JP5291180B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関し、特に太陽電池などの分散電源の直流電力を三相出力の交流電力に変換して負荷に出力する電力変換装置に関するものである。

従来の電力変換装置として、太陽電池からの直流電力を三相出力の交流電力に変換して三相系統に連系する太陽光発電用電力変換装置に以下に示すものがある。
太陽電池の出力端子間に接続された平滑コンデンサを直流部とした３相インバータと、その各交流出力線にそれぞれ直列接続された単相インバータとでインバータ部を構成し、３相絶縁トランスを介して系統に連系する。３相インバータは、系統電圧半周期に対してパルス幅を半周期とする基本電圧パルス内に逆極性電圧パルスを出力し、各単相インバータは、半周期内で負担電力を概ゼロにすると共に、３相インバータの逆極性電圧パルスの発生期間では各相の目標出力電圧に共通電圧を減算する補正を行う（例えば、特許文献１参照）。

国際公開ＷＯ２００８−１０２５５１号公報

上記のような従来の電力変換装置では、太陽電池に接続する三相インバータに三相２レベルインバータを用い、単相インバータの各相目標出力電圧に共通電圧を減算する補正を行って、単相インバータの出力電圧が大きくなるのを抑制している。このような単相インバータの出力補正は、三相２レベルインバータが逆極性電圧パルスを発生する期間のみであるため、通常、単相インバータの出力電圧が大きくなる位相が０、πの付近では変化がなく、単相インバータに必要な直流電圧の低減は限定的なものであった。

この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、３相インバータ回路の各交流出力線に直列接続される単相インバータに必要な直流電圧を効果的に低減して、装置構成の小型化、低コスト化を図ると共に、電力変換の変換効率を高めることを目的とする。

この発明による電力変換装置は、第１の直流電源の正負端子間に接続された三相３レベルインバータと、該三相３レベルインバータの１レベルの電圧より小さい直流電圧を入力とし、該三相３レベルインバータの各相交流出力線にそれぞれ１あるいは複数直列接続された単相インバータとを備え、上記三相３レベルインバータの各相は、上記負荷への各相出力電圧の半周期に対して１パルスの電圧を出力し、上記各単相インバータはＰＷＭ制御により出力して、上記三相３レベルインバータの出力電圧と上記各単相インバータの出力電圧との総和を平滑フィルタを介して負荷に出力する。そして、上記負荷への各相出力電圧は、上記第１の直流電源の基準電位からゼロあるいは一定の直流電位を有した点を基準とし、各相が２π／３ずつ異なる位相で同じ波高値を有する正弦波電圧成分、および三相に共通する零相交流電圧成分を有するものである。

この発明による電力変換装置は、三相３レベルインバータと単相インバータとを組み合わせて、正弦波電圧成分と三相に共通な零相交流電圧成分とを有する電圧を出力するため、三相交流出力において三相平衡した線間電圧を保ちつつ、単相インバータの出力電圧を小さくでき、単相インバータに必要な直流電圧を効果的に低減できる。このため、単相インバータの各素子を低耐圧素子で構成でき装置構成の小型化、低コスト化が促進すると共に、スイッチング損失の低減により電力変換効率を向上できる。

この発明の実施の形態１による三相インバータ回路の構成を示す図である。 この発明の実施の形態１による補償電源の構成を示す図である。 この発明の実施の形態１による正弦波電圧および三相３レベルインバータの出力電圧の波形図である。 この発明の実施の形態１による正弦波電圧から三相３レベルインバータの相電圧を差し引いた差電圧の波形図である。 この発明の実施の形態１による正弦波電圧から三相３レベルインバータの相電圧を差し引いた各相差電圧の波形図である。 この発明の実施の形態１による単相インバータにおける重畳零相電圧の生成を説明する波形図である。 この発明の実施の形態１による単相インバータにおける制限後重畳零相電圧の波形図である。 この発明の実施の形態１による単相インバータの出力電圧指令の波形図である。 この発明の実施の形態１による三相インバータ回路の各相出力電圧の波形図である。 この発明の実施の形態１による三相インバータ回路の各線間電圧の波形図である。 この発明の実施の形態１による補償電源の動作を説明する図である。 この発明の実施の形態２による三相インバータ回路の動作の比較例を説明する波形図である。 この発明の実施の形態２による三相インバータ回路の動作を説明する波形図である。 この発明の実施の形態３による単相インバータの出力電圧指令の波形図である。 この発明の実施の形態４による三相インバータ回路の構成を示す図である。 この発明の実施の形態５による三相インバータ回路の構成を示す図である。 この発明の実施の形態６による三相インバータ回路の構成を示す図である。 この発明の実施の形態７による三相インバータ回路の構成を示す図である。 この発明の実施の形態７による三相３レベルインバータの動作を説明する図である。 この発明の実施の形態８による三相インバータ回路の構成を示す図である。 この発明の実施の形態９による三相インバータ回路の構成を示す図である。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置を図に基づいて説明する。
図１は、この発明の実施の形態１による電力変換装置としての三相インバータ回路１の構成図である。三相インバータ回路１は、第１の直流電源２からの直流電力を三相交流電力に変換して負荷７に出力するもので、第１の直流電源２は、アースとの間に浮遊静電容量１７を持つ太陽電池などの直流電源である。負荷７は負荷接地点１６ａで接地される。
三相インバータ回路１は、第１の直流電源２の電圧を母線電圧とする三相３レベルインバータ３と、三相３レベルインバータ３の各相交流出力線にそれぞれ直列接続された単相インバータ４と、単相インバータ４の後段に接続され、図示しないリアクトルおよびコンデンサから成る三相の平滑フィルタ６とを備える。

三相３レベルインバータ３の各相は、それぞれダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴ等から成る半導体スイッチング素子８を４個と、２個のクランプダイオード９とから構成される。また、三相３レベルインバータ３は、第１の直流電源２を分圧する２直列のコンデンサとして、第１の直列コンデンサ１０、第２の直列コンデンサ１１を備え、第１の直列コンデンサ１０と第２の直列コンデンサ１１との接続点が、各相の２個のクランプダイオード９の接続点に接続される。即ち、第１の直列コンデンサ１０と第２の直列コンデンサ１１との接続点は、第１の直流電源２の電圧を２分割する電位点である中性点となり、各相の上下各アームを構成する２つの半導体スイッチング素子８の接続点が中性点電位にクランプされる。

各単相インバータ４は、４個の半導体スイッチング素子１２から成るフルブリッジインバータと、電圧を保持する直流コンデンサ５とを備える。各相の単相インバータ４の出力電圧は、三相３レベルインバータ３の各相の出力電圧に重畳され、三相３レベルインバータ３の出力電圧と各単相インバータ４の出力電圧との電圧和を、平滑フィルタ６を介して負荷７に出力する。また、負荷７の前段には、通常、漏電電流を検出して遮断動作を行う漏電遮断器１８が配設される。
なお、各単相インバータ４の直流コンデンサ５の電圧は、第１の直流電源２の電圧の１／２（あるいは第１、第２の直列コンデンサ１０、１１の電圧）に比べて小さく設定されている。即ち、直流コンデンサ５の電圧は三相３レベルインバータ３の１レベルの電圧より小さい。また、図１では、便宜上、３つの各単相インバータ４の内、１相のみの回路構成を図示し他の相を省略した。

また、第１の直流電源２の出力線である低圧側直流母線３６（以下、直流Ｎ母線３６と称す）および高圧側直流母線３７（以下、直流Ｐ母線３７と称す）は三相インバータ回路１の動作により電位変動し、第１の直流電源２の浮遊静電容量１７から負荷接地点１６ａ、負荷７を通り三相インバータ回路１の経路で零相電流が流れる。この零相電流を流さないために、直流Ｎ母線３６および高圧側直流母線３７の電位変動を補正する補償電源１３が、アースと第１の直流電源２の一方の出力線、この場合、直流Ｎ母線３６の補償電圧給電点１５との間に接続される。１６ｂは、補償電源１３の接地点である。この補償電源１３は、図２に示すように、第２の直流電源１９と単相インバータ１３ａとから成る。
三相３レベルインバータ３、各単相インバータ４および補償電源１３は、CPUやDSP、FPGAなどによる演算が可能な出力制御装置１４から出力される三相３レベルインバータ制御信号１４ａ、単相インバータ制御信号１４ｂ、補償電源制御信号１４ｃにより駆動制御される。

このように構成される三相インバータ回路１の動作を、図３〜図１０に示す電圧波形に基づいて以下に説明する。波形の電位は、第１の直列コンデンサ１０と第２の直列コンデンサ１１との接続点である中性点を基準とした電位である。
図３に、三相インバータ回路１が出力する１相分、例えばＵ相の正弦波電圧成分の電圧指令となる正弦波電圧２０と、三相３レベルインバータ３のＵ相が出力する電圧波形（三相３レベルインバータ電圧２１）とを示す。
第１の直流電源２により出力される直流電圧は、第１の直列コンデンサ１０と第２の直列コンデンサ１１との直列体に充電される。第１の直流電源２、第１の直列コンデンサ１０、および第２の直列コンデンサ１１の電圧は検出され、各検出電圧値は出力制御装置１４へ伝送される。

出力制御装置１４からの三相３レベルインバータ制御信号１４ａにより、三相３レベルインバータ３の各相は、第１の直列コンデンサ１０および第２の直列コンデンサ１１の直流電圧を入力電圧とし、第１の直列コンデンサ１０の電圧値、第２の直列コンデンサ１１の電圧値の各電圧値（あるいは第１の直流電源２の電圧の１／２の電圧値）に相当する波高値、この場合２００Ｖの電圧パルスを、正弦波電圧２０に対して半周期に１パルスの割合で出力する。この半周期に１パルスの電圧パルスを、以下、主電圧パルス２１ａと称す。ここでは、正弦波電圧２０の一周期に、該正弦波電圧２０の正側に１パルス、負側に１パルスの主電圧パルス２１ａを出力する。この主電圧パルス２１ａは、単相インバータ４の半周期（あるいは１周期）の電力収支が０となるように出力されるが、この制御についての詳細は後述する。

正弦波電圧２０から三相３レベルインバータ電圧２１（１相分）を減算して得られる１相分の差電圧２２の電圧波形を図４に示す。図５は、各相の正弦波電圧２０から各相の三相３レベルインバータ電圧２１を減算して得られる各相差電圧（Ｕ相差電圧２２ａ、Ｖ相差電圧２２ｂ、Ｗ相差電圧２２ｃ）の電圧波形を示す図である。
各相の単相インバータ４が、仮に各相差電圧２２ａ〜２２ｃを出力すると、３相インバータ回路１は正弦波電圧２０を出力することになるが、各相の単相インバータ４は、以下に詳述するように、各相差電圧２２ａ〜２２ｃに三相共通の電圧を重畳した出力電圧指令に基づいて出力する。

まず、図６（ａ）に示すように、各相差電圧（Ｕ相差電圧２２ａ、Ｖ相差電圧２２ｂ、Ｗ相差電圧２２ｃ）における各時点の最大値と最小値との平均値を採った平均電圧２３を演算し、図６（ｂ）に示すように、平均電圧２３の極性を反転させて重畳零相電圧２４を生成する。そして、図７に示すように、＋側、−側共に電圧の制限を設けて、重畳零相電圧２４を制限して制限後重畳零相電圧２５とする。＋側の制限は正極零相制限値２６ａ、−側の制限は負極零相制限値２６ｂである。制限後重畳零相電圧２５の電圧レベルの目安は人体に影響を与えない電圧である。
次いで、図８に示すように、各相差電圧２２ａ〜２２ｃに三相共通の電圧である制限後重畳零相電圧２５を重畳して各相の単相インバータ出力電圧指令２７ａ〜２７ｃを生成する。なお、図８では、簡略のためにＵ相の１相分のみ図示する。

各相の単相インバータ４は、単相インバータ出力電圧指令２７ａ〜２７ｃにより高周波ＰＷＭ制御されて出力する。また各単相インバータ４は、このＰＷＭ制御において負荷７への出力電流が正弦波となるように制御される。各相差電圧２２ａ〜２２ｃの波形ピーク値は、例えば±１２５Ｖであったが、単相インバータ出力電圧指令２７ａ〜２７ｃでは波形ピーク値を各段と小さく（減少分２８）でき、この電圧を出力するために必要な各単相インバータ４の母線電圧を各段と低減できる。

各相の単相インバータ４の出力電圧は、三相３レベルインバータ３の各相の出力電圧に重畳され、三相３レベルインバータ３の出力電圧と各単相インバータ４の出力電圧との電圧和を、平滑フィルタ６を介して負荷７に出力する。図９に、三相３レベルインバータ３の出力電圧と各単相インバータ４の出力電圧との電圧和である三相インバータ回路１の各相出力電圧２９ａ〜２９ｃを示す。
負荷７への各相出力電圧２９ａ〜２９ｃは、正弦波電圧２０である各相の正弦波電圧成分、即ち、第１の直列コンデンサ１０と第２の直列コンデンサ１１との接続点である中性点の電位を基準に、各相が２π／３ずつ異なる位相で、同じ波高値を有する正弦波に、三相共通の零相交流電圧成分となる制限後重畳零相電圧２５を重畳した電圧となる。

このように、負荷７への各相出力電圧２９ａ〜２９ｃは、各相の正弦波電圧成分に三相共通の制限後重畳零相電圧２５を重畳した電圧であるが、三相共に同じ零相電圧が重畳されても相間の電圧差は一定で線間電圧波形には変化はない。三相インバータ回路１が出力する各線間電圧３０ａ〜３０ｃの波形を図１０に示す。各線間電圧波形は正弦波になり、各相の電圧が三相共通の零相交流電圧成分を有しても波形歪みには問題がない。

次に、３相インバータ回路１に設けられた補償電源１３の動作について図１１に基づいて以下に説明する。
三相インバータ回路１の各相出力電圧２９ａ〜２９ｃは、零相交流電圧成分（制限後重畳零相電圧２５）を有するため、第１の直流電源２の配線電位を変動させ、第１の直流電源２の浮遊静電容量１７から負荷接地点１６ａ、負荷７を通り三相インバータ回路１の経路に零相電流３４を流そうとする。この零相電流３４を流さないために、補償電源１３により、補償電圧給電点１５を基準にアース（接地点１６ｂ）へ向けて制限後重畳零相電圧２５と同じ値の電圧を印加する。これは、アース電位を基準にして制限後重畳零相電圧２５と逆極性で同じ大きさの電圧を補償電圧給電点１５に印加するのと同じことである。

補償電源１３が動作すると、補償電源１３の接地点電位と、負荷７の三相インバータ回路１側の端子電圧が同じになり、即ち、負荷端子のアースからの電位差が０となる。これにより零相電流３４は流れなくなり、代わりに補償電圧給電点１５から第１の直流電源２の浮遊静電容量１７とアースの経路で流れる補償電流３３だけが流れる。
補償電流３３が零相電流３４に代わって流れることについて、以下に説明する。
仮に、負荷７の中性点が接地されていないと仮定すると、零相交流電圧成分（制限後重畳零相電圧２５）は、負荷７の中性点と第１、第２の直列コンデンサ１０、１１の接続点（中性点）との間に発生する電圧となる。次に、この状態で負荷７の中性点を接地すると、つまり図１１の構成とすると、負荷７の中性点と第１、第２の直列コンデンサ１０、１１の接続点との間に発生する零相交流電圧成分（以下、単に零相交流電圧とする）は浮遊静電容量１７にかかり、これを充放電する電流が浮遊静電容量１７に流れる。この充放電電流が零相電流３４であるが、補償電源１３が動作して、零相交流電圧を充放電する電流（補償電流３３）を浮遊静電容量１７に流せば、負荷７の中性点を通る充放電電流、即ち零相電流３４は流れなくなる。つまり浮遊静電容量１７にかかる零相交流電圧を補償電源１３が予め発生するフィードフォワード制御を行うことで、浮遊静電容量１７を流れる電流は全て補償電源１３を経由する。

このように、単相インバータ出力電圧指令２７ａ〜２７ｃに重畳した三相共通の制限後重畳零相電圧２５と同じ電圧を、補償電源１３が出力することで、零相電流３４をほぼゼロにできる。また、この零相電流３４は各相の３つの電流を合算したもので、つまり漏電電流となるため、零相電流３４が発生すると図１で示した漏電遮断器１８が経路を遮断してしまう問題があった。この場合、漏電電流となる零相電流３４をゼロにできるため、漏電遮断器１８の誤作動を防止できると共に、三相インバータ回路１の電力変換効率が向上する。

次に、三相３レベルインバータ３の主電圧パルス２１ａの出力制御および単相インバータ４の電力収支について、図３を参照して以下に説明する。
上述したように、主電圧パルス２１ａは、単相インバータ４の半周期あるいは１周期の電力収支が０となるように出力される。三相３レベルインバータ３は、三相インバータ回路１全体の各相出力電圧２９ａ〜２９ｃにより出力される電力と同等の電力を主電圧パルス２１ａにより出力すれば良い。各相出力電圧２９ａ〜２９ｃは、正弦波電圧２０の電圧成分と零相交流電圧成分とを有するが、零相電流が流れないときは、零相交流電圧成分は電力に影響しないため、三相インバータ回路１全体の各相出力電圧を正弦波電圧２０のみと考えて主電圧パルス２１ａを出力制御する。

即ち、正弦波電圧２０と三相３レベルインバータ３の各相の出力電圧との差を補うように単相インバータ４は出力すると考えるため、三相３レベルインバータ３は、正弦波電圧２０により出力される電力と同等の電力を主電圧パルス２１ａにより出力すれば良い。
出力電流の位相を出力電圧の位相に一致するよう制御する（力率１運転）場合、正弦波電圧２０のピーク電圧をＶｐ、三相インバータ回路１に入力する直流電圧（ここでは、第１の直流電源２の電圧、あるいは、第１の直列コンデンサ１０の電圧と第２の直列コンデンサ１１の電圧との和）の１／２をＥｄとする場合、Ｖｐは次の式（１）で表せる。但し、θ１（０＜θ１＜π／２）は主電圧パルス２１ａが立ち上がる位相である。

上記式（１）から、主電圧パルス２１ａが立ち上がる位相θ１は、以下の式（２）となる。

この様に演算される位相（ｎπ＋θ１）で立ち上がるパルス幅が（π−２θ１）の電圧パルスが、主電圧パルス２１ａとなる。出力制御装置１４では、以上の演算を行い、演算結果を基にした三相３レベルインバータ制御信号１４ａを三相３レベルインバータ３へ送り、三相３レベルインバータ３を出力制御する。なお、上記演算では主電圧パルス２１ａが立ち上がる位相θ１を演算したが、この位相θ１を決定することは、パルス幅（π−２θ１）を決定することと同じである。

以上のようにこの実施の形態では、三相３レベルインバータ３と単相インバータ４を用い、第１の直列コンデンサ１０と第２の直列コンデンサ１１との接続点である中性点の電位を基準に、各相が２π／３ずつ異なる位相で、同じ波高値を有する正弦波電圧２０の成分、および三相に共通する零相交流電圧（制限後重畳零相電圧２５）の成分を各相出力電圧２９ａ〜２９ｃに有する。このため、三相交流出力において三相平衡した線間電圧３０ａ〜３０ｃを保ちつつ、単相インバータ４の出力電圧を零相交流電圧の分だけ小さくでき、単相インバータ４に必要な直流電圧を効果的に低減できる。このため、単相インバータ４の各素子を低耐圧素子で構成でき装置構成の小型化、低コスト化が促進すると共に、スイッチング損失が低減できて電力変換効率が向上する。
また、三相インバータ回路１は、三相３レベルインバータ３の出力電圧と各単相インバータ４の出力電圧との和による電圧を出力するため、三相インバータ回路１の直流入力電圧である第１の直流電源２の電圧よりも高い電圧を出力できる。また、三相３レベルインバータ３の各相は、半周期で１パルス運転が為されるため、スイッチング損失がほとんど発生しない。高周波でＰＷＭ制御される単相インバータ４の直流電圧は、比較的小さな値に選定されているので、ＰＷＭ制御によるスイッチング損失が小さく、平滑フィルタ６の容量も小さいものでよい。このため、三相インバータ回路１は、小型で低コスト、電力変換効率の高い装置構成となる。

また、各単相インバータ４は、各相の正弦波電圧２０から各相の三相３レベルインバータ電圧２１を差し引いた各相差電圧２２ａ〜２２ｃに共通の零相交流電圧を重畳した各相の単相インバータ出力電圧指令２７ａ〜２７ｃに基づいて、ＰＷＭ制御により出力するため、上記効果が確実に得られる。

また、単相インバータ出力電圧指令２７ａ〜２７ｃに重畳される零相交流電圧は、所定の電圧値で制限された制限後重畳零相電圧２５としている。この零相交流電圧を無制限にすると、三相インバータ回路１が扱う電圧によっては数百ボルトになることもあるが、所定の電圧値、例えば、人体への影響がないレベルの電圧に制限することで、第１の直流電源２、補償電源１３あるいはこれらの配線に人が接触する可能性のある保守・点検等の作業の安全性を向上させることができる。

また、各単相インバータ４は、負荷７への出力電流が正弦波となるようＰＷＭ制御されるため、高い力率で変換効率の高い制御が行える。

また各単相インバータ４の半周期あるいは１周期の出力電力収支が０となるように、三相３レベルインバータ３が出力する主電圧パルス２１ａのパルス幅を制御するため、各単相インバータ４は外部から電力授受する直流電源を備える必要がなく、装置構成を小型化、簡略化できる。

また、直流Ｎ母線３６と接地電位との間に接続された補償電源１３を備えて、零相交流電圧（制限後重畳零相電圧２５）と同じ電圧をアースに向けて出力したため、浮遊静電容量１７、三相インバータ回路１および負荷７を流れる零相電流３４をゼロとすることができる。
なお、補償電源１３は、直流Ｐ母線３７と接地電位との間に接続しても良く、同様の動作により同様の効果が得られる。

また、このように補償電源１３の出力電圧を制御して零相電流３４を流さないようにするため、次のような効果を有する。零相電流３４は、通常、負荷７の前段に配設される漏電遮断器１８に漏電電流として検出されるが、零相電流３４が流れないため漏電遮断器１８の誤作動を防止できると共に、三相インバータ回路１の電力変換効率が向上する。また、零相電流３４が流れる原因は、各相出力電圧２９ａ〜２９ｃが零相交流電圧成分を有することであるが、補償電源１３を動作させることで零相電流３４をキャンセルできるため、単相インバータ４に必要な直流電圧を低減するために、所望の大きさで零相交流電圧成分を生成できる。

また、補償電源１３は、第２の直流電源１９と単相インバータ１３ａとで構成されて、出力制御装置１４から出力される補償電源制御信号１４ｃにより駆動制御されて所望の交流電圧を発生させるため、零相電流３４をゼロにできる電圧を制御性良く確実に発生でき、上記効果が得られる。

実施の形態２．
上記実施の形態１では、三相３レベルインバータ３は、正弦波電圧２０により出力される電力と同等の電力を主電圧パルス２１ａにより出力するように、主電圧パルス２１ａのパルス幅（あるいは立ち上がり位相）を決定したが、他の手法でパルス幅を決定することもできる。この実施の形態では、単相インバータ４の半周期あるいは１周期の電力積算値を演算して、その電力積算値が０となるように主電圧パルス２１ａのパルス幅を求める。
三相３レベルインバータ３の主電圧パルス２１ａのパルス幅と、単相インバータ４の出力電力との関係を、図１２、図１３に基づいて以下に説明する。図１２は、単相インバータ４の半周期の電力積算値が正となる比較例の場合で、図１３は、図１２の場合より主電圧パルス２１ａのパルス幅を拡げ、単相インバータ４の半周期の電力積算値を０とした場合を示す。なお、便宜上、半周期の波形のみを図示している。
また、上記実施の形態１で説明したように、三相インバータ回路１の各相出力電圧２９ａ〜２９ｃは、正弦波電圧２０の電圧成分と零相交流電圧成分とを有するが、零相電流が流れないときは、零相交流電圧成分は電力に影響しないため、三相インバータ回路１全体の各相出力電圧を正弦波電圧２０のみと考えて主電圧パルス２１ａのパルス幅を求める。

図１２（ａ）、図１３（ａ）に示すように、正弦波電圧２０の電圧波形に対して、三相３レベルインバータ３は半周期に１パルスの主電圧パルス２１ａを出力する。
そして、図１２（ｂ）、図１３（ｂ）に示すように、三相３レベルインバータ３の主電圧パルス２１ａと正弦波電圧２０との差の電圧波形が得られるように、単相インバータ４はＰＷＭ制御により平均的な電圧２２ｄを出力する。例えば、三相３レベルインバータ３が太陽光パワーコンデショナの場合、負荷７への出力電流は力率１の場合が多い。力率１の場合、出力電流３１の電流波形は、正弦波電圧２０と同じ位相の正弦波となる。

そして、出力電圧２２ｄと出力電流３１との積である単相インバータ４の出力電力３２は、図１２（ｃ）、図１３（ｃ）に示す波形となる。図１２（ｃ）では、単相インバータ４の出力電力２６の半周期の積算値は正となるため、単相インバータ４の直流コンデンサ５には外部に電源が必要となる。図１３（ｃ）では、主電圧パルス２１ａのパルス幅を拡げ、この場合、単相インバータ４の負の出力電力３２が増加し、半周期の電力積算値がゼロとなる。

この実施の形態では、単相インバータ４の半周期あるいは１周期の電力積算値が０となるように主電圧パルス２１ａのパルス幅を決定する。各単相インバータ４の半周期あるいは１周期の電力収支が０となるように制御されるため、各単相インバータ４の直流コンデンサ５は外部から電力授受する直流電源を持たない簡便な構成にできる。

実施の形態３．
上記実施の形態１では、所定の電圧値で制限された制限後重畳零相電圧２５を零相交流電圧としたが、この実施の形態３では、電圧制限を設けない。
第１の直流電源２やその配線、および補償電源１３やその配線に電圧制限の必要がない場合、単相インバータ出力電圧指令２７ａ〜２７ｃに重畳される零相交流電圧は電圧制限せずに用いることができる。即ち、各相の正弦波電圧２０から各相の三相３レベルインバータ電圧２１を減算して得られる各相差電圧（Ｕ相差電圧２２ａ、Ｖ相差電圧２２ｂ、Ｗ相差電圧２２ｃ）における各時点の最大値と最小値との平均値を採った平均電圧２３を演算し（図６（ａ）参照）、平均電圧２３の極性を反転させて重畳零相電圧２４を生成する（図６（ｂ）参照）。そして、図１４に示すように、各相差電圧２２ａ〜２２ｃに三相共通の電圧である重畳零相電圧２４を零相交流電圧成分として重畳し、各相の単相インバータ出力電圧指令３８ａ〜３８ｃを生成する。なお、図１４では、簡略のためにＵ相の１相分のみ図示する。

各相の単相インバータ４は、単相インバータ出力電圧指令３８ａ〜３８ｃにより高周波ＰＷＭ制御されて出力する。また各単相インバータ４は、このＰＷＭ制御において負荷７への出力電流が正弦波となるように制御される。各相差電圧２２ａ〜２２ｃの波形ピーク値は、例えば±１２５Ｖであったが、単相インバータ出力電圧指令３８ａ〜３８ｃでは、零相交流電圧に電圧制限を設けた上記実施の形態１の場合よりもさらに波形ピーク値を小さく（減少分３９）でき、この電圧を出力するために必要な各単相インバータ４の直流電圧をさらに低減できる。このため、単相インバータ４を構成する素子の耐圧をさらに低く設計でき、単相インバータ４でのスイッチング損失もさらに低減できる。

また、単相インバータ出力電圧指令２７ａ〜２７ｃに重畳される零相交流電圧は、各時点の各相差電圧２２ａ〜２２ｃにおける最大値と最小値との平均電圧から成る交流電圧の極性を反転させた電圧であるため、各相の電圧出力負担の瞬時アンバランスが緩和される。
なお、この場合、補償電源１３は、零相交流電圧成分である重畳零相電圧２４と同じ電圧をアースに向けて出力する。これにより、上記実施の形態１と同様に、浮遊静電容量１７、三相インバータ回路１および負荷７を流れる零相電流３４をゼロにすることができる。

実施の形態４．
次に、この発明の実施の形態４による電力変換装置を図に基づいて説明する。
図１５は、この発明の実施の形態４による電力変換装置としての三相インバータ回路１の構成図である。この実施の形態では、補正電源１３が接続された電位、この場合、直流Ｎ母線３６の補償電圧給電点１５から各相の零相電圧測定点５０ａ〜５０ｃまでの電圧をそれぞれ検出する各相電位差検出器５１（５１ａ〜５１ｃ）を備える。そして、検出された電圧値は出力制御装置１４へ伝送され、出力制御装置１４では該検出電圧値に基づいて零相交流電圧成分を演算して補償電源１３を制御する。なお、図１５では漏電遮断器１８を省略したものを示したが、各相の零相電圧測定点５０ａ〜５０ｃは、漏電遮断器１８を通る電流経路にあることが望ましい。
その他の構成は、上記実施の形態１の図１で示した構成と同様である。

Ｕ相電位差検出器５１ａ、Ｖ相電位差検出器５１ｂ、Ｗ相電位差検出器５１ｃがそれぞれ検出する補償電圧給電点１５から各相の零相電圧測定点５０ａ〜５０ｃまでの検出電圧Ｖｕｎ、Ｖｖｎ、Ｖｗｎは、出力制御装置１４へ伝送され、出力制御装置１４では三相インバータ回路１が出力した零相交流電圧成分である零相電圧Ｖzeroを、以下の式で計算する。
Ｖzero＝（Ｖｕｎ＋Ｖｖｎ＋Ｖｗｎ）／３

そして、出力制御装置１４は、補正電源制御信号１４ｃにより補償電源１３を出力制御して、補償電圧給電点１５を基準にアース（接地点１６ｂ）へ向けて零相電圧Ｖzeroを印加する。これにより、補償電源１３の接地点電位と、各相の零相電圧測定点５０ａ〜５０ｃの電位（零相分）が同じになって零相電流３４は流れなくなり、代わりに、補償電圧給電点１５から第１の直流電源２の浮遊静電容量１７とアースの経路で流れる補償電流３３だけが流れる（図１１参照）。

この実施の形態では、補償電圧給電点１５から各相の零相電圧測定点５０ａ〜５０ｃまでの電位差を検出して、補償電源１３が出力すべき電圧を演算するため、補償電源１３は、三相インバータ回路１が出力する零相交流電圧成分と同じ電圧を確実に出力することができる。このため、零相電流３４を流さない制御が確実に実現できる。

実施の形態５．
次に、この発明の実施の形態５による電力変換装置を図に基づいて説明する。
図１６は、この発明の実施の形態５による電力変換装置としての三相インバータ回路１の構成図である。この実施の形態では、三相インバータ回路１から負荷７に流れる零相電流３４を三相の電流差から検出する零相電流検出器５３を、三相インバータ回路１の出力と負荷７との間に備える。そして、検出された電流値５５は、矢印５４の方向を正極性として、出力制御装置１４に伝送され、出力制御装置１４では電流値５５が０となるように補償電源１３を制御する。その他の構成は、上記実施の形態１の図１で示した構成と同様である。

零相電流３４の電流値５５が正極性の場合、補償電源１３は、補償電圧給電点１５からアースに負極性の電圧を発生し、電流値５５が０になるように制御する。また電流値５５が負極性の場合、補償電圧給電点１５からアースに正極性の電圧を発生し、電流値５５が０になるように制御する。

この実施の形態では、零相電流３４を検出して、検出された電流値５５が０となるように補償電源１３の出力電圧の大きさと極性を制御することで、確実に零相電流３４をなくすことができる。

実施の形態６．
次に、この発明の実施の形態６による電力変換装置を図に基づいて説明する。
図１７は、この発明の実施の形態６による電力変換装置としての三相インバータ回路１の構成図である。この実施の形態では、三相３レベルインバータ３の各相交流出力線にそれぞれ複数台（この場合２台）の単相インバータ４、４ａを直列接続する。各相２台の単相インバータ４、４ａは、同様の構成であり、便宜上、１つの単相インバータ４のみ回路構成を図示し、他を省略した。
そして、三相３レベルインバータ３、各単相インバータ４、４ａは、CPUやDSP、FPGAなどによる演算が可能な出力制御装置１４から出力される三相３レベルインバータ制御信号１４、単相インバータ制御信号１４ｂ、１４ｂａにより駆動制御される。また、出力制御装置１４は、上記実施の形態１と同様に補償電源１３を制御する。
その他の構成は、上記実施の形態１の図１で示した構成と同様である。

この実施の形態では、各相において複数台の単相インバータ４、４ａを有しているため、複数台の単相インバータ４、４ａの出力電圧の和の出力指令を生成する際に、上記実施の形態１あるいは実施の形態３と同様に零相交流電圧成分を重畳する。各相の複数台の単相インバータ４、４ａの出力電圧は、三相３レベルインバータ３の各相の出力電圧に重畳され、その電圧和を、平滑フィルタ６を介して負荷７に出力する。そして、補償電源１３により、零相交流電圧成分と同じ電圧を発生させることにより、上記実施の形態１、３と同様の効果が得られる。
また、三相３レベルインバータ３の各相交流出力線にそれぞれ複数台（この場合２台）の単相インバータ４、４ａを直列接続するため、各単相インバータ４、４ａが出力する電圧を低減でき、スイッチング損失が低減する。また、単相インバータ４、４ａの直列数を増加するとキャリア波の周波数を下げてもよく、さらにスイッチング損失が低減する。

なお、上記実施の形態４、５を適用して補償電源１３を制御しても良く、同様に零相電流３４を流さない効果が得られる。

実施の形態７．
次に、この発明の実施の形態７による電力変換装置を図に基づいて説明する。
図１８は、この発明の実施の形態７による電力変換装置としての三相インバータ回路１の構成図である。この実施の形態では、第１の直流電源２の電圧を昇圧する昇圧回路４０を設け、昇圧回路４０の出力電圧を三相３レベルインバータ３の直流入力電圧とする。昇圧回路４０は、例えば、リアクトル４１、第１の直流電源２の直流Ｎ母線３６と直流Ｐ母線３７との間に接続されたスイッチ４２、および一方向の電流を流して第１、第２の直列コンデンサ１０、１１を充電するダイオード４３で構成される。
その他の構成は、上記実施の形態１の図１で示した構成と同様で、三相３レベルインバータ３、各単相インバータ４および補償電源１３は、上記実施の形態１と同様に制御される。

第１の直流電源２が、例えば太陽電池のような自然エネルギを利用する電源の場合、気象変化等で出力電圧は常に変化する。太陽電池では、朝夕、曇りの時に出力電圧が低下する。三相３レベルインバータ１の出力可能な交流電圧は、三相３レベルインバータ３の母線電圧値である、第１の直列コンデンサ１０の電圧値と第２の直列コンデンサ１１の電圧値により決まる。
図１９は、第１の直流電源２の電圧と三相３レベルインバータ３が出力する主電圧パルス２１ａのパルス幅の関係を示す図である。負荷７への出力電圧は三相、２００Vrmsとした。図１９に示すように、第１の直流電源電圧が２５６．５１Ｖより低い電圧の時、昇圧回路４０により２５６．５１Ｖまで昇圧する。第１の直流電源電圧が２５６．５１Ｖ以上になると、主電圧パルス２１ａのパルス幅を短くする。そして、第１の直流電源電圧が３６２．７Ｖまで、単相インバータ４の電力収支が０となるような主電圧パルス２１ａが生成できる。

この実施の形態では、昇圧回路４０により第１の直流電源２の電圧を昇圧して、三相３レベルインバータ３の直流入力電圧となる第１、第２の直列コンデンサ１０、１１の電圧値を、所望の交流電圧が出力可能の電圧まで高くした。このため、第１の直流電源２が低い電圧から三相インバータ回路１の波形出力が可能になり、三相インバータ回路１の動作可能範囲が拡がる。

なお、この実施の形態では、昇圧回路４０を上記実施の形態１で示した電力変換装置に適用したものを示したが、上記実施の形態２〜６の各実施の形態を適用しても良い。

なお、上記実施の形態１〜７では、補償電源１３を設けて零相電流３４を流さないよう制御したが、零相電流３４が問題にならない場合は、補償電源１３を備えずに零相電流に係わる制御をしないものであっても良い。その場合も、三相交流出力において三相平衡した線間電圧３０ａ〜３０ｃを保ちつつ、単相インバータ４の出力電圧を零相交流電圧の分だけ小さくでき、単相インバータ４に必要な直流電圧を効果的に低減できる。このため、単相インバータ４の各素子を低耐圧素子で構成でき装置構成の小型化、低コスト化が促進すると共に、スイッチング損失が低減できて電力変換効率が向上する。

実施の形態８．
次に、この発明の実施の形態８による電力変換装置を図２０に基づいて説明する。
図２０に示すように、三相インバータ回路１の各相出力と負荷７との間に、三相インバータ回路１が出力する電荷量以上の静電容量を持つコンデンサ４４を直列接続して備え、第１の直流電源２の出力端子の低圧側が接地点４５で接地される。この場合、上記実施の形態１で示した浮遊静電容量１７がなく、浮遊静電容量１７を流れる零相電流３４の発生もないため、補償電源１３を備えない。その他の構成は上記実施の形態１の図１で示した構成と同様で、三相インバータ回路１は上記実施の形態１と同様に制御され、単相インバータ４の出力電圧を零相交流電圧の分だけ小さくでき、単相インバータ４に必要な直流電圧を効果的に低減できる。

第１の直流電源２を接地した場合、三相インバータ回路１の各相の出力電圧は、第１の直流電源２の電圧の１／２の電圧値、あるいは第２の直列コンデンサ１１の電圧値を中性点電位として出力するため、その直流電圧分だけ加算された波形を出力する。この実施の形態では、各相にコンデンサ４４を備えたため、これらのコンデンサ４４が直流成分をカットして、交流成分だけを負荷７に出力する。このように負荷７へ出力される直流電圧成分を遮断するため、負荷７となる系統に出力して系統に連系できる。

実施の形態９．
次に、この発明の実施の形態９による電力変換装置を図２１に基づいて説明する。
図２１に示すように、三相インバータ回路１と負荷７との間に、絶縁が可能な絶縁トランス４６を配置し、第１の直流電源２の出力端子の低圧側が接地点４５で接地される。この絶縁トランス４６は巻き数比による一般的な昇圧機能を備えてもよい。この場合、絶縁トランス４６により零相電流経路が遮断されているため、零相電流３４が流れず補償電源１３を備えない。その他の構成は上記実施の形態１の図１で示した構成と同様で、三相インバータ回路１は上記実施の形態１と同様に制御され、単相インバータ４の出力電圧を零相交流電圧の分だけ小さくでき、単相インバータ４に必要な直流電圧を効果的に低減できる。

第１の直流電源２を接地した場合、三相インバータ回路１の各相の出力電圧は、第１の直流電源２の電圧の１／２の電圧値、あるいは第２の直列コンデンサ１１の電圧値を中性点電位として出力するため、その直流電圧分だけ加算された波形を出力する。この実施の形態では、絶縁トランス４６を備えたため、絶縁トランス４６により直流成分がカットされ、交流成分だけを負荷７に出力する。このように負荷７へ出力される直流電圧成分を遮断するため、負荷７となる系統に出力して系統に連系できる。また、絶縁トランス４６で昇圧すると、高い交流電圧が出力可能になる。

Claims (14)

1. 第１の直流電源の正負端子間に接続された三相３レベルインバータと、該三相３レベルインバータの１レベルの電圧より小さい直流電圧を入力とし、該三相３レベルインバータの各相交流出力線にそれぞれ１あるいは複数直列接続された単相インバータとを備え、
   上記三相３レベルインバータの各相は、上記負荷への各相出力電圧の半周期に対して１パルスの電圧を出力し、上記各単相インバータはＰＷＭ制御により出力して、上記三相３レベルインバータの出力電圧と上記各単相インバータの出力電圧との総和を平滑フィルタを介して負荷に出力し、
   上記負荷への各相出力電圧は、上記第１の直流電源の基準電位からゼロあるいは一定の直流電位を有した点を基準とし、各相が２π／３ずつ異なる位相で同じ波高値を有する正弦波電圧成分、および三相に共通する零相交流電圧成分を有することを特徴とする電力変換装置。
2. 上記各単相インバータは、各相の上記正弦波電圧成分から上記三相３レベルインバータの相電圧を差し引いた各相差電圧に共通の上記零相交流電圧成分を重畳した各相出力電圧指令に基づき、ＰＷＭ制御により出力することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 上記各相出力電圧指令に重畳される上記零相交流電圧成分は、各時点の上記各相差電圧における最大値と最小値との平均電圧から成る交流電圧の極性を反転させた電圧であることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
4. 上記零相交流電圧成分は、所定の電圧値で制限されて上記各単相インバータの上記各相出力電圧指令に重畳されることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
5. 上記各単相インバータは、上記負荷への出力電流が正弦波となるようＰＷＭ制御されることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
6. 上記各単相インバータの半周期あるいは１周期の出力電力収支が０となるように、上記三相３レベルインバータが出力する上記１パルスのパルス幅を制御することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
7. 上記第１の直流電源の電圧を昇圧する昇圧回路を設け、該昇圧回路の出力電圧を上記三相３レベルインバータの直流入力とすることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
8. 上記第１の直流電源はアースとの間に浮遊の静電容量を有し、上記負荷は接地され、
   上記第１の直流電源の一方の出力端子と接地電位との間に接続された補償電源を備え、上記負荷への三相交流出力における零相電流が流れないように上記補償電源の出力電圧を制御することを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
9. 上記補償電源は、上記第１の直流電源の一方の出力端子から上記接地電位に向かって上記零相交流電圧成分と同じ電圧を出力することを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
10. 上記第１の直流電源の端子と上記負荷への各相出力との各相電位差の検出値に基づいて上記零相交流電圧成分の電圧値を演算し、上記補償電源は、該演算した電圧値に基づいて出力することを特徴とする請求項９に記載の電力変換装置。
11. 電流検出器を備えて上記零相電流を検出し、該検出された電流値が０となるように上記補償電源の出力電圧を制御することを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
12. 上記補償電源は、第２の直流電源と単相インバータとから成り、上記第１の直流電源の一方の出力端子と接地電位との間に所望の交流電圧を発生させることを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
13. 上記第１の直流電源の出力端子の一方を接地し、上記負荷と該負荷への各相出力との間にコンデンサを直列接続して、上記負荷へ出力される各相の直流電圧成分を遮断することを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
14. 上記負荷の前段に絶縁トランスを設け、該絶縁トランスを介して上記負荷に出力することを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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