2016-11-02 2022-04-19 Tesla, Inc. Micro-batteries for energy generation systems
WO2018145281A1 (zh) * 2017-02-09 2018-08-16 上海欣锐电控技术有限公司 一种双向变换装置
WO2019076874A1 (en) * 2017-10-16 2019-04-25 Danmarks Tekniske Universitet DC-DC CONVERTER ASSEMBLY
US11482942B2 (en) * 2017-10-31 2022-10-25 Otis Elevator Company Single phase operation of three phase regenerative drives
EP3588736A1 (en) * 2018-06-29 2020-01-01 Koninklijke Philips N.V. Wireless power transfer
DE112018008037T5 (de) 2018-09-28 2021-06-10 Mitsubishi Electric Corporation Energie-umwandlungseinrichtung
CN112564485B (zh) * 2019-09-10 2022-03-08 中车株洲电力机车研究所有限公司 Llc谐振变换器及其控制方法
FR3110301A1 (fr) * 2020-05-15 2021-11-19 Commissariat A L'energie Atomique Et Aux Energies Alternatives Commande de convertisseur à découpage
WO2022204944A1 (zh) * 2021-03-30 2022-10-06 华为数字能源技术有限公司 一种电驱动系统、动力总成、加热方法及电动车辆

Family Cites Families (35)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3514688A (en) * 1968-03-28 1970-05-26 United Aircraft Corp Output-transformerless static inverter
GB1362390A (en) * 1971-09-08 1974-08-07 Creed Co Ltd Power supply arrangement
DE2246505C3 (de) * 1972-09-22 1975-06-05 Computer Gesellschaft Konstanz Mbh, 7750 Konstanz Schaltungsanordnung zur unterbrechungsfreien Stromversorgung eines Gleichstromverbauchers mit konstanter Spannung
DE2645507A1 (de) * 1975-10-13 1977-04-14 Tokyo Shibaura Electric Co Elektrischer leistungswandler fuer aus einer akkumulatorenbatterie gespeiste elektrofahrzeuge
EP0013332A1 (de) * 1979-01-16 1980-07-23 Siemens-Albis Aktiengesellschaft Zerhackerschaltung
SE419015B (sv) * 1979-11-01 1981-07-06 Jungner Ab Nife Forfarande for drift av en avbrottsfri stromforsorjningsanleggning samt avbrottsfri stromforsorjningsanleggning for genomforande av forfarandet
JPS57183267A (en) 1981-05-08 1982-11-11 Hitachi Ltd Bidirectional power converter circuit
JPS59149781A (ja) * 1983-02-16 1984-08-27 Mitsubishi Electric Corp エレベ−タの制御装置
JPS6188774A (ja) * 1984-10-05 1986-05-07 Mitsubishi Electric Corp エレベ−タの制御装置
DE3440926A1 (de) * 1984-11-09 1986-05-15 Ceag Licht & Strom Verfahren zum betrieb eines wechselrichters zur erzeugung einer niederfrequenten wechselspannung aus einer gleichspannung, und schaltungsanordnung zur durchfuehrung des verfahrens
JPS61158698A (ja) * 1984-12-28 1986-07-18 Hitachi Medical Corp インバ−タ式ｘ線装置
US4692671A (en) * 1985-12-23 1987-09-08 Sundstrand Corporation Electrically-compensated constant speed drive
US4868730A (en) * 1986-07-15 1989-09-19 Combustion Electromagnetics, Inc. DC to DC converter current pump
US4709318A (en) * 1986-10-22 1987-11-24 Liebert Corporation UPS apparatus with control protocols
US4743812A (en) * 1986-12-23 1988-05-10 Sundstrand Corporation Boost/buck DC/DC converter
US4801859A (en) * 1986-12-23 1989-01-31 Sundstrand Corporation Boost/buck DC/DC converter
EP0293869B1 (en) * 1987-06-05 1993-09-01 Hitachi, Ltd. Power conversion system
DE3802593A1 (de) * 1988-01-29 1989-08-10 Heidelberger Druckmasch Ag Umrichter mit gleichspannungs-zwischenkreis
US4870555A (en) * 1988-10-14 1989-09-26 Compaq Computer Corporation High-efficiency DC-to-DC power supply with synchronous rectification
US4866587A (en) * 1988-12-22 1989-09-12 American Telephone And Telegraph Company At&T Bell Laboratories Electronic ringing signal generator
US4965775A (en) * 1989-05-19 1990-10-23 At&T Bell Laboratories Image derived directional microphones
US5027264A (en) * 1989-09-29 1991-06-25 Wisconsin Alumni Research Foundation Power conversion apparatus for DC/DC conversion using dual active bridges
JPH03124283A (ja) * 1989-10-04 1991-05-27 Mitsubishi Electric Corp 電動機駆動装置の回生制御回路
US4953068A (en) * 1989-11-08 1990-08-28 Unisys Corporation Full bridge power converter with multiple zero voltage resonant transition switching
ATE125080T1 (de) * 1989-12-26 1995-07-15 Systel Dev And Ind Ltd Wechselrichter und leistungsversorgungseinrichtung desselben.
JPH0431892A (ja) 1990-05-29 1992-02-04 Oki Electric Ind Co Ltd ビデオ信号表示装置
JPH0438192A (ja) 1990-05-31 1992-02-07 Okuma Mach Works Ltd 電動機の制御装置
US5048033A (en) * 1990-09-04 1991-09-10 Coherent, Inc. Method and apparatus for controlling the power supply of a laser operating in a pulse mode
US5227264A (en) * 1991-02-14 1993-07-13 Hydro-Quebec Device for packaging a lithium battery
SE9100595D0 (sv) * 1991-03-01 1991-03-01 Carlstedt Elektronik Ab Energifritt kraftaggregat
FR2674385A1 (fr) * 1991-03-22 1992-09-25 Alsthom Gec Dispositif d'isolement galvanique pour signaux electriques continus ou susceptibles de comporter une composante continue.
US5255174A (en) 1991-10-18 1993-10-19 Allied-Signal Inc. Regulated bi-directional DC-to-DC voltage converter which maintains a continuous input current during step-up conversion
GB9206020D0 (en) * 1992-03-19 1992-04-29 Astec Int Ltd Transition resonant convertor
US5414609A (en) * 1992-08-25 1995-05-09 Square D Company DC to DC/DC to AC power conversion system
JP2809026B2 (ja) * 1992-09-30 1998-10-08 三菱電機株式会社 インバ−タ装置およびインバ−タ装置の使用方法

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20160031225A (ko) * 2014-09-12 2016-03-22 현대모비스 주식회사 동기정류 방식 직류 전원 공급기의 제어 방법 및 장치
KR102357022B1 (ko) 2014-09-12 2022-01-28 현대모비스 주식회사 동기정류 방식 직류 전원 공급기의 제어 방법 및 장치

Also Published As

Publication number Publication date
HK1010021A1 (en) 1999-06-11
CN1121276A (zh) 1996-04-24
JPH08107683A (ja) 1996-04-23
CN1047895C (zh) 1999-12-29
GB9511094D0 (en) 1995-07-26
GB2294369A (en) 1996-04-24
DE19524005A1 (de) 1996-04-11
GB2294369B (en) 1999-04-28
DE19524005C2 (de) 1999-08-26
KR960016095A (ko) 1996-05-22
US6335871B1 (en) 2002-01-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100194244B1 (ko) 전동기의 운전제어장치 및 절연형 쌍방향 직류전압 변환회로
EP2590837B1 (en) Charging device for electromotive vehicle
EP2387819B1 (en) Electric power converter
US7936573B2 (en) Bi-directional DC-DC converter and control method
JP5340379B2 (ja) 電気自動車用の急速充電装置
EP2104217B1 (en) Motor controller
KR101445057B1 (ko) 교류 모터 구동 시스템
US20140327306A1 (en) Power conversion device
EP0932249A1 (en) Converter
JP3687641B2 (ja) インバ−タエアコン
EP1511152B1 (en) Uninterruptible power supply
WO2012144399A1 (ja) 直流給電システム
CN101179255B (zh) 用于交流电动机的h桥逆变器
US6940188B2 (en) Electric power converting device
WO2012108267A1 (ja) 電力変換装置およびその制御方法
JP3191097B2 (ja) 無停電電源装置及びその充電制御方法
EP1519476B1 (en) Power controlling apparatus
JP4591741B2 (ja) 車両用回転電機駆動装置
JP2017189053A (ja) 電動機装置
KR101627620B1 (ko) 무정전 전원장치
JP2002320390A (ja) 蓄電装置
JP3433412B2 (ja) インバータの回生エネルギー処理方法及び回生エネルギー処理装置
JP7186743B2 (ja) 電力変換装置
JP2006141142A (ja) 電源装置
JP2022019159A (ja) パワーコンディショナ

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
LAPS Lapse due to unpaid annual fee