JP5097828B2

JP5097828B2 - 電力変換装置

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Publication number: JP5097828B2
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Inventors: 明彦岩田; 寛伊藤
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Filing date: 2009-11-11
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Description

本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関し、特に太陽電池などの浮遊静電容量を有する直流電源の直流電力を三相出力の交流電力に変換して負荷に出力する電力変換装置に関するものである。

従来の電力変換装置で、太陽電池からの直流電力を三相出力の交流電力に変換し、一相を接地した三相の系統と連系して交流電力を該系統に送る太陽光発電用電力変換装置に以下に示すものがある。
太陽電池の出力端子間に接続され、２直列スイッチング素子から成る３組のハーフブリッジインバータと、その各交流出力線にそれぞれ直列接続された単相インバータと、太陽電池の電圧を分圧する２直列のコンデンサとを備え、各単相インバータの各出力端を３相系統の各相に接続する。そして、ハーフブリッジインバータは半周期に１パルス運転し、各単相インバータは系統電圧からの不足分を補うようにＰＷＭ制御して、ハーフブリッジインバータと単相インバータとの出力和で系統に出力する。このため、ハーフブリッジインバータの入力直流電圧を低減できると共に、大きな電圧によるＰＷＭ制御の必要がなく、スイッチング損失を低減でき、かつ出力フィルタの容量も低減できる（例えば、特許文献１参照）。

国際公開２００８−１０２５５２号公報

上記のような従来の電力変換装置では、太陽電池に接続するインバータに三相２レベルインバータを用いており、インバータ動作中に直流電源母線電位が変動する。一方、系統はＶ相や中点を接地した配線があり、直流電源母線電位の変動が発生すると、直流電源の浮遊静電容量とその電位変動により浮遊静電容量と系統の接地点の経路で零相電流が発生する。この零相電流により漏電遮断機が動作して装置が停止する問題が発生していた。

この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、装置構成が小型で低コストで、変換効率の高い電力変換装置であって、直流電源の浮遊静電容量を介する零相電流を抑制し、漏電遮断機の誤動作を防止することを目的とする。

この発明による電力変換装置は、第１の直流電源の正負端子間に接続された三相３レベルインバータと、該三相３レベルインバータの各相交流出力線にそれぞれ１あるいは複数直列接続された単相インバータと、制御装置とを備え、上記三相３レベルインバータの出力電圧と上記各単相インバータの出力電圧との総和を平滑フィルタを介して負荷に出力する。上記単相インバータの直流入力電源である第２の直流電源を直流コンデンサにて構成し、該第２の直流電源の電圧は、上記三相３レベルインバータの１レベルの電圧より小さい。また、上記制御装置は、上記三相３レベルインバータの各相が上記負荷への各相出力電圧の半周期に対して１パルスの電圧を主電圧パルスとして出力するように上記三相３レベルインバータを制御すると共に、上記各単相インバータの半周期あるいは１周期の出力電力収支が０となるように、上記三相３レベルインバータが出力する上記主電圧パルスのパルス幅を制御し、上記各単相インバータをＰＷＭ制御して、上記負荷への各相出力電圧を、上記第１の直流電源の基準電位からゼロあるいは一定の直流電位を有した点を基準とし、各相が２π／３ずつ異なる位相で同じ波高値を有する正弦波になるよう制御するものであって、上記各単相インバータの上記第２の直流電源の電圧値が基準値よりも大きい時は対応する相の上記主電圧パルスのパルス幅を短くし、上記第２の直流電源の電圧値が基準値よりも小さい時は対応する相の上記主電圧パルスのパルス幅を長くするものである。
また、この発明による電力変換装置は、第１の直流電源の正負端子間に接続された三相３レベルインバータと、該三相３レベルインバータの各相交流出力線にそれぞれ１あるいは複数直列接続された単相インバータと、制御装置とを備え、上記三相３レベルインバータの出力電圧と上記各単相インバータの出力電圧との総和を平滑フィルタを介して負荷に出力する。上記単相インバータの直流入力電源である第２の直流電源を直流コンデンサにて構成し、該第２の直流電源の電圧は、上記三相３レベルインバータの１レベルの電圧より小さい。また、上記制御装置は、上記三相３レベルインバータの各相が、上記負荷への各相出力電圧の半周期に対して１パルスの主電圧パルスと、該主電圧パルスの立ち上がり部分近傍および立下り部分近傍にＰＷＭ制御による多パルスとを出力するように、上記三相３レベルインバータを制御すると共に、上記各単相インバータの半周期あるいは１周期の出力電力収支が０となるように、上記三相３レベルインバータが出力する上記主電圧パルスのパルス幅および上記ＰＷＭ制御による電圧出力期間を制御し、上記各単相インバータをＰＷＭ制御して、上記負荷への各相出力電圧を、上記第１の直流電源の基準電位からゼロあるいは一定の直流電位を有した点を基準とし、各相が２π／３ずつ異なる位相で同じ波高値を有する正弦波になるよう制御するものであって、上記各単相インバータの上記第２の直流電源の電圧値が基準値よりも大きい時は対応する相の上記三相３レベルインバータの電圧出力期間を短くし、上記第２の直流電源の電圧値が基準値よりも小さい時は対応する相の上記三相３レベルインバータの電圧出力期間を長くするものである。

この発明による電力変換装置は、第１の直流電源の所定の直流電位点を基準として、各相が２π／３ずつ異なる位相で、同じ波高値を有する正弦波とする出力電圧の制御が高精度に実現でき、第１の直流電源の母線電位の変動をなくせる。このため、三相出力の中性電位と第１の直流電源の一方の電位との間に交流成分を持たない装置構成とでき、第１の直流電源の浮遊静電容量を介して流れる零相電流を抑制でき、漏電遮断機の誤動作を防止できる。
また、三相３レベルインバータと単相インバータとを組み合わせて出力するため、三相３レベルインバータの入力直流電圧は低いもので良く、大きな電圧によるＰＷＭ制御の必要もない。このため、装置構成が小型で低コストで、変換効率の高い電力変換装置となる。

この発明の実施の形態１による電力変換装置の構成を示す図である。この発明の実施の形態１による三相インバータ回路の動作を説明する電圧波形図である。この発明の実施の形態１による三相インバータ回路の動作を説明する電圧波形図である。この発明の実施の形態１による三相インバータ回路の動作を説明する電圧波形図である。この発明の実施の形態１による三相インバータ回路の動作を説明する電圧波形図である。この発明の実施の形態２による三相インバータ回路の動作の比較例を説明する波形図である。この発明の実施の形態２による三相インバータ回路の動作を説明する波形図である。この発明の実施の形態４による電力変換装置の構成を示す図である。この発明の実施の形態４による三相インバータ回路の動作を説明する電圧波形図である。この発明の実施の形態５による電力変換装置の構成を示す図である。この発明の実施の形態５による三相インバータ回路の動作の比較例を説明する電圧波形図である。この発明の実施の形態５による三相インバータ回路の動作の比較例を説明する電圧波形図である。この発明の実施の形態５による三相インバータ回路の動作を説明する電圧波形図である。この発明の実施の形態５による三相インバータ回路の動作を説明する電圧波形図である。この発明の実施の形態６による電力変換装置の構成を示す図である。この発明の実施の形態６による三相インバータ回路の動作を説明する図である。この発明の実施の形態７による電力変換装置の構成を示す図である。この発明の実施の形態８による電力変換装置の構成を示す図である。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置を図に基づいて説明する。
図１は、この発明の実施の形態１による電力変換装置の構成を示す図である。電力変換装置は、主回路である三相インバータ回路１と出力制御装置１３とを備える。三相インバータ回路１は、第１の直流電源２からの直流電力を三相交流電力に変換して負荷７に出力するもので、第１の直流電源２は、アースとの間に浮遊静電容量１７を持つ太陽電池などの直流電源である。負荷７は負荷接地点１６で接地される。
三相インバータ回路１は、第１の直流電源２の電圧を母線電圧とする三相３レベルインバータ３と、三相３レベルインバータ３の各相交流出力線にそれぞれ直列接続された単相インバータ４と、単相インバータ４の後段に接続され、図示しないリアクトルおよびコンデンサから成る三相の平滑フィルタ６とを備える。

三相３レベルインバータ３の各相は、それぞれダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴ等から成る半導体スイッチング素子８を４個と、２個のクランプダイオード９とから構成される。また、三相３レベルインバータ３は、第１の直流電源２を分圧する２直列のコンデンサとして、第１の直列コンデンサ１０、第２の直列コンデンサ１１を備え、第１の直列コンデンサ１０と第２の直列コンデンサ１１との接続点が、各相の２個のクランプダイオード９の接続点に接続される。即ち、第１の直列コンデンサ１０と第２の直列コンデンサ１１との接続点は、第１の直流電源２の電圧を２分割する電位点である中性点となり、各相の上下各アームを構成する２つの半導体スイッチング素子８の接続点が中性点電位にクランプされる。

各単相インバータ４は、４個の半導体スイッチング素子から成るフルブリッジインバータ１２と、電圧を保持する第２の直流電源としての直流コンデンサ５とを備える。各相の単相インバータ４の出力電圧は、三相３レベルインバータ３の各相の出力電圧に重畳され、三相３レベルインバータ３の出力電圧と各単相インバータ４の出力電圧との電圧和を、平滑フィルタ６を介して負荷７に出力する。
なお、各単相インバータ４の直流コンデンサ５の電圧は、第１の直流電源２の電圧の１／２（あるいは第１、第２の直列コンデンサ１０、１１の電圧）に比べて小さく設定されている。即ち、直流コンデンサ５の電圧は、三相３レベルインバータ３の１レベルの電圧より小さい。また、図１では、便宜上、３つの各単相インバータ４の内、１相のみの回路構成を図示し他の相を省略した。
三相３レベルインバータ３および各単相インバータ４は、ＣＰＵやＤＳＰ、ＦＰＧＡなどによる演算が可能な出力制御装置１３から出力される三相３レベルインバータ制御信号１４、単相インバータ制御信号１５により駆動制御される。

このように構成される三相インバータ回路１の動作を、図２〜図５に示す電圧波形に基づいて以下に説明する。波形の電位は、第１の直列コンデンサ１０と第２の直列コンデンサ１１との接続点である中性点を基準とした電位である。
図２に、三相インバータ回路１が出力する１相分、例えばＵ相の電圧指令である相電圧指令２０と、三相３レベルインバータ３のＵ相が出力する電圧波形（三相３レベルインバータ電圧２１）とを示す。なお、相電圧指令２０は、各相が２π／３ずつ異なる位相で、同じ波高値を有する正弦波である。
第１の直流電源２により出力される直流電圧は、第１の直列コンデンサ１０と第２の直列コンデンサ１１との直列体に充電される。第１の直流電源２、第１の直列コンデンサ１０、および第２の直列コンデンサ１１の電圧は検出され、各検出電圧値は出力制御装置１３へ伝送される。

出力制御装置１３からの三相３レベルインバータ制御信号１４により、三相３レベルインバータ３の各相は、第１の直列コンデンサ１０および第２の直列コンデンサ１１の直流電圧を入力電圧とし、第１の直列コンデンサ１０の電圧値、第２の直列コンデンサ１１の電圧値の各電圧値（あるいは第１の直流電源２の電圧の１／２の電圧値）に相当する波高値、この場合２００Ｖの電圧パルスを、相電圧指令２０に対して半周期に１パルスの割合で出力する。この半周期に１パルスの電圧パルスを、以下、主電圧パルス２１ａと称す。ここでは、相電圧指令２０の１周期に、該相電圧指令２０の正側に１パルス、負側に１パルスの主電圧パルス２１ａを出力する。この主電圧パルス２１ａは、単相インバータ４の半周期（あるいは１周期）の電力収支が０となるように出力されるが、この制御についての詳細は後述する。

図３に、単相インバータ４の出力電圧指令（単相インバータ電圧指令２２）を示す。この単相インバータ電圧指令２２は、三相インバータ回路１の相電圧指令２０から各相の三相３レベルインバータ電圧２１を減算して得られる。各単相インバータ４は、出力制御装置１３からの単相インバータ制御信号１５により、三相インバータ回路１に要求される相電圧指令２０と三相３レベルインバータ３の各相の出力電圧との差を補うように高周波ＰＷＭ制御されて出力する。また各単相インバータ４は、このＰＷＭ制御において、負荷７への各相出力電流が正弦波となるように制御される。
図４は、各相の単相インバータ４の単相インバータ電圧指令を示し、２２ａはＵ相単相インバータ電圧指令、２２ｂはＶ相単相インバータ電圧指令、２２ｃはＷ相単相インバータ電圧指令である。この場合、波形ピーク値は±１２５Ｖであり、この電圧指令の電圧を出力するためには各単相インバータ４の母線電圧は１２５Ｖ以上必要になる。

各相の単相インバータ４の出力電圧は、三相３レベルインバータ３の各相の出力電圧に重畳され、三相３レベルインバータ３の出力電圧と各単相インバータ４の出力電圧との電圧和を、平滑フィルタ６を介して負荷７に出力する。図５に、三相３レベルインバータ３の出力電圧と各単相インバータ４の出力電圧との電圧和である三相インバータ回路１の各相出力電圧を示す。２３は各相出力電圧、２４は各相出力電圧２３の平均の電圧波形を示す。
負荷７への各相出力電圧波形２４は、各相の相電圧指令２０と同様の電圧波形となり、即ち、第１の直列コンデンサ１０と第２の直列コンデンサ１１との接続点である中性点の電位を基準に、各相が２π／３ずつ異なる位相で、同じ波高値を有する正弦波となる。

次に、三相３レベルインバータ３の主電圧パルス２１ａの出力制御および単相インバータ４の電力収支について、図２を参照して以下に説明する。
上述したように、主電圧パルス２１ａは、単相インバータ４の半周期あるいは１周期の電力収支が０となるように出力される。相電圧指令２０と三相３レベルインバータ３の各相の出力電圧との差を補うように単相インバータ４は出力するため、三相３レベルインバータ３は、相電圧指令２０により出力される電力と同等の電力を主電圧パルス２１ａにより出力すれば良い。
出力電流の位相を出力電圧の位相に一致するよう制御する（力率１運転）場合、相電圧指令２０のピーク電圧をＶｐ、三相インバータ回路１に入力する直流電圧（ここでは、第１の直流電源２の電圧、あるいは、第１の直列コンデンサ１０の電圧と第２の直列コンデンサ１１の電圧との和）の１／２をＥｄとすると、Ｖｐは次の式（１）で表せる。但し、θ１（０＜θ１＜π／２）は主電圧パルス２１ａが立ち上がる位相である。

上記式（１）から、主電圧パルス２１ａが立ち上がる位相θ１は、以下の式（２）となる。

この様に演算される位相（ｎπ＋θ１）で立ち上がるパルス幅が（π−２θ１）の電圧パルスが、主電圧パルス２１ａとなる。出力制御装置１３では、以上の演算を行い、演算結果を基にした三相３レベルインバータ制御信号１４を三相３レベルインバータ３へ送り、三相３レベルインバータ３を出力制御する。なお、上記演算では主電圧パルス２１ａが立ち上がる位相θ１を演算したが、この位相θ１を決定することは、パルス幅（π−２θ１）を決定することと同じである。

この実施の形態では、第１の直流電源２に接続するインバータに三相３レベルインバータ３を用い、三相インバータ回路１全体を、第１の直列コンデンサ１０と第２の直列コンデンサ１１との接続点である中性点の電位を基準に、各相が２π／３ずつ異なる位相で、同じ波高値を有する正弦波となるように制御した。このような構成では、中性点電位が安定となり第１の直流電源２の母線電位の変動が無く、所望の電圧波形が得られる出力電圧制御が高精度に実現でき、三相の出力電圧合計が０に成る。このため、三相出力の中性電位と第１の直流電源２の一方の電位との間に交流成分を持たず、第１の直流電源２の浮遊静電容量１７を介して流れる零相電流を抑制できる。零相電流は、通常、負荷７の前段に配設される漏電遮断器に漏電電流として検出されるが、零相電流を抑制できるため漏電遮断器の誤作動を防止できると共に、漏電電流が低減できるため三相インバータ回路１の電力変換効率が向上する。

また、三相インバータ回路１は、三相３レベルインバータ３の出力電圧と各単相インバータ４の出力電圧との和による電圧を出力するため、三相インバータ回路１の直流入力電圧である第１の直流電源２の電圧よりも高い電圧を出力できる。また、三相３レベルインバータ３の各相は、半周期で１パルス運転が為されるため、スイッチング損失がほとんど発生しない。高周波でＰＷＭ制御される単相インバータ４の直流電圧は、比較的小さな値に選定されているので、ＰＷＭ制御によるスイッチング損失が小さく、平滑フィルタ６の容量も小さいものでよい。このため、三相インバータ回路１は、小型で低コストで、しかも変換効率の高い装置構成となる。

また、この実施の形態では、各単相インバータ４の半周期あるいは１周期の電力収支が０となるように三相インバータ回路１が制御されるため、各単相インバータ４の直流コンデンサ５は外部から電力授受する直流電源を持たない簡便な構成にできる。

実施の形態２．
上記実施の形態１では、三相３レベルインバータ３は、相電圧指令２０により出力される電力と同等の電力を主電圧パルス２１ａにより出力するように、主電圧パルス２１ａのパルス幅（あるいは立ち上がり位相）を決定したが、他の手法でパルス幅を決定することもできる。この実施の形態では、単相インバータ４の半周期あるいは１周期の電力積算値を演算して、その電力積算値が０となるように主電圧パルス２１ａのパルス幅を求める。
三相３レベルインバータ３の主電圧パルス２１ａのパルス幅と、単相インバータ４の出力電力との関係を、図６、図７に基づいて以下に説明する。図６は、単相インバータ４の半周期の電力積算値が正となる比較例の場合で、図７は、図６の場合より主電圧パルス２１ａのパルス幅を拡げ、単相インバータ４の半周期の電力積算値を０とした場合を示す。なお、便宜上、半周期の波形のみを図示している。

図６（ａ）、図７（ａ）に示すように、三相インバータ回路１の各相出力電圧波形２４に対して、三相３レベルインバータ３は半周期に１パルスの主電圧パルス２１ａを出力する。
そして、図６（ｂ）、図７（ｂ）に示すように、三相３レベルインバータ３の主電圧パルス２１ａと各相出力電圧波形２４との差の電圧波形が得られるように、単相インバータ４はＰＷＭ制御により平均的な電圧２２ｄを出力する。例えば、三相３レベルインバータ３が太陽光パワーコンデショナの場合、負荷７への出力電流は力率１の場合が多い。力率１の場合、出力電流２５の電流波形は、各相出力電圧波形２４と同じ位相の正弦波となる。

そして、出力電圧２２ｄと出力電流２５との積である単相インバータ４の出力電力２６は、図６（ｃ）、図７（ｃ）に示す波形となる。図６（ｃ）では、単相インバータ４の出力電力２６の半周期の積算値は正となるため、単相インバータ４の直流コンデンサ５には外部に電源が必要となる。図７（ｃ）では、主電圧パルス２１ａのパルス幅を拡げ、この場合、単相インバータ４の負の出力電力２６が増加し、半周期の電力積算値がゼロとなる。

この実施の形態では、単相インバータ４の半周期あるいは１周期の電力積算値が０となるように主電圧パルス２１ａのパルス幅を決定する。各単相インバータ４の半周期あるいは１周期の電力収支が０となるように制御されるため、各単相インバータ４の直流コンデンサ５は外部から電力授受する直流電源を持たない簡便な構成にできる。

実施の形態３．
上記実施の形態１、２では、単相インバータ４の半周期あるいは１周期の電力収支が０となるように主電圧パルス２１ａのパルス幅を決定した。この実施の形態では、主電圧パルス２１ａのパルス幅を微調整するものを示す。この場合、各単相インバータ４の各直流コンデンサ５の電圧を測定するために各電圧検出器３２（図１０参照）を備える。
まず、上記実施の形態１、２と同様に、単相インバータ４の半周期あるいは１周期の電力収支が０となるように主電圧パルス２１ａのパルス幅を決定して三相インバータ回路１を出力制御する。この出力制御において、何らかの原因、例えば入力直流電圧の急変や、負荷７の急変等で単相インバータ４の電力収支のバランスが崩れると、単相インバータ４の直流コンデンサ５の電圧が変動する。

各電圧検出器３２は各単相インバータ４の各直流コンデンサ５の電圧を検出し、検出された各直流コンデンサ５の電圧値は出力制御装置１３に伝送される。出力制御装置１３では、直流コンデンサ５の電圧値が予め設定された基準値よりも大きい時は、対応する相の主電圧パルス２１ａのパルス幅を短くし、基準値よりも大きい時はパルス幅を長くして、直流コンデンサ５の電圧値が基準値に近づくように三相３レベルインバータ３を制御する。

上記実施の形態２で説明したように、単相インバータ４の半周期あるいは１周期の電力積算値は、主電圧パルス２１ａのパルス幅を短くすると増大し、主電圧パルス２１ａのパルス幅を長くすると低減する。このため、直流コンデンサ５の電圧値が基準値よりも大きい時、対応する相の主電圧パルス２１ａのパルス幅を短くすることで、単相インバータ４の電力積算値を増大させて直流コンデンサ５の電圧を小さくする。また、直流コンデンサ５の電圧値が基準値よりも小さい時、対応する相の主電圧パルス２１ａのパルス幅を長くすることで、単相インバータ４の電力積算値を低減させて直流コンデンサ５の電圧を大きくする。

このように、三相３レベルインバータ３が出力する主電圧パルス２１ａのパルス幅を調整することで、各単相インバータ４の直流コンデンサ５の電圧が基準値となるようにフィードバック制御する。これにより、各単相インバータ４の半周期あるいは１周期の電力収支が確実に０に制御できる。このため、単相インバータ４の出力電圧不足や、直流コンデンサ５の過充電、および過充電による単相インバータ４の絶縁破壊などを防ぐことができ、安定した出力の三相インバータ回路１を得ることができる。

実施の形態４．
次に、この発明の実施の形態４による電力変換装置を図に基づいて説明する。
図８は、この発明の実施の形態４による電力変換装置の構成を示す図である。この実施の形態の三相インバータ回路１では、三相３レベルインバータ３の各相交流出力線にそれぞれ複数台（この場合２台）の単相インバータ４、４ａを直列接続する。各相２台の単相インバータ４、４ａは、同様の構成であり、便宜上、１つの単相インバータ４のみ回路構成を図示し、他を省略した。
そして、三相３レベルインバータ３および各単相インバータ４、４ａは、ＣＰＵやＤＳＰ、ＦＰＧＡなどによる演算が可能な出力制御装置１３ａから出力される三相３レベルインバータ制御信号１４、単相インバータ制御信号１５、１５ａにより駆動制御される。
その他の構成は、上記実施の形態１の図１で示した構成と同様である。

次に、動作について説明する。
三相３レベルインバータ３の各相は、上記実施の形態１と同様に、相電圧指令２０に対して半周期に１パルスの割合で主電圧パルス２１ａを出力する。この主電圧パルス２１ａは、単相インバータ４の半周期（あるいは１周期）の電力収支が０となるようにパルス幅が決定されて出力される。
各単相インバータ４、４ａは、三相インバータ回路１に要求される相電圧指令２０と三相３レベルインバータ３の各相の出力電圧との差を補うように高周波ＰＷＭ制御されて出力する。この場合、各相において２台の単相インバータ４、４ａの出力電圧の和で、相電圧指令２０と三相３レベルインバータ３の各相の出力電圧との差を補う。また各単相インバータ４、４ａは、このＰＷＭ制御において出力電流が正弦波となるように制御される。

各相の２台の単相インバータ４、４ａの出力電圧は、三相３レベルインバータ３の各相の出力電圧に重畳され、三相３レベルインバータ３の出力電圧と各単相インバータ４、４ａの出力電圧との電圧和を、平滑フィルタ６を介して負荷７に出力する。
図９に、三相３レベルインバータ３の出力電圧と２台の単相インバータ４、４ａの出力電圧との電圧和である三相インバータ回路１の各相出力電圧を示す。２３ａは各相出力電圧、２４は各相出力電圧２３の平均の電圧波形を示す。この場合、直列接続された２台の単相インバータ４、４ａは、例えばキャリア波の位相を１８０°ずらすことによりスイッチングのタイミングをずらして出力している。
負荷７への各相出力電圧波形２４は、上記実施の形態１と同様に、各相の相電圧指令２０と同様の電圧波形となり、即ち、第１の直列コンデンサ１０と第２の直列コンデンサ１１との接続点である中性点の電位を基準に、各相が２π／３ずつ異なる位相で、同じ波高値を有する正弦波となる。

この実施の形態においても、上記実施の形態１と同様に、中性点電位が安定となり第１の直流電源２の母線電位の変動が無く、所望の電圧波形が得られる出力電圧制御が高精度に実現でき、三相の出力電圧合計が０に成る。このため、三相出力の中性電位と第１の直流電源２の一方の電位との間に交流成分を持たず、第１の直流電源２の浮遊静電容量１７を介して流れる零相電流を抑制できる。
また、三相３レベルインバータ３の各相交流出力線にそれぞれ複数台（この場合２台）の単相インバータ４、４ａを直列接続するため、各単相インバータ４、４ａが出力する電圧を低減でき、スイッチング損失が低減する。また、単相インバータ４、４ａの直列数を増加するとキャリア波の周波数を下げてもよく、さらにスイッチング損失が低減する。

なお、直列接続した２台の単相インバータ４、４ａの内、１台の単相インバータ４は半周期で数パルス以下の出力で、他の単相インバータ４ａのみ高周波ＰＷＭ制御して出力してもよい。この時、ＰＷＭ制御する単相インバータ４ａの直流電圧を単相インバータ４の直流電圧より低くしても良い。

実施の形態５．
次に、この発明の実施の形態５による電力変換装置を図に基づいて説明する。
図１０は、この発明の実施の形態５による電力変換装置の構成を示す図である。この実施の形態では、第１の直列コンデンサ１０の電圧を測定するために並列に設けられた電圧検出器３０と、第２の直列コンデンサ１１の電圧を測定するために並列に設けられた電圧検出器３１と、各単相インバータ４の各直流コンデンサ５の電圧を測定するために設けられた各電圧検出器３２とを備える。これらの電圧検出器３０〜３２にて検出された電圧値３０ａ〜３２ａは、出力制御装置１３に伝送され、出力制御装置１３は検出された電圧値３０ａ〜３２ａに基づいて、三相３レベルインバータ３および各単相インバータ４を制御する。
その他の構成は、上記実施の形態１の図１で示した構成と同様である。

上記実施の形態１では、三相３レベルインバータ３は半周期で１パルスの主電圧パルス２１ａのみを出力するものであったが、この実施の形態５では、三相３レベルインバータ３が異なる動作をする。図１１〜図１４は、実施の形態５による三相インバータ回路１の動作を説明するための電圧波形を示した図である。波形の電位は、第１の直列コンデンサ１０と第２の直列コンデンサ１１との接続点である中性点を基準とした電位である。なお、図１１、図１２は、比較例を示し、図１３、図１４は実施の形態５による三相インバータ回路１の電圧波形である。

仮に、上記実施の形態１と同様に動作した場合、三相インバータ回路１の相電圧指令２０（各相出力電圧波形２４）と、三相３レベルインバータ３の各相が出力する電圧波形（三相３レベルインバータ電圧２１）とを図１１に示す。相電圧指令２０の正側に出力される主電圧パルス２１ａの電圧は、第１の直列コンデンサ１０の電圧値３０ａであり、相電圧指令２０の負側に出力される主電圧パルス２１ａの電圧（絶対値）は、第２の直列コンデンサ１１の電圧値３１ａである。この場合、図２で示した通常の場合より、第１の直流電源２の電圧が高くなり、第１、第２の直列コンデンサ１０、１１の電圧値３０ａ、３１ａが高くなった場合を示している。
上述したように、主電圧パルス２１ａのパルス幅は、単相インバータ４の半周期あるいは１周期の電力収支が０に成るように決定されるため、三相３レベルインバータ３の直流入力電圧が大きくなると、図に示すように、パルス幅は短くなる。

三相３レベルインバータ３の各相が、図１１で示したような三相３レベルインバータ電圧２１を出力する場合、単相インバータ４の出力電圧指令（単相インバータ電圧指令２２）を図１２に示す。この単相インバータ電圧指令２２は、三相インバータ回路１の相電圧指令２０から三相３レベルインバータ電圧２１を減算して得られる。
単相インバータ４は、３相インバータ回路１の相電圧指令２０と三相３レベルインバータ電圧２１との差電圧を発生する必要があるが、この差電圧は、第１、第２の直列コンデンサ１０、１１の電圧値３０ａ、３１ａが高くなって主電圧パルス２１ａのパルス幅が短くなると増大する。このため、図に示すように、主電圧パルス２１ａの立ち上がり部分の近傍および立下り部分の近傍の期間に、単相インバータ４の出力電圧限界値３５を超える電圧３６が要求される。なお、出力電圧限界値３５の大きさは、単相インバータ４の直流コンデンサ５の電圧値３２ａである。

図１３は、この実施の形態による単相インバータ４の出力電圧指令（単相インバータ電圧指令３７）を示す図であり、図１４は、この実施の形態による三相３レベルインバータ３の各相が出力する電圧波形（三相３レベルインバータ電圧）を示す。
単相インバータ４は、図１２で示したような出力電圧限界値３５を超える電圧３６を出力できないため、出力電圧限界値３５を超える電圧３６が要求される期間では、図１４に示すように、単相インバータ４の出力電圧の不足分を三相３レベルインバータ３に負担させる。即ち、主電圧パルス２１ａの立ち上がり部分の近傍および立下り部分の近傍の期間に、三相３レベルインバータ３はＰＷＭ制御による電圧である部分ＰＷＭ電圧３８を出力して、単相インバータ４の出力電圧では不足する電圧分を出力する。

なお、部分ＰＷＭ電圧３８は第１、第２の直列コンデンサ１０、１１の電圧値３０ａ、３１ａおよび直流コンデンサ５の電圧値３２ａに応じて出力する。即ち、第１、第２の直列コンデンサ１０、１１の電圧がそれほど高くない、あるいは直流コンデンサ５の電圧が充分高いことにより、三相３レベルインバータ３の主電圧パルス２１ａと単相インバータ４の出力電圧との組み合わせのみで正弦波の電圧波形が得られる場合は、上記実施の形態１と同様の制御を採用し、必要な場合は、部分ＰＷＭ電圧３８を出力する制御に切り替える。

以上の様に、この実施の形態では、三相３レベルインバータ３の各相が半周期に１パルス出力する主電圧パルス２１ａの立ち上がり部分の近傍および立下り部分の近傍の期間に部分ＰＷＭ電圧３８を出力可能とした。このため、第１の直流電源２の電圧が増加して第１、第２の直列コンデンサ１０、１１の電圧が増加しても、相電圧指令２０と同様の正弦波の電圧波形が得られる。このため中性点電位が安定となり第１の直流電源２の母線電位の変動が無く、所望の電圧波形がさらに安定して高精度に得られる。このため、第１の直流電源２の浮遊静電容量１７を介して流れる零相電流の抑制が、安定して確実に実現できる。

なお、上記実施の形態では、三相３レベルインバータ３が部分ＰＷＭ電圧３８を出力する期間として、単相インバータ４が出力電圧限界値３５を超える電圧３６を要求される期間と説明したが、実際には余裕を持たせて以下のように制御される。即ち、相電圧指令２０（各相出力電圧波形）と、主電圧パルス２１ａのみから成る三相３レベルインバータ電圧２１との差電圧の絶対値を、直流コンデンサ５の電圧値３２ａから減算した値が所定値以下となる期間に、部分ＰＷＭ電圧３８を出力する。これにより、相電圧指令２０（各相出力電圧波形）と、主電圧パルス２１ａのみから成る三相３レベルインバータ電圧２１との差電圧を、単相インバータ４から確実に出力可能となり、相電圧指令２０と同様の正弦波の電圧波形が得られる。

また、この実施の形態においても、上記各単相インバータの半周期あるいは１周期の出力電力収支が０となるように、上記三相３レベルインバータ３が出力する主電圧パルス２１ａのパルス幅および部分ＰＷＭ電圧３８の出力期間は制御される。

さらに、上記実施の形態３と同様に、三相３レベルインバータ３の電圧出力期間を微調整して、各単相インバータ４の直流コンデンサ５の電圧が基準値となるようにフィードバック制御しても良い。この場合、三相３レベルインバータ３の電圧出力期間は、主電圧パルス２１ａのパルス幅および部分ＰＷＭ電圧３８の出力期間から成り、直流コンデンサ５の電圧値が基準値よりも大きい時は、三相３レベルインバータ３の対応相の電圧出力期間を短くし、基準値よりも大きい時は電圧出力期間を長くする。
これにより、主電圧パルス２１ａのみの制御と部分ＰＷＭ電圧３８を発生させる制御との切り換え時などで、各単相インバータ４の半周期あるいは１周期の電力収支が０からずれた場合にも、速やかに０に戻す制御が可能になる。このため、単相インバータ４の出力電圧不足や、直流コンデンサ５の過充電、および過充電による単相インバータ４の絶縁破壊などを防ぐことができ、安定した出力の三相インバータ回路１を得ることができる。

実施の形態６．
次に、この発明の実施の形態６による電力変換装置を図に基づいて説明する。
図１５は、この発明の実施の形態６による電力変換装置の構成を示す図である。この実施の形態では、三相インバータ回路１に第１の直流電源２の電圧を昇圧する昇圧回路４０を設け、昇圧回路４０の出力電圧を三相３レベルインバータ３の直流入力電圧とする。昇圧回路４０は、例えば、リアクトル４１、第１の直流電源２の高圧側母線と低圧側母線との間に接続されたスイッチ４２、および一方向の電流を流して第１、第２の直列コンデンサ１０、１１を充電するダイオード４３で構成される。
その他の構成は、上記実施の形態５の図１０で示した構成と同様で、三相３レベルインバータ３と各単相インバータ４とは、上記実施の形態５と同様に制御される。

第１の直流電源２が、例えば太陽電池のような自然エネルギを利用する電源の場合、気象変化等で出力電圧は常に変化する。太陽電池では、朝夕、曇りの時に出力電圧が低下する。三相３レベルインバータ３の出力可能な交流電圧は、三相３レベルインバータ３の母線電圧値である、第１の直列コンデンサ１０の電圧値３０ａと第２の直列コンデンサ１１の電圧値３１ａにより決まる。
図１６は、第１の直流電源２の電圧と三相３レベルインバータ３が出力する主電圧パルス２１ａのパルス幅の関係を示す図である。負荷７への出力電圧は三相、２００Vrmsとした。図１６に示すように、第１の直流電源電圧が２５６．５１Ｖより低い電圧の時、昇圧回路４０により２５６．５１Ｖまで昇圧する。第１の直流電源電圧が２５６．５１Ｖ以上になると、主電圧パルス２１ａのパルス幅を短くし、３６２．７Ｖ以上になると部分ＰＷＭ電圧３８を出力する制御に切り替える。

この実施の形態では、昇圧回路４０により第１の直流電源２の電圧を昇圧して、三相３レベルインバータ３の直流入力電圧となる第１の直列コンデンサ１０の電圧値３０ａと第２の直列コンデンサ１１の電圧値３１ａとを、所望の交流電圧が出力可能の電圧まで高くした。このため、第１の直流電源２が低い電圧から三相インバータ回路１の波形出力が可能になり、三相インバータ回路１の動作可能範囲が拡がる。

なお、この実施の形態では、上記実施の形態５で示した制御を用いたが、上記実施の形態１〜４の各実施の形態を適用しても良い。

実施の形態７．
次に、この発明の実施の形態７による電力変換装置を図１７に基づいて説明する。
図１７に示すように、三相インバータ回路１の各相出力と負荷７との間に、三相インバータ回路１が出力する電荷量以上の静電容量を持つコンデンサ４４を直列接続して備え、第１の直流電源２の出力端子の低圧側が接地点４５でアースに接地される。その他の構成は上記実施の形態１の図１で示した構成と同様であるが、他の上記各実施の形態に適用しても良い。

第１の直流電源２を接地した場合、三相インバータ回路１の各相の出力電圧は、第１の直流電源２の電圧の１／２の電圧値、あるいは第２の直列コンデンサ１１の電圧値を中性点電位として出力するため、その直流電圧分だけ加算された波形を出力する。この実施の形態では、各相にコンデンサ４４を備えたため、これらのコンデンサ４４が直流成分をカットして、交流成分だけを負荷７に出力する。このように負荷７へ出力される直流電圧成分を遮断するため、負荷７となる系統に出力して系統に連系できる。

実施の形態８．
次に、この発明の実施の形態８による電力変換装置を図１８に基づいて説明する。
図１８に示すように、三相インバータ回路１と負荷７との間に、絶縁が可能な絶縁トランス４６を配置し、第１の直流電源２の出力端子の低圧側が接地点４５でアースに接地される。この絶縁トランス４６は巻き数比による一般的な昇圧機能を備えてもよい。この場合、零相電流経路は絶縁トランス４６により遮断されるため、零相電流は流れない。
第１の直流電源２を接地した場合、三相インバータ回路１の各相の出力電圧は、第１の直流電源２の電圧の１／２の電圧値、あるいは第２の直列コンデンサ１１の電圧値を中性点電位として出力するため、その直流電圧分だけ加算された波形を出力する。この実施の形態では、絶縁トランス４６を備えたため、絶縁トランス４６により直流成分がカットされ、交流成分だけを負荷７に出力する。このように負荷７へ出力される直流電圧成分を遮断するため、負荷７となる系統に出力して系統に連系できる。また、絶縁トランス４６で昇圧すると、高い交流電圧が出力可能になる。

Claims

第１の直流電源の正負端子間に接続された三相３レベルインバータと、該三相３レベルインバータの各相交流出力線にそれぞれ１あるいは複数直列接続された単相インバータと、制御装置とを備え、
上記三相３レベルインバータの出力電圧と上記各単相インバータの出力電圧との総和を平滑フィルタを介して負荷に出力するものであり、
上記単相インバータの直流入力電源である第２の直流電源を直流コンデンサにて構成し、該第２の直流電源の電圧は、上記三相３レベルインバータの１レベルの電圧より小さく、
上記制御装置は、
上記三相３レベルインバータの各相が上記負荷への各相出力電圧の半周期に対して１パルスの電圧を主電圧パルスとして出力するように上記三相３レベルインバータを制御すると共に、上記各単相インバータの半周期あるいは１周期の出力電力収支が０となるように、上記三相３レベルインバータが出力する上記主電圧パルスのパルス幅を制御し、
上記各単相インバータをＰＷＭ制御して、
上記負荷への各相出力電圧を、上記第１の直流電源の基準電位からゼロあるいは一定の直流電位を有した点を基準とし、各相が２π／３ずつ異なる位相で同じ波高値を有する正弦波になるよう制御するものであって、
上記各単相インバータの上記第２の直流電源の電圧値が基準値よりも大きい時は対応する相の上記主電圧パルスのパルス幅を短くし、上記第２の直流電源の電圧値が基準値よりも小さい時は対応する相の上記主電圧パルスのパルス幅を長くする、
ことを特徴とする電力変換装置。
第１の直流電源の正負端子間に接続された三相３レベルインバータと、該三相３レベルインバータの各相交流出力線にそれぞれ１あるいは複数直列接続された単相インバータと、制御装置とを備え、
上記三相３レベルインバータの出力電圧と上記各単相インバータの出力電圧との総和を平滑フィルタを介して負荷に出力するものであり、
上記単相インバータの直流入力電源である第２の直流電源を直流コンデンサにて構成し、該第２の直流電源の電圧は、上記三相３レベルインバータの１レベルの電圧より小さく、
上記制御装置は、
上記三相３レベルインバータの各相が、上記負荷への各相出力電圧の半周期に対して１パルスの主電圧パルスと、該主電圧パルスの立ち上がり部分近傍および立下り部分近傍にＰＷＭ制御による多パルスとを出力するように、上記三相３レベルインバータを制御すると共に、上記各単相インバータの半周期あるいは１周期の出力電力収支が０となるように、上記三相３レベルインバータが出力する上記主電圧パルスのパルス幅および上記ＰＷＭ制御による電圧出力期間を制御し、
上記各単相インバータをＰＷＭ制御して、
上記負荷への各相出力電圧を、上記第１の直流電源の基準電位からゼロあるいは一定の直流電位を有した点を基準とし、各相が２π／３ずつ異なる位相で同じ波高値を有する正弦波になるよう制御するものであって、
上記各単相インバータの上記第２の直流電源の電圧値が基準値よりも大きい時は対応する相の上記三相３レベルインバータの電圧出力期間を短くし、上記第２の直流電源の電圧値が基準値よりも小さい時は対応する相の上記三相３レベルインバータの電圧出力期間を長くする、
ことを特徴とする電力変換装置。
上記制御装置が上記三相３レベルインバータをＰＷＭ制御する期間は、上記負荷への各相出力電圧と上記主電圧パルスによる相電圧との差電圧の絶対値を、上記第２の直流電源の電圧値から減算した値が所定値以下となる期間であることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
上記三相３レベルインバータの直流入力である上記第１の直流電源の電圧を分圧する２直列のコンデンサを備え、
上記三相３レベルインバータは、上記２直列のコンデンサの中間点に電位を固定するクランプダイオードを備えた中性点クランプ式インバータであることを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
上記制御装置は、上記負荷への各相出力電流が正弦波となるように上記各単相インバータをＰＷＭ制御することを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
上記第１の直流電源の出力端子の一方を接地し、上記各単相インバータと上記負荷との間にコンデンサを直列接続して、上記負荷へ出力される各相の直流電圧成分を遮断することを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
上記第１の直流電源の電圧を昇圧する昇圧回路を設け、該昇圧回路の出力電圧を上記三相３レベルインバータの直流入力とすることを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
上記負荷の前段に絶縁トランスを設け、該絶縁トランスを介して上記負荷に交流電力を出力することを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。