JP4364195B2 - 交流電源装置およびその装置におけるアーク防止方法 - Google Patents

交流電源装置およびその装置におけるアーク防止方法 Download PDF

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Description

本発明は、交流電源装置に関するものであり、特に、スパッタなどのプロセスを用いて半導体や液晶基板などを製造する製造装置分野において、プロセスの過程で発生するアークの発生を防止する技術に関するものである。
一般に、スパッタ装置では、製造装置内においてプラズマ放電を発生させることにより、スパッタリングプロセスを実現している。このプロセスを実現するためには、高電圧の直流(DC)電源 や交流(AC)電源を使用して、この電源を製造装置内の電極へ印加する必要があり、これにより、プラズマ放電が発生する。
しかしながら、この高電圧の電源をプラズマが浮遊している電極間へ印加すると、電極間で耐圧破壊が起こり、短絡現象が発生し、過大電流が流れることがある。この短絡現象が所謂、アークと呼ばれる現象である。このアークが発生すると、異物が製造物に飛散し、商品価値を損なうという問題が発生する。このため、アーク現象を捕らえて給電を高速遮断することにより、製造物への影響を抑えることが不可欠になっている。従来、多くの場合、電極間へ印加される電源として直流電源が使用されていたが、交流電源も使用されており、このアーク現象を捕らえる方式として、供給する直流電流や交流電流の変化を捕らえる方式が用いられている。この方式では、電源を供給する装置は、アーク現象を捕らえると、製造装置への給電を高速に遮断し、一定の時間が経過した後に製造装置を再起動させるように動作する。
このようなアーク現象を捕らえて高速遮断する装置として、特許文献1に記載のものがある。図9は、従来の電源装置の構成を示す図である。この電源装置は、処理装置本体76におけるアーク現象を捕らえた場合に、処理装置本体76へ供給している電力を高速に遮断すると共に、処理装置本体76のその後の再起動時に、インバータスイッチング部73のパワー素子へのスイッチングパルス幅を暫増させるものである。この電源装置において、直流制御部71で商用電力から変換され、平滑回路72を介して取り出された直流電圧が、インバータスイッチング部73へ送られ、交流(矩形波)に変換され、昇圧トランス74および整流部75を介して処理装置本体76へ供給される。電流検出回路80は、昇圧トランス74と整流部75との間に設けられたカレントトランス79が検出した電流を読み取り、その値に応じた制御信号をサイリスタ制御部77およびインバータ制御部78に送る。サイリスタ制御部77は、前記電流値に応じた制御信号を入力し、直流制御部71を制御するためのゲート制御信号を生成して出力する。また、インバータ制御部78は、前記電流値に応じた制御信号と、処理装置本体76の所定の箇所に設けられた温度検出器81から温度値をそれぞれ入力し、インバータスイッチング部73を制御するためのスイッチング制御信号を生成して出力する。
図10は、図9に示した電源装置における各部の信号波形を示す図であり、アーク放電が発生した前後の波形を表している。図10(a)は、放電電流の信号波形、すなわちカレントトランス79の電流検出出力の波形を示している。期間(1)の放電電流は、正規のパルス電流波形を示しており、デューティを調節することにより放電が制御される。図10(b)は、平滑回路72から得られる直流電圧Vdcを示している。期間(1)において、直流電圧Vdcは、200V一定に維持されている。期間(2)において、グロー放電からアーク放電に移行しており、電流が急激に増加している。図10(c)は、アーク放電が発生したときのアーク検出信号Pを示している。インバータ制御部78は、遮断期間(3)終了後の復帰期間(4)において、インバータスイッチング部73の発振を同じ周波数で再開させるに際し、高周波パルスのデューティを、図10(a)に示すように、零からアーク検出される前のデューティまで徐々に増加させる。放電電流値も、図10(b)に示すように直流電圧Vdcの変化に従ってデューティと同様に徐々に上昇し、復帰期間(4)の終りの時点でアーク検出される前の状態に戻る。
特開平7−62521号公報
前述の特許文献1の電源装置は、アーク放電を検出すると、処理装置本体76への電力供給を遮断し、一定時間経過後に再度可変する電力を供給するに際し、可変する電力の高周波パルスのデューティを零から徐々に増加させるようにする。しかしながら、このような再起動処理を行った場合には、処理装置本体76である負荷の電極が加熱気味の状況において、アーク放電が再発し、電極に熱的な変化が起こり、プロセスが一定しないという虞がある。この場合、製品の品質が低下し、または製品歩留まりが悪化してしまう。
また、前述のようにアーク放電を検出した後の遮断処理では、回路の動作遅れやムダ時間などによりアークエネルギーを十分に抑制することができないという問題があった。本来的には、アークエネルギーを十分に抑制するためには、アーク放電を発生させないようにする必要がある。つまり、アーク放電が発生しないように、負荷装置へ供給する電力を適切に制御することが望ましい。このような課題は、直流電力を処理装置本体へ供給する前述の特許文献1の電源装置だけでなく、交流電力を供給する電源装置にも存在する。
そこで、本発明は、上記課題を解決するために、アーク放電の発生を防止すると共に、負荷装置へ供給する高周波交流電力の遮断制御を高速にかつ連続的に実現可能な交流電源装置およびその装置におけるアーク防止方法を提供することを目的とする。
上記目的を達成するために、本発明による交流電源装置は、商用交流電力から高周波の交流電力に変換し、該交流電力を負荷装置へ供給する電源であって、アーク放電の発生を防止する交流電源装置において、前記商用交流電力が整流された直流電力を、ゲート制御信号によりスイッチング素子のゲートを制御して、新たな直流電力に変換するDC−DC電力変換器と、該変換された直流電力を、スイッチング制御信号によりスイッチング素子のゲートを制御して、高周波の交流電力に変換する高周波電力変換器と、前記負荷装置へ供給される交流電力の交流電流値を検出する電流検出器と、前記高周波電力変換器のスイッチング素子のゲートを制御するためのパルスを有するスイッチング制御信号を高周波電力変換器に出力する発振制御手段とを備え、該発振制御手段は、アーク放電が発生することなく運転する定常モード時において、アーク放電を検出するためのアーク基準値よりも小さい所定の電流レベル指令値と前記交流電流値とに基づいて遮断信号を発生し、前記負荷装置へ交流電力供給を開始する起動モード時またはアーク放電発生後の再起動モード時において、アーク放電を検出するためのアーク基準電流値よりも小さく、かつ前記定常モード時の電流レベル指令値よりも小さい値であって、前記スイッチング制御信号のパルス幅を前記定常モード時のパルス幅まで徐々に増加させることに対応して、所定のレートで徐々に増加させる電流レベル指令値と前記交流電流値とに基づいて遮断信号を発生し、該遮断信号によりスイッチング制御信号のパルスをオフし、前記負荷装置への交流電力の供給を停止させることを特徴とする。
また、本発明による交流電源装置は、さらに、前記負荷装置へ供給される交流電力の交流電圧値を検出する電圧検出器と、前記負荷装置に見合う直流電力指令値に基づいてゲート制御信号を生成し、該ゲート信号を前記DC−DC変換器に出力する電力制御手段とを備え、該電力制御手段は、前記交流電圧値および交流電流値から交流電力値を演算し、交流電力値が前記直流電力指令値よりも小さい場合に、前記直流電力指令値を減少させることを特徴とする。
本発明を交流電源装置として説明したが、本発明はこれらに実質的に相当する方法としても実現し得るものであり、本発明には、交流電源装置におけるアーク防止方法も含む。すなわち、発明による交流電源装置におけるアーク防止方法は、商用交流電力から高周波の交流電力に変換し、該交流電力を負荷装置へ供給する交流電源装置におけるアーク防止方法において、前記商用交流電力を直流電力に整流するAC−DC整流工程と、該整流した直流電力を、ゲート制御信号によりスイッチング素子のゲートを制御して、新たな直流電力に変換するDC−DC電力変換工程と、該変換した直流電力を、スイッチング制御信号によりスイッチング素子のゲートを制御して、高周波の交流電力に変換する高周波電力変換工程と、前記負荷装置へ供給される交流電力の交流電流値を検出する電流検出工程と、前記高周波電力変換工程におけるスイッチング素子のゲートを制御するためのパルスを有するスイッチング制御信号を生成する場合に、アーク放電が発生することなく運転する定常モード時において、アーク放電を検出するためのアーク基準値よりも小さい所定の電流レベル指令値と前記交流電流値とに基づいて遮断信号を発生し、前記負荷装置へ交流電力供給を開始する起動モード時またはアーク放電発生後の再起動モード時において、アーク放電を検出するためのアーク基準電流値よりも小さく、かつ前記定常モード時の電流レベル指令値よりも小さい値であって、前記スイッチング制御信号のパルス幅を前記定常モード時のパルス幅まで徐々に増加させることに対応して、所定のレートで徐々に増加させる電流レベル指令値と前記交流電流値とに基づいて遮断信号を発生し、該遮断信号により前記スイッチング制御信号のパルスをオフし、前記負荷装置への交流電力の供給を停止させる発振制御工程とを有することを特徴とする。
また、本発明による交流電源装置におけるアーク防止方法は、前記負荷装置へ供給される交流電力の交流電圧値を検出する電圧検出工程と、前記負荷装置に見合う直流電力指令値に基づいてゲート制御信号を生成する場合に、前記交流電圧値および交流電流値から交流電力値を演算し、前記交流電力値が直流電力指令値よりも小さいときに、前記直流電力指令値を減少させる電力制御工程とを有することを特徴とする。
以上のように、本発明によれば、アーク放電を検出するためのアーク基準電流値よりも小さい電流レベル指令値により、負荷装置への電力供給を遮断するようにした。従来は、アーク放電が発生した場合に電力供給を遮断していたが、本発明により、アーク放電が発生する前に電力供給を遮断することができるから、アーク放電の発生を防止することが可能となる。また、アーク放電が発生する前に電力供給を遮断する場合に、前記電流レベル指令値と交流電流値とに基づいて遮断信号を発生し、スイッチング制御信号のパルス毎にそのパルスをオフするようにした。従来は、アークが発生した場合に電力供給を所定の時間の間一時的に遮断していたが、本発明により、アーク放電が発生する前に電力供給の遮断制御を瞬時に行うことができ、一時的に停止することなく高速にかつ連続的な遮断を実現することが可能となる。さらに、本発明によれば、交流電力値が直流電力指令値よりも小さい場合に、直流電力指令値を減少させるようにした。これにより、DC−DC変換器により変換される直流電力は減少する。したがって、交流電力値と直流電力指令値との間の誤差により発生する直流電圧の飽和等を抑制することができ、安定した特性を得ることが可能となる。
以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照して説明する。
〔構成〕
先ず、本発明の実施の形態による交流電源装置の構成について説明する。図1は、交流電源装置の構成を示す制御ブロック図である。交流電源装置1は、AC−DC整流器3、第1の平滑用コンデンサ4、DC―DC電力変換器5、第2の平滑用コンデンサ6、第1の電圧検出器7、第1の電流検出器8、高周波電力変換器9、高周波トランス10、第2の電圧検出器11、第2の電流検出器12、リアクタ13、直流制御用電源14、電力制御手段15及び発振制御手段16を備える。交流電源装置1は、商用交流電源2から商用交流電力を入力し、一旦直流電力に変換し、さらに直流電力から交流電力に変換し、交流電力を負荷装置17へ出力する。
AC−DC整流器3は、整流素子例えば、ダイオードを用いた3相全波整流回路であり、商用交流電源2から3相交流電力を入力し、3相交流電力を整流し、直流電力を第1の平滑用コンデンサ4に出力する。AC−DC整流器3は、出力正極端子が第1の平滑用コンデンサ4の一端に接続され、出力負極端子が第1の平滑用コンデンサ4の他端に接続される。第1の平滑用コンデンサ4は、AC−DC整流器3から直流電力を入力し、直流電圧を平滑にし、得られる第1の直流電力をDC−DC電力変換器5に出力する。第1の平滑用コンデンサ4は、一端がDC−DC電力変換器5の入力正極端子に接続され、他端がDC−DC電力変換器5の入力負極端子に接続される。
DC−DC電力変換器5は、半導体スイッチング素子例えば、IGBT(Insulated Gate Bipola Transistor)(以下、第1のスイッチング素子という。)と直流リアクタとを備えるスイッチング回路であり、第1のスイッチング素子のゲートに入力される制御信号(以下、ゲート制御信号という。)Aにより、コレクターエミッタ間の導通/遮断を制御する。第1のスイッチング素子のコレクタおよびエミッタは、第1の平滑用コンデンサ4および第2の平滑用コンデンサ6の負極端子にそれぞれ接続される。直流リアクタは、その一端が第1の平滑用コンデンサ4の正極端子に接続され、他端が第2の平滑用コンデンサ6の正極端子に接続される。すなわち、DC−DC電力変換器5は、第1の直流電力を入力し、内在する第1のスイッチング素子のゲートをゲート制御信号Aによりオン/オフ動作させ、第2の直流電力を第2の平滑用コンデンサ6に出力する。
第2の平滑用コンデンサ6は、第2の直流電力を入力し、第2の直流電圧を平滑にし、高周波電力変換器9に出力する。第2の平滑用コンデンサ6は、その一端が高周波電力変換器9の入力正極端子および第1の電圧検出器7の入力正極端子に接続され、他端が高周波電力変換器9の入力負極端子および第1の電圧検出器7の入力負極端子に接続される。第1の電圧検出器7は、DC−DC電力変換器5の出力側の直流電圧値を検出し、直流電圧帰還信号Bとして電力制御手段15に出力する。第1の電流検出器8は、例えば、磁電変換素子であるホール素子を利用して、被測定電流を非接触で検出するセンサであり、DC−DC電力変換器5の出力側の直流電流値や過電流を検出し、直流電流帰還信号Cとして電力制御手段15に出力する。
高周波電力変換器9は、インバータ回路であり、相対向する2対の半導体スイッチング素子例えば、IGBT(Q1およびQ4スイッチ)およびIGBT(Q2およびQ3スイッチ)の対(以下、第2のスイッチング素子という。)が、第2のスイッチング素子のゲートに入力される制御信号(以下、スイッチング制御信号という。)Gにより、コレクターエミッタ間の導通/遮断を制御する。すなわち、高周波電力変換器9は、第2のスイッチング素子が、交互にオン/オフ動作を繰り返し、第2の平滑用コンデンサ6により平滑された波形の電圧を有する第2の直流電力を、略矩形波交流波形の電圧を有する第1の交流電力に変換する回路である。すなわち、高周波電力変換器9は、第2の直流電力を入力し、内在する第2のスイッチング素子のゲートをスイッチング制御信号Gによりオン/オフ動作させ、第2の直流電力を第1の交流電力に変換し、交流電力を高周波トランス10に出力する。
高周波トランス10は、相互に電磁結合された1次巻線10pおよび2次巻線10sからなる変圧器であり、高周波電力変換器9から出力された高周波の交流電力に対する安全性および環境などを配慮するために設置されている。高周波トランス10は、1次巻線10pに交流電圧を入力し、相互電磁誘導作用により、1次巻線10pと2次巻線10sとの巻数比に比例した交流電圧を2次巻線10sに発生させる。高周波トランス10の1次巻線10pは、巻き始めが第2のスイッチング素子Q1のエミッタおよびQ3のコレクタに接続され、巻き終りが第2のスイッチング素子Q2のエミッタおよびQ4のコレクタに接続される。高周波トランス10の2次巻線10sは、負荷装置17に接続される。すなわち、高周波トランス10は、第1の交流電力を入力し、第1の交流電力と電気的に絶縁させた第2の交流電力に変換し、負荷装置17に出力する。このように、高周波トランス10は、入力の商用電源と交流電力とを絶縁する。
第2の電圧検出器11は、高周波トランス10の2次側の交流電圧値を検出し、交流電圧帰還信号Dとして電力制御手段15に出力する。第2の電流検出器12は、第1の電流検出器8と同様に、ホール素子を利用して被測定電流を非接触で検出するセンサであり、高周波トランス10の2次側の交流電流値を検出し、交流電流帰還信号Eとして電力制御手段15および発振制御手段16に出力する。リアクタ13は、インダクタンス機器であり、高周波トランス10の2次側における出力電流の電流変化率を抑制する。つまり、負荷装置11で発生するアーク放電に基づく短絡電流を抑制する。
直流制御用電源14は、制御用定電圧電源であり、電力制御手段15および発振制御手段16の直流回路に直流定電圧を供給する。ここでは、商用交流電源2から2相商用電源を入力し、直流定電圧を出力する。尚、直流制御用電源14は、商用交流電源2とは別系統の電源を用いることにより、全く独立した直流制御用電源として直流定電圧を出力するようにしてもよい。
電力制御手段15は、予め設定された直流電力指令値に基づいて、DC−DC電力変換器5が出力する直流電力を生成するためのゲート制御信号Aを生成し、当該ゲート制御信号AをDC−DC電力変換器5に出力する。ここで、直流電力指令値は、負荷装置17に依存する値であり、例えば負荷の大きさや材料などによって決定される値である。つまり、DC−DC電力変換器5が出力する直流電力は、負荷装置17の大きさや材料などの負荷に見合った値となる。また、電力制御手段15は、第1の電圧検出器7から直流電圧帰還信号Bを、第1の電流検出器8から直流電流帰還信号Cを、第2の電圧検出器11から交流電圧帰還信号Dを、第2の電流検出器12から交流電流帰還信号Eをそれぞれ入力する。そして、電力制御手段15は、負荷装置17へ供給されている交流電力が低下し、交流電力値が直流電力指令値よりも小さくなったときに、直流電力を小さくするために、直流電力指令値を減少補正してゲート制御信号Aを生成し、当該ゲート制御信号AをDC−DC電力変換器5に出力する。したがって、DC−DC電力変換器5は、この減少補正された直流電力指令値を基にして直流電力を出力し、第1の電圧検出器7により検出された直流電圧帰還信号B、および第1の電流検出器8により検出された直流電流帰還信号Cが電力制御手段15にフィードバックされる。
発振制御手段16は、高周波電力変換器9が出力する交流電力を生成するためのスイッチング制御信号Gを、スイッチング周波数およびデッドバンド期間から生成し、当該スイッチング制御信号Gを高周波電力変換器9に出力する。また、発振制御手段16は、第2の電流検出器12から交流電流帰還信号Eを入力し、予め設定された放電電圧値、および電力制御手段15に予め設定された直流電力指令値に基づいて、定常モードおよび起動・再起動モードにおけるそれぞれの電流レベル指令値(アーク検出を判断するためのアーク電流レベル指令値よりも小さい値)を演算し、各モードにおいて、前記交流電流帰還信号Eによる交流電流レベル値と電流レベル指令値とを比較し、交流電流レベル値が大きい場合に、スイッチング制御信号GのパルスをOFFし、高周波電力変換器9のスイッチングを遮断する。この場合、発振制御手段16は、スイッチング制御信号Gのパルス毎に、連続的に高周波電力変換器9の遮断制御を行う。
〔電力制御手段15の構成〕
次に、図1に示した電力制御手段15の構成について詳細に説明する。図2は、電力制御手段15の構成を示す制御ブロック図である。この電力制御手段15は、電力設定器21、指令演算器22、電力制御増幅器23、ゲート制御器24、第1の帰還電力演算器25、第2の帰還電力演算器26および電力誤差制御器27を備えている。
電力設定器21は、DC−DC電力変換器5が直流電力を生成するための直流電力指令値W、例えば10kW(キロワット)を設定し、直流電力指令信号Fとして指令演算器22、電力誤差制御器27および発振制御手段16に出力する。帰還電力演算器25は、第1の電圧検出器7から直流電圧帰還信号Bを、第1の電流検出器8から直流電流帰還信号Cをそれぞれ入力し、直流帰還電力値W1(電圧値×電流値)を演算し、直流電力帰還信号として電力制御増幅器23に出力する。帰還電力演算器26は、第2の電圧検出器11から交流電圧帰還信号Dを、第2の電流検出器12から交流電流帰還信号Eをそれぞれ入力し、交流帰還電力値W2(電圧値×電流値)を演算し、交流電力帰還信号として電力誤差制御器27に出力する。電力誤差制御器27は、電力設定器21から直流電力指令信号Fを、帰還電力演算器26から交流電力帰還信号をそれぞれ入力し、直流電力指令値Wと交流帰還電力値W2とを比較し、交流帰還電力値W2が直流電力指令値Wより小さい場合(W2<W)にのみ、両者の差分値(W−W2)を演算し、差分信号として指令演算器22に出力する。
指令演算器22は、電力設定器21から直流電力指令信号Fを入力し、電力誤差制御器27から差分信号を入力し、直流電力指令値Wから差分値(W−W2)を減算し、新たな直流電力指令値W’を求め、新たな直流電流指令信号として電力制御増幅器23に出力する。
電力制御増幅器23は、指令演算器23−1およびPID演算器23−2を備えている。指令演算器23−1は、指令演算器22から新たな直流電流指令信号を、帰還電力演算器25から直流電力帰還信号をそれぞれ入力し、新たな直流電力指令値W’から直流帰還電力値W1を減算し、直流電力偏差値を求め、偏差信号としてPID演算器23−2に出力する。PID演算器23−2は、帰還電力演算器23−1から偏差信号を入力し、PID演算を行い、直流電力補正指令値を求め、補正指令信号としてゲート制御器24に出力する。ゲート制御器24は、PID演算器23−2から補正指令信号を入力し、パルス幅指令信号としてのゲート制御信号Aを生成し、DC−DC電力変換器5の第1のスイッチング素子のゲートに出力する。
このように、電力制御手段15は、負荷装置17に見合う直流電力指令値からゲート制御信号Aを生成し、DC−DC電力変換器5の直流電力を制御すると共に、負荷装置17へ供給される交流電流が減少し、その交流電力値が直流電力指令値よりも小さい場合に、直流電力指令値を減少させ、当該減少した直流電力指定値からゲート制御信号Aを生成し、DC−DC電力変換器5の直流電力が減少するように制御する。これにより、負荷装置17へ供給される交流電力の電流が減少した場合には、直流電力が減少し、結果として交流電力値と直流電力指令値との間の誤差により発生する直流電圧の飽和等を抑制することができ、安定した特性を得ることができる。
〔発振制御手段16の構成〕
次に、図1に示した発振制御手段16の構成について詳細に説明する。図3は、発振制御手段16の構成を示す制御ブロック図である。この発振制御手段16は、アーク制御手段30およびパルス指令演算手段50を備えている。アーク制御手段30は、プロセス電圧設定器31、電流レベル演算器32、電流レベル設定器33、指令選択器34、レート時間設定器35、アーク電流基準値設定器36、保持・解除信号発生器37、第2の比較器38、電流−電圧変換器39、絶縁トランス40、差動増幅器41、絶対値変換器42、第1の比較器43、遮断信号発生器44および演算器45を備えている。また、パルス指令演算手段50は、スイッチング周波数設定器51、デッドバンド設定器52、スイッチング指令器53およびゲート制御・遮断器54を備えている。
プロセス電圧設定器31は、負荷装置17の大きさやプロセスなどによって決定される放電電圧値を予め設定し、放電電圧信号を電流レベル演算器32に出力する。電流レベル演算器32は、プロセス電圧設定器31から放電電圧信号を、電力制御手段15から直流電力指令信号をそれぞれ入力し、直流電力指令値を放電電圧値で除算して電流値I1を求め、電流レベル基準信号として電流レベル設定器33に出力する。例えば、放電電圧値がAC500V、直流電力指令値が10kWの場合は、電流値I1は200Aとなる。
電流レベル設定器33は、電流レベル演算器32から電流レベル基準信号を入力すると、電流値I1を高周波トランス10の巻線比(10p:10s)で除算して電流値I2を求め、電流レベル指令信号として指令選択器34に出力する。例えば、巻線比が1:1.5、電流値I1が200Aの場合は、電流値I2は133Aとなる。
指令選択器34は、電流レベル設定器33から電流レベル指令信号を、図示しないモード指令器からモード信号を入力し、予め設定された比率を乗算してモードに応じた電流レベル指令値を求める。ここで、図示しないモード指令器は、負荷装置17が定常モードで運転しているのか、負荷装置17の運転起動時である装置立ち上がり時の起動モードで運転しているのか、または、アーク放電による遮断の後の装置立ち上がり時の再起動モードで運転しているのかを判断し、定常モードまたは起動・再起動モードのうちのいずれかのモード情報をモード信号として指令選択器34に出力する。指令選択器34には、モード毎の比率が、予め設定されている。例えば、定常モードの場合は比率1、起動・再起動モードの場合は比率0.5のように、起動・再起動モードの場合は、負荷装置17の電極が加熱気味の状況などによりアーク放電が再発生しやすいことを考慮し、通常モードの比率よりも低い比率が設定されている。指令選択器34は、モード信号が定常モードである場合に、電流値I2(133A)と比率(1)を乗算して新たな電流値I3(133A)を求める。また、モード信号が起動・再起動モードである場合に、電流値I2(133A)と比率(0.5)を乗算して新たな電流値I3(66.5A)を求める。そして、指令選択器34は、求めた電流値I3を、モードに応じた電流レベル指令信号としてレート時間設定器35に出力する。
レート時間設定器35は、指令選択器34からモードに応じた電流レベル指令信号を、図示しないモード指令器からモード信号をそれぞれ入力し、モードが起動・再起動モードである場合に、予め設定されたレート時間により、起動・再起動モードの電流値I3から定常モードの電流値I3に徐々に立ち上がるように新たな電流値I4を求め、電流レベル指令信号として第1の比較器43に出力する。尚、モードが定常モードの場合は、入力した電流値I3をそのまま新たな電流値I4として用いる。起動・再起動モードにおいて、負荷装置17へ供給される交流電力における交流電流が、従来技術に示した図10(a)の(4)のように、パルス波形の波高値が暫増する場合に、レート時間設定器35は、その暫増に適合した電流レベル指令値を生成することができる。これにより、負荷装置17の起動時およびアーク放電が発生した後の再起動時において、安定した起動特性を得ることができる。
一方、電流−電圧変換器39は、図4に示すように、例えば抵抗体39−1およびコンデンサ39−2を備え、第2の電流検出器12の出力端子に直列に抵抗39−1を配し、抵抗体39−1に並列にコンデンサ39−2を配する。電流−電圧変換器39は、第2の電流検出器12から交流電流帰還信号Eを入力し、電流から電圧に変換し、電圧信号を絶縁トランス40を介して差動増幅器41に出力する。
差動増幅器41は、図4に示すように、抵抗体44−1〜44−4およびオペアンプ44−5を備え、絶縁トランス40から電圧信号を入力し、差動増幅し、出力電圧値の信号を絶対値変換器42に出力する。抵抗体44−1〜44−4は、出力電圧値交流電流帰還信号Eの交流帰還電流値に対応した値に等しくなるように、予め設定されている。例えば、交流帰還電流値が1Aであれば、出力電圧値を1Vにする。これにより、差動増幅器41の出力端子から出力電圧値の信号を出力することによって、交流帰還電流値を知ることができる。これらの絶縁トランス40および差動増幅器41は、ノイズ耐量を改善するために設けられており、必要に応じて省略するようにしてもよい。
絶対値変換器42は、差動増幅器41から出力電圧値の信号を入力し、出力電圧値の絶対値を演算し、演算結果である絶対値の信号(電流レベル信号)を第1の比較器43および第2の比較器38に出力する。これにより、絶対値変換器42は、入力した正負の信号を正極性の信号として出力することができる。
第1の比較器43は、絶対値変換器42から電流レベル信号を、レート時間設定器35から電流レベル指令信号をそれぞれ入力し、電流レベル値と、定常モードの電流レベル指令値(電流値I4)または起動・再起動モードの電流レベル指令値(電流値I4)とを比較し、電流レベル値が電流レベル指令値と同等または上回ったときに、制御信号を遮断信号発生器44に出力する。遮断信号発生器44は、第1の比較器43から制御信号を入力すると、制御遮断信号を演算器45に出力する。これにより、パルス指令演算手段50から出力されるスイッチング制御信号GがOFFし、高周波電力変換器9から負荷装置17への電力供給が遮断される。このような電力供給の遮断処理は、スイッチング制御信号Gのパルス毎に行われるため、高速な連続処理を実現することができる。
一方、アーク電流基準値設定器36は、負荷装置17においてアーク放電が発生していると判定される基準となるアーク基準値を設定する。第2の比較器38は、アーク電流基準値設定器36からのアーク基準値と、絶対値変換器42からの電流レベル値とを比較し、電流レベル値がアーク基準値と同等または上回ったときに、制御信号を保持・解除信号発生器37に出力する。
保持・解除信号発生器37は、第2の比較器38から制御信号を入力すると、アーク遮断信号を演算器45に出力し、その出力を保持する。これにより、パルス指令演算手段50から出力されるスイッチング制御信号GがOFFし、高周波電力変換器9から負荷装置17への電力供給が遮断される。そして、所定時間経過後に、アーク遮断信号の出力の保持を解除する。これにより、負荷装置17への電力供給が再開する。
尚、アーク電流基準値設定器36、保持・解除信号発生器37および第2の比較器38は、アーク放電を検出してアーク遮断信号を出力するための手段であるが、実際は、アーク放電を検出する前に、第1の比較器43および遮断信号発生器44が制御遮断信号を出力する。つまり、アーク基準値は、通常モードおよび起動・再起動モードの電流レベル指令値よりも高いレベルに設定され、アーク電流基準値設定器36、保持・解除信号発生器37および第2の比較器38は、バックアップとしての機能に限定される。したがって、アーク制御手段30は、アーク電流基準値設定器36、保持・解除信号発生器37および第2の比較器38を必ずしも備えている必要はない。
演算器45は、遮断信号発生器44から制御遮断信号を、保持・解除信号発生器37からアーク遮断信号をそれぞれ入力し、論理和の演算を行い、遮断信号をゲート制御・遮断器54に出力する。
図5は、第2の電流検出器12により検出された交流電流帰還信号Eの電流波形およびスイッチング制御信号Gのパルス波形を示す図である。交流電流帰還信号Eの電流波形を+側と−側に分けて示しているが、実際は、第1の比較器43および第2の比較器38において、絶対値の比較処理がなされる。第1の比較器43は、定常モードにおいて、交流電流帰還信号Eの+側電流レベル値が定常レベル+側(+側の電流レベル指令値)と同等または上回ったと判定した場合に(1)、遮断信号発生器44は制御遮断信号を出力し、スイッチング制御信号GのパルスをOFFさせる(2)。同様に、交流電流帰還信号Eの−側電流レベル値が定常レベル−側(−側の電流レベル指令値)と同等または下回ったと判定した場合に(3)、制御遮断信号を出力し、スイッチング制御信号GのパルスをOFFさせる(4)。
また、第2の比較器38は、交流電流帰還信号Eの+側電流レベル値がアークレベル+側(+側のアーク基準値)と同等または上回ったと判定した場合に(5)、保持・解除信号発生器37はアーク遮断信号を出力し、スイッチング制御信号GのパルスをOFFさせる(6)。その後、後述するように、スイッチング制御信号Gは、所定時間経過後の時点から定常モードにおけるパルス幅になるまで、徐々にそのパルス幅が増加する。そして、第1の比較器43は、起動・再起動モードにおいて、交流電流帰還信号Eの−側電流レベル値が起動・再起動レベル−側(−側の電流レベル指令値)と同等または下回ったと判定した場合に(7)、遮断信号発生器44は制御遮断信号を出力し、スイッチング制御信号GのパルスOFFさせる(8)。交流電流帰還信号Eの+側電流レベル値においても同様の処理を行う。このように、起動・再起動モードにおいて、スイッチング制御信号Gのパルス毎に遮断処理が行われるため、連続的な高速処理が可能となる。
図3に戻って、パルス指令演算手段50のスイッチング周波数設定器51は、高周波電力変換器9における第2のスイッチング素子のゲートをオン/オフ動作させるためのスイッチング制御信号Gのスイッチング周波数指令値を設定する。デッドバンド設定器52は、第2のスイッチング素子のゲートを切り替えるときに、スイッチング制御信号GのP側とN側とが短絡するのを防止するために設けられたデッドバンド期間を設定する。
スイッチング指令器53は、スイッチング周波数設定器51からのスイッチング周波数指令値と、デッドバンド設定器52からのデッドバンド期間とをそれぞれ入力し、スイッチング周波数指令値から元のパルス幅を演算し、元のパルス幅からデッドバンド期間を減算し、図6に示すように、定常パルス幅を得る。定常モードにおいて、スイッチング制御信号Gは、この定常パルス幅(一定のパルス幅)のパルスで生成される。アーク放電が発生した後電源供給が復帰する場合(起動・再起動モードの場合)に、予め設定された初期パルス幅およびレート時間と、演算された定常パルス幅とを用いて、スイッチング制御信号Gが生成される。具体的には、スイッチング指令器53は、スイッチング制御信号Gのパルス幅が、初期パルス幅から始まって、レート時間が経過し、定常パルス幅になるまでの間、漸増して変化するパルス幅列をスイッチング指令信号としてゲート制御・遮断器54に出力する。
ゲート制御・遮断器54は、スイッチング指令器53からスイッチング指令信号を、演算器45から遮断信号を入力し、スイッチング指令信号のパルス幅列に基づいてスイッチング制御信号Gを生成し、高周波電力変換器9の第2のスイッチング素子のゲートに出力する。また、遮断信号を入力した場合には、スイッチング制御信号GのパルスをOFFする。
〔動作/アーク防止〕
次に、図1に示した交流電源装置1の動作のうち、アーク防止方法について説明する。図7は、交流電源装置1におけるアーク防止方法の処理手順を示すフローチャート図である。まず、電流レベル設定器33は、プロセス電圧設定器31からの放電電圧値および電力制御手段15からの直流電力指令値を用いて演算された値と、高周波トランス10の巻線比(10p:10s)とに基づいて電流レベル指令値を設定する(ステップS701)。そして、指令選択器34およびレート時間設定器35は、負荷装置17の運転モードに応じて、運転モード毎に設定された比率を前記電流レベル指令値に乗算し、定常モードの電流レベル指令値または起動・再起動モードの電流レベル指令値を設定する(ステップS702)。この場合、起動・再起動モードのときは、予め設定されたレート時間により、起動・再起動モードの電流レベル指令値から定常モードの電流レベル指令値に徐々に立ち上がるように新たな電流レベル指令値を設定する。
そして、第1の比較器43は、第2の電流検出器12からの交流電流帰還信号Eに相当する電流レベル値と、ステップ702において設定された電流レベル指令値とを比較し(ステップS703)、電流レベル値が電流レベル指令値と同等または上回ったときに、遮断信号発生器44に制御遮断信号を出力させる(ステップS704)。ゲート制御・遮断器54は、ステップ704において制御遮断信号が出力された場合に、スイッチング制御信号GのパルスをOFFする(ステップS705)。このようにして、負荷装置17への電力供給の遮断処理が行われる。そして、ステップ702に戻る。この場合、スイッチング制御信号GのパルスがOFFし、次のスイッチング制御信号Gのパルスを出力するタイミングになるとパルスはONするが、ステップ702〜704により、電流レベル値が電流レベル指令値と同等または上回り制御遮断信号が再び出力されると、ステップ705において、スイッチング制御信号Gのパルスを再びOFFする。このような電力供給の遮断処理は、スイッチング制御信号Gのパルス毎に行われるため、高速な連続処理を実現することができる。
〔動作/直流電圧飽和抑制〕
次に、図1に示した交流電源装置1の動作のうち、直流電圧飽和抑制方法について説明する。図8は、交流電源装置1における直流電圧飽和抑制方法の処理手順を示すフローチャート図である。まず、帰還電力演算器25は、直流電圧帰還信号Bおよび直流電流帰還信号Cに基づいて、直流帰還電力値を演算する(ステップS801)。また、帰還電力演算器26は、交流電圧帰還信号Dおよび交流電流帰還信号Eに基づいて、交流帰還電力値を演算する(ステップS802)。そして、電力誤差制御器27は、交流帰還電力値と直流電力指令値とを比較し(ステップS803)、交流帰還電力値が直流電力指令値よりも小さいときに、直流電力指令値と交流帰還電力値との差分を直流電力指令値から減算補正して新たな直流電力指令値を演算し、この新たな直流電力指令値から直流帰還電力値を減算して増幅する(ステップS804)。一方、交流帰還電力値が直流電力指令値以上であるときは、直流電力指令値を維持する(ステップS805)。そして、ゲート制御器24は、直流電力指令値に基づいてゲート制御信号Aを生成する(ステップS806)。これにより、負荷装置17へ供給される交流電力の電流が減少した場合には、DC−DC電力変換器5の直流電力が減少し、結果として交流電力値と直流電力指令値との間の誤差により発生する直流電圧の飽和等を抑制することができ、安定した特性を得ることができる。
本発明の実施の形態に係る交流電源装置の構成を示す制御ブロック図である。 電力制御手段の構成を示す制御ブロック図である。 発振制御手段の構成を示す制御ブロック図である。 電流−電圧変換器、絶縁トランスおよび差動増幅器の構成を示す図である。 交流電流帰還信号Eの電流波形およびスイッチング制御信号Gのパルス波形を示す図である。 スイッチング指令器の出力波形を示す図である。 本発明に係る交流電源装置におけるアーク防止方法の処理手順を示すフローチャート図である。 本発明に係る交流電源装置における交流電力安定化方法の処理手順を示すフローチャート図である。 従来の電源装置を構成を示す図である。 従来の電源装置における各部の信号波形を示す図である。
符号の説明
1 交流電源装置
2 商用交流電源
3 AC−DC整流器
4 第1の平滑用コンデンサ
5 DC−DC電力変換器
6 第2の平滑用コンデンサ
7 第1の電圧検出器
8 第1の電流検出器
9 高周波電力変換器
10 高周波トランス
11 第2の電圧検出器
12 第2の電流検出器
13 リアクタ
14 直流制御用電源
15 電力制御手段
16 発振制御手段
17 負荷装置
21 電力設定器
22 指令演算器
23 電力制御増幅器
23−1 指令演算器
23−2 PID演算器
24 ゲート制御器
25 第1の帰還電力演算器
26 第2の帰還電力演算器
27 電力誤差制御器
30 アーク制御手段
31 プロセス電圧設定器
32 電流レベル演算器
33 電流レベル設定器
34 指令選択器
35 レート時間設定器
36 アーク電流基準値設定器
37 保持・解除信号発生器
38 第2の比較器
39 電流−電圧変換器
39−1 抵抗体
39−2 コンデンサ
40 絶縁トランス
41 差動増幅器
41−1〜41−4 抵抗体
41−5 オペアンプ
42 絶対値変換器
43 第1の比較器
44 遮断信号発生器
45 演算器
50 パルス指令演算手段
51 スイッチング周波数設定器
52 デッドバンド設定器
53 スイッチング指令器
54 ゲート制御・遮断器
71 直流制御部
72 平滑回路
73 インバータスイッチング部
74 昇圧トランス
75 整流部
76 処理装置本体
77 サイリスタ制御部
78 インバータ制御部
79 カレントトランス
80 電流検出回路
81 温度検出器
A ゲート制御信号
B 直流電圧帰還信号
C 直流電流帰還信号
D 交流電圧帰還信号
E 交流電流帰還信号
F 直流電力指令信号
G スイッチング制御信号

Claims (4)

  1. 商用交流電力から高周波の交流電力に変換し、該交流電力を負荷装置へ供給する電源であって、アーク放電の発生を防止する交流電源装置において、
    前記商用交流電力が整流された直流電力を、ゲート制御信号によりスイッチング素子のゲートを制御して、新たな直流電力に変換するDC−DC電力変換器と、
    該変換された直流電力を、スイッチング制御信号によりスイッチング素子のゲートを制御して、高周波の交流電力に変換する高周波電力変換器と、
    前記負荷装置へ供給される交流電力の交流電流値を検出する電流検出器と、
    前記高周波電力変換器のスイッチング素子のゲートを制御するためのパルスを有するスイッチング制御信号を高周波電力変換器に出力する発振制御手段とを備え、
    該発振制御手段は、
    アーク放電が発生することなく運転する定常モード時において、アーク放電を検出するためのアーク基準値よりも小さい所定の電流レベル指令値と前記交流電流値とに基づいて遮断信号を発生し、
    前記負荷装置へ交流電力供給を開始する起動モード時またはアーク放電発生後の再起動モード時において、アーク放電を検出するためのアーク基準電流値よりも小さく、かつ前記定常モード時の電流レベル指令値よりも小さい値であって、前記スイッチング制御信号のパルス幅を前記定常モード時のパルス幅まで徐々に増加させることに対応して、所定のレートで徐々に増加させる電流レベル指令値と前記交流電流値とに基づいて遮断信号を発生し、該遮断信号によりスイッチング制御信号のパルスをオフし、前記負荷装置への交流電力の供給を停止させることを特徴とする交流電源装置。
  2. さらに、前記負荷装置へ供給される交流電力の交流電圧値を検出する電圧検出器と、
    前記負荷装置に見合う直流電力指令値に基づいてゲート制御信号を生成し、該ゲート信号を前記DC−DC変換器に出力する電力制御手段とを備え、
    該電力制御手段は、前記交流電圧値および交流電流値から交流電力値を演算し、交流電力値が前記直流電力指令値よりも小さい場合に、前記直流電力指令値を減少させることを特徴とする請求項1に記載の交流電源装置。
  3. 商用交流電力から高周波の交流電力に変換し、該交流電力を負荷装置へ供給する交流電
    源装置におけるアーク防止方法において、
    前記商用交流電力を直流電力に整流するAC−DC整流工程と、
    該整流した直流電力を、ゲート制御信号によりスイッチング素子のゲートを制御して、新たな直流電力に変換するDC−DC電力変換工程と、
    該変換した直流電力を、スイッチング制御信号によりスイッチング素子のゲートを制御して、高周波の交流電力に変換する高周波電力変換工程と、
    前記負荷装置へ供給される交流電力の交流電流値を検出する電流検出工程と、
    前記高周波電力変換工程におけるスイッチング素子のゲートを制御するためのパルスを有するスイッチング制御信号を生成する場合に、
    アーク放電が発生することなく運転する定常モード時において、アーク放電を検出するためのアーク基準値よりも小さい所定の電流レベル指令値と前記交流電流値とに基づいて遮断信号を発生し、前記負荷装置へ交流電力供給を開始する起動モード時またはアーク放電発生後の再起動モード時において、アーク放電を検出するためのアーク基準電流値よりも小さく、かつ前記定常モード時の電流レベル指令値よりも小さい値であって、前記スイッチング制御信号のパルス幅を前記定常モード時のパルス幅まで徐々に増加させることに対応して、所定のレートで徐々に増加させる電流レベル指令値と前記交流電流値とに基づいて遮断信号を発生し、該遮断信号によりスイッチング制御信号のパルスをオフし、前記負荷装置への交流電力の供給を停止させる発振制御工程とを有することを特徴とする交流電源装置におけるアーク防止方法。
  4. 前記負荷装置へ供給される交流電力の交流電圧値を検出する電圧検出工程と、
    前記負荷装置に見合う直流電力指令値に基づいてゲート制御信号を生成する場合に、前記交流電圧値および交流電流値から交流電力値を演算し、
    前記交流電力値が直流電力指令値よりも小さいときに、前記直流電力指令値を減少させる電力制御工程とを有することを特徴とする請求項3に記載の交流電源装置におけるアーク防止方法。
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