JP6854193B2 - パワーコントロールユニット - Google Patents

Description

本発明は、ＤＣＤＣコンバータとインバータとを接続したパワーコントロールユニットに関する。

ＤＣＤＣコンバータとインバータとを直流バスで接続した電力変換装置において、インバータのスイッチング動作によって発生する直流バスのリップル電圧を打ち消すサージ電圧をＤＣＤＣコンバータのスイッチング動作により発生させるものが知られている（例えば、特許文献１）。

特開２０１５−１９８４８７号公報

上述した電力変換装置では、ＤＣＤＣコンバータのサージ電圧によって打ち消される分、インバータで発生するリップル電圧の許容値を高くして、インバータの動作効率を高くすることができる。

その代わり、リップル電圧を打ち消すサージ電圧を発生させるために、インバータのスイッチング動作の周期に合わせた通常よりも低い周期でＤＣＤＣコンバータのスイッチング動作を行う必要があるので、ＤＣＤＣコンバータの動作効率が低く抑えられてしまう。

本発明は前記事情に鑑みなされたもので、本発明の目的は、ＤＣＤＣコンバータの動作効率を低く抑えることなく、インバータで発生するリップル電圧の許容値を高くして、インバータの動作効率を高くすることができるようにすることにある。

上記目的を達成するため、本発明の１つの態様によるパワーコントロールユニットは、スイッチング動作によりリップル電圧が発生するインバータに接続され、少なくとも、スイッチング動作により自身が発生するサージ電圧を最大許容電圧値から減じた閾値を前記リップル電圧が超えている間、スイッチング動作が停止されるＤＣＤＣコンバータを備える。

本発明によれば、ＤＣＤＣコンバータの動作効率を低く抑えることなく、インバータで発生するリップル電圧の許容値を高くして、インバータの動作効率を高くすることができる。

本発明の一実施形態に係る電動車両のパワーコントロールユニットを示すブロック図である。 ＤＣＤＣコンバータのスイッチングで生じたサージ電圧が重畳した入力電圧をインバータで交流変換する場合のインバータのスイッチング素子の電圧最大規格値とインバータの入力電圧との関係を示すもので、（ａ）はインバータのスイッチングで生じたリップル電圧の重畳によりインバータの入力電圧が電圧最大規格値を超える場合を示す説明図、（ｂ）は電圧最大規格値を超えないようにインバータのスイッチングパターンを変えた場合を示す説明図である。 図１のインバータのスイッチングで生じたリップル電圧が重畳されたインバータの入力電圧とインバータのスイッチング素子の電圧最大規格値とＤＣＤＣコンバータのスイッチング停止期間との関係を示す説明図である。 図１のコントローラが行うＤＣＤＣコンバータの停止期間の判定プロセスの概要を示す機能ブロック図である。 図１のコントローラによるＤＣＤＣコンバータの停止期間の判定プロセスを示すもので、（ａ）はリップル電圧が重畳されたインバータの入力電圧の上限閾値超えを判定する判定期間の決定プロセスを示す説明図、（ｂ），（ｃ）は判定期間中にインバータの入力電圧が上限閾値超えした期間を特定するプロセスを示す説明図である。 図１のコントローラで判定された停止期間の間ＤＣＤＣコンバータを停止させた場合のインバータで生じるリップル電圧の許容範囲を示す説明図である。 図１のコントローラで判定された停止期間の間ＤＣＤＣコンバータを停止させた場合のＤＣＤＣコンバータのスイッチングで生じたサージ電圧及びインバータのスイッチングで生じたリップル電圧が重畳したインバータの入力電圧とインバータのスイッチング素子の電圧最大規格値との関係を示す説明図である。

以下、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。図１は本発明の一実施形態に係る電動車両のパワーコントロールユニットを示すブロック図である。図１に示す本実施形態のパワーコントロールユニット１は、電気自動車（ＥＶ）やハイブリッド車（ＨＥＶ）等の電動車両に搭載される。

本実施形態のパワーコントロールユニット１は、電動車両の推進用モータＭの電源となる不図示の高電圧バッテリの充放電や、電動車両の不図示の低電圧負荷（補機）の電源となる不図示の低電圧バッテリの充電に関する要素を集約して設けたものである。

そして、パワーコントロールユニット１は、高電圧バッテリポートＨＢＰ、低電圧バッテリポートＬＢＰ、インバータ３、ＤＣＤＣコンバータ５、平滑コンデンサＣ及びコントローラ７を有している。

高電圧バッテリポートＨＢＰには、電動車両の推進用モータＭに高電圧電力を供給する電源である不図示の高電圧バッテリが接続される。

低電圧バッテリポートＬＢＰには、電動車両の不図示の低電圧負荷（補機類）に低電圧電力（例えば、１２Ｖ）を供給する電源である不図示の低電圧バッテリが接続される。

インバータ３は、高電圧バッテリポートＨＢＰから入力される高電圧バッテリの直流電力（例えば、直流４００Ｖ）を、三相交流電力に変換して推進用モータＭに出力する。そのために、インバータ３は、ＵＶＷの各相の上アームと下アームとに、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor 、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）等のパワー半導体スイッチング素子（図示せず）をそれぞれ有している。

インバータ３のパワー半導体スイッチング素子がスイッチングを行うと、インバータ３の入力電圧にリップル電圧が重畳される。リップル電圧の大きさは一定せずドリフトする。

ＤＣＤＣコンバータ５は、高電圧バッテリポートＨＢＰから入力される高電圧バッテリの直流電力を、低電圧の直流電力に電圧変換して低電圧バッテリポートＬＢＰに出力する。本実施形態のＤＣＤＣコンバータ５は、ＬＬＣ回路を一次側に有する非対称ハーフブリッジ型のＬＬＣコンバータであり、不図示の変圧用トランスの一次側の上アームと下アームとに、ＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子（図示せず）を有している。

ＤＣＤＣコンバータ５の半導体スイッチング素子がスイッチングを行うと、ＤＣＤＣコンバータ５の入力電圧にサージ電圧が重畳される。重畳されたサージ電圧は、平滑コンデンサＣを介してＤＣＤＣコンバータ５と接続されたインバータ３の入力電圧にも現れる。

なお、ＤＣＤＣコンバータ５のスイッチングは、インバータ３のスイッチング（例えば５〜１０ＫＨｚ程度）よりも高周波（例えば１００ＫＨｚ程度）で行われる。

平滑コンデンサＣは、高電圧バッテリポートＨＢＰに入力される高電圧バッテリの直流電力を平滑化してインバータ３やＤＣＤＣコンバータ５に出力する。

平滑コンデンサＣには、インバータ３に内蔵された入力側の平滑コンデンサを用いてもよく、ＤＣＤＣコンバータ５に内蔵された入力側の平滑コンデンサを用いてもよい。

コントローラ７は、不図示の車両統合コントローラから入力される目標モータトルクにしたがって推進用モータＭのモータトルク指令値を算出し、算出したモータトルク指令値のトルクで推進用モータＭが回転するように、インバータ３による高電圧バッテリの高電圧電力の三相交流電力への変換動作を制御する。

また、コントローラ７は、車両統合コントローラから入力される低電圧バッテリの充電指令にしたがって、ＤＣＤＣコンバータ５による高電圧バッテリの高電圧電力から低電圧バッテリの低電圧電力への電圧変換動作を制御する。

上述したように、本実施形態のパワーコントロールユニット１では、平滑コンデンサＣからインバータ３への入力電圧に、インバータ３のスイッチングで生じたリップル電圧と、ＤＣＤＣコンバータ５の半導体スイッチング素子のスイッチングにより生じたサージ電圧とが重畳される。

このため、リップル電圧が単独で重畳されただけでは、インバータ３の入力電圧のピーク（最大電位）が、インバータ３のパワー半導体スイッチング素子の電圧最大規格値を超えなくても、図２（ａ）の説明図に示すように、ＤＣＤＣコンバータ５のサージ電圧ＳＶが同時に重畳されると、インバータ３の入力電圧のピークが電圧最大規格値を超えてしまうことがある。

そして、電圧最大規格値を超えるほどインバータ３の入力電圧のピークが高くなると言うことは、高電圧バッテリの電圧変動幅がそれだけ大きくなると言うことで、そのように大きな電圧変動が高電圧バッテリに生じるのは、電源電圧の安定性の面で好ましくない。

そこで、図２（ｂ）の説明図に示すように、リップル電圧ＲＶの許容値（ＩＮＶリップル許容電圧）を下げて、リップル電圧ＲＶだけが重畳されたインバータ３の入力電圧を下げることが考えられる。

これにより、サージ電圧ＳＶがリップル電圧ＲＶと同時にインバータ３の入力電圧に重畳されたときに、リップル電圧ＲＶがドリフト範囲の最も高電位側にドリフトしていてもインバータ３の入力電圧が電圧最大規格値を超えないようにすることができる。また、リップル電圧ＲＶによる高電圧バッテリの電圧変動幅を小さくすることもできる。

しかし、リップル電圧ＲＶを減らすためにインバータ３のスイッチング周期を長くする（スイッチング周波数を下げる）と、三相出力の正弦波の形状が崩れてくるのでインバータ３の制御性能が下がってしまう。

それに比べれば、インバータ３よりも高周波でスイッチングするＤＣＤＣコンバータ５を短時間停止させる方が、ＤＣＤＣコンバータ５の出力電圧が低下する等の影響を少なくすることができる。

このため、本実施形態のパワーコントロールユニット１では、コントローラ７が、図３の説明図に示すように、リップル電圧ＲＶだけが重畳されたインバータ３の入力電圧が、予め設定した判定期間中に上限閾値を上回ると、判定期間が終了するまでの間、サージ電圧ＳＶの発生元であるＤＣＤＣコンバータ５を停止させるようにしている。

ＤＣＤＣコンバータ５を停止させれば、サージ電圧ＳＶがインバータ３の入力電圧に重畳されなくなるので、インバータ３の動作効率を下げてリップル電圧ＲＶの許容値（ＩＮＶリップル許容電圧）を下げなくても、インバータ３の入力電圧が電圧最大規格値を超えないようにすることができる。そして、高電圧バッテリの電圧変動幅がサージ電圧ＳＶによって増える度合いを少なくし、電源電圧の安定化を図ることができる。

なお、上限閾値は、インバータ３のパワー半導体スイッチング素子の電圧最大規格値からサージ電圧ＳＶを差し引いた電圧値に設定する。

ここで、コントローラ７が行うＤＣＤＣコンバータ５の停止期間の判定プロセスの概要を、図４の機能ブロック図を参照して説明する。コントローラ７は、不図示のＲＯＭに記憶されたプログラムを実行することで、図４に示すノイズ除去部７１、リップルピーク判定部７２、タイマトリガセット部７３、トリガ発生部７４、タイマ部７５、閾値判定部７６、アンド処理部７７及びＰＷＭ信号マスク部７８の各機能を実現する。

そして、ノイズ除去部７１は、インバータ３のリップル電圧ＲＶとＤＣＤＣコンバータのサージ電圧ＳＶとが重畳されたインバータ３の入力電圧から、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）を用いて、サージ電圧ＳＶやノイズ等の高周波成分を除去する。

また、リップルピーク判定部７２は、ピークホールド回路を用いて、高周波成分除去後のインバータ３の入力電圧からリップル電圧ＲＶのピークを検出する。

ここで、リップル電圧ＲＶのピークは、図５（ａ）の説明図に示すように、インバータ３のスイッチング周期（キャリアの周期）毎に到来する。このため、リップル電圧ＲＶのピーク到来時点とその前後を含む一定時間の期間において、サージ電圧ＳＶがリップル電圧ＲＶと同時に重畳されたインバータ３の入力電圧が、インバータ３のパワー半導体スイッチング素子の電圧最大規格値を超える可能性があると考えることができる。

そこで、リップルピーク判定部７２により判定したリップル電圧ＲＶのピーク到来時点にインバータ３のスイッチング周期を加えた、リップル電圧ＲＶのピークが次に到来する時点から、所定時間遡った時点を、リップル電圧ＲＶだけが重畳されたインバータ３の入力電圧が上限閾値を上回ったか否かを判定する判定期間の開始時点とする。また、判定期間の開始時点から一定時間経過した時点を、判定期間の終了時点とする。

上述した判定期間を設定するために、図４に示すタイマトリガセット部７３は、リップルピーク判定部７２が判定したリップル電圧ＲＶのピーク到来時点からリップル電圧ＲＶのピークが次に到来する時点を割り出す。そして、タイマトリガセット部７３は、割り出した時点から所定時間遡った時点を、トリガ信号の出力時点としてセットする。

トリガ発生部７４は、タイマトリガセット部７３がセットしたトリガ信号の出力時点が到来すると、トリガ信号を出力する。

タイマ部７５は、トリガ発生部７４からトリガ信号が入力されると、イネーブル信号を判定期間（一定時間）に亘って出力する。

閾値判定部７６は、ノイズ除去部７１による高周波成分除去後のインバータ３の入力電圧を上限閾値と比較し、上限閾値を上回っている間、閾値超過信号を出力する。

アンド処理部７７は、タイマ部７５からイネーブル信号が入力されているときに、閾値判定部７６からの閾値超過信号が入力されると、ＤＣＤＣコンバータ停止信号を出力する。なお、ＤＣＤＣコンバータ停止信号の出力状態は、アンド処理部７７のラッチ機能により、タイマ部７５からのイネーブル信号の入力が終了するまで継続される。

ＰＷＭ信号マスク部７８は、アンド処理部７７からＤＣＤＣコンバータ停止信号が入力されている間、ＤＣＤＣコンバータ５をインバータ３よりも高周波でスイッチング動作させるためにＤＣＤＣコンバータ５に出力されるＰＷＭ信号をマスクする。ＰＷＭ信号がマスクされるとＤＣＤＣコンバータ５が停止する。

なお、リップル電圧ＲＶだけが重畳されたインバータ３の入力電圧が上限閾値を上回る時点は、リップル電圧ＲＶの高電位側へのドリフト量が、図５（ｂ）の説明図に示すように大きいときの方が、図５（ｃ）の説明図に示すように小さい時に比べて、早く到来する。

このため、リップル電圧ＲＶだけが重畳されたインバータ３の入力電圧が上限閾値を上回ったか否かを判定する判定期間の開始時点は、最も高電位側にドリフトしたリップル電圧ＲＶだけが重畳されたインバータ３の入力電圧が上限閾値を上回る時点以前の時点とする。

また、判定期間の長さは、リップル電圧ＲＶだけが重畳されたインバータ３の入力電圧が上限閾値を上回る期間の最大値以上の時間とする。但し、ＤＣＤＣコンバータ５の停止により低電圧バッテリに対する低電圧電力の出力に影響が生じるほど長い時間とならないようにする。

なお、図５（ｂ）では、判定期間の開始と同時に、リップル電圧ＲＶだけが重畳されたインバータ３の入力電圧が上限閾値を上回る例を示している。また、図５（ｃ）では、判定期間が開始された後に、リップル電圧ＲＶだけが重畳されたインバータ３の入力電圧が上限閾値を上回る例を示している。

そして、図５（ｂ），（ｃ）のいずれの例においても、リップル電圧ＲＶだけが重畳されたインバータ３の入力電圧が判定期間中に上限閾値を上回り、その時点から判定期間の終了時点までの間、ＤＣＤＣコンバータ５が停止される。

したがって、図６の説明図に示すように、リップル電圧ＲＶだけが重畳されたインバータ３の入力電圧が上限閾値を上回る期間中に、インバータ３の入力電圧にサージ電圧ＳＶがさらに重畳されることはない。

以上に説明した本実施形態のパワーコントロールユニット１によれば、インバータ３のパワー半導体スイッチング素子の電圧最大規格値から、ＤＣＤＣコンバータ５のスイッチングにより生じるサージ電圧ＳＶを差し引いた上限閾値を、インバータ３のスイッチングにより生じるリップル電圧ＲＶだけが重畳されたインバータ３の入力電圧が上回ったか否かを、インバータ３のスイッチングにより生じるリップル電圧ＲＶのピークが到来する周期から定めた判定期間中に判定するようにした。

そして、リップル電圧ＲＶだけが重畳されたインバータ３の入力電圧が判定期間中に上限閾値を上回ったら、判定期間が終了するまでの間、ＤＣＤＣコンバータ５を停止させるようにした。

このため、インバータ３の入力電圧にリップル電圧ＲＶと同時にサージ電圧ＳＶが重畳されて、インバータ３のパワー半導体スイッチング素子の電圧最大規格値をインバータ３の入力電圧が上回ってしまうのを防ぐことができる。

しかも、インバータ３のスイッチングにより生じるリップル電圧ＲＶだけが重畳されたインバータ３の入力電圧が上限閾値を上回っても、インバータ３のスイッチング周期を長くしてリップル電圧ＲＶの許容値（ＩＮＶリップル許容電圧）を下げる必要がないので、インバータ３の入力電圧が電圧最大規格値を超えないようにするために、インバータ３の動作効率を下げる必要をなくすことができる。

その上、ＤＣＤＣコンバータ５を停止させることで、ＤＣＤＣコンバータ５の停止期間が低電圧バッテリに対する低電圧電力の出力に影響が生じるほど長い時間とならない限り、リップル電圧ＲＶの許容値（ＩＮＶリップル許容電圧）を電圧最大規格値に近付けるようにして、インバータ３の動作効率を高くすることができる。

さらに、ＤＣＤＣコンバータ５は、停止期間を除いて入力される図４のＰＷＭ信号によりインバータ３よりも高周波で通常通りに動作するので、ＤＣＤＣコンバータ５の動作効率を下げることなく、インバータ３の入力電圧を電圧最大規格値以下に抑えることができる。

なお、本実施形態では、ＤＣＤＣコンバータ５の停止が判定期間の終了時点まで続くものとしたが、判定期間の終了時点よりも前の、リップル電圧ＲＶだけが重畳されたインバータ３の入力電圧が上限閾値以下となった時点を、ＤＣＤＣコンバータ５の停止が判定期間の終了時点としてもよい。

その場合は、図４のアンド処理部７７のラッチ機能を省略し、タイマ部７５からのイネーブル信号と閾値判定部７６からの閾値超過信号とが入力されている間だけ、アンド処理部７７がＤＣＤＣコンバータ停止信号を出力するようにすればよい。

また、本実施形態では、リップル電圧ＲＶだけが重畳されたインバータ３の入力電圧が上限閾値を上回っているか否かを判定期間中に都度確認し、図７の説明図に示すように、上限閾値を上回った判定期間にだけ、ＤＣＤＣコンバータ５を停止させるものとした。

しかし、リップル電圧ＲＶだけが重畳されたインバータ３の入力電圧が上限閾値を上回っているか否かを判定期間中に都度確認せずに、判定期間中にＤＣＤＣコンバータ５を一律に停止させるようにしてもよい。

但し、リップル電圧ＲＶがドリフトすることから、リップル電圧ＲＶだけが重畳されたインバータ３の入力電圧が、ある判定期間において上限閾値を上回ったからといって、次以降の判定期間にも再び上限閾値を上回るとは限らない。

このため、本実施形態のように、リップル電圧ＲＶだけが重畳されたインバータ３の入力電圧が判定期間中に上限閾値を上回った場合にだけ、ＤＣＤＣコンバータ５を停止させるようにすれば、インバータ３の入力電圧が電圧最大規格値を超えないようにするためのＤＣＤＣコンバータ５の停止が無用に行われるのを防ぐことができる。

さらに、本実施形態では、インバータ３とＤＣＤＣコンバータ５とを有するパワーコントロールユニット１のコントローラ７が、リップル電圧ＲＶが重畳されたインバータ３の入力電圧と上限閾値との比較を行い、その結果に応じてＤＣＤＣコンバータ５を停止させるものとした。

しかし、インバータとＤＣＤＣコンバータとが独立して構成され、それぞれに個別のコントローラが設けられている場合にも、本発明は適用可能である。その場合は、インバータのコントローラが判定期間中に行う、リップル電圧ＲＶが重畳されたインバータの入力電圧と上限閾値との比較結果に応じて、ＤＣＤＣコンバータのコントローラがＤＣＤＣコンバータを必要な期間停止させるように構成すればよい。

そして、上述した実施形態では、インバータ３とＤＣＤＣコンバータ５とを有し、電気自動車（ＥＶ）やハイブリッド車（ＨＥＶ）等の電動車両に搭載されるパワーコントロールユニット１に本発明を適用したが、本発明は、ＤＣＤＣコンバータとインバータとを接続したパワーコントロールユニットに広く適用可能である。

本発明は、ＤＣＤＣコンバータとインバータとを接続したパワーコントロールユニットにおいて利用することができる。

１ パワーコントロールユニット
３ インバータ
４ メインリレー
５ ＤＣＤＣコンバータ
７ コントローラ
Ｃ 平滑コンデンサ
ＨＢＰ 高電圧バッテリポート
ＬＢＰ 低電圧バッテリポート
Ｍ 推進用モータ
ＲＶ リップル電圧
ＳＶ サージ電圧

Claims (5)

1. スイッチング動作によりリップル電圧（ＲＶ）が発生するインバータ（３）に接続され、少なくとも、スイッチング動作により自身に発生するサージ電圧（ＳＶ）を最大許容電圧値から減じた閾値を前記リップル電圧（ＲＶ）が超えている間、スイッチング動作が停止されるＤＣＤＣコンバータ（５）を備える、
   パワーコントロールユニット（１）。
2. 前記インバータ（３）をさらに備える請求項１記載のパワーコントロールユニット（１）。
3. 前記リップル電圧（ＲＶ）から検出されたピークと前記インバータ（３）のスイッチング動作の周期とから特定された、周期的に到来し前記リップル電圧（ＲＶ）のピークを含む判定期間中に、前記リップル電圧（ＲＶ）が前記閾値を超えている間、前記ＤＣＤＣコンバータ（５）のスイッチング動作が停止される請求項１又は２記載のパワーコントロールユニット（１）。
4. 前記リップル電圧（ＲＶ）から検出されたピークと前記インバータ（３）のスイッチング動作の周期とから特定された、周期的に到来し前記リップル電圧（ＲＶ）のピークを含む判定期間中に、前記ＤＣＤＣコンバータ（５）のスイッチング動作が停止される請求項１又は２記載のパワーコントロールユニット（１）。
5. 前記ＤＣＤＣコンバータ（５）は前記インバータ（３）よりも短い周期でスイッチング動作する請求項１、２、３又は４記載のパワーコントロールユニット（１）。

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