JP4783294B2 - 系統連系用電力変換装置 - Google Patents

Description

この発明は、直流発電設備が発生する直流電力を交流電力に変換して商用電力系統に供給する系統連系用電力変換装置に関し、特に片相が接地用電線である商用電力系統に適用される系統連系用電力変換装置に関するものである。

近年、地球環境保護の観点から環境への影響の少ない太陽電池や燃料電池等による発電システムの開発が盛んに進められている。このような発電システムでは、発電した直流電力をインバータ装置である系統連系用電力変換装置によって商用電力系統の周波数及び電圧に応じた交流電力に変換し、それを商用電力系統に供給する（つまり逆潮流する）ことが行われる。以下に、図１０〜図１５を参照して、片相が接地用電線である商用電力系統である場合に、従来使用されている系統連系用電力変換装置について、その概要を説明する。ここでは、直流発電設備が発生する直流電圧は系統電圧（波高値）よりも高い場合、つまり昇圧回路を用いない場合について説明する。

まず、図１０は、従来の系統連系用電力変換装置の構成例（その１）を示すブロック図である。図１１は、図１０に示す系統連系用電力変換装置の動作を説明する要部波形図である。図１０では、フルブリッジによる連系インバータの構成例が示されている。すなわち、図１０において、直流発電設備である直流電源Ｅは、太陽電池である場合、対地容量（浮遊容量）がその正電極側とアースとの間およびその負電極側とアースとの間にそれぞれ存在する。また、系統電源Ｕは、片相が接地用電線である商用電力系統であるが、この商用電力系統では、当該系統電源Ｕの接地相側Ｕｇが接地されるとともに、その接地相側Ｕｇの接地用電線が非接地相側Ｕａの電力供給用電線と共に需要家まで配線される方式が採用される。

直流電源Ｅの正極端（電圧Ｖｉ＋）には高電圧側母線Ｐが接続され、負極端（電圧Ｖｉ−）には低電圧側母線Ｎが接続される。この高電圧側母線Ｐと低電圧側母線Ｎとの間に、平滑用のコンデンサＣ１が接続され、また直列接続した２つのスイッチング素子の２組「Ｓ１，Ｓ２」「Ｓ３，Ｓ４」が並列に接続されている。各スイッチング素子には、還流ダイオードＤが逆並列に接続されている。

スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor：絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）であり、図示しない動作制御回路からのＰＷＭ信号によってオン・オフ駆動される。このスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４とそれらを駆動制御する図示しない動作制御回路との全体がインバータ制御部である。

そして、系統電源Ｕ側において直列接続されたスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の直列接続端（インバータ出力端）には、リアクトルＬ１の一端が接続され、リアクトルＬ１の他端は、コンデンサＣ２の一端と系統電源Ｕの非接地相側Ｕａとに接続されている。また、直流電源Ｅ側において直列接続されたスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の直列接続端（インバータ出力端）には、リアクトルＬ２の一端が接続され、リアクトルＬ２の他端は、コンデンサＣ２の他端と系統電源Ｕの接地相側Ｕｇとに接続されている。リアクトルＬ１とコンデンサＣ２およびリアクトルＬ２とコンデンサＣ２は、それぞれローパスフィルタを構成している。

図１１において、非接地相側系統電圧（これを「Ｕａ」と表記する）は、接地相側系統電圧（これを「Ｕｇ」と表記する）を基準に上下に対称な正弦波である。インバータ制御部におけるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、スイッチング素子「Ｓ１，Ｓ４」の組とスイッチング素子「Ｓ２，Ｓ３」の組とが、非接地相側系統電圧Ｕａの正の半サイクルと負の半サイクルとに同期して交互に所定のＰＷＭ信号によってオン・オフ動作を行って母線間電圧をスイッチングし、ローパスフィルタ「Ｌ１，Ｃ２」「Ｌ２，Ｃ２」にて高周波成分が除去され、非接地相側系統電圧Ｕａと同様の滑らかな正弦波である交流電圧となり、系統に向かって出力される。

この場合、インバータ制御部では、直流電源Ｅ側において直列接続されたスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の直列接続端を基準点として動作するが、系統電圧は変動するので、それに伴いインバータ制御部での出力も変動して母線間電圧が変化する。スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の直列接続端は、直流電源Ｅの仮想中点であるので、系統電源Ｕの接地相側Ｕｇを基準にすると、直流電源Ｅの仮想中点はインバータの出力分だけ変動することになる。これは、直流電源Ｅの対地電圧が系統の周期で変動することを意味する。

そうすると、直流電源Ｅが太陽電池のように大きな対地容量（浮遊容量）を持つ場合には、次のような問題がある。まず、直流電源Ｅが対地容量を有する場合は、その静電容量を充放電する交流電流（漏れ電流）が、系統→インバータ制御部の各スイッチング素子に接続される還流ダイオードＤ→太陽電池の浮遊容量→アースの経路で流れる。

通常、ローパスフィルタ「Ｌ１，Ｃ２」「Ｌ２，Ｃ２」と系統との間には、漏電検出器と漏電遮断器とが設置され、検出した漏れ電流が一定値を超えると、漏電遮断器が遮断動作を行って当該連係用電力変換装置を系統から切り離すようになっているので、直流電源Ｅが太陽電池である場合は、その大きな対地容量によって漏電遮断器が動作してしまうことが起こる。そして、太陽電池は、それ自体が雨や雪に曝されているので、その対地容量が湿気を帯びた個所の増加に伴い増加すると、それに伴い漏れ電流が増加し、上記した漏電遮断器の遮断動作が起こり易くなる。

また、接地工事が不十分な場合は、浮遊容量に高い電圧が蓄積されるので、触れた人に危害を及ぼす可能性がある。

次に、図１２は、従来の系統連系用電力変換装置の構成例（その２）を示すブロック図である。図１３は、図１２に示す系統連系用電力変換装置の動作を説明する要部波形図である。図１２では、ハーフブリッジによる連系インバータの構成例が示されている。すなわち、図１２において、高電圧側母線Ｐと低電圧側母線Ｎとの間に、直列接続した２つのコンデンサＣ３，Ｃ４が接続され、また直列接続した２つのスイッチング素子「Ｓ１，Ｓ２」が接続されている。２つのコンデンサＣ３，Ｃ４は、ほぼ等容量値を有する。

そして、直列接続されたスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の直列接続端（インバータ出力端）には、リアクトルＬ３の一端が接続され、リアクトルＬ３の他端は、コンデンサＣ５の一端と系統電源Ｕの非接地相側Ｕａとに接続されている。また、直列接続された２つのコンデンサＣ３，Ｃ４の直列接続端には、コンデンサＣ５の他端と系統電源Ｕの接地相側Ｕｇとが接続されている。リアクトルＬ３とコンデンサＣ５は、ローパスフィルタを構成している。

インバータ制御部におけるスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２は、非接地相側系統電圧Ｕａの正の半サイクルと負の半サイクルとに同期して交互に所定のＰＷＭ信号によってオン・オフ動作を行って母線間電圧をスイッチングし、ローパスフィルタ「Ｌ３，Ｃ５」にて高周波成分が除去され、非接地相側系統電圧Ｕａと同様の滑らかな正弦波である交流電圧となり、系統に向かって出力される。

この場合、インバータ制御部では、直列接続されたスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の直列接続端を基準点として動作するが、直列接続されたコンデンサＣ１，Ｃ２は、直流電源Ｅの電圧を等分に分担するので、コンデンサＣ１，Ｃ２の直列接続端の電位は、直流電源Ｅの中間電圧である。したがって、コンデンサＣ１，Ｃ２の直列接続端と系統電源Ｕの接地相側Ｕｇとを接続する構成では、系統の電圧が変動しても、母線間電圧は安定であり、インバータ出力端からは、非接地相側系統電圧Ｕａと同等の電圧が出力される。

これによって、直流電源Ｅの対地電圧は直流電圧となるので、直流電源Ｅに対地容量が存在しても、上記したような漏れ電流が流れることは無くなり、漏電遮断器が遮断動作を行う心配はない。しかし、ハーフブリッジの連系インバータでは、系統電圧の正負の波高値を出力する必要があるので、直流電源Ｅの電圧は、系統電圧の正負の波高値よりも相当に大きな値とする必要がある。例えば、系統電圧がＡＣ２３０Ｖであれば、直流電源Ｅの電圧は、その「２√２」倍のＤＣ６３０Ｖ以上が必要である。つまり、ハーフブリッジの連系インバータでの直流電源Ｅの電圧は、図１０に示したフルブリッジ連系インバータでの直流電源Ｅの２倍とする必要があり、使用するスイッチング素子の耐電圧は２倍のものが必要となる。一般に、耐電圧の高いスイッチング素子は、電力損失が大きいので、ハーフブリッジの連系インバータでは、電力変換効率が著しく低下するという問題がある。

次に、図１４は、従来の系統連系用電力変換装置の構成例（その３）を示すブロック図である。図１５は、図１４に示す系統連系用電力変換装置の動作を説明する要部波形図である。図１４では、図１０に示した構成において、リアクトルＬ１，Ｌ２に代えて、トランスＴを設けた場合が示されている。

この構成では、インバータ制御部の動作は図１０に示したインバータ制御部と同様であるが、インバータ制御部と系統電源Ｕとの間がトランスＴによって絶縁されるので、系統の電圧が変動しても、母線間電圧は変化しないので、上記したような漏れ電流が流れることはない。しかし、トランスＴによる電力損失が発生するので、電力変換効率が著しく低下する。また、トランスＴは、一般に、質量が大きく重いので、装置の小型軽量化が困難であるという問題がある。

ところで、上記したように、ハーフブリッジの連系インバータでは、２つの直列接続コンデンサによって直流電源の電圧を等分に分担し、直流電源の中間電圧を与えるので、その直列接続端に系統の接地用電線を接続することで、太陽電池のように対地容量の大きい直流電源であっても漏れ電流を無くすことができる。

このように直流電源の電圧を等分に分担する２つの直列接続コンデンサを用いるインバータとしては、３レベルインバータが知られている。３レベルインバータは、高電圧と低電圧と中間電圧との３つの電圧レベルをスイッチングするインバータ装置であって、高電圧と０Ｖとを交互に出力制御する２レベルインバータに比べて回路構成は複雑になるが、（１）高調波成分を低減できるためノイズが少ない、（２）三相モーター駆動時にモータートルクの脈動を小さくできる、（３）三相モーターの磁歪音が少ない、（４）スイッチング素子の耐圧を低くできる等の利点があり、広く使われている。そして、例えば特許文献１では、三相モーターを運転するにあたって簡単な処理でどのような振幅の電圧指令値に対しても出力電圧が得られるようにするために、電圧指令値が所定の電圧指令値よりも大きいか否かに応じて二つのキャリア信号を切り換えてパルス幅変調する技術が開示されている。

このような優れた特徴を有する３レベルインバータを系統連系用に使用すれば、太陽電池のように対地容量の大きい直流電源であっても漏れ電流を無くすことができるのに加えて、トランスレスであるので、電力変換効率の向上と装置の小型軽量化とが図れる。

特開平９−１６３７５５号公報

しかしながら、この発明において商用電力系統に連系させようとする直流発電システムでは、太陽電池のように、日照や気温などの環境条件によってその発電電圧が変動するので、２つの直列接続コンデンサに印加される電圧に差異の生ずる場合が起こる。また、２つの直列接続コンデンサの各端子電圧は、インバータ負荷である系統や機器の変動によるインバータの出力電力の変動によっても変化する。加えて、コンデンサには漏れ電流が不可避的に存在し、２つのコンデンサ間では等値ではなくばらつきがあるので、同様に２つの直列接続コンデンサの各端子電圧に差異の生ずる場合が起こる。

したがって、２つの直列接続コンデンサが直流電源の電圧を等分に分担することを前提としている３レベルインバータでは、２つの直列接続コンデンサに印加される電圧に差異が生ずる場合は、出力する交流電力の正負の電圧や電流のバランスが崩れるので、対策が必要である。

また、直流発電設備である直流電源の電圧が系統の電圧よりも低い場合は、昇圧回路を設けるが、昇圧回路を設ける場合に、１つの昇圧回路で当該インバータの直接的な直流電源である２つの直列接続コンデンサの直列回路の両端電圧を昇圧するように構成すると、そこでの昇圧回路には耐圧の高い素子が必要であり、効率アップを図るのが困難である。

この発明は、上記に鑑みてなされたものであり、片相が接地用電線である商用電力系統に、高い電力変換効率で、しかも直流発電設備が大きな対地容量を持つ場合でも漏れ電流を流さずに、出力する交流電力の電流や電圧の安定化と正負バランスとを保って逆潮流する系統連系が行える系統連系用電力変換装置を得ることを目的とする。

また、この発明は、上記の発明において、運転とその停止とを繰り返す運用をスイッチング素子を故障させないで可能にする系統連系用電力変換装置を得ることを目的とする。

上述した目的を達成するために、この発明は、需要家に配電する２相のうちの片相が接地用電線である商用電力系統に、直流発電設備が発生する直流電力を交流電力に変換して供給する系統連系用電力変換装置であって、前記直流発電設備が出力する直流電圧を等分に分担するように、当該直流発電設備の正極側と負極側との間に直列に接続した２つのコンデンサであってその直列接続端に前記接地用電線が接続される２つのコンデンサと、前記２つのコンデンサの直列回路の正極端側と負極端側との間に直列に接続した４つのスイッチング素子のうち、当該正極端側における２つのスイッチング素子による直列回路と当該負極端側における２つのスイッチング素子による直列回路との接続端がインバータ出力端を構成し、当該正極端側における２つのスイッチング素子の直列接続端と前記２つのコンデンサの直列接続端との間、及び、当該負極端側における２つのスイッチング素子の直列接続端と前記２つのコンデンサの直列接続端との間を、それぞれクランプ用のダイオードで接続したインバータ部と、前記インバータ部のインバータ出力端を前記商用電力系統からの電力供給用電線に接続する平滑回路と、前記電力供給用電線と前記接地用電線とのいずれか一方を流れる交流電流を検出する電流検出手段と、前記４つのスイッチング素子を所定の順序でオン・オフ制御して前記インバータ出力端から前記商用電力系統の周波数及び電圧に応じた交流電力を出力する過程で、前記電流検出手段が検出した電流値と目標電流値との差分値が小さくなるように前記４つのスイッチング素子に与えるＰＷＭ信号の発生を制御し、運転を停止する場合、正極端側における２つのスイッチング素子及び負極端側における２つのスイッチング素子のうち、当該正極端及び当該負極端にそれぞれ接続されるスイッチング素子を共にオフ動作状態に制御する一方、前記インバータ出力端にそれぞれ接続されるスイッチング素子については、系統の正の半サイクルでは正極端側におけるスイッチング素子をオン動作状態に、負極端側におけるスイッチング素子をオフ動作状態にそれぞれ制御し、系統の負の半サイクルでは正極端側におけるスイッチング素子をオフ動作状態に、負極端側におけるスイッチング素子をオン動作状態にそれぞれ制御する動作制御手段とを備えていることを特徴とする。

この発明によれば、インバータ部の４つのスイッチング素子は、高耐圧の素子を用いる必要がないので、高い電力変換効率を得ることができる。また、２つのコンデンサの直列接続端を系統の接地用電線に接続し、その接地用電線の電位を２つのクランプ用ダイオードの作用によって中点電圧に維持するので、直流発電設備が太陽電池のように大きな対地容量を持つ場合でも漏れ電流が流れないようにすることができる。そして、系統への出力電流や出力電圧を監視して変動が一定範囲内に収まるようにＰＷＭ制御するので、直接的な直流電源である直列コンデンサの両端電圧が変化しても、系統への出力電流や出力電圧の安定化を図ることができる。

この発明によれば、片相が接地用電線である商用電力系統に、高い電力変換効率で、しかも直流発電設備が大きな対地容量を持つ場合でも漏れ電流を流さずに、出力する交流電力の電流や電圧の安定化を図って逆潮流する系統連系が行えるという効果を奏する。

図１は、この発明の実施の形態１による系統連系用電力変換装置の構成を示すブロック図である。 図２は、図１に示す動作制御回路の構成例を示すブロック図である。 図３は、図１に示す系統連系用電力変換装置の動作を説明する要部波形図である。 図４は、この発明の実施の形態２による系統連系用電力変換装置の構成を示すブロック図である。 図５は、この発明の実施の形態３による系統連系用電力変換装置の構成を示すブロック図である。 図６は、この発明の実施の形態４による系統連系用電力変換装置の構成を示すブロック図である。 図７は、この発明の実施の形態５による系統連系用電力変換装置の構成を示すブロック図である。 図８は、この発明の実施の形態６による系統連系用電力変換装置の構成を示すブロック図である。 図９は、図８に示す系統連系用電力変換装置の動作を説明する要部波形図である。 図１０は、従来の系統連系用電力変換装置の構成例（その１）を示すブロック図である。 図１１は、図１０に示す系統連系用電力変換装置の動作を説明する要部波形図である。 図１２は、従来の系統連系用電力変換装置の構成例（その２）を示すブロック図である。 図１３は、図１２に示す系統連系用電力変換装置の動作を説明する要部波形図である。 図１４は、従来の系統連系用電力変換装置の構成例（その３）を示すブロック図である。 図１５は、図１４に示す系統連系用電力変換装置の動作を説明する要部波形図である。

符号の説明

１０ａ，１０ｂ，１０ｃ，１０ｄ，１０ｅ，１０ｆ 電力変換装置（系統連系用電力変換装置）
１２ 平滑回路（ローパスフィルタ）
１４，２０，２８，３０，３６，３８ 動作制御回路
１４ａ 加算器
１４ｂ 比例積分補償器
１４ｃ 比較器
１４ｄ 正弦波発生器
１６ 電流検出器（ＣＴ）
２２，２４，２６ 電圧検出器
３２，３４ 昇圧回路
Ｓ１〜Ｓ６ スイッチング素子
Ｃ１〜Ｃ５ コンデンサ
Ｄ 還流ダイオード
Ｄ１，Ｄ２ クランプ用のダイオード
Ｄ３，Ｄ４ 逆流阻止用のダイオード
Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３ リアクトル
Ｅ 直流電源（直流発電設備）
Ｕ 系統電源（商用電力系統）
Ｙ 中点
Ｒ 抵抗器

以下に図面を参照して、この発明にかかる系統連系用電力変換装置の好適な実施の形態を詳細に説明する。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１による系統連系用電力変換装置の構成を示すブロック図である。なお、系統連系用電力変換装置は、以降、単に「電力変換装置」と略称する。

図１において、直流電源Ｅは、その発生する直流電力に変動を生ずる場合のある発電設備である。これには、日照や気温、湿度などの影響を受ける太陽電池の他に、燃料電池がある。また、風力発電機や地熱発電機などの交流発電機にコンバータを適用して直流電力を出力できるようにした発電設備も含まれる。

また、系統電源Ｕは、片相接地を有する商用電力系統である。この商用電力系統では、接地相側Ｕｇが当該系統電源Ｕ側にて接地されるとともに、その接地相側Ｕｇに接続される接地用電線を非接地相側Ｕａに接続される電力供給用電線と共に需要家まで配線する方式が採用される。この種の片相接地を有する商用電力系統としては、（１）片相接地の単相二線による配電方式を採る系統、（２）中性点接地単相三線の中性線と一線とによる配電方式を採る系統、（３）Δ結線一相接地三相の接地線と一線とによる配電方式を採る系統、（４）Ｙ結線中性点接地三相の中性線と各相とによる配電方式を採る系統などが知られている。

この実施の形態１では、直流電源Ｅの電圧が系統電源Ｕの電圧（波高値）よりも高い場合を扱うが、このような直流電源Ｅと系統電源Ｕとの間に配置される電力変換装置１０ａは、２つのコンデンサＣ１，Ｃ２と、３レベルインバータを構成する４つのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４及び２つのダイオードＤ１，Ｄ２と、平滑回路１２と、動作制御回路１４と、ＣＴ（電流検出器）１６とを備えている。なお、４つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、例えばＩＧＢＴであり、それぞれ環流ダイオードＤが逆並列に接続されている。

２つのコンデンサＣ１，Ｃ２は、直流電源Ｅの正極端（電圧Ｖｉ＋）に接続される高電圧側母線Ｐと負極端（電圧Ｖｉ−）に接続される低電圧側母線Ｎとの間に直列に接続されている。この２つのコンデンサＣ１，Ｃ２の直列回路の両端電圧が３レベルインバータの直接的な直流電源であるが、それぞれほぼ等容量値を有するので、その直列接続端Ｙは、直流電源Ｅの出力電圧の中間電位（Ｖｉ０）を与える中性点（基準点）である。この実施の形態では、この２つのコンデンサＣ１，Ｃ２の直列接続端Ｙが、接地線Ｇを通して系統電源Ｕの接地相側Ｕｇに接続されている。

４つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、高電圧側母線Ｐと低電圧側母線Ｎとの間に、換言すれば、２つのコンデンサＣ１，Ｃ２の直列回路の両端間に、直列に接続されている。そして、４つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のうち、高電圧側母線Ｐとインバータ出力端Ｐ２との間に直列に接続される２つのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２は正極側アームとして機能し、低電圧側母線Ｎとインバータ出力端Ｐ２との間に直列に接続される２つのスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４は負極側アームとして機能する。

この正極側アームの中間点（つまりスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の直列接続端）と２つのコンデンサＣ１，Ｃ２の直列接続端Ｙとの間に、中点クランプ用のダイオードＤ１がそのアノードを直列接続端Ｙに接続する極性で設けられている。また、負極側アームの中間点（つまりスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の直列接続端）と２つのコンデンサＣ１，Ｃ２の直列接続端Ｙとの間に、中点クランプ用のダイオードＤ２がそのカソードを直列接続端Ｙに接続する極性で設けられている。

平滑回路１２は、リアクトルＬ１とコンデンサＣ３とで構成されるローパスフィルタである。リアクトルＬ１の一端はインバータ出力端Ｐ２に接続され、他端は系統電源Ｕの非接地相側Ｕａに接続されている。コンデンサＣ３の一端はリアクトルＬ１の他端と系統電源Ｕの非接地相側Ｕａとの接続ラインに接続され、他端は接地線Ｇに接続されている。平滑回路１２は、この構成によって、インバータ出力端Ｐ２に出力される振幅が正弦波状に変化するアナログＰＷＭ信号波形の交流電圧を、高調波を除去して平滑化し滑らかな正弦波状波形の系統電圧に変成し、系統電源Ｕの非接地相側Ｕａに向けて出力する。

ＣＴ１６は、図１では、接地線Ｇを流れる交流電流を検出するように配置されている。動作制御回路１４は、４つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の各ゲート電極に対応するＰＷＭ信号と２値のレベル信号とを印加してオン・オフ駆動し（図３参照）、インバータ出力端Ｐ２から系統電源Ｕの周波数及び電圧に応じた交流電力を系統の正の半サイクルと負の半サイクルとに同期して出力する過程で、ＣＴ１６が検出した電流値と目標電流値との差分値が小さくなるように４つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の各ゲート電極に印加するＰＷＭ信号の発生を制御する（図２参照）。なお、系統への同期方法は、公知の方法を用いることができるので、ここではその説明を割愛する。

次に、図１〜図３を参照して図１に示す電力変換装置１０ａの動作を説明する。なお、図２は、図１に示す動作制御回路の構成例を示すブロック図である。図３は、図１に示す電力変換装置の動作を説明する要部波形図である。

図１に示す動作制御回路１４は、例えば図２に示すように、ＣＴ１６が検出した電流値と目標電流値との差分値が小さくなるように４つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の各ゲート電極に印加するＰＷＭ信号の発生を制御する構成として、加算器１４ａと比例積分補償器１４ｂと比較器１４ｃと正弦波発生器１４ｄとを備えている。

図２において、加算器１４ａは、正弦波発生器１４ｄから出力される正弦波の出力目標電流（例えば１アンペア）からＣＴ１６が検出した当該電力変換装置１０ａの出力電流を減算して出力する。なお、正弦波発生器１４ｄでは、出力目標電流値を可変設定できるようになっている。比例積分補償器１４ｂは、加算器１４ａにて演算された電流差分値を比例積分して補償した結果を出力する。比較器１４ｃは、比例積分補償器１８ｂにて補償された電流差分値（正弦波）と図示しないキャリア発生器からの三角波信号とをレベル比較し、正弦波と三角波とが交わる点で所定パルス幅の高レベルと所定パルス幅の低レベルとを切り換えたＰＷＭ信号を４つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の対応するゲート電極に出力する。

この場合に比較器１４ｃでは、このＰＷＭ信号を出力する際に、出力電流が出力目標電流よりも大きいときはパルス幅を減少させ、出力電流が出力目標電流よりも小さいときはパルス幅を増加させる動作を行うようになっている。

図３では、上段に、正極側の母線電圧（Ｖｉ＋）、負極側の母線電圧（Ｖｉ−）及び中点電圧（Ｖｉ０）と、インバータ出力端Ｐ２での出力波形（当該３レベルインバータの出力アナログＰＷＭ信号波形）と、平滑回路１２の出力端Ｐ４での出力波形（系統への滑らかな正弦波電圧波形）との関係が示されている。また、下段に、４つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に印加されるＰＷＭ信号の波形と２値のレベル信号とが示されている。

時刻ｔ１から時刻ｔ２までの期間が系統電圧の正の半サイクルであり、時刻ｔ２から時刻ｔ３までの期間が系統電圧の負の半サイクルである。動作制御回路１４は、系統電圧の正の半サイクルと負の半サイクルとに同期して、４つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の各ゲート電極に対応するＰＷＭ信号と２値のレベル信号とを印加してオン・オフ駆動する。

すなわち、図３に示すように、系統電圧の正の半サイクルにおいては、正極側アームのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２は、スイッチング素子Ｓ２が高レベルのレベル信号によってオン動作状態に制御され、スイッチング素子Ｓ１が所定のＰＷＭ信号を受けてオン・オフ動作を行う。このとき、負極側アームのスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４は、スイッチング素子Ｓ３が低レベルのレベル信号によってオフ動作状態に制御され、スイッチング素子Ｓ４がスイッチング素子Ｓ１と逆相のＰＷＭ信号を受けてオン・オフ動作を行う。

また、系統電圧の負の半サイクルにおいては、負極側アームのスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４は、スイッチング素子Ｓ４が高レベルのレベル信号によってオン動作状態に制御され、スイッチング素子Ｓ３が所定のＰＷＭ信号を受けてオン・オフ動作を行う。このとき、正極側アームのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２は、スイッチング素子Ｓ１が低レベルのレベル信号によってオフ動作状態に制御され、スイッチング素子Ｓ２がスイッチング素子Ｓ３と逆相のＰＷＭ信号を受けてオン・オフ動作を行う。

これによって、インバータ出力端Ｐ２から振幅が正弦波状に変化するアナログＰＷＭ信号波形の交流電圧が出力され、平滑回路１２の出力端Ｐ４から系統の滑らかな正弦波状電圧が出力される。以上の動作過程で、図２に示した比較器１４ｃでは、上記した「出力電流が出力目標電流よりも大きいときはＰＷＭ信号のパルス幅を減少させ、出力電流が出力目標電流よりも小さいときはＰＷＭ信号のパルス幅を増加させる動作」を正負の各サイクルにおいて行う。これによって、当該電力変換装置１０ａの出力電流を出力目標電流に近づけることができ、系統への出力電流の安定化が図れるようになる。

そして、ダイオードＤ１，Ｄ２が存在するので、以上の動作過程で、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ３とが共にオフ動作を行い、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ４とが共にオン動作を行うタイミングにおいて、インバータ出力端Ｐ２を流れる電流の向きが系統電源Ｕ側への向きである場合には、接地線ＧからダイオードＤ１、スイッチング素子Ｓ２を経てインバータ出力端Ｐ２に至る電流経路が形成され、また逆に、インバータ出力端Ｐ２を流れる電流の向きが直流電源Ｅ側への向きである場合には、インバータ出力端Ｐ２からスイッチング素子Ｓ４、ダイオードＤ２を経て接地線Ｇに至る電流経路が形成される。

ダイオードＤ１，Ｄ２がこのような電流経路を形成することで、ダイオードＤ１，Ｄ２の直列接続端と繋がるコンデンサＣ１，Ｃ２の直列接続端Ｙの中点電圧（Ｖｉ０）が維持されるので、その直列接続端Ｙと系統電源Ｕの接地相側Ｕｇとを接続する接地線Ｇの電位が中点電圧（Ｖｉ０）に維持される。このように、ダイオードＤ１，Ｄ２は、中点電圧（Ｖｉ０）をクランプする作用を行う。

その結果、スイッチング素子Ｓ１のエミッタ電圧は、ダイオードＤ１によって接地線Ｇの電圧（Ｖｉ０）が下限になるので、スイッチング素子Ｓ１のコレクタ電極とエミッタ電極との間にかかる電圧は、直流電源Ｅの半分の電圧であるコンデンサＣ１の端子電圧を最大値とした電圧となる。また、スイッチング素子Ｓ３のコレクタ電圧は、ダイオードＤ２によって接地線Ｇの電圧（Ｖｉ０）が上限になるので、スイッチング素子Ｓ３のコレクタ電極とエミッタ電極との間にかかる電圧は、直流電源Ｅの半分の電圧であるコンデンサＣ２の端子電圧を最大値とした電圧となる。同様に、スイッチング素子Ｓ２のコレクタ電極とエミッタ電極との間にかかる電圧は、コンデンサＣ２の端子電圧を最大値とした電圧となる。そして、スイッチング素子Ｓ４のコレクタ電極とエミッタ電極との間にかかる電圧は、コンデンサＣ１の端子電圧を最大値とした電圧となる。

要するに、コンデンサＣ１，Ｃ２の直列回路では、各コンデンサの端子電圧は、直流電源Ｅの電圧の半分であるので、４つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の耐圧電圧は、直流電源Ｅが出力する高電圧に対応する必要がなく、それぞれ直流電源Ｅの半分の電圧に対応すればよいので、コストの低減に加えて、電力変換効率の向上が図れる。

また、コンデンサＣ１，Ｃ２の直列接続端と系統電源Ｕの接地相側Ｕｇとを接続する接地線Ｇの電位が中点電圧（Ｖｉ０）に維持されるので、直流電源Ｅの対地電圧は、変動のない直流電圧となる。したがって、直流電源Ｅと大地との間における対地容量が大きい太陽電池のような場合でも、当該対地容量を介して漏れ電流が流れることはなくなる。

このように、実施の形態１によれば、直流電圧が系統電圧（波高値）よりも高い場合にインバータ制御を行う４つのスイッチング素子を高耐圧素子で構成しなくともよいので、高い電力変換効率の下で逆潮流する系統連系が行える。また、直接的な直流電源である直列コンデンサの直列接続端を系統の接地用電線に接続する場合に、その接地用電線の電位を一定値にクランプするので、直流発電設備と対地間に大きな浮遊容量が存在する場合でも漏れ電流が流れないようにすることができる。このとき、系統への出力電流を監視して変動が一定範囲内に収まるように制御するので、直接的な直流電源である直列コンデンサの両端電圧が変化しても、系統への出力電流の安定化を図ることができる。

実施の形態２．
図４は、この発明の実施の形態２による系統連系用電力変換装置の構成を示すブロック図である。なお、図４では、図１（実施の形態１）に示した構成要素と同一ないしは同等である構成要素には同一の符号が付されている。ここでは、この実施の形態２に関わる部分を中心に説明する。

図４に示すように、実施の形態２による電力変換装置１０ｂでは、図１（実施の形態１）に示した構成において、ＣＴ１６に代えて、接地線Ｇに介在させた抵抗器Ｒとこの抵抗器Ｒでの降下電圧を検出する電圧検出器２２とが設けられ、電圧検出器２２の検出電圧が符号を代えた動作制御回路２０に入力されている。

動作制御回路２０は、４つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の各ゲート電極に対応するＰＷＭ信号と２値のレベル信号とを印加してオン・オフ駆動し（図３参照）、インバータ出力端Ｐ２から系統電源Ｕの周波数及び電圧に応じた交流電力を系統の正の半サイクルと負の半サイクルとに同期して出力する過程で、電圧検出器２２が検出した電圧値と目標電圧値との差分値が小さくなるように４つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の各ゲート電極に印加するＰＷＭ信号の発生を制御する。

動作制御回路２０において、電圧検出器２２が検出した電圧値と目標電圧値との差分値が小さくなるように４つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の各ゲート電極に印加するＰＷＭ信号の発生を制御する回路は、図２に示した構成と同様の考えで構成することができ、そこでの比較器１４ｃでは、ＰＷＭ信号を出力する際に、当該当該電力変換装置１０ｂの出力電圧が出力目標電圧よりも大きいときはパルス幅を減少させ、出力電圧が出力目標電圧よりも小さいときはパルス幅を増加させる動作を行うことで、当該電力変換装置１０ｂの出力電圧を出力目標電圧に近づけることができ、系統への出力電圧の安定化が図れるようになる。

この場合、抵抗器Ｒは、接地線Ｇに介在させるので、抵抗器Ｒに接続する電圧検出器２２は、系統の接地電位とほぼ同じレベルの電圧を検出すればよく、雑音の影響を減らすことができる。電圧検出器２２の対地電圧は安定しているので、抵抗器Ｒを小型にしてそこでの降下電圧が小さくなるようにした場合でも、雑音の少ない電圧検出器２２が実現できるので、当該電力変換装置１０ｂの出力電圧を安定化する制御をより精度よく行うことができる。

このように、実施の形態２によれば、実施の形態１と同様に、高い電力変換効率の下で逆潮流する系統連系が行える。また、直流発電設備と対地間に大きな浮遊容量が存在する場合でも漏れ電流が流れないようにすることができる。このとき、系統への出力電圧を監視して変動が一定範囲内に収まるように制御するので、直接的な直流電源である直列コンデンサの両端電圧が変化しても、系統への出力電圧の安定化を図ることができる。この場合に、系統への出力電圧を系統の接地用電線側で監視するので、雑音の影響を回避でき、出力電圧を安定化する制御をより精度よく行うことができる。

実施の形態３．
図５は、この発明の実施の形態３による系統連系用電力変換装置の構成を示すブロック図である。なお、図５では、図１（実施の形態１）に示した構成要素と同一ないしは同等である構成要素には同一の符号が付されている。ここでは、この実施の形態３に関わる部分を中心に説明する。

図５に示すように、実施の形態３による電力変換装置１０ｃでは、図１（実施の形態１）に示した構成において、コンデンサＣ１，Ｃ２の各端子電圧を検出する電圧検出器２４，２６が設けられ、電圧検出器２４，２６の各検出電圧が符号を代えた動作制御回路２８に入力されている。

動作制御回路２８は、ＣＴ１６が検出した電流値と目標電流値との差分値が小さくなるように４つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の各ゲート電極に印加するＰＷＭ信号の発生を制御して系統への出力電流の安定化を図る際に、電圧検出器２４，２６の各検出電圧の差分値を求め、その差分値が一定値範囲内に収まるように４つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の各ゲート電極に印加するＰＷＭ信号の発生制御を並行して行い、出力電流の正負バランスを調整する。

具体的には、コンデンサＣ１の端子電圧がコンデンサＣ２の端子電圧よりも高い場合（電圧検出器２４の検出電圧＞電圧検出器２６の検出電圧の場合）には、正の半サイクルに出力する電流量が負の半サイクルに出力する電流量よりも僅かに増加するように、それぞれのサイクルにおけるパルス幅を調整し、コンデンサＣ１に蓄積している電荷の放出量をコンデンサＣ２に蓄積している電荷の放出量よりも増やすことで、両コンデンサの端子電圧を近づける。

逆に、コンデンサＣ１の端子電圧がコンデンサＣ２の端子電圧よりも低い場合（電圧検出器２４の検出電圧＜電圧検出器２６の検出電圧の場合）には、正の半サイクルに出力する電流量が負の半サイクルに出力する電流量よりも僅かに減少するように、それぞれのサイクルにおけるパルス幅を調整し、コンデンサＣ１に蓄積している電荷の放出量をコンデンサＣ２に蓄積している電荷の放出量よりも減らすことで、両コンデンサの端子電圧を近づける。

このように、実施の形態３によれば、直流電源Ｅの出力電圧の変動や、コンデンサ自体の漏れ電流などによって、コンデンサＣ１，Ｃ２の各端子電圧に差異が生じても、両コンデンサの各端子電圧が等しくなるように制御することができるので、実施の形態１において安定化制御する系統への出力電流の正負バランスを揃えることができる。

実施の形態４．
図６は、この発明の実施の形態４による系統連系用電力変換装置の構成を示すブロック図である。なお、図６では、図４（実施の形態２）に示した構成要素と同一ないしは同等である構成要素には同一の符号が付されている。ここでは、この実施の形態４に関わる部分を中心に説明する。

図６に示すように、実施の形態４による電力変換装置１０ｄでは、図４（実施の形態２）に示した構成において、コンデンサＣ１，Ｃ２の各端子電圧を検出する電圧を検出器２４，２６が設けられ、検出器２４，２６の各検出電圧が符号を代えた動作制御回路３０に入力されている。

動作制御回路３０は、検圧検出器２２が検出した電圧値と目標電圧値との差分値が小さくなるように４つのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４の各ゲート電極に印加するＰＷＭ信号の発生を制御して系統への出力電圧の安定化を図る際に、電圧検出器２４，２６の各検出電圧の差分値を求め、その差分値が一定値範囲内に収まるように４つのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４の各ゲート電極に印加するＰＷＭ信号の発生制御を並行して行い、出力電圧の正負バランスを調整する。

具体的には、コンデンサＣ１の端子電圧がコンデンサＣ２の端子電圧よりも高い場合（電圧検出器２４の検出電圧＞電圧検出器２６の検出電圧の場合）には、正の半サイクルに出力する電圧が負の半サイクルに出力する電圧よりも僅かに増加するように、それぞれのサイクルにおけるパルス幅を調整し、コンデンサＣ１に蓄積している電荷の放出量をコンデンサＣ２に蓄積している電荷の放出量よりも増やすことで、両コンデンサの端子電圧を近づける。

逆に、コンデンサＣ１の端子電圧がコンデンサＣ２の端子電圧よりも低い場合（電圧検出器２４の検出電圧＜電圧検出器２６の検出電圧の場合）には、正の半サイクルに出力する電圧が負の半サイクルに出力する電圧よりも僅かに減少するように、それぞれのサイクルにおけるパルス幅を調整し、コンデンサＣ１に蓄積している電荷の放出量をコンデンサＣ２に蓄積している電荷の放出量よりも減らすことで、両コンデンサの端子電圧を近づける。

このように、実施の形態４によれば、直流電源Ｅの出力電圧の変動や、コンデンサ自体の漏れ電流などによって、コンデンサＣ１，Ｃ２の各端子電圧に差異が生じても、両コンデンサの各端子電圧が等しくなるように制御することができるので、実施の形態２において安定化制御する系統への出力電圧の正負バランスを揃えることができる。

実施の形態５．
図７は、この発明の実施の形態５による系統連系用電力変換装置の構成を示すブロック図である。この実施の形態５では、直流電源Ｅの電圧が系統電源Ｕの電圧（波高値）よりも低い場合の構成例について説明する。なお、図７では、以上説明した各実施の形態において示した構成要素と同等ないしは同一である構成要素には、同一の符号を付してある。

図７に示すこの実施の形態５による電力変換装置１０ｅは、２つのコンデンサＣ１，Ｃ２と、３レベルインバータを構成する４つのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４及び２つのダイオードＤ１，Ｄ２と、平滑回路１２と、動作制御回路３６と、２つの電圧検出器２４，２６と、２つの昇圧回路３２，３４とを備えている。なお、４つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４と２つの昇圧回路３２，３４が備えるスイッチング素子Ｓ５，Ｓ６は、例えばＩＧＢＴであり、それぞれ環流ダイオードＤが逆並列に接続されている。

すなわち、図７に示す電力変換装置１０ｅは、例えば図５に示す電力変換装置１０ｃからＣＴ１６を除外し、直流電源Ｅと３レベルインバータの直接的な直流電源である２つのコンデンサＣ１，Ｃ２の直列回路との間に、２つの昇圧回路３２，３４をその２つのコンデンサＣ１，Ｃ２と１対１の関係で配置し、符号を代えた動作制御回路３６が昇圧回路３２，３４も制御するようにした構成である。

昇圧回路３２は、直流電源Ｅの正極側に一端が接続されるコンデンサＣ４及びリアクトルＬ２と、リアクトルＬ２の他端にコレクタ電極が接続され逆並列接続のダイオードＤを備えるスイッチング素子Ｓ５とを備え、コンデンサＣ４の他端とスイッチング素子Ｓ５のエミッタ電極とは、共通にコンデンサＣ１，Ｃ２の直列接続端Ｙに接続されている。そして、リアクトルＬ２の他端とスイッチング素子Ｓ５のコレクタ電極との接続端は、逆流阻止用のダイオードＤ３のアノードに接続され、ダイオードＤ３のカソードに高電圧側母線Ｐが接続されている。

昇圧回路３２は、直流電源Ｅの正極側に一端が接続されるコンデンサＣ５及びリアクトルＬ３と、リアクトルＬ３の他端にエミッタ電極が接続され逆並列接続のダイオードＤを備えるスイッチング素子Ｓ６とを備え、コンデンサＣ５の他端とスイッチング素子Ｓ６のコレクタ電極とは、共通にコンデンサＣ１，Ｃ２の直列接続端Ｙに接続されている。そして、リアクトルＬ３の他端とスイッチング素子Ｓ６のコレクタ電極との接続端は、逆流阻止用のダイオードＤ４のアノードに接続され、ダイオードＤ４のアノードに低電圧側母線Ｎが接続されている。

動作制御回路３６は、直流電源Ｅの電圧が系統電源Ｕの電圧（波高値）よりも低いことから、まず、２つの昇圧回路３２，３４を制御して２つのコンデンサＣ１，Ｃ２の直列回路の両端電圧を逆潮流するのに必要な電圧（Ｖｉ＋、Ｖｉ−）まで昇圧する。その後、４つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の各ゲート電極に対応するＰＷＭ信号と２値のレベル信号とを印加してオン・オフ駆動し２つのコンデンサＣ１，Ｃ２の直列回路が構成する直流電源の直流電力を交流電力に変換して系統へ出力する図３に示した動作を同様に行うが、その動作過程においては２つのコンデンサＣ１，Ｃ２の直列回路の両端電圧が逆潮流するのに必要な電圧（Ｖｉ＋、Ｖｉ−）を維持するように、２つの昇圧回路３２，３４を制御する。

ここでは、２つの昇圧回路３２，３４での昇圧動作について説明する。直流電源Ｅが出力する直流電圧は、２つのコンデンサＣ４，Ｃ５の直列回路によって安定化されるが、２つのコンデンサＣ４，Ｃ５は、それぞれほぼ等容量値を有するので、その直列接続端は、直流電源Ｅの出力電圧の中間電位を与える。スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６を共にオン動作させると、リアクトルＬ２，Ｌ３に電流が流れてエネルギーが蓄積される。その後、スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６を共にオフ動作させると、リアクトルＬ２からダイオードＤ３、２つのコンデンサＣ１，Ｃ２、ダイオードＤ４、リアクトルＬ２に至る電流経路を、リアクトルＬ２，Ｌ３に蓄積されたエネルギーに付勢されて流れる電流によって２つのコンデンサＣ１，Ｃ２が充電される。

動作制御回路３６は、２つの電圧検出器２４，２６の検出電圧を監視して、２つのスイッチング素子Ｓ５，Ｓ６の上記した内容のオン・オフ制御を繰り返し行うことで、２つのコンデンサＣ１，Ｃ２の直列回路の両端電圧を逆潮流するのに必要な電圧（Ｖｉ＋、Ｖｉ−）にまで昇圧する。その後も同様に２つの電圧検出器２４，２６の検出電圧を監視して同様の制御動作を行い、逆潮流するのに必要な電圧（Ｖｉ＋、Ｖｉ−）の維持に努める。なお、２つのスイッチング素子Ｓ５，Ｓ６の上記した内容のオン・オフ制御には、ＰＷＭ信号が用いられ、そのパルス幅を調節することで、所望の直流電圧（Ｖｉ＋、Ｖｉ−）が得られるようにしている。

ここで、２つの昇圧回路３２，３４では、スイッチング素子Ｓ５の耐圧は、コンデンサＣ４の端子電圧に対応した値であればよく、スイッチング素子Ｓ６の耐圧は、コンデンサＣ５の端子電圧に対応した値であればよい。つまり、インバータ制御動作を行う４つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４と同様に、スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６に高耐圧素子を用いる必要がないので、コストの低減が図れるのに加えて、昇圧効率の向上が図れる。

また、２つの昇圧回路３２，３４では、リアクトルＬ２とリアクトルＬ３とを別個独立のものとし、それぞれ無関係なリアクトルとしてもよいが、両リアクトルを磁気的に結合させた構成も採ることができる。図７において、リアクトルＬ２とリアクトルＬ３とが磁気的に結合している。このように、リアクトルＬ２，Ｌ３を磁気的に結合させると、一体化して構成できるので、昇圧回路３２，３４の小型化が図れる。

このように、この実施の形態５では、直流発電設備の発生直流電圧が逆潮流するのに必要な電圧よりも低い場合は、昇圧回路を設けるが、３レベルインバータの直接的な直流電源である２つのコンデンサの直列回路に対して１つ設けるのではなく、各コンデンサと１対１の関係で設けるので、各昇圧回路では高耐圧のスイッチング素子を用いる必要がなく昇圧効率の向上が図れる。

また、直流発電設備の発生直流電圧が変動しても、直接的な直流電源である２つのコンデンサの直列回路の両端電圧を所望値に維持することができるので、逆潮流する電力変換を安定的に実施することができる。特に、直流発電設備が太陽電池など自然エネルギーを利用した直流電源である場合には、電圧の変動が大きく安定した直流電圧が得られない場合が多いが、そのような場合でも、系統への出力電力を安定化することができる。

加えて、２つの昇圧回路で用いるリアクトルは、互いに磁気的に結合させた構成とすることができるので、２つの昇圧回路の小型化が図れる。

実施の形態６．
図８は、この発明の実施の形態６による系統連系用電力変換装置の構成を示すブロック図である。この実施の形態６では、以上説明した各電力変換装置においてその運転を停止する制御方法について説明する。

図８に示すこの実施の形態６による電力変換装置１０ｆは、例えば図１（実施の形態１）に示した電力変換装置１０ａにおいて、動作制御回路１４に代えて動作制御回路３８が設けられている。動作制御回路３８は、動作制御回路１４が備える実施の形態１による機能に加えて、この実施の形態６による運転停止の制御を行う機能が追加されている。

図９を参照して、この実施の形態６による運転停止の制御方法について説明する。図９は、図８に示す電力変換装置の動作を説明する要部波形図である。図９では、時刻ｔから左方が、４つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を図３に示した手順でオン・オフ駆動制御している運転状態を示し、時刻ｔから右方側が、運転を停止する場合の４つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の制御手順を示している。

ここで、時刻ｔにおいて運転を停止する場合、平滑回路１２のリアクトルＬ１に電流が流れている状態で、４つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を一斉にオフ動作制御すると、平滑回路１２のリアクトルＬ１にはその流れる電流を同方向に付勢するエネルギーが蓄積されているので、スイッチング素子Ｓ２またはスイッチング素子Ｓ４に高電圧が印加される場合が起こる。

例えば、リアクトルＬ１を系統電源Ｕ側に向かう電流が流れている正の半サイクルにおいて、４つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を一斉にオフ動作制御すると、インバータ出力端Ｐ２では、電圧が低下して負極側の電圧Ｖｉ−と同じ電圧に引き込まれるので、スイッチング素子Ｓ２には、最大で、正極側の電圧Ｖｉ＋と負極側の電圧Ｖｉ−との各絶対値を加算した高電圧が印加される可能性がある。

そこで、図９に示すように、正極側アームにおける直流電源Ｅ側のスイッチング素子Ｓ１及び負極側アームにおける直流電源Ｅ側のスイッチング素子Ｓ３は、共に、運転停止の時刻ｔに同期してオフ動作状態に制御するが、正極側アームにおける系統電源Ｕ側のスイッチング素子Ｓ２及び負極側アームにおける系統電源Ｕ側のスイッチング素子Ｓ４は、正の半サイクルにおいては、スイッチング素子Ｓ２をオン動作状態に制御する一方、スイッチング素子Ｓ４をオフ動作状態に制御し、負の半サイクルにおいては、逆にスイッチング素子Ｓ２をオフ動作状態に制御する一方、スイッチング素子Ｓ４をオン動作状態に制御することを所定サイクル数だけ繰り返す。

このように制御すれば、リアクトルＬ１を系統電源Ｕ側に向かう電流が流れている正の半サイクルにおいては、スイッチング素子Ｓ２がオン動作状態にあるので、接地線Ｇから、ダイオードＤ１、スイッチング素子Ｓ２、系統電源Ｕの非接地相側Ｕａに向かう電流経路が形成され、インバータ出力端Ｐ２での電圧レベルが中点電圧（Ｖｉ０）となり、リアクトルＬ１に蓄積されたエネルギーを減衰ないしは消滅させることができるので、スイッチング素子Ｓ２に上記したような異常電圧が発生する事態を回避することができる。

同様に、リアクトルＬ１を直流電源ＥＵ側に向かう電流が流れている負の半サイクルにおいては、スイッチング素子Ｓ４がオン動作状態にあるので、インバータ出力端Ｐから、スイッチング素子Ｓ４、ダイオードＤ２、接地線Ｇに向かう電流経路が形成され、リアクトルＬ１に蓄積されたエネルギーを減衰ないしは消滅させることができるので、スイッチング素子Ｓ４に異常電圧が発生する事態を回避することができる。

このように、実施の形態６によれば、運転を停止する場合、平滑回路のリアクトルに蓄積されているエネルギーを消滅させる方向に、正極側アームと負極側アームとにおける各系統電源側スイッチング素子をサイクル毎にオン・オフ制御するので、その正極側アームと負極側アームとにおける各系統電源側スイッチング素子に大きな電圧を掛けることなく運転を停止することができる。つまり、運転とその停止とを繰り返す運用を、スイッチング素子を故障させないで可能にする電力変換装置が実現できる。

なお、実施の形態６では、実施の形態１による電力変換装置への適用例を示したが、実施の形態２〜５による電力変換装置にも同様に適用できることは言うまでもない。

以上のように、この発明にかかる系統連系用電力変換装置は、片相が接地用電線である商用電力系統に、高い電力変換効率で、しかも直流発電設備が太陽電池のように大きな対地容量を持つ場合でも漏れ電流を流さずに、出力する交流電力の電流や電圧の安定化と正負バランスとを保って逆潮流する系統連系を実現するのに有用である。

また、この発明にかかる系統連系用電力変換装置は、運転とその停止とを繰り返す運用を、スイッチング素子を故障させないで実施するのに有用である。

Claims (5)

1. 需要家に配電する２相のうちの片相が接地用電線である商用電力系統に、直流発電設備が発生する直流電力を交流電力に変換して供給する系統連系用電力変換装置であって、
   前記直流発電設備が出力する直流電圧を等分に分担するように、当該直流発電設備の正極側と負極側との間に直列に接続した２つのコンデンサであってその直列接続端に前記接地用電線が接続される２つのコンデンサと、
   前記２つのコンデンサの直列回路の正極端側と負極端側との間に直列に接続した４つのスイッチング素子のうち、当該正極端側における２つのスイッチング素子による直列回路と当該負極端側における２つのスイッチング素子による直列回路との接続端がインバータ出力端を構成し、当該正極端側における２つのスイッチング素子の直列接続端と前記２つのコンデンサの直列接続端との間、及び、当該負極端側における２つのスイッチング素子の直列接続端と前記２つのコンデンサの直列接続端との間を、それぞれクランプ用のダイオードで接続したインバータ部と、
   前記インバータ部のインバータ出力端を前記商用電力系統からの電力供給用電線に接続する平滑回路と、
   前記電力供給用電線と前記接地用電線とのいずれか一方を流れる交流電流を検出する電流検出手段と、
   前記４つのスイッチング素子を所定の順序でオン・オフ制御して前記インバータ出力端から前記商用電力系統の周波数及び電圧に応じた交流電力を出力する過程で、前記電流検出手段が検出した電流値と目標電流値との差分値が小さくなるように前記４つのスイッチング素子に与えるＰＷＭ信号の発生を制御し、運転を停止する場合、正極端側における２つのスイッチング素子及び負極端側における２つのスイッチング素子のうち、当該正極端及び当該負極端にそれぞれ接続されるスイッチング素子を共にオフ動作状態に制御する一方、前記インバータ出力端にそれぞれ接続されるスイッチング素子については、系統の正の半サイクルでは正極端側におけるスイッチング素子をオン動作状態に、負極端側におけるスイッチング素子をオフ動作状態にそれぞれ制御し、系統の負の半サイクルでは正極端側におけるスイッチング素子をオフ動作状態に、負極端側におけるスイッチング素子をオン動作状態にそれぞれ制御する動作制御手段と、
   を備えていることを特徴とする系統連系用電力変換装置。
2. 需要家に配電する２相のうちの片相が接地用電線である商用電力系統に、直流発電設備が発生する直流電力を交流電力に変換して供給する系統連系用電力変換装置であって、
   前記直流発電設備が出力する直流電圧を等分に分担するように、当該直流発電設備の正極側と負極側との間に直列に接続した２つのコンデンサであってその直列接続端に前記接地用電線が接続される２つのコンデンサと、
   前記２つのコンデンサの直列回路の正極端側と負極端側との間に直列に接続した４つのスイッチング素子のうち、当該正極端側における２つのスイッチング素子による直列回路と当該負極端側における２つのスイッチング素子による直列回路との接続端がインバータ出力端を構成し、当該正極端側における２つのスイッチング素子の直列接続端と前記２つのコンデンサの直列接続端との間、及び、当該負極端側における２つのスイッチング素子の直列接続端と前記２つのコンデンサの直列接続端との間を、それぞれクランプ用のダイオードで接続したインバータ部と、
   前記インバータ部のインバータ出力端を前記商用電力系統からの電力供給用電線に接続する平滑回路と、
   前記接地用電線における交流電圧を直接検出する系統電圧検出手段と、
   前記４つのスイッチング素子を所定の順序でオン・オフ制御して前記インバータ出力端から前記商用電力系統の周波数及び電圧に応じた交流電力を出力する過程で、前記系統電圧検出手段が検出した電圧値と目標電圧値との差分値が小さくなるように前記４つのスイッチング素子に与えるＰＷＭ信号の発生を制御し、運転を停止する場合、正極端側における２つのスイッチング素子及び負極端側における２つのスイッチング素子のうち、当該正極端及び当該負極端にそれぞれ接続されるスイッチング素子を共にオフ動作状態に制御する一方、前記インバータ出力端にそれぞれ接続されるスイッチング素子については、系統の正の半サイクルでは正極端側におけるスイッチング素子をオン動作状態に、負極端側におけるスイッチング素子をオフ動作状態にそれぞれ制御し、系統の負の半サイクルでは正極端側におけるスイッチング素子をオフ動作状態に、負極端側におけるスイッチング素子をオン動作状態にそれぞれ制御する動作制御手段と、
   を備えていることを特徴とする系統連系用電力変換装置。
3. 需要家に配電する２相のうちの片相が接地用電線である商用電力系統に、直流発電設備が発生する直流電力を交流電力に変換して供給する系統連系用電力変換装置であって、
   前記直流発電設備が出力する直流電圧を等分に分担するように、当該直流発電設備の正極側と負極側との間に直列に接続した２つのコンデンサであってその直列接続端に前記接地用電線が接続される２つのコンデンサと、
   前記２つのコンデンサの直列回路の正極端側と負極端側との間に直列に接続した４つのスイッチング素子のうち、当該正極端側における２つのスイッチング素子による直列回路と当該負極端側における２つのスイッチング素子による直列回路との接続端がインバータ出力端を構成し、当該正極端側における２つのスイッチング素子の直列接続端と前記２つのコンデンサの直列接続端との間、及び、当該負極端側における２つのスイッチング素子の直列接続端と前記２つのコンデンサの直列接続端との間を、それぞれクランプ用のダイオードで接続したインバータ部と、
   前記インバータ部のインバータ出力端を前記商用電力系統からの電力供給用電線に接続する平滑回路と、
   前記２つのコンデンサの各端子電圧をそれぞれ検出する直流電圧検出手段と、
   前記電力供給用電線と前記接地用電線とのいずれか一方を流れる交流電流を検出する電流検出手段と、
   前記４つのスイッチング素子を所定の順序でオン・オフ制御して前記インバータ出力端から前記商用電力系統の周波数及び電圧に応じた交流電力を出力する過程で、前記電流検出手段が検出した電流値と目標電流値との差分値が小さくなるように前記４つのスイッチング素子に与えるＰＷＭ信号の発生を制御する場合に、前記直流電圧検出手段が検出した２つの検出電圧の差分値が一定値範囲内に収まるように前記ＰＷＭ信号の発生制御を並行して行い、運転を停止する場合、正極端側における２つのスイッチング素子及び負極端側における２つのスイッチング素子のうち、当該正極端及び当該負極端にそれぞれ接続されるスイッチング素子を共にオフ動作状態に制御する一方、前記インバータ出力端にそれぞれ接続されるスイッチング素子については、系統の正の半サイクルでは正極端側におけるスイッチング素子をオン動作状態に、負極端側におけるスイッチング素子をオフ動作状態にそれぞれ制御し、系統の負の半サイクルでは正極端側におけるスイッチング素子をオフ動作状態に、負極端側におけるスイッチング素子をオン動作状態にそれぞれ制御する動作制御手段と、
   を備えていることを特徴とする系統連系用電力変換装置。
4. 需要家に配電する２相のうちの片相が接地用電線である商用電力系統に、直流発電設備が発生する直流電力を交流電力に変換して供給する系統連系用電力変換装置であって、
   前記直流発電設備が出力する直流電圧を等分に分担するように、当該直流発電設備の正極側と負極側との間に直列に接続した２つのコンデンサであってその直列接続端に前記接地用電線が接続される２つのコンデンサと、
   前記２つのコンデンサの直列回路の正極端側と負極端側との間に直列に接続した４つのスイッチング素子のうち、当該正極端側における２つのスイッチング素子による直列回路と当該負極端側における２つのスイッチング素子による直列回路との接続端がインバータ出力端を構成し、当該正極端側における２つのスイッチング素子の直列接続端と前記２つのコンデンサの直列接続端との間、及び、当該負極端側における２つのスイッチング素子の直列接続端と前記２つのコンデンサの直列接続端との間を、それぞれクランプ用のダイオードで接続したインバータ部と、
   前記インバータ部のインバータ出力端を前記商用電力系統からの電力供給用電線に接続する平滑回路と、
   前記２つのコンデンサの各端子電圧をそれぞれ検出する直流電圧検出手段と、
   前記接地用電線における交流電圧を直接検出する系統電圧検出手段と、
   前記４つのスイッチング素子を所定の順序でオン・オフ制御して前記インバータ出力端から前記商用電力系統の周波数及び電圧に応じた交流電力を出力する過程で、前記系統電圧検出手段が検出した電圧値と目標電圧値との差分値が小さくなるように前記４つのスイッチング素子に与えるＰＷＭ信号の発生を制御する場合に、前記直流電圧検出手段が検出した２つの検出電圧の差分値が一定値範囲内に収まるように前記ＰＷＭ信号の発生制御を並行して行い、運転を停止する場合、正極端側における２つのスイッチング素子及び負極端側における２つのスイッチング素子のうち、当該正極端及び当該負極端にそれぞれ接続されるスイッチング素子を共にオフ動作状態に制御する一方、前記インバータ出力端にそれぞれ接続されるスイッチング素子については、系統の正の半サイクルでは正極端側におけるスイッチング素子をオン動作状態に、負極端側におけるスイッチング素子をオフ動作状態にそれぞれ制御し、系統の負の半サイクルでは正極端側におけるスイッチング素子をオフ動作状態に、負極端側におけるスイッチング素子をオン動作状態にそれぞれ制御する動作制御手段と、
   を備えていることを特徴とする系統連系用電力変換装置。
5. 需要家に配電する２相のうちの片相が接地用電線である商用電力系統に、直流発電設備が発生する直流電力を交流電力に変換して供給する系統連系用電力変換装置であって、
   前記直流発電設備の正極側に一端が接続される第１のコンデンサ及び第１のリアクトルと、前記第１のリアクトルの他端に一端が接続される第１のスイッチング素子とを備え、前記第１のコンデンサ及び前記第１のスイッチング素子の各他端が前記接地用電線に接続される第１の昇圧回路と、
   前記直流発電設備の負極側に一端が接続される第２のコンデンサ及び第２のリアクトルと、前記第２のリアクトルの他端に一端が接続される第２のスイッチング素子とを備え、前記第２のコンデンサ及び前記第２のスイッチング素子の各他端が前記接地用電線に接続される第２の昇圧回路と、
   前記第１及び第２の昇圧回路が昇圧する直流電圧を等分に分担するように、前記第１のリアクトルの他端にアノードを接続した第１の逆流防止用ダイオードのカソードと前記第２のリアクトルの他端にカソードを接続した第２の逆流防止用ダイオードのアノードとの間に直列に接続される２つのコンデンサであってその直列接続端が前記接地用電線に接続される２つのコンデンサと、
   前記２つのコンデンサの各端子電圧をそれぞれ検出する直流電圧検出手段と、
   前記２つのコンデンサの直列回路の正極端側と負極端側との間に直列に接続した４つのスイッチング素子のうち、当該正極端側における２つのスイッチング素子による直列回路と当該負極端側における２つのスイッチング素子による直列回路との接続端がインバータ出力端を構成し、当該正極端側における２つのスイッチング素子の直列接続端と前記２つのコンデンサの直列接続端との間、及び、当該負極端側における２つのスイッチング素子の直列接続端と前記２つのコンデンサの直列接続端との間を、それぞれクランプ用のダイオードで接続したインバータ部と、
   前記インバータ部のインバータ出力端を前記商用電力系統からの電力供給用電線に接続する平滑回路と、
   前記直流電圧検出手段の各検出電圧に基づき、前記第１及び第２のスイッチング素子をオン・オフ制御して前記２つのコンデンサの直列回路の両端電圧を逆潮流するのに必要な電圧まで昇圧する制御を行い、前記４つのスイッチング素子を所定の順序でオン・オフ制御して前記インバータ出力端から前記商用電力系統の周波数及び電圧に応じた交流電力を出力する過程で前記２つのコンデンサの直列回路の両端電圧を逆潮流するのに必要な電圧に維持する制御を行い、運転を停止する場合、正極端側における２つのスイッチング素子及び負極端側における２つのスイッチング素子のうち、当該正極端及び当該負極端にそれぞれ接続されるスイッチング素子を共にオフ動作状態に制御する一方、前記インバータ出力端にそれぞれ接続されるスイッチング素子については、系統の正の半サイクルでは正極端側におけるスイッチング素子をオン動作状態に、負極端側におけるスイッチング素子をオフ動作状態にそれぞれ制御し、系統の負の半サイクルでは正極端側におけるスイッチング素子をオフ動作状態に、負極端側におけるスイッチング素子をオン動作状態にそれぞれ制御する動作制御手段と、
   を備えていることを特徴とする系統連系用電力変換装置。

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