WO2011065253A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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WO2011065253A1
WO2011065253A1 PCT/JP2010/070353 JP2010070353W WO2011065253A1 WO 2011065253 A1 WO2011065253 A1 WO 2011065253A1 JP 2010070353 W JP2010070353 W JP 2010070353W WO 2011065253 A1 WO2011065253 A1 WO 2011065253A1
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井上　重徳
加藤　修治
加藤　哲也
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株式会社日立製作所
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    • Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
    • Y02E40/20—Active power filtering [APF]

Definitions

  • the present invention relates to a power converter and a control method and control device therefor.
  • a modular multi-level converter uses a switching element capable of on / off control such as IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), and is a circuit system capable of outputting a voltage higher than the withstand voltage of the switching element.
  • IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • This technology is expected to be applied to direct current transmission system (HVDC), reactive power compensator (STATCOM), motor drive inverter, and the like.
  • Non-Patent Document 1 discloses an MMC circuit scheme.
  • the MMC is configured by connecting arms configured of one or more unit converters connected in series (hereinafter referred to as cascade) in a bridge shape. Half of the arms are connected to the positive DC bus of the MMC, and the other half are connected to the negative DC bus of the MMC.
  • an arm connected to the positive DC bus is referred to as a positive arm
  • an arm connected to the negative DC bus is referred to as a negative arm.
  • the MMC is configured by parallel connection of a series circuit of a positive side arm, two reactors, and a negative side arm, and a connection point of the two reactors is an AC terminal of the MMC.
  • Each unit converter is, for example, a bidirectional chopper circuit, and includes a switching element and a DC capacitor.
  • Each unit converter is connected to the outside through at least two terminals, and the voltage between the two terminals can be controlled to the voltage of the DC capacitor of the unit converter or to zero.
  • the output voltage waveform of the MMC can be made into a multilevel waveform by appropriately shifting the phase of the carrier wave given to each unit converter. This can reduce harmonic components as compared to a two-level converter.
  • Makoto Kuwahara and Yasufumi Akagi "PWM control method and operation verification of modular multilevel converter (MMC)", Transactions of the Institute of Electrical Engineers of Japan, Volume 128, No. 7, pp. 957-965.
  • the present invention relates to a power conversion device configured by connecting an arm formed of one or a plurality of unit converters connected in series in a bridge shape, the positive side of the power conversion device.
  • Means for individually controlling active power or reactive power for each of a positive group arm group connected to a DC bus and a negative group arm connected to a negative DC bus is there.
  • the present invention relates to a power conversion device in which an arm constituted by one or more unit converters connected in series is connected in a bridge shape.
  • a separate control device is provided for each of the positive group arm group connected to the positive DC bus and the negative group arm connected to the negative DC bus.
  • the present invention relates to a power conversion device in which an arm constituted by one or more unit converters connected in series is connected in a bridge shape. It is characterized by comprising an integrated control device for individually controlling both of a positive group arm group connected to a positive DC bus and a negative group arm connected to a negative DC bus.
  • each of the positive side and the negative side group arms has three arms.
  • each of the positive side and negative side group arms has two arms.
  • the current detector for detecting the current flowing to each arm belonging to the positive side group arm group and the current detector for detecting the current flowing to the arm belonging to the negative side group arm group And the like.
  • the positive side group arm group control device controls at least a current flowing through each arm belonging to the positive side group arm group and a direct current of each unit converter belonging to the positive side group arm group. It is characterized in that it has a function of performing feedback control of effective and / or reactive power of the positive group arm group based on the voltage.
  • the negative group arm group controller controls at least a current flowing through each arm belonging to the negative group arm group, and a direct current of each unit converter belonging to the negative group arm group. It is characterized in that it has a function of performing feedback control of effective and / or reactive power of the negative group arm group based on the voltage.
  • the integrated control unit is configured to control the effective and / or reactive power of each of the positive and negative side groups based on the current flowing in at least each arm and the DC voltage of each unit converter. It is characterized by having a function to perform feedback control.
  • the unit converter includes a main circuit including a switching element and a DC capacitor, a voltage sensor for detecting a voltage of the DC capacitor, and the positive side group arm group controller
  • the function of receiving a signal from the negative side group arm group controller and generating a gate pulse of the switching element, the signal from the voltage sensor, the positive side group arm group controller or the negative side group arm group A unit converter control unit in charge of transmitting to the control unit, a gate driver for receiving a gate pulse from the unit converter control unit and turning on / off a switching element, and the unit converter control unit and gate And a self-sufficient power supply for supplying power to the driver.
  • the unit converter includes a main circuit including a switching element and a DC capacitor, a voltage sensor for detecting a voltage of the DC capacitor, and the positive side group arm group controller
  • a self-sufficient power supply for supplying power to the gate driver, in parallel with the DC capacitor, or DC-D Secondary battery via the converter, is characterized in that it has connecting other energy storage or generation device.
  • the present invention relates to a power conversion device in which an arm constituted by one or more unit converters connected in series is connected in a bridge shape. Characterized by having a function of individually controlling active power or reactive power for each of a first arm group connected to a first bus and a second arm group connected to a second bus It is.
  • the present invention is characterized in that, in the power converter, the first and second arm groups are provided with switching means for individually turning on and off the power system or the test power source. It is.
  • the present invention relates to a power conversion device in which an arm constituted by one or more unit converters connected in series is connected in a bridge shape.
  • the active power or reactive power output of the positive group arm group connected to the positive DC bus and the negative group arm group connected to the negative DC bus are different.
  • the effect is obtained that the required capacity of the test power supply device in the heat run test of the power conversion device can be reduced.
  • the figure which shows a three-phase MMC and a control apparatus The figure which shows a unit converter.
  • the figure which shows the reactive power controller in a positive side group The figure which shows the integrated positive side and negative side group control apparatus.
  • the figure which shows a single phase MMC and a control apparatus The figure which shows the reactive power controller in the positive side group of single phase MMC.
  • the figure which shows the three phase MMC provided with the function which carries out the parallel separation of a positive side and a negative side group separately.
  • the figure which shows the three phase MMC which used the unit converter provided with the secondary battery.
  • the figure which shows the unit converter provided with the secondary battery The figure which shows the active power controller in a positive side group.
  • the equivalent circuit schematic of a three-phase MMC The equivalent circuit schematic of the three-phase MMC which paid its attention to the fundamental wave alternating current component.
  • a first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 1 to 3.
  • the present embodiment describes the case of using a three-phase MMC power conversion device as a reactive power compensation device. Therefore, the power conversion device of this embodiment mainly controls reactive power.
  • the first embodiment is characterized in that the reactive powers of the positive side group and the negative side group are individually controlled.
  • the first embodiment aims to significantly reduce the required capacity of the test power source used for the heat run test as compared with the prior art.
  • the power converter 102 is linked to the test power supply 101.
  • FIG. 1 is a drawing assuming a heat run test.
  • the power conversion device 102 is linked to the power system instead of the test power supply 101.
  • Power converter 102 includes transformer 103, reactor 104, unit converter 105, positive side group controller 114, negative side group controller 115, voltage detection transformer 116, and current detector 117. And a signal line 118 which daisy-chains the unit converter 105 with the positive side group controller 114 or the negative side group controller 115.
  • a circuit in which the unit converters 105 are connected in cascade is called an arm.
  • the power converter 102 has six arms, and the U-phase positive side arm 106, U-phase negative side arm 107, V-phase positive side arm 108, V-phase negative side arm 109, W-phase positive side arm 110, The W-phase negative side arm 111 is called.
  • the unit converters 105 belonging to each phase positive side / negative side two arms will be referred to as a j-th unit converter in order from the side closer to the positive side DC bus P.
  • N the number of unit converters 105 belonging to the two arms of each phase.
  • the three arms connected to the positive DC bus P that is, the U-phase positive arm 106, the V-phase positive arm 108, and the W-phase positive arm 110 are collectively referred to as the positive group 112. It is called.
  • the three arms connected to the negative DC bus N that is, the U-phase negative arm 107, the V-phase negative arm 109, and the W-phase negative arm 111 are collectively referred to as the negative side. It is called group 113.
  • the positive side group 112 and the negative side group 113 respectively have separate control devices, that is, the positive side group control device 114 and the negative side group control device 115. And each of the negative group control units is provided with a separate reactive power command value QP * , QN * .
  • Each unit converter 105 belonging to the positive side group 112 is controlled by the positive side group controller 114 via the signal line 118 connected in a daisy chain.
  • Each unit converter 105 belonging to the negative side group 113 is controlled by the negative side group controller 115 via the signal line 118 connected in a daisy chain.
  • the unit converter 105 includes a high side switching element 201, a low side switching element 202, a DC capacitor 203, a gate driver 204, a voltage sensor 205, a unit converter control device 206, the gate driver 204 and the above.
  • a unit converter control unit 206 and a self-supply power supply 207 for supplying power are configured.
  • the unit converter control unit 206 is connected to the positive side group control unit 114 or the negative side group control unit 115 via the signal line 118 connected in a daisy chain.
  • the main circuit of unit converter 105 shown in FIG. 2 is a bi-directional chopper circuit composed of high-side switching element 201, low-side switching element 202 and DC capacitor 203, but the present invention is not limited to this. It is also effective in the case of a bridge converter.
  • the output voltage of the i-th j-th unit converter is referred to as Vij, and the DC voltage is referred to as VCij.
  • IGBTs are illustrated as the high side and low side switching elements 201 and 202 in this embodiment, the present invention can be applied to GTO (Gate-Turn-Off Thyristor) and MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect). It is also effective to use other switching elements that can be controlled on / off, such as a transistor).
  • GTO Gate-Turn-Off Thyristor
  • MOSFET Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect
  • FIG. 11 is an equivalent circuit of FIG. In FIG. 11, the ripple voltage and current generated in each part of the circuit with switching of the IGBT are ignored, and only the DC component and the fundamental AC component are focused. First, each part of FIG. 11 will be described.
  • Voltage source 1101 represents the voltage of the secondary winding of transformer 103.
  • the output voltage of the chopper cell 105 belonging to the positive side group 112 is controlled by the positive side group controller 114.
  • the voltage across the U-phase positive side arm 106, the V-phase positive side arm 108, and the W-phase positive side arm 110, which are series bodies of chopper cells, are also DC and fundamental AC components by the positive side group controller 114. Control to have
  • the output voltage of the chopper cell 105 belonging to the negative side group 112 is controlled by the negative side group controller 115. Therefore, the voltages at both ends of U-phase negative arm 107, V-phase negative arm 109, and W-phase negative arm 111, which are series bodies of chopper cells, also have a DC component and a fundamental AC component by negative group controller 115. Control.
  • each of the arms 106 to 111 can be controlled to be regarded as a voltage source that outputs a DC voltage component and a fundamental AC voltage. Therefore, in FIG. 11, U-phase positive side arm 106, U-phase negative side arm 107, V-phase positive side arm 108, V-phase negative side arm 109, W-phase positive side arm 110, W-phase negative side arm 111, respectively. It is regarded as a series body 1102 to 1107 (hereinafter simply referred to as a voltage source) of a DC voltage source and a fundamental AC voltage source.
  • the DC output voltage of the voltage source 1102 which is an equivalent circuit of the U-phase positive side arm 106 is VUPDC, and the fundamental AC output voltage is VUPAC.
  • the DC output voltage of the voltage source 1105 that is an equivalent circuit of the V-phase negative side arm 109 is VVNDC, and the fundamental AC output voltage is VVNAC.
  • the DC output voltage of the voltage source 1107 which is an equivalent circuit of the W-phase negative side arm 111, is VWNDC, and the fundamental AC output voltage is VWNAC.
  • the potential difference between the neutral point (point O) and point P of the voltage source 1101 is the average value of the DC output voltages of the three positive arms 106, 108, 110 shown in equation 1, and the arms 106, 108, 110 And the fundamental wave AC zero-phase component V0 included in the voltage across the
  • the potential difference between the N point and the neutral point (O point) of the fundamental wave AC source 1101 is the average value of the DC output voltages of the three negative arms 106, 108, 110 shown in Eq. , 111 and the fundamental wave AC zero-phase component V 0 included in the voltage.
  • DC output voltages VUPDC, VUNDC, VVPDC, VVNDC, VWPDC, and VWNDC of the arms 106 to 111 are controlled to be equal.
  • the DC voltages VUPDC, VUNDC, VVPDC, VVNDC, VWPDC, VWNDC and the fundamental wave zero-phase alternating current component V0 can be converted to the fundamental wave AC components VUPAC, VVPAC, VWPAC, VUNAC, VVNAC. , VWNAC can be considered separately. If the DC voltage source in FIG. 11 and the fundamental wave zero-phase alternating current component V0 are separated and only the fundamental wave AC components VUPAC, VVPAC, VWPAC, VUNAC, VVNAC, and VWNAC are considered, the equivalent circuit shown in FIG. You get
  • FIG. 13 shows U-phase voltage VU of voltage source 1101, fundamental wave AC output voltage VUPAC of U-phase positive side arm 106, fundamental wave AC output voltage VUNAC of U-phase negative side arm 106, and U-phase positive side arm 106.
  • the applied voltage VLUP of the reactor 104 connected thereto, the applied voltage VLNP of the reactor 104 connected to the U-phase negative arm 106, the current IUP flowing through the U-phase positive arm 106, and the current IUN flowing through the U-phase negative arm 107 Is a phasor diagram of In FIG. 13, the counterclockwise direction is the phase advancing direction, and the clockwise direction is the lagging direction.
  • the U-phase and the W-phase can also be drawn as phasor diagrams rotated in phase by 120 degrees.
  • currents IUP, IVP, IWP flowing to positive side group 112 are currents delayed by 90 degrees from applied voltages VLUP, VLVP, VLWP of reactor 104 connected to positive side group 112, That is, the current which has advanced 90 degrees from VU, VV, and VW is generated, and the positive side group 112 generates the phase advance reactive power.
  • the fundamental wave AC voltage VUNAC of the U phase negative side arm 107 the fundamental wave AC voltage VVPAC of the V phase negative side arm 109, and the W phase negative side arm
  • the amplitudes of the fundamental wave AC voltage VWNAC 111 are made lower than the amplitudes of VU, VV, and VW, respectively.
  • the currents IUN, IVN, IWN flowing to the negative side group 113 are currents delayed by 90 degrees from the applied voltages VLUN, VLVN, VLWN of the reactor 104 connected to the negative side group 113, That is, the current is 90 degrees behind VU, VV, and VW, and the negative side group 113 generates lagging reactive power.
  • each reactor 104 and each unit converter 105 need to be subjected to rated operation in order to conduct a heat run test of the power conversion device 102.
  • one reactive power command value is given to the power converter 102. Since the current flowing along with the reactive power is supplied from the test power supply 101, the test power supply 101 needs a capacity equal to or higher than the rated power of the power conversion device 102.
  • the present embodiment is characterized in that reactive powers of the positive side group 112 and the negative side group 113 are individually controlled.
  • the reactive power flowing into the test power supply 101 is the phase advance reactive power from the positive side group And the late reactive power from the negative side group is canceled and becomes smaller.
  • the reactive power generated by the positive side group is QP
  • the reactive power generated by the negative side group is QN
  • the phase advance reactive power is positive
  • the phase lag reactive power is negative
  • QP * QR / 2
  • the test power supply 101 supplies only the active power corresponding to the power loss generated inside the power conversion device 102, so the required capacity of the test power supply 101 is higher than the rated reactive power. The effect of being able to reduce significantly is acquired.
  • the positive side group control device 114 includes a reactive power detection unit 301 and a reactive power control unit 302.
  • the internal configuration of the negative side group controller 115 is such that QP * , QP, IUP, IVP, and IWP in FIG. 3 are replaced with QN * , QN, IUN, IVN, and IWN, respectively. Omitted.
  • the positive side and negative side group control devices 114 and 115 perform a series of operations described below in a substantially constant cycle. This cycle is called a control cycle.
  • This cycle is called a control cycle.
  • the operation of the primary group control device 114 will be described as a representative.
  • the operation of the negative group control unit 115 is the same as that of the positive side group control unit 114, so the description will be omitted.
  • the reactive power detection unit 301 detects reactive power QP of the positive side group from the voltages VU, VV, VW detected by the voltage detection transformer 116 and the currents IUP, IVP, IWP detected by the current detector 117.
  • reactive power control unit 302 sets error QP * -QP obtained by comparing reactive power command value QP * and reactive power QP detected by reactive power detection unit 301, and each unit converter detected through signal line 118.
  • the fundamental AC component of the output voltage Vij * of each unit converter 105 is calculated based on the DC voltage VCij and the voltages VU, VV and VW.
  • reactive power control unit 302 superimposes the same DC voltage component on output voltage command value Vij * of all unit converter 105. As a result, no direct current flows in the power converter 102.
  • the calculated output voltage command value Vij * is transmitted to each unit converter 105 via the signal line 118.
  • the output voltage Vij of each chopper cell is controlled based on the error QP * -QP obtained by comparing the positive side arm reactive power command value QP * and the actual reactive power QP, that is, by feedback control of the reactive power QP.
  • the positive group reactive power command value QP can be controlled more accurately.
  • the unit converter controller 206 shown in FIG. 2 sends the DC voltage signal VCij detected by the voltage detector 205 to the positive side or negative side group controller 114, 115 through the signal line 118.
  • the unit converter control unit 206 also generates gate pulses for the switching elements 201 and 202 based on the output voltage command values Vij * received from the positive side or negative side group control units 114 and 115, and the gate driver 204. Transmit to The gate driver 204 controls the gate-emitter voltage of the high side and low side switching elements 201 and 202 based on the gate pulse received from the unit converter controller 206.
  • each unit converter is replaced with the output voltage command value Vij * .
  • a method of transmitting gate pulses of the switching elements 201 and 202 in 105 is also possible.
  • FIG. 1 A second embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
  • the power conversion device 102 is controlled using two control devices, the positive side group control device 114 and the negative side group control device 115.
  • This embodiment integrates this into one control device.
  • the parts other than the positive side and negative side group controllers 114 and 115 are the same as in the first embodiment unless otherwise stated.
  • FIG. 4 shows a control device 401 in which the functions of the positive side group control device 114 and the negative side group control device 115 are integrated into one control device.
  • the output voltage command value Vij * of each unit converter 105 is calculated on the basis of the DC voltage VCij of each unit converter received through the signal line 118 and transmitted to each unit converter 105 through the signal line 118.
  • the output voltage command value Vij * is transmitted from the control device 401, a method of transmitting gate pulses for the switching elements 201 and 202 in each unit converter 105 instead of the output voltage command value Vij * is also used. It is possible.
  • the power converter 102 is a three-phase MMC system. In the present embodiment, this is a single-phase MMC method.
  • the power converter 502 is linked to the single-phase test power supply 501.
  • FIG. 5 is a drawing assuming a heat run test.
  • the power conversion device 502 is linked to a single phase power system instead of the single phase test power supply 501.
  • the power converter 502 includes a single phase transformer 503, a reactor 104, a unit converter 105, a positive side group controller 507, a negative side group controller 508, a voltage detecting transformer 504, and a current detector.
  • a signal line 118 transmits control signals from the positive side group controller 507 and the negative side controller 508 to each unit converter.
  • the power converter 502 has four arms, which are referred to as a U-phase positive side arm 106, a U-phase negative side arm 107, a V-phase positive side arm 108, and a V-phase negative side arm 109, respectively.
  • the two arms connected to the positive DC bus P that is, the U-phase positive arm 106 and the V-phase positive arm 108 are collectively referred to as a positive group.
  • Each unit converter 105 belonging to the positive side group 505 is controlled by the positive side group controller 507 via the signal line 118 connected in a daisy chain.
  • the two arms connected to the negative DC bus N that is, the U-phase negative arm 107 and the V-phase negative arm 109 are collectively referred to as a negative group 113.
  • Each unit converter 105 belonging to the negative side group 113 is controlled by the negative side group controller 508 via the signal line 118 connected in a daisy chain.
  • the configuration of the unit converter 105 in the present embodiment is the same as that of the first embodiment.
  • the positive side group 112 and the negative side group 113 respectively have separate control units, that is, the positive side group controller 114 and the negative side group controller 115 It is characterized in that each of the side group controller 114 and the negative side group controller 115 is provided with individual reactive power command values QP * and QN * .
  • the internal configuration of the primary group control device 507 will be described below with reference to FIG.
  • the primary group control device 507 includes a reactive power detection unit 601 and a reactive power control unit 602.
  • the internal configuration of the negative side group control device 508 is not shown because QP * , QP, and IUP in FIG. 6 are replaced by QN * , QN, and IUN, respectively.
  • control of the power converter 502 will be described with reference to FIGS. 1, 2, 5, and 6.
  • the positive side and negative side group control devices 507 and 508 perform a series of operations described below in a substantially constant cycle. This cycle is called a control cycle.
  • This cycle is called a control cycle.
  • the operation of the primary group control device 507 will be described as a representative.
  • the operation of the negative group control unit 508 is the same as that of the positive side group control unit 507, so the description will be omitted.
  • the reactive power detection unit 601 detects reactive power QP of the positive side group from the voltage VU detected by the voltage detection transformer 116 and the current IUP detected by the current detector 117.
  • reactive power control unit 602 sets an error QP * -QP obtained by comparing reactive power command value QP * and reactive power QP detected by reactive power detection unit 601, and each unit converter detected through signal line 118.
  • the fundamental AC component of the output voltage Vij * of each unit converter 105 is calculated based on the DC voltage VCij and the voltages VU, VV and VW.
  • reactive power control unit 302 superimposes the same DC voltage component on output voltage command value Vij * of all unit converter 105. As a result, no direct current flows in the power converter 102.
  • the calculated output voltage command value Vij * is transmitted to each unit converter 105 via the signal line 118.
  • the positive side arm reactive power can be more accurately The effect is obtained that the command value QP can be controlled.
  • each unit converter is replaced with the output voltage command value Vij * .
  • a method of transmitting gate pulses of the switching elements 201 and 202 in 105 is also possible.
  • a fourth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
  • a feature of this embodiment is that the circuit breaker or switch 702 is provided to individually disconnect the positive side group and the negative side group from the test power supply or power system.
  • circuit breaker or switch 702 By providing circuit breaker or switch 702, one of positive and negative groups 112 and 113 is maintained separately by disconnecting from the power system, and the other is connected to the power system. It is possible to obtain the effect that system operation can be continued.
  • the first embodiment has described the case where a three-phase MMC power converter is used as a reactive power compensator.
  • the present embodiment shows a configuration in which a secondary battery is connected in parallel with the DC capacitor of each unit converter, and a three-phase MMC power conversion device is used as a power storage device.
  • the positive side and negative side groups 112 and 113 respectively include the positive side group control device 803 and the negative side group control device 804 respectively, and the positive side and negative side group control devices 803 are provided. , 804 are individually provided with active power command values PP * and PN * .
  • the power conversion device 801 is linked to the test power supply 101.
  • FIG. 8 is drawing supposing an indoor test.
  • the power conversion device 802 is linked to the power system instead of the test power supply 101.
  • FIG. 8 The difference between FIG. 8 and FIG. 1 is that a secondary battery is connected in parallel with the DC capacitor of each unit converter 802 of FIG. Another difference is that the positive and negative side group control devices 803 and 804 in FIG. 8 control not the reactive power but the active power.
  • FIG. 8 The difference between FIG. 8 and FIG. 1 is the secondary battery connected to each unit converter 802, so FIG. 8 can be represented by the equivalent circuits of FIG. 11 and FIG. 12 as in FIG.
  • a method of individually controlling the active power of the positive side group 112 and the negative side group 113 will be described below with reference to FIGS. 11, 12, and 14.
  • the turns ratio of the transformer 103 is 1: 1, and there is no phase difference between the electromotive forces of the primary and secondary windings of the transformer.
  • FIG. 14 shows U-phase voltage VU of voltage source 1101, fundamental wave AC output voltage VUPAC of U-phase positive side arm 106, fundamental wave AC output voltage VUNAC of U-phase negative side arm 106, and U-phase positive side arm 106.
  • the applied voltage VLUP of the reactor 104 connected thereto, the applied voltage VLNP of the reactor 104 connected to the U-phase negative arm 106, the current IUP flowing through the U-phase positive arm 106, and the current INP flowing through the U-phase positive arm 106 Is a phasor diagram of In FIG. 14, the counterclockwise direction is the phase advancing direction, and the clockwise direction is the lagging direction.
  • the U-phase and the W-phase can also be drawn as phasor diagrams rotated in phase by 120 degrees.
  • the fundamental AC voltage VUPAC of the U phase positive arm 106 When the positive power is absorbed by the positive group 112, the fundamental AC voltage VUPAC of the U phase positive arm 106, the fundamental AC voltage VVPAC of the V phase positive arm 108, and the fundamental AC of the W phase positive arm 110
  • the phase of voltage VWPAC is delayed from the phases of VU, VV, and VW, respectively.
  • the phases of the applied voltages VLUP, VLVP, and VLWP of the reactor 104 connected to the positive side group 112 are 90 degrees ahead of the phases of VU, VV, and VW, respectively.
  • the currents IUP, IVP, IWP flowing to positive side group 112 are currents delayed by 90 degrees from applied voltages VLUP, VLVP, VLWP of reactor 104 connected to positive side group 112, That is, the current has the same phase as VU, VV, and VW, and the positive side group 112 absorbs active power.
  • the fundamental wave AC voltage VUNAC of the U phase negative arm 107 when discharging the active power to the negative side group 113, the fundamental wave AC voltage VUNAC of the U phase negative arm 107, the fundamental wave AC voltage VVPAC of the V phase negative arm 109, and the W phase negative arm 111.
  • the phase of the fundamental wave AC voltage VWNAC is advanced from the phases of VU, VV and VW, respectively.
  • the currents IUN, IVN, IWN flowing to the negative side group 113 are currents delayed by 90 degrees from the applied voltages VLUN, VLVN, VLWN of the reactor 104 connected to the negative side group 113, That is, the current has a phase opposite to that of VU, VV, and VW, and the negative side group 113 discharges the active power.
  • FIG. 13 illustrates the case where the positive group 112 absorbs the active power and the negative group 113 discharges the active power at the same time as one example, the opposite case is also possible.
  • each reactor 104 and each unit converter 105 need to be rated for the heat run test of the power conversion device 801.
  • one active power command value is given to the power conversion device 801. Since the current flowing along with the reactive power is supplied from the test power supply 101, the test power supply 101 needs a capacity equal to or more than the rated power of the power conversion device 801.
  • the active powers of the positive side group 112 and the negative side group 113 are individually controlled.
  • the active power flowing into the test power supply 101 is the active power absorbed by the positive group and the negative group.
  • the active power to be discharged is canceled and becomes smaller.
  • the test power supply 101 supplies the power converter 102
  • test power supply 101 supplies only the active power corresponding to the power loss generated inside the power conversion device 102, the required capacity of the test power supply 101 is higher than the rated active power. Can also be significantly reduced.
  • a unit converter 802 shown in FIG. 9 has substantially the same configuration as the unit converter shown in FIG. 2 except that a secondary battery 901 is connected in parallel to the DC capacitor 203.
  • a DC-DC converter may be provided between the DC capacitor 203 and the secondary battery.
  • the primary group control device 114 includes an active power detection unit 1001 and an active power control unit 1002. Since the internal configuration of the negative side group control device 804 is such that PP * , PP, IUP, IVP, IWP in FIG. 10 are replaced with PN * , PN, IUN, IVN, IWN, respectively, Omitted.
  • the positive side and negative side group control devices 803 and 804 perform a series of operations to be described below in a substantially constant cycle. This cycle is called a control cycle.
  • This cycle is called a control cycle.
  • the operation of the primary group control device 114 will be described as a representative.
  • the operation of the negative group control unit 804 is the same as that of the positive side group control unit 114, so the description will be omitted.
  • Active power detection unit 1001 detects active power PP of the positive side group from voltages VU, VV, VW detected by voltage detection transformer 116 and currents IUP, IVP, IWP detected by current detector 117.
  • active power control unit 1002 sets error PP * -PP obtained by comparing reactive power command value PP * and active power PP detected by reactive power detection unit 1001, and each unit converter detected through signal line 118.
  • the fundamental AC component of the output voltage Vij * of each unit converter 802 is calculated based on the DC voltage VCij and the voltages VU, VV and VW.
  • Active power control unit 1002 also superimposes the same DC voltage component on output voltage command value Vij * of all unit converter 105. As a result, no DC current flows in the power converter 801.
  • the calculated output voltage command value Vij * is transmitted to each unit converter 105 via the signal line 118.
  • the output voltage Vij of each chopper cell is controlled based on the error PP * ⁇ PP comparing the positive side group active power command value PP * and the actual positive side group active power PP. That is, by feedback controlling the active power PP, an effect is obtained that the positive group active power PP can be controlled more accurately.
  • each unit converter is replaced with the output voltage command value Vij * .
  • a method of transmitting gate pulses of the switching elements 201 and 202 in 105 is also possible.
  • control device 803 and 804 it is possible to use a control device in which the positive and negative side group control devices 803 and 804 are integrated.
  • a breaker or a switch can be connected in series with each arm, and the positive side and negative side groups can be separated or introduced separately from the system. .
  • each unit converter 802 to which the secondary battery is connected is illustrated in the present embodiment, it is also possible to connect an element that transmits and receives energy, such as a solar cell, instead of the secondary battery.
  • the power conversion device of the present invention can be applied to a device for controlling power, such as a direct current transmission system (HVDC), a reactive power compensation device (STATCOM), and a motor drive inverter.
  • a device for controlling power such as a direct current transmission system (HVDC), a reactive power compensation device (STATCOM), and a motor drive inverter.

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Abstract

　従来の技術では、直列（カスケード）接続された１つまたは複数の単位変換器で構成されたアームをブリッジ状に接続して構成された電力変換装置（以下、ＭＭＣと称す）を、一定時間定格運転し、各部品の発熱試験を行う場合、前記ＭＭＣの定格容量以上の試験用電源が必要となるという課題があった。本発明は、ＭＭＣであって、該ＭＭＣを構成する正側直流母線に接続したアーム群（以下、正側グループと呼称）と負側直流母線に接続したアーム群（以下、負側グループと呼称）のそれぞれに対して個別に有効電力指令値および／または無効電力指令値を与えることを特徴とするものである。

Description

電力変換装置
　本発明は、電力変換装置とその制御法および制御装置に関する。
　モジュラー・マルチレベル変換器（以下、ＭＭＣと称す）は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などのオン・オフ制御可能なスイッチング素子を使用し、前記スイッチング素子の耐圧以上の電圧を出力できる回路方式であり、直流送電システム（ＨＶＤＣ）や無効電力補償装置（ＳＴＡＴＣＯＭ）、モータドライブインバータなどへの応用が期待されている技術である。
　非特許文献１は、ＭＭＣの回路方式について開示している。
　非特許文献１によれば、ＭＭＣは、直列（以下、カスケードと称す）接続された１つまたは複数の単位変換器で構成されたアームをブリッジ状に接続して構成されている。アームのうち半数はＭＭＣの正側直流母線に接続されており、残りの半数はＭＭＣの負側直流母線に接続されている。本願では、前記正側直流母線に接続されたアームを正側アーム、前記負側直流母線に接続されたアームを負側アームと呼称する。前記ＭＭＣは、正側アームと、２つのリアクトルと、負側アームの直列回路の並列接続で構成されており、前記２つのリアクトルの接続点が、前記ＭＭＣの交流端子となる。
　各単位変換器は、例えば双方向チョッパ回路であり、スイッチング素子と直流コンデンサを備えている。各単位変換器は、少なくとも２端子を介して外部と接続しており、前記２端子間の電圧を、該単位変換器の有する直流コンデンサの電圧か、または零に制御できる。
　各単位変換器をＰＷＭ（Pulse-Width Modulation）制御している場合、各単位変換器に与えるキャリア波の位相を適切にシフトすることによって、ＭＭＣの出力電圧波形をマルチレベル波形にできる。これによって、２レベル変換器に比較して高調波成分を低減できる。
萩原誠・赤木泰文：「モジュラー・マルチレベル変換器（ＭＭＣ）のＰＷＭ制御法と動作検証」、電気学会論文誌Ｄ、１２８巻７号、ｐｐ．９５７－９６５。
　従来の制御法によって制御された前記ＭＭＣを一定時間定格運転し、各部品の発熱試験を行う場合、前記ＭＭＣの定格容量以上の試験用電源が必要となるという課題があった（以降、前記発熱試験をヒートラン試験と呼称する）。
　また、従来の制御法によって制御された前記ＭＭＣを、電力系統に連系して定格運転する試験を実施する場合、本来は不要な電力が前記電力系統に流出してしまうという課題があった（以降、前記のようにＭＭＣを電力系統に連系して定格運転する試験を系統連系試験と呼称する）。
　上記課題を解決するために、本発明は直列接続された１つまたは複数の単位変換器で構成されたアームをブリッジ状に接続して構成された電力変換装置において、該電力変換装置の正側直流母線に接続した正側グループアーム群と負側直流母線に接続した負側グループアーム群のそれぞれに対して個別に有効電力、または無効電力を制御する手段を備えたことを特徴とするものである。
　また、上記課題を解決するために、本発明は直列接続された１つまたは複数の単位変換器で構成されたアームをブリッジ状に接続して構成された電力変換装置において、該電力変換装置の正側直流母線に接続した正側グループアーム群と負側直流母線に接続した負側グループアーム群のそれぞれに対して個別の制御装置を備えたことを特徴とするものである。
　また、上記課題を解決するために、本発明は直列接続された１つまたは複数の単位変換器で構成されたアームをブリッジ状に接続して構成された電力変換装置において、該電力変換装置の正側直流母線に接続した正側グループアーム群と負側直流母線に接続した負側グループアーム群の両方を個別に制御する統合制御装置を備えたことを特徴とするものである。
　更に、本発明は電力変換装置において、前記正側および前記負側グループアーム群がそれぞれ３つのアームを有していることを特徴とするものである。
　更に、本発明は電力変換装置において、前記正側および負側グループアーム群がそれぞれ２つのアームを有していることを特徴とするものである。
　更に、本発明は電力変換装置において、前記正側グループアーム群に属する各アームに流れる電流を検出する電流検出器と、前記負側グループアーム群に属するアームに流れる電流を検出する電流検出器とを備えることを特徴とするものである。
　更に、本発明は電力変換装置において、前記正側グループアーム群制御装置は、少なくとも前記正側グループアーム群に属する各アームに流れる電流と、前記正側グループアーム群に属する各単位変換器の直流電圧とに基づいて、前記正側グループアーム群の有効および／または無効電力をフィードバック制御する機能を有することを特徴とするものである。
　更に、本発明は電力変換装置において、前記負側グループアーム群制御装置は、少なくとも前記負側グループアーム群に属する各アームに流れる電流と、前記負側グループアーム群に属する各単位変換器の直流電圧とに基づいて、前記負側グループアーム群の有効および／または無効電力をフィードバック制御する機能を有することを特徴とするものである。
　更に、本発明は電力変換装置において、前記統合制御装置は、少なくとも各アームに流れる電流と、各単位変換器の直流電圧とに基づいて、正側および負側グループそれぞれの有効および／または無効電力をフィードバック制御する機能を有することを特徴とするものである。
　更に、本発明は電力変換装置において、前記単位変換器は、スイッチング素子と直流コンデンサで構成された主回路と、前記直流コンデンサの電圧を検出する電圧センサと、前記正側グループアーム群制御装置または前記負側グループアーム群制御装置からの信号を受信し、前記スイッチング素子のゲートパルスを生成する働きと、前記電圧センサからの信号を、前記正側グループアーム群制御装置または前記負側グループアーム群制御装置に伝送する働きとを担当する単位変換器制御装置と、前記単位変換器制御装置からのゲートパルスを受信し、スイッチング素子をオン・オフさせるゲートドライバと、前記単位変換器制御装置とゲートドライバに電源を供給する自給電源とを備えることを特徴とするものである。
　更に、本発明は電力変換装置において、前記単位変換器は、スイッチング素子と直流コンデンサで構成された主回路と、前記直流コンデンサの電圧を検出する電圧センサと、前記正側グループアーム群制御装置または前記負側グループアーム群制御装置からの信号を受信し、前記スイッチング素子のゲートパルスを生成する働きと、前記電圧センサからの信号を、前記正側グループアーム群制御装置、または前記負側グループアーム群制御装置に伝送する働きとを担当する単位変換器制御装置と、前記単位変換器制御装置からのゲートパルスを受信し、スイッチング素子をオン・オフさせるゲートドライバと、前記単位変換器制御装置とゲートドライバに電源を供給する自給電源とを備え、前記直流コンデンサと並列に、あるいはＤＣ－ＤＣコンバータを介して二次電池、その他のエネルギー貯蔵または発生装置を接続したことを特徴とするものである。
　また、上記課題を解決するために、本発明は直列接続された１つまたは複数の単位変換器で構成されたアームをブリッジ状に接続して構成された電力変換装置において、該電力変換装置の第１の母線に接続した第１のアーム群と第２の母線に接続した第２のアーム群のそれぞれに対して個別に有効電力、又は無効電力を制御する機能を有することを特徴とするものである。
　更に、本発明は電力変換装置において、前記第１および第２のアーム群を電力系統または試験用電源に対して個別に投入・解列するための開閉手段を備えていることを特徴とするものである。
　また、上記課題を解決するために、本発明は直列接続された１つまたは複数の単位変換器で構成されたアームをブリッジ状に接続して構成された電力変換装置において、該電力変換装置の正側直流母線に接続した正側グループアーム群と負側直流母線に接続した負側グループアーム群の有効電力、又は無効電力出力が異なることを特徴とするものである。
　本発明によれば、前記電力変換装置のヒートラン試験における試験用電源装置の所要容量を低減できるとの効果を得るものである。
　また、本発明によれば、前記電力変換装置の系統連系試験において、前記電力変換装置が電力系統に流出させる不要な電力を低減できるとの効果を得るものである。
　本発明の他の目的、特徴及び利点は添付図面に関する以下の本発明の実施例の記載から明らかになるであろう。
三相ＭＭＣと制御装置を示す図。 単位変換器を示す図。 正側グループにおける無効電力制御器を示す図。 統合された正側・負側グループ制御装置を示す図。 単相ＭＭＣと制御装置を示す図。 単相ＭＭＣの正側グループにおける無効電力制御器を示す図。 正側・負側グループを個別に解列する機能を備えた三相ＭＭＣを示す図。 二次電池を備えた単位変換器を使用した三相ＭＭＣを示す図。 二次電池を備えた単位変換器を示す図。 正側グループにおける有効電力制御器を示す図。 三相ＭＭＣの等価回路図。 基本波交流成分に着目した三相ＭＭＣの等価回路図。 無効電力授受を説明するフェーザ図。 有効電力授受を説明するフェーザ図。
　以下、本発明の実施形態を図面ともに説明する。なお、以下の実施例は本発明の一形態を示すものであり、本発明は要旨を逸脱しない限り、他の形態を含むものである。
　本発明を実施する第１の形態について、図１～図３を用いて説明する。本実施例は、三相ＭＭＣ方式の電力変換装置を無効電力補償装置として使用する場合について述べる。したがって、この実施例の電力変換装置は、主に無効電力を制御する。
　実施例１では、正側グループと負側グループの無効電力を個別に制御することが特徴である。
　実施例１では、ヒートラン試験に用いる試験用電源の所要容量を、従来に比較して大幅に低減することを目的とする。
　以下、図１を用いて実施例１の全体構成を説明する。
　電力変換装置１０２は試験用電源１０１に連系している。なお、図１はヒートラン試験を想定した図面である。一方、系統連系試験または通常運用時においては、電力変換装置１０２は試験用電源１０１に代えて電力系統に連系する。
　電力変換装置１０２は、変圧器１０３と、リアクトル１０４と、単位変換器１０５と、正側グループ制御装置１１４と、負側グループ制御装置１１５と、電圧検出用変成器１１６と、電流検出器１１７と、正側グループ制御装置１１４または負側グループ制御装置１１５と前記単位変換器１０５をデイジーチェーン接続する信号線１１８とで構成されている。
　本実施例では、単位変換器１０５をカスケード接続した回路をアームと呼称する。電力変換装置１０２は６つのアームを有しており、それぞれＵ相正側アーム１０６，Ｕ相負側アーム１０７，Ｖ相正側アーム１０８，Ｖ相負側アーム１０９，Ｗ相正側アーム１１０，Ｗ相負側アーム１１１と呼称する。
　また、各相正側・負側の２アームに属する単位変換器１０５を、正側直流母線Ｐに近い方から順に第ｊ単位変換器と呼称する。各相の２アームに属する単位変換器１０５の数がＮである場合、ｊ＝１，２，…，Ｎとなる。
　本実施例では、正側直流母線Ｐに接続する３つのアーム、すなわち、Ｕ相正側アーム１０６と、Ｖ相正側アーム１０８と、Ｗ相正側アーム１１０とを総称して正側グループ１１２と呼称する。
　また、本実施例では、負側直流母線Ｎに接続する３つのアーム、すなわち、Ｕ相負側アーム１０７と、Ｖ相負側アーム１０９と、Ｗ相負側アーム１１１とを総称して負側グループ１１３と呼称する。
　次に、電力変換装置１０２において、本発明に特徴的な部分について説明する。
　本発明による電力変換装置１０２は、正側グループ１１２と負側グループ１１３がそれぞれ個別の制御装置、すなわち正側グループ制御装置１１４，負側グループ制御装置１１５を備えており、正側グループ制御装置１１４と負側グループ制御装置のそれぞれが個別の無効電力指令値ＱＰ*，ＱＮ*を与えられている点が特徴である。
　正側グループ１１２に属する各単位変換器１０５は、デイジーチェーン接続された信号線１１８を介して正側グループ制御装置１１４に制御される。
　負側グループ１１３に属する各単位変換器１０５は、デイジーチェーン接続された信号線１１８を介して負側グループ制御装置１１５に制御される。
　以下、図２を用いて単位変換器１０５の構成を説明する。
　単位変換器１０５は、ハイサイド・スイッチング素子２０１と、ローサイド・スイッチング素子２０２と、直流コンデンサ２０３と、ゲートドライバ２０４と、電圧センサ２０５と、単位変換器制御装置２０６と、前記ゲートドライバ２０４と前記単位変換器制御装置２０６とに電源を供給する自給電源２０７とから構成されている。単位変換器制御装置２０６はデイジーチェーン接続された信号線１１８を介して正側グループ制御装置１１４または負側グループ制御装置１１５と接続されている。
　図２に示した単位変換器１０５は、ｉ相第ｊ単位変換器である。ただし、ｉ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ、ｊ＝１，２，…，Ｎである。
　図２に示した単位変換器１０５の主回路は、ハイサイド・スイッチング素子２０１と、ローサイド・スイッチング素子２０２と、直流コンデンサ２０３で構成された双方向チョッパ回路であるが、本発明はこれをフルブリッジ変換器とした場合にも有効である。
　本実施例では、ｉ相第ｊ単位変換器の出力電圧をＶｉｊ、直流電圧をＶＣｉｊと呼称する。
　なお、本実施例ではハイサイドおよびローサイド・スイッチング素子２０１，２０２としてＩＧＢＴを例示しているが、本発明は、これをＧＴＯ（Gate-Turn-Off Thyristor），ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor）など、他のオン・オフ制御可能なスイッチング素子とした場合も有効である。
　ここで、図１１，図１２を用いて、本発明の特徴である正側グループ１１２と負側グループ１１３の無効電力を個別に制御する方法について説明する。ここでは説明を簡単にするため、変圧器１０３の巻数比を１対１とし、変圧器の一次、二次巻線の起電力に位相差はないものとする。
　図１１は図１の等価回路である。図１１では、ＩＧＢＴのスイッチングに伴って回路各部に発生するリプル電圧・電流を無視し、直流成分と基本波交流成分のみに着目している。まず、図１１の各部について説明する。
　電圧源１１０１は変圧器１０３の二次巻線の電圧を表わしている。
　正側グループ１１２に属するチョッパセル１０５の出力電圧は、正側グループ制御装置１１４によって制御される。本実施例では、チョッパセルの直列体であるＵ相正側アーム１０６，Ｖ相正側アーム１０８，Ｗ相正側アーム１１０の両端電圧も正側グループ制御装置１１４によって、直流成分と基本波交流成分をもつように制御する。
　また、負側グループ１１２に属するチョッパセル１０５の出力電圧は、負側グループ制御装置１１５によって制御される。したがって、チョッパセルの直列体であるＵ相負側アーム１０７，Ｖ相負側アーム１０９，Ｗ相負側アーム１１１の両端電圧も負側グループ制御装置１１５によって、直流成分と基本波交流成分をもつように制御する。
　したがって、各アーム１０６～１１１は直流電圧成分と基本波交流電圧を出力する電圧源と見なすように制御ができる。したがって、図１１では、Ｕ相正側アーム１０６，Ｕ相負側アーム１０７，Ｖ相正側アーム１０８，Ｖ相負側アーム１０９，Ｗ相正側アーム１１０，Ｗ相負側アーム１１１を、それぞれ直流電圧源と基本波交流電圧源の直列体１１０２～１１０７（以下、単に電圧源と呼称する）と見なしている。
　Ｕ相正側アーム１０６の等価回路である電圧源１１０２の直流出力電圧をＶＵＰＤＣ、基本波交流出力電圧をＶＵＰＡＣとする。
　Ｕ相負側アーム１０７の等価回路である電圧源１１０３の直流出力電圧をＶＵＮＤＣ、基本波交流出力電圧をＶＵＮＡＣとする。
　Ｖ相正側アーム１０８の等価回路である電圧源１１０４の直流出力電圧をＶＶＰＤＣ、基本波交流出力電圧をＶＶＰＡＣとする。
　Ｖ相負側アーム１０９の等価回路である電圧源１１０５の直流出力電圧をＶＶＮＤＣ、基本波交流出力電圧をＶＶＮＡＣとする。
　Ｗ相正側アーム１１０の等価回路である電圧源１１０６の直流出力電圧をＶＷＰＤＣ、基本波交流出力電圧をＶＷＰＡＣとする。
　Ｗ相負側アーム１１１の等価回路である電圧源１１０７の直流出力電圧をＶＷＮＤＣ、基本波交流出力電圧をＶＷＮＡＣとする。
　電圧源１１０１の中性点（Ｏ点）とＰ点との間の電位差は、数１に示す３つの正側アーム１０６，１０８，１１０の直流出力電圧の平均値と、アーム１０６，１０８，１１０の両端電圧に含まれる基本波交流零相成分Ｖ０とである。
（数１）
　　（ＶＵＰＤＣ＋ＶＶＰＤＣ＋ＶＷＰＤＣ）／３＋Ｖ０
　Ｎ点と基本波交流源１１０１の中性点（Ｏ点）との間の電位差は、数２に示す３つの負側アーム１０６，１０８，１１０の直流出力電圧の平均値と、アーム１０７，１０９，１１１の両端電圧に含まれる基本波交流零相成分Ｖ０との和である。
（数２）
　　（ＶＵＮＤＣ＋ＶＶＮＤＣ＋ＶＷＮＤＣ）／３＋Ｖ０
　本実施例では、各アーム１０６～１１１の直流出力電圧ＶＵＰＤＣ，ＶＵＮＤＣ，ＶＶＰＤＣ，ＶＶＮＤＣ，ＶＷＰＤＣ，ＶＷＮＤＣが等しくなるように制御する。
　したがって、このような制御を行うことにより、前記直流電圧ＶＵＰＤＣ，ＶＵＮＤＣ，ＶＶＰＤＣ，ＶＶＮＤＣ，ＶＷＰＤＣ，ＶＷＮＤＣと前記基本波零相交流成分Ｖ０を、前記基本波交流成分ＶＵＰＡＣ，ＶＶＰＡＣ，ＶＷＰＡＣ，ＶＵＮＡＣ，ＶＶＮＡＣ，ＶＷＮＡＣから分離して考えることができる。図１１中の直流電圧源と前記基本波零相交流成分Ｖ０とを分離し、前記基本波交流成分ＶＵＰＡＣ，ＶＶＰＡＣ，ＶＷＰＡＣ，ＶＵＮＡＣ，ＶＶＮＡＣ，ＶＷＮＡＣのみに着目すれば、図１２に示した等価回路を得られる。
　図１２において、数１，数２に示したようにＯ点，Ｐ′点，Ｎ′点の電位は等しい。
　以下、図１３を用いて、正側グループ１１２と負側グループ１１３の無効電力を個別に制御する方法を説明する。なお、ここでは一例として、正側グループ１１２に進相無効電力、負側グループ１１３に遅相無効電力を発生させる方法を説明する。
　図１３は、電圧源１１０１のＵ相電圧ＶＵと、Ｕ相正側アーム１０６の基本波交流出力電圧ＶＵＰＡＣと、Ｕ相負側アーム１０６の基本波交流出力電圧ＶＵＮＡＣと、Ｕ相正側アーム１０６に接続したリアクトル１０４の印加電圧ＶＬＵＰと、Ｕ相負側アーム１０６に接続したリアクトル１０４の印加電圧ＶＬＮＰと、Ｕ相正側アーム１０６に流れる電流ＩＵＰと、Ｕ相負側アーム１０７に流れる電流ＩＵＮのフェーザ図である。なお、図１３において、反時計方向が進相方向、時計方向が遅相方向である。図１３ではＵ相のみを示しているが、Ｖ相，Ｗ相も１２０度ずつ位相の回転したフェーザ図として描くことができる。
　図１３に示す通り、Ｕ相に関しては、ＶＵ＝ＶＵＰＡＣ＋ＶＬＵＰ＝ＶＵＮＡＣ＋ＶＬＵＮである。また、Ｖ相に関しては、ＶＶ＝ＶＶＰＡＣ＋ＶＬＶＰ＝ＶＶＮＡＣ＋ＶＬＶＮであり、Ｗ相に関しては、ＶＷ＝ＶＷＰＡＣ＋ＶＬＷＰ＝ＶＷＮＡＣ＋ＶＬＷＮである。
　正側グループ１１２に進相無効電力を発生させる場合、Ｕ相正側アーム１０６の基本波交流電圧ＶＵＰＡＣと、Ｖ相正側アーム１０８の基本波交流電圧ＶＶＰＡＣと、Ｗ相正側アーム１１０の基本波交流電圧ＶＷＰＡＣの振幅を、それぞれＶＵ，ＶＶ，ＶＷの振幅より高くする。
　これにより、正側グループ１１２に接続されているリアクトル１０４の印加電圧ＶＬＵＰ，ＶＬＶＰ，ＶＬＷＰの位相が、それぞれＶＵ，ＶＶ，ＶＷの位相と逆位相になる。
　したがって、図１３に示すように、正側グループ１１２に流れる電流ＩＵＰ，ＩＶＰ，ＩＷＰは、正側グループ１１２に接続されているリアクトル１０４の印加電圧ＶＬＵＰ，ＶＬＶＰ，ＶＬＷＰより９０度だけ遅れた電流、すなわちＶＵ，ＶＶ，ＶＷより９０度進んだ電流となり、正側グループ１１２は進相無効電力を発生する。
　同様に、負側グループ１１３に遅相無効電力を発生させる場合、Ｕ相負側アーム１０７の基本波交流電圧ＶＵＮＡＣと、Ｖ相負側アーム１０９の基本波交流電圧ＶＶＰＡＣと、Ｗ相負側アーム１１１の基本波交流電圧ＶＷＮＡＣの振幅を、それぞれＶＵ，ＶＶ，ＶＷの振幅より低くする。
　これにより、負側グループ１１３に接続されているリアクトル１０４の印加電圧ＶＬＵＮ，ＶＬＶＰ，ＶＬＷＰの位相が、それぞれＶＵ，ＶＶ，ＶＷの位相と同位相になる。
　したがって、図１３に示すように、負側グループ１１３に流れる電流ＩＵＮ，ＩＶＮ，ＩＷＮは、負側グループ１１３に接続されているリアクトル１０４の印加電圧ＶＬＵＮ，ＶＬＶＮ，ＶＬＷＮより９０度だけ遅れた電流、すなわちＶＵ，ＶＶ，ＶＷより９０度遅れた電流となり、負側グループ１１３は遅相無効電力を発生する。
　なお、図１３では、一例として、正側グループ１１２に進相無効電力、負側グループ１１３に無効電力を発生させる方法を説明したが、これを逆にすることも可能である。
　以下、正側グループ１１２と負側グループ１１３の無効電力を個別に制御することによる効果について説明する。
　電力変換装置１０２のヒートラン試験を実施するため、各リアクトル１０４および各単位変換器１０５を定格運転する必要がある場合を考える。
　従来の制御法では１つの無効電力指令値を電力変換装置１０２に与えていた。この無効電力に伴って流れる電流は試験用電源１０１から供給されるため、試験用電源１０１は電力変換装置１０２の定格電力以上の容量を必要とする。
　一方、本実施例では、正側グループ１１２と負側グループ１１３の無効電力を個別に制御することを特徴とする。
　正側グループが進相無効電力を発生しており、同時に負側グループが遅相無効電力を発生している場合、試験用電源１０１に流入する無効電力は、正側グループからの進相無効電力と負側グループからの遅相無効電力がキャンセルされて小さくなる。
　正側グループの発生する無効電力をＱＰ、負側グループの発生する無効電力をＱＮとし、進相無効電力を正、遅相無効電力を負で表わせば、電力変換装置１０２から試験用電源１０１に出力される進相無効電力Ｑは、Ｑ＝ＱＰ＋ＱＮとなる。
　電力変換装置１０２の定格無効電力をＱＲとすると、ヒートラン試験を行う場合には、ＱＰ*＝ＱＲ／２，ＱＮ*＝－ＱＲ／２とする。無効電力制御が理想的である場合、ＱＰ＝ＱＰ*＝ＱＲ／２，ＱＮ＝ＱＮ*＝－ＱＲ／２となり、電力変換装置１０２から試験用電源１０１に出力される無効電力は、理想的にはＱ＝ＱＰ＋ＱＮ＝０となる。
　したがって、本発明によれば、試験用電源１０１は、電力変換装置１０２の内部で発生する電力損失分に相当する有効電力のみを供給するため、試験用電源１０１の所要容量は定格無効電力よりも大幅に低減できるという効果を得られる。
　以下、図１～図３を用いて、正側および負側グループ制御装置１１４，１１５の動作について説明する。
　まず、図３を用いて正側グループ制御装置１１４の内部構成を説明する。正側グループ制御装置１１４は無効電力検出部３０１と、無効電力制御部３０２とを備える。なお、負側グループ制御装置１１５の内部構成は、図３中のＱＰ*，ＱＰ，ＩＵＰ，ＩＶＰ，ＩＷＰがそれぞれＱＮ*，ＱＮ，ＩＵＮ，ＩＶＮ，ＩＷＮに置換されたものとなるため、図示を省略した。
　正側および負側グループ制御装置１１４，１１５は、大略一定周期で以下に説明する一連の動作を行う。この周期を制御周期と呼称する。以下、正側グループ制御装置１１４の動作を代表して説明する。負側グループ制御装置１１５の動作は正側グループ制御装置１１４と同様であるため、説明を省略する。
　無効電力検出部３０１は電圧検出用変成器１１６で検出した電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷと、電流検出器１１７で検出した電流ＩＵＰ，ＩＶＰ，ＩＷＰとから、正側グループの無効電力ＱＰを検出する。
　また、無効電力制御部３０２は、無効電力指令値ＱＰ*と、無効電力検出部３０１が検出した無効電力ＱＰとを比較した誤差ＱＰ*－ＱＰと、信号線１１８を通じて検出した各単位変換器の直流電圧ＶＣｉｊと、電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷとに基づいて、各単位変換器１０５の出力電圧Ｖｉｊ*の基本波交流成分を計算する。
　また、無効電力制御部３０２は、全単位変換器１０５の出力電圧指令値Ｖｉｊ*に同一の直流電圧成分を重畳させる。これにより、電力変換器１０２には直流電流が流れない。
　演算された出力電圧指令値Ｖｉｊ*は、信号線１１８を介して各単位変換器１０５に伝送される。
　このように、正側アーム無効電力指令値ＱＰ*と実際の無効電力ＱＰを比較した誤差ＱＰ*－ＱＰに基づいて各チョッパセルの出力電圧Ｖｉｊを制御する、すなわち無効電力ＱＰをフィードバック制御ことによって、より正確に正側グループ無効電力指令値ＱＰを制御できるという効果が得られる。
　図２に示した単位変換器制御装置２０６は、電圧検出器２０５で検出した直流電圧信号ＶＣｉｊを、信号線１１８を通じて正側または負側グループ制御装置１１４，１１５に送出する。また、単位変換器制御装置２０６は、正側または負側グループ制御装置１１４，１１５から受信した出力電圧指令値Ｖｉｊ*に基づいてスイッチング素子２０１，２０２のためのゲートパルスを生成し、ゲートドライバ２０４に伝送する。ゲートドライバ２０４は、単位変換器制御装置２０６から受信したゲートパルスに基づき、ハイサイドおよびローサイド・スイッチング素子２０１，２０２のゲート・エミッタ間電圧を制御する。
　なお、本実施例では正側および負側グループ制御装置１１４，１１５から各単位変換器１０５の出力電圧指令値Ｖｉｊ*を伝送しているが、出力電圧指令値Ｖｉｊ*に代えて各単位変換器１０５内のスイッチング素子２０１，２０２のゲートパルスを伝送する方式も可能である。
　ここで、本実施例のもう１つの効果を説明する。電力変換装置１０２を試験用電源１０１ではなく電力系統に連系し、系統連系試験を行う場合、正側，負側グループのそれぞれに同じ大きさで逆極性の無効電力を出力させることで、不要な電力を電力系統に流出させることなく系統連系試験を実施できる効果が得られる。
　本発明を実施する第２の形態について、図１～図４を用いて説明する。実施例１では、図１に示す通り、正側グループ制御装置１１４と負側グループ制御装置１１５という２つの制御装置を用いて電力変換装置１０２を制御していた。本実施例は、これを１つの制御装置に統合するものである。そして、正側および負側グループ制御装置１１４，１１５以外の部分については、特に言及しない限りにおいては実施例１と同様である。
　そして、本実施例によれば、実施例１と同様の効果を得られる。
　図４は１つの制御装置に正側グループ制御装置１１４と負側グループ制御装置１１５の機能を統合した制御装置４０１である。電圧検出用変成器１１６で検出した電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷ、電流検出器１１７で検出したＩＵＰ，ＩＶＰ，ＩＷＰ，ＩＵＮ，ＩＶＮ，ＩＷＮ、２つの無効電力指令値ＱＰ*，ＱＮ*、信号線１１８を介して受信した各単位変換器の直流電圧ＶＣｉｊに基づいて、各単位変換器１０５の出力電圧指令値Ｖｉｊ*を演算し、信号線１１８を通じて各単位変換器１０５に伝送する。
　なお、制御装置４０１から出力電圧指令値Ｖｉｊ*を伝送しているが、出力電圧指令値Ｖｉｊ*に代えて各単位変換器１０５内のスイッチング素子２０１，２０２のためのゲートパルスを伝送する方式も可能である。
　本発明を実施する第３の形態について、図５を用いて説明する。実施例１では電力変換装置１０２は三相ＭＭＣ方式であった。本実施例は、これを単相ＭＭＣ方式とするものである。
　そして、本実施例によれば、実施例１と同様の効果を得られるものである。
　電力変換装置５０２は単相試験用電源５０１に連系している。なお、図５はヒートラン試験を想定した図面である。一方、系統連系試験または通常運用時においては、電力変換装置５０２は単相試験用電源５０１に代えて単相電力系統に連系する。
　電力変換装置５０２は、単相変圧器５０３と、リアクトル１０４と、単位変換器１０５と、正側グループ制御装置５０７と、負側グループ制御装置５０８と、電圧検出用変成器５０４と、電流検出器１１７と、正側グループ制御装置５０７および負側制御装置５０８からの制御信号を各単位変換器へ伝送する信号線１１８とから構成されている。
　電力変換装置５０２は４つのアームを有しており、それぞれＵ相正側アーム１０６，Ｕ相負側アーム１０７，Ｖ相正側アーム１０８，Ｖ相負側アーム１０９と呼称する。
　正側直流母線Ｐに接続する２つのアーム、すなわち、Ｕ相正側アーム１０６と、Ｖ相正側アーム１０８とを総称して正側グループと呼称する。正側グループ５０５に属する各単位変換器１０５は、デイジーチェーン接続された信号線１１８を介して正側グループ制御装置５０７に制御される。
　負側直流母線Ｎに接続する２つのアーム、すなわち、Ｕ相負側アーム１０７と、Ｖ相負側アーム１０９とを総称して負側グループ１１３と呼称する。負側グループ１１３に属する各単位変換器１０５は、デイジーチェーン接続された信号線１１８を介して負側グループ制御装置５０８に制御される。
　本実施例における単位変換器１０５の構成は、実施例１と同様である。
　本発明による単相ＭＭＣ方式の電力変換装置５０２において、正側グループ１１２と負側グループ１１３がそれぞれ個別の制御装置、すなわち正側グループ制御装置１１４，負側グループ制御装置１１５を備えており、正側グループ制御装置１１４と負側グループ制御装置１１５のそれぞれが個別の無効電力指令値ＱＰ*，ＱＮ*を与えられている点が特徴である。
　以下、図６を用いて正側グループ制御装置５０７の内部構成を説明する。
　正側グループ制御装置５０７は無効電力検出部６０１と、無効電力制御部６０２とを備える。負側グループ制御装置５０８の内部構成は、図６中のＱＰ*，ＱＰ，ＩＵＰがそれぞれＱＮ*，ＱＮ，ＩＵＮに置換されたものとなるため、図示を省略した。
　以下、図１，図２，図５，図６を用いて、電力変換装置５０２の制御について説明する。
　正側および負側グループ制御装置５０７，５０８は、大略一定周期で以下に説明する一連の動作を行う。この周期を制御周期と呼称する。以下、正側グループ制御装置５０７の動作を代表して説明する。負側グループ制御装置５０８の動作は正側グループ制御装置５０７と同様であるため、説明を省略する。
　無効電力検出部６０１は電圧検出用変成器１１６で検出した電圧ＶＵと、電流検出器１１７で検出した電流ＩＵＰとから、正側グループの無効電力ＱＰを検出する。
　また、無効電力制御部６０２は、無効電力指令値ＱＰ*と、無効電力検出部６０１が検出した無効電力ＱＰとを比較した誤差ＱＰ*－ＱＰと、信号線１１８を通じて検出した各単位変換器の直流電圧ＶＣｉｊと、電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷとに基づいて、各単位変換器１０５の出力電圧Ｖｉｊ*の基本波交流成分を計算する。
　また、無効電力制御部３０２は、全単位変換器１０５の出力電圧指令値Ｖｉｊ*に同一の直流電圧成分を重畳させる。これにより、電力変換器１０２には直流電流が流れない。
　演算された出力電圧指令値Ｖｉｊ*は、信号線１１８を介して各単位変換器１０５に伝送される。
　このように、正側アーム無効電力指令値ＱＰ*と実際の無効電力ＱＰを比較した誤差ＱＰ*－ＱＰに基づいて各チョッパセルの出力電圧Ｖｉｊを制御することによって、より正確に正側アーム無効電力指令値ＱＰを制御できるという効果が得られる。
　なお、本実施例では正側および負側グループ制御装置１１４，１１５から各単位変換器１０５の出力電圧指令値Ｖｉｊ*を伝送しているが、出力電圧指令値Ｖｉｊ*に代えて各単位変換器１０５内のスイッチング素子２０１，２０２のゲートパルスを伝送する方式も可能である。
　ここで、本実施例の他の効果を説明する。電力変換装置１０２を試験用電源１０１ではなく電力系統に連系し、系統連系試験を行う場合、正側、負側グループのそれぞれに同じ大きさで逆極性の無効電力を出力させることで、不要な電力を電力系統に流出させることなく系統連系試験を実施できるとの効果を有するものである。
　本発明を実施する第４の形態について、図７を用いて説明する。本実施例の特徴は、正側グループと負側グループを試験用電源または電力系統から個別に解列するための遮断器または開閉器７０２を備えている点がある。
　そして、本実施例によれば、実施例１と同様の効果を得られるものである。
　さらに、遮断器または開閉器７０２を備えていることによって、正側、負側グループ１１２，１１３の一方を電力系統から個別に解列してメンテナンスしている状態で、もう一方を電力系統に連系して運転を継続できるという効果を得られる。
　正側グループ１１２をメンテナンスするため、Ｕ相正側アーム１０６，Ｖ相正側アーム１０８，Ｗ相正側アーム１１０と直列に接続された遮断器または開閉器７０２を開放している場合にも、負側グループ制御装置に無効電力指令値ＱＮ*を与え、実施例１に示したような制御を行うことにより、無効電力補償運転を継続できるとの効果を得られるものである。
　本発明を実施する第５の形態について、図８，図９を用いて説明する。
　実施例１では三相ＭＭＣ方式の電力変換装置を無効電力補償装置として使用する場合について述べた。一方、本実施例では、各単位変換器の直流コンデンサと並列に二次電池を接続し、三相ＭＭＣ方式の電力変換装置を電力貯蔵装置として使用する構成を示している。
　本実施例による電力変換装置８０１では、正側，負側グループ１１２，１１３がそれぞれ個別に正側グループ制御装置８０３，負側グループ制御装置８０４を備えており、正側および負側グループ制御装置８０３，８０４が個別に有効電力指令値ＰＰ*，ＰＮ*を与えられていることを特徴とする。
　そして、本実施例によれば、実施例１と同様の効果を得られるものである。
　さらに、本実施例の他の効果について述べる。本実施例によれば、正側グループ１１２から負側グループ１１３に、またはその逆にエネルギーを伝送することが可能となる、これにより、試験用電源１０１にほとんど電流を流すことなく二次電池の充放電試験が可能となるという効果を得られる。
　電力変換装置８０１は試験用電源１０１に連系している。なお、図８は場内試験を想定した図面である。一方、系統連系試験または通常運用時においては、電力変換装置８０２は試験用電源１０１に代えて電力系統に連系する。
　図８と図１の相違点は、図８の各単位変換器８０２の直流コンデンサと並列に二次電池を接続している点である。また、他の相違点は、図８の正側、負側グループ制御装置８０３，８０４が無効電力ではなく有効電力を制御する点である。
　図８と図１の相違点としては、各単位変換器８０２に接続された二次電池であるため、図８は図１と同様に、図１１，図１２の等価回路で表わすことができる。以下、図１１，図１２，図１４を用いて正側グループ１１２と負側グループ１１３の有効電力を個別に制御する方法について説明する。ここでは説明を簡単にするため、変圧器１０３の巻数比を１対１とし、変圧器の一次、二次巻線の起電力に位相差はないものとする。
　以下、図１４を用いて、正側グループ１１２と負側グループ１１３の無効電力を個別に制御する方法を説明する。なお、ここでは一例として、正側グループ１１２が有効電力を吸収しており、同時に負側グループ１１３が有効電力を放電している場合を説明する。
　図１４は、電圧源１１０１のＵ相電圧ＶＵと、Ｕ相正側アーム１０６の基本波交流出力電圧ＶＵＰＡＣと、Ｕ相負側アーム１０６の基本波交流出力電圧ＶＵＮＡＣと、Ｕ相正側アーム１０６に接続したリアクトル１０４の印加電圧ＶＬＵＰと、Ｕ相負側アーム１０６に接続したリアクトル１０４の印加電圧ＶＬＮＰと、Ｕ相正側アーム１０６に流れる電流ＩＵＰと、Ｕ相正側アーム１０６に流れる電流ＩＮＰのフェーザ図である。なお、図１４において、反時計方向が進相方向、時計方向が遅相方向である。図１４ではＵ相のみを示しているが、Ｖ相、Ｗ相も１２０度ずつ位相の回転したフェーザ図として描くことができる。
　図１４に示す通り、Ｕ相に関しては、ＶＵ＝ＶＵＰＡＣ＋ＶＬＵＰ＝ＶＵＮＡＣ＋ＶＬＵＮである。また、Ｖ相に関しては、ＶＶ＝ＶＶＰＡＣ＋ＶＬＶＰ＝ＶＶＮＡＣ＋ＶＬＶＮであり、Ｗ相に関しては、ＶＷ＝ＶＷＰＡＣ＋ＶＬＷＰ＝ＶＷＮＡＣ＋ＶＬＷＮである。
　正側グループ１１２に有効電力を吸収させる場合、Ｕ相正側アーム１０６の基本波交流電圧ＶＵＰＡＣと、Ｖ相正側アーム１０８の基本波交流電圧ＶＶＰＡＣと、Ｗ相正側アーム１１０の基本波交流電圧ＶＷＰＡＣの位相を、それぞれＶＵ，ＶＶ，ＶＷの位相より遅らせる。
　これにより、正側グループ１１２に接続されているリアクトル１０４の印加電圧ＶＬＵＰ，ＶＬＶＰ，ＶＬＷＰの位相が、それぞれＶＵ，ＶＶ，ＶＷの位相より９０度進んだ位相となる。
　したがって、図１４に示すように、正側グループ１１２に流れる電流ＩＵＰ，ＩＶＰ，ＩＷＰは、正側グループ１１２に接続されているリアクトル１０４の印加電圧ＶＬＵＰ，ＶＬＶＰ，ＶＬＷＰより９０度だけ遅れた電流、すなわちＶＵ，ＶＶ，ＶＷと同位相の電流となり、正側グループ１１２は有効電力を吸収する。
　同様に、負側グループ１１３に有効電力を放電させる場合、Ｕ相負側アーム１０７の基本波交流電圧ＶＵＮＡＣと、Ｖ相負側アーム１０９の基本波交流電圧ＶＶＰＡＣと、Ｗ相負側アーム１１１の基本波交流電圧ＶＷＮＡＣの位相を、それぞれＶＵ，ＶＶ，ＶＷの位相より進ませる。
　これにより、負側グループ１１３に接続されているリアクトル１０４の印加電圧ＶＬＵＮ，ＶＬＶＰ，ＶＬＷＰの位相が、それぞれＶＵ，ＶＶ，ＶＷの位相より９０度遅れた位相となる。
　したがって、図１４に示すように、負側グループ１１３に流れる電流ＩＵＮ，ＩＶＮ，ＩＷＮは、負側グループ１１３に接続されているリアクトル１０４の印加電圧ＶＬＵＮ，ＶＬＶＮ，ＶＬＷＮより９０度だけ遅れた電流、すなわちＶＵ，ＶＶ，ＶＷと逆位相の電流となり、負側グループ１１３は有効電力を放電する。
　なお、図１３では、一例として、正側グループ１１２が有効電力を吸収しており、同時に負側グループ１１３が有効電力を放電している場合を説明したが、逆の場合も可能である。
　以下、正側グループ１１２と負側グループ１１３の有効電力を個別に制御することによる効果について説明する。
　電力変換装置８０１のヒートラン試験を実施するため、各リアクトル１０４および各単位変換器１０５を定格運転する必要がある場合を考える。
　従来の制御法では１つの有効電力指令値を電力変換装置８０１に与えていた。この無効電力に伴って流れる電流は試験用電源１０１から供給されるため、試験用電源１０１は電力変換装置８０１の定格電力以上の容量を必要とする。
　一方、本実施例では、正側グループ１１２と負側グループ１１３の有効電力を個別に制御することを特徴とする。
　正側グループが有効電力を吸収しており、同時に負側グループが有効電力を放電している場合、試験用電源１０１に流入する有効電力は、正側グループが吸収する有効電力と負側グループの放電する有効電力がキャンセルされて小さくなる。
　正側および負側グループ１１２，１１３の吸収する有効電力をそれぞれＰＰ，ＰＮとし、吸収する有効電力を正、放電する有効電力を負で表わせば、試験用電源１０１から電力変換装置１０２に供給される有効電力Ｐは、Ｐ＝ＰＰ＋ＰＮとなる。
　電力変換装置１０２の定格有効電力をＰＲとすると、ヒートラン試験を行う場合には、ＰＰ*＝ＰＲ／２，ＰＮ*＝－ＰＲ／２とする。無効電力制御が理想的である場合、ＰＰ＝ＰＰ*＝ＰＲ／２，ＰＮ＝ＰＮ*＝－ＰＲ／２となり、電力変換装置１０２から試験用電源１０１から吸収する有効電力は、理想的にはＰ＝ＰＰ＋ＰＮ＝０となる。
　したがって、本実施例によれば、試験用電源１０１は、電力変換装置１０２の内部で発生する電力損失分に相当する有効電力のみを供給するため、試験用電源１０１の所要容量は定格有効電力よりも大幅に低減できるという効果を得られる。
　以下、図９を用いて単位変換器８０２の構成について説明する。
　図９に示す単位変換器８０２は、図２に示す単位変換器とほぼ同一構成であるが、直流コンデンサ２０３と並列に二次電池９０１を接続している点が異なる。
　なお、図９では、二次電池９０１を直流コンデンサ２０３とを直接に並列接続しているが、直流コンデンサ２０３と二次電池の間にＤＣ－ＤＣコンバータを設けることもできる。
　以下、図８～図１０を用いて、正側および負側グループ制御装置１１４，１１５の動作について説明する。
　まず、図１０を用いて正側グループ制御装置８０３の内部構成を説明する。正側グループ制御装置１１４は有効電力検出部１００１と、有効電力制御部１００２とを備える。なお、負側グループ制御装置８０４の内部構成は、図１０中のＰＰ*，ＰＰ，ＩＵＰ，ＩＶＰ，ＩＷＰがそれぞれＰＮ*，ＰＮ，ＩＵＮ，ＩＶＮ，ＩＷＮに置換されたものとなるため、図示を省略した。
　正側および負側グループ制御装置８０３，８０４は、大略一定周期で以下に説明する一連の動作を行う。この周期を制御周期と呼称する。以下、正側グループ制御装置１１４の動作を代表して説明する。負側グループ制御装置８０４の動作は正側グループ制御装置１１４と同様であるため、説明を省略する。
　有効電力検出部１００１は電圧検出用変成器１１６で検出した電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷと、電流検出器１１７で検出した電流ＩＵＰ，ＩＶＰ，ＩＷＰとから、正側グループの有効電力ＰＰを検出する。
　また、有効電力制御部１００２は、無効電力指令値ＰＰ*と、無効電力検出部１００１が検出した有効電力ＰＰとを比較した誤差ＰＰ*－ＰＰと、信号線１１８を通じて検出した各単位変換器の直流電圧ＶＣｉｊと、電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷとに基づいて、各単位変換器８０２の出力電圧Ｖｉｊ*の基本波交流成分を計算する。
　また、有効電力制御部１００２は、全単位変換器１０５の出力電圧指令値Ｖｉｊ*に同一の直流電圧成分を重畳させる。これにより、電力変換器８０１には直流電流が流れない。
　演算された出力電圧指令値Ｖｉｊ*は、信号線１１８を介して各単位変換器１０５に伝送される。
　このように、正側グループ有効電力指令値ＰＰ*と実際の正側グループ有効電力ＰＰを比較した誤差ＰＰ*－ＰＰに基づいて各チョッパセルの出力電圧Ｖｉｊを制御する。すなわち有効電力ＰＰをフィードバック制御することによって、より正確に正側グループ有効電力ＰＰを制御できるという効果が得られる。
　なお、本実施例では正側および負側グループ制御装置１１４，１１５から各単位変換器１０５の出力電圧指令値Ｖｉｊ*を伝送しているが、出力電圧指令値Ｖｉｊ*に代えて各単位変換器１０５内のスイッチング素子２０１，２０２のゲートパルスを伝送する方式も可能である。
　本実施例では、実施例２に示したように、正側および負側グループ制御装置８０３，８０４を統合した制御装置を使用することもできる。
　なお、本実施例においても、実施例４と同様に、各アームと直列に遮断器または開閉器を接続し、正側，負側グループを系統から個別に解列または投入可能とすることができる。
　なお、本実施例では二次電池を接続した各単位変換器８０２を例示したが、二次電池に代えて、太陽電池など、エネルギーを授受する素子を接続することも可能である。
　上記記載は実施例についてなされたが、本発明はそれに限らず、本発明の精神と添付の請求の範囲の範囲内で種々の変更および修正が出来ることは当業者に明らかである。
　本発明の電力変換装置は、直流送電システム（ＨＶＤＣ）や無効電力補償装置（ＳＴＡＴＣＯＭ），モータドライブインバータなどの電力を制御する装置へ適用することが可能である。
　１０１　試験用電源
　１０２，５０２，７０１，８０１　電力変換装置
　１０３　変圧器
　１０４　リアクトル
　１０５　単位変換器
　１０６　Ｕ相正側アーム
　１０７　Ｕ相負側アーム
　１０８　Ｖ相正側アーム
　１０９　Ｖ相負側アーム
　１１０　Ｗ相正側アーム
　１１１　Ｗ相負側アーム
　１１２，５０５　正側グループ
　１１３，５０６　負側グループ
　１１４，５０７，８０３　正側グループ制御装置
　１１５，５０８，８０４　負側グループ制御装置
　１１６　電圧検出用変成器
　１１７　電流検出器
　１１８　信号線
　２０１　ハイサイド・スイッチング素子
　２０２　ローサイド・スイッチング素子
　２０３　直流コンデンサ
　２０４　ゲートドライバ
　２０５　電圧検出器
　２０６，９０２　単位変換器制御装置
　２０７　自給電源
　３０１，６０１　無効電力検出部
　３０２　無効電力制御部
　４０１　統合された正側・負側グループ制御装置
　５０１　単相試験用電源
　５０３　単相変圧器
　５０４　単相電圧検出用変成器
　５０２　無効電力・直流電圧制御部
　７０２　遮断器または開閉器
　８０２　二次電池を接続した単位変換器
　９０１　二次電池
　１００１　有効電力検出部
　１００２　有効電力制御部
　１１０１　変圧器１０３の二次巻線の電圧を表わす電圧源
　１１０２　Ｕ相正側アームの等価電圧源
　１１０３　Ｕ相負側アームの等価電圧源
　１１０４　Ｖ相正側アームの等価電圧源
　１１０５　Ｖ相負側アームの等価電圧源
　１１０６　Ｗ相正側アームの等価電圧源
　１１０７　Ｗ相負側アームの等価電圧源
　１２０１　基本波交流成分のみを考慮したＵ相正側アームの等価電圧源
　１２０２　基本波交流成分のみを考慮したＵ相負側アームの等価電圧源
　１２０３　基本波交流成分のみを考慮したＶ相正側アームの等価電圧源
　１２０４　基本波交流成分のみを考慮したＶ相負側アームの等価電圧源
　１２０５　基本波交流成分のみを考慮したＷ相正側アームの等価電圧源
　１２０６　基本波交流成分のみを考慮したＷ相負側アームの等価電圧源
　１２０７　正側グループの平均直流電圧
　１２０８　正側グループの基本波零相電圧
　１２０９　負側グループの平均直流電圧
　１２１０　負側グループの基本波零相電圧

Claims (14)

  1. 　直列接続された１つまたは複数の単位変換器で構成されたアームをブリッジ状に接続して構成された電力変換装置において、
    　該電力変換装置の正側直流母線に接続した正側グループアーム群と負側直流母線に接続した負側グループアーム群のそれぞれに対して個別に有効電力、または無効電力を制御する手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
  2. 　直列接続された１つまたは複数の単位変換器で構成されたアームをブリッジ状に接続して構成された電力変換装置において、
    　該電力変換装置の正側直流母線に接続した正側グループアーム群と負側直流母線に接続した負側グループアーム群のそれぞれに対して個別の制御装置を備えたことを特徴とする電力変換装置。
  3. 　直列接続された１つまたは複数の単位変換器で構成されたアームをブリッジ状に接続して構成された電力変換装置において、
    　該電力変換装置の正側直流母線に接続した正側グループアーム群と負側直流母線に接続した負側グループアーム群の両方を個別に制御する統合制御装置を備えたことを特徴とする電力変換装置。
  4. 　請求項１記載の電力変換装置において、
    　前記正側および前記負側グループアーム群がそれぞれ３つのアームを有していることを特徴とする電力変換装置。
  5. 　請求項１記載の電力変換装置において、
    　前記正側および負側グループアーム群がそれぞれ２つのアームを有していることを特徴とする電力変換装置。
  6. 　請求項１記載の電力変換装置において、
    　前記正側グループアーム群に属する各アームに流れる電流を検出する電流検出器と、前記負側グループアーム群に属するアームに流れる電流を検出する電流検出器とを備えることを特徴とする電力変換装置。
  7. 　請求項１記載の電力変換装置において、
    　前記正側グループアーム群制御装置は、少なくとも前記正側グループアーム群に属する各アームに流れる電流と、前記正側グループアーム群に属する各単位変換器の直流電圧とに基づいて、前記正側グループアーム群の有効および／または無効電力をフィードバック制御する機能を有することを特徴とする電力変換装置。
  8. 　請求項２に記載の電力変換装置において、前記負側グループアーム群制御装置は、少なくとも前記負側グループアーム群に属する各アームに流れる電流と、前記負側グループアーム群に属する各単位変換器の直流電圧とに基づいて、前記負側グループアーム群の有効および／または無効電力をフィードバック制御する機能を有することを特徴とする電力変換装置。
  9. 　請求項３に記載の電力変換装置において、前記統合制御装置は、少なくとも各アームに流れる電流と、各単位変換器の直流電圧とに基づいて、正側および負側グループそれぞれの有効および／または無効電力をフィードバック制御する機能を有することを特徴とする電力変換装置。
  10. 　請求項１記載の電力変換装置において、前記単位変換器は、スイッチング素子と直流コンデンサで構成された主回路と、前記直流コンデンサの電圧を検出する電圧センサと、前記正側グループアーム群制御装置または前記負側グループアーム群制御装置からの信号を受信し、前記スイッチング素子のゲートパルスを生成する働きと、前記電圧センサからの信号を、前記正側グループアーム群制御装置または前記負側グループアーム群制御装置に伝送する働きとを担当する単位変換器制御装置と、前記単位変換器制御装置からのゲートパルスを受信し、スイッチング素子をオン・オフさせるゲートドライバと、前記単位変換器制御装置とゲートドライバに電源を供給する自給電源とを備えることを特徴とする電力変換装置。
  11. 　請求項１記載の電力変換装置において、前記単位変換器は、スイッチング素子と直流コンデンサで構成された主回路と、前記直流コンデンサの電圧を検出する電圧センサと、前記正側グループアーム群制御装置または前記負側グループアーム群制御装置からの信号を受信し、前記スイッチング素子のゲートパルスを生成する働きと、前記電圧センサからの信号を、前記正側グループアーム群制御装置、または前記負側グループアーム群制御装置に伝送する働きとを担当する単位変換器制御装置と、前記単位変換器制御装置からのゲートパルスを受信し、スイッチング素子をオン・オフさせるゲートドライバと、前記単位変換器制御装置とゲートドライバに電源を供給する自給電源とを備え、前記直流コンデンサと並列に、あるいはＤＣ－ＤＣコンバータを介して二次電池、その他のエネルギー貯蔵または発生装置を接続したことを特徴とする電力変換装置。
  12. 　直列接続された１つまたは複数の単位変換器で構成されたアームをブリッジ状に接続して構成された電力変換装置において、
    　該電力変換装置の第１の母線に接続した第１のアーム群と第２の母線に接続した第２のアーム群のそれぞれに対して個別に有効電力、又は無効電力を制御する機能を有することを特徴とする電力変換装置。
  13. 　請求項１２に記載の電力変換装置において、前記第１および第２のアーム群を電力系統または試験用電源に対して個別に投入・解列するための開閉手段を備えていることを特徴とする電力変換装置。
  14. 　直列接続された１つまたは複数の単位変換器で構成されたアームをブリッジ状に接続して構成された電力変換装置において、
    　該電力変換装置の正側直流母線に接続した正側グループアーム群と負側直流母線に接続した負側グループアーム群の有効電力、又は無効電力出力が異なることを特徴とする電力変換装置。
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