JP5291180B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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Description
太陽電池の出力端子間に接続された平滑コンデンサを直流部とした3相インバータと、その各交流出力線にそれぞれ直列接続された単相インバータとでインバータ部を構成し、3相絶縁トランスを介して系統に連系する。3相インバータは、系統電圧半周期に対してパルス幅を半周期とする基本電圧パルス内に逆極性電圧パルスを出力し、各単相インバータは、半周期内で負担電力を概ゼロにすると共に、3相インバータの逆極性電圧パルスの発生期間では各相の目標出力電圧に共通電圧を減算する補正を行う(例えば、特許文献1参照)。
以下、この発明の実施の形態1による電力変換装置を図に基づいて説明する。
図1は、この発明の実施の形態1による電力変換装置としての三相インバータ回路1の構成図である。三相インバータ回路1は、第1の直流電源2からの直流電力を三相交流電力に変換して負荷7に出力するもので、第1の直流電源2は、アースとの間に浮遊静電容量17を持つ太陽電池などの直流電源である。負荷7は負荷接地点16aで接地される。
三相インバータ回路1は、第1の直流電源2の電圧を母線電圧とする三相3レベルインバータ3と、三相3レベルインバータ3の各相交流出力線にそれぞれ直列接続された単相インバータ4と、単相インバータ4の後段に接続され、図示しないリアクトルおよびコンデンサから成る三相の平滑フィルタ6とを備える。
なお、各単相インバータ4の直流コンデンサ5の電圧は、第1の直流電源2の電圧の1/2(あるいは第1、第2の直列コンデンサ10、11の電圧)に比べて小さく設定されている。即ち、直流コンデンサ5の電圧は三相3レベルインバータ3の1レベルの電圧より小さい。また、図1では、便宜上、3つの各単相インバータ4の内、1相のみの回路構成を図示し他の相を省略した。
三相3レベルインバータ3、各単相インバータ4および補償電源13は、CPUやDSP、FPGAなどによる演算が可能な出力制御装置14から出力される三相3レベルインバータ制御信号14a、単相インバータ制御信号14b、補償電源制御信号14cにより駆動制御される。
図3に、三相インバータ回路1が出力する1相分、例えばU相の正弦波電圧成分の電圧指令となる正弦波電圧20と、三相3レベルインバータ3のU相が出力する電圧波形(三相3レベルインバータ電圧21)とを示す。
第1の直流電源2により出力される直流電圧は、第1の直列コンデンサ10と第2の直列コンデンサ11との直列体に充電される。第1の直流電源2、第1の直列コンデンサ10、および第2の直列コンデンサ11の電圧は検出され、各検出電圧値は出力制御装置14へ伝送される。
各相の単相インバータ4が、仮に各相差電圧22a〜22cを出力すると、3相インバータ回路1は正弦波電圧20を出力することになるが、各相の単相インバータ4は、以下に詳述するように、各相差電圧22a〜22cに三相共通の電圧を重畳した出力電圧指令に基づいて出力する。
次いで、図8に示すように、各相差電圧22a〜22cに三相共通の電圧である制限後重畳零相電圧25を重畳して各相の単相インバータ出力電圧指令27a〜27cを生成する。なお、図8では、簡略のためにU相の1相分のみ図示する。
負荷7への各相出力電圧29a〜29cは、正弦波電圧20である各相の正弦波電圧成分、即ち、第1の直列コンデンサ10と第2の直列コンデンサ11との接続点である中性点の電位を基準に、各相が2π/3ずつ異なる位相で、同じ波高値を有する正弦波に、三相共通の零相交流電圧成分となる制限後重畳零相電圧25を重畳した電圧となる。
三相インバータ回路1の各相出力電圧29a〜29cは、零相交流電圧成分(制限後重畳零相電圧25)を有するため、第1の直流電源2の配線電位を変動させ、第1の直流電源2の浮遊静電容量17から負荷接地点16a、負荷7を通り三相インバータ回路1の経路に零相電流34を流そうとする。この零相電流34を流さないために、補償電源13により、補償電圧給電点15を基準にアース(接地点16b)へ向けて制限後重畳零相電圧25と同じ値の電圧を印加する。これは、アース電位を基準にして制限後重畳零相電圧25と逆極性で同じ大きさの電圧を補償電圧給電点15に印加するのと同じことである。
補償電流33が零相電流34に代わって流れることについて、以下に説明する。
仮に、負荷7の中性点が接地されていないと仮定すると、零相交流電圧成分(制限後重畳零相電圧25)は、負荷7の中性点と第1、第2の直列コンデンサ10、11の接続点(中性点)との間に発生する電圧となる。次に、この状態で負荷7の中性点を接地すると、つまり図11の構成とすると、負荷7の中性点と第1、第2の直列コンデンサ10、11の接続点との間に発生する零相交流電圧成分(以下、単に零相交流電圧とする)は浮遊静電容量17にかかり、これを充放電する電流が浮遊静電容量17に流れる。この充放電電流が零相電流34であるが、補償電源13が動作して、零相交流電圧を充放電する電流(補償電流33)を浮遊静電容量17に流せば、負荷7の中性点を通る充放電電流、即ち零相電流34は流れなくなる。つまり浮遊静電容量17にかかる零相交流電圧を補償電源13が予め発生するフィードフォワード制御を行うことで、浮遊静電容量17を流れる電流は全て補償電源13を経由する。
上述したように、主電圧パルス21aは、単相インバータ4の半周期あるいは1周期の電力収支が0となるように出力される。三相3レベルインバータ3は、三相インバータ回路1全体の各相出力電圧29a〜29cにより出力される電力と同等の電力を主電圧パルス21aにより出力すれば良い。各相出力電圧29a〜29cは、正弦波電圧20の電圧成分と零相交流電圧成分とを有するが、零相電流が流れないときは、零相交流電圧成分は電力に影響しないため、三相インバータ回路1全体の各相出力電圧を正弦波電圧20のみと考えて主電圧パルス21aを出力制御する。
出力電流の位相を出力電圧の位相に一致するよう制御する(力率1運転)場合、正弦波電圧20のピーク電圧をVp、三相インバータ回路1に入力する直流電圧(ここでは、第1の直流電源2の電圧、あるいは、第1の直列コンデンサ10の電圧と第2の直列コンデンサ11の電圧との和)の1/2をEdとする場合、Vpは次の式(1)で表せる。但し、θ1(0<θ1<π/2)は主電圧パルス21aが立ち上がる位相である。
また、三相インバータ回路1は、三相3レベルインバータ3の出力電圧と各単相インバータ4の出力電圧との和による電圧を出力するため、三相インバータ回路1の直流入力電圧である第1の直流電源2の電圧よりも高い電圧を出力できる。また、三相3レベルインバータ3の各相は、半周期で1パルス運転が為されるため、スイッチング損失がほとんど発生しない。高周波でPWM制御される単相インバータ4の直流電圧は、比較的小さな値に選定されているので、PWM制御によるスイッチング損失が小さく、平滑フィルタ6の容量も小さいものでよい。このため、三相インバータ回路1は、小型で低コスト、電力変換効率の高い装置構成となる。
なお、補償電源13は、直流P母線37と接地電位との間に接続しても良く、同様の動作により同様の効果が得られる。
上記実施の形態1では、三相3レベルインバータ3は、正弦波電圧20により出力される電力と同等の電力を主電圧パルス21aにより出力するように、主電圧パルス21aのパルス幅(あるいは立ち上がり位相)を決定したが、他の手法でパルス幅を決定することもできる。この実施の形態では、単相インバータ4の半周期あるいは1周期の電力積算値を演算して、その電力積算値が0となるように主電圧パルス21aのパルス幅を求める。
三相3レベルインバータ3の主電圧パルス21aのパルス幅と、単相インバータ4の出力電力との関係を、図12、図13に基づいて以下に説明する。図12は、単相インバータ4の半周期の電力積算値が正となる比較例の場合で、図13は、図12の場合より主電圧パルス21aのパルス幅を拡げ、単相インバータ4の半周期の電力積算値を0とした場合を示す。なお、便宜上、半周期の波形のみを図示している。
また、上記実施の形態1で説明したように、三相インバータ回路1の各相出力電圧29a〜29cは、正弦波電圧20の電圧成分と零相交流電圧成分とを有するが、零相電流が流れないときは、零相交流電圧成分は電力に影響しないため、三相インバータ回路1全体の各相出力電圧を正弦波電圧20のみと考えて主電圧パルス21aのパルス幅を求める。
そして、図12(b)、図13(b)に示すように、三相3レベルインバータ3の主電圧パルス21aと正弦波電圧20との差の電圧波形が得られるように、単相インバータ4はPWM制御により平均的な電圧22dを出力する。例えば、三相3レベルインバータ3が太陽光パワーコンデショナの場合、負荷7への出力電流は力率1の場合が多い。力率1の場合、出力電流31の電流波形は、正弦波電圧20と同じ位相の正弦波となる。
上記実施の形態1では、所定の電圧値で制限された制限後重畳零相電圧25を零相交流電圧としたが、この実施の形態3では、電圧制限を設けない。
第1の直流電源2やその配線、および補償電源13やその配線に電圧制限の必要がない場合、単相インバータ出力電圧指令27a〜27cに重畳される零相交流電圧は電圧制限せずに用いることができる。即ち、各相の正弦波電圧20から各相の三相3レベルインバータ電圧21を減算して得られる各相差電圧(U相差電圧22a、V相差電圧22b、W相差電圧22c)における各時点の最大値と最小値との平均値を採った平均電圧23を演算し(図6(a)参照)、平均電圧23の極性を反転させて重畳零相電圧24を生成する(図6(b)参照)。そして、図14に示すように、各相差電圧22a〜22cに三相共通の電圧である重畳零相電圧24を零相交流電圧成分として重畳し、各相の単相インバータ出力電圧指令38a〜38cを生成する。なお、図14では、簡略のためにU相の1相分のみ図示する。
なお、この場合、補償電源13は、零相交流電圧成分である重畳零相電圧24と同じ電圧をアースに向けて出力する。これにより、上記実施の形態1と同様に、浮遊静電容量17、三相インバータ回路1および負荷7を流れる零相電流34をゼロにすることができる。
次に、この発明の実施の形態4による電力変換装置を図に基づいて説明する。
図15は、この発明の実施の形態4による電力変換装置としての三相インバータ回路1の構成図である。この実施の形態では、補正電源13が接続された電位、この場合、直流N母線36の補償電圧給電点15から各相の零相電圧測定点50a〜50cまでの電圧をそれぞれ検出する各相電位差検出器51(51a〜51c)を備える。そして、検出された電圧値は出力制御装置14へ伝送され、出力制御装置14では該検出電圧値に基づいて零相交流電圧成分を演算して補償電源13を制御する。なお、図15では漏電遮断器18を省略したものを示したが、各相の零相電圧測定点50a〜50cは、漏電遮断器18を通る電流経路にあることが望ましい。
その他の構成は、上記実施の形態1の図1で示した構成と同様である。
Vzero=(Vun+Vvn+Vwn)/3
次に、この発明の実施の形態5による電力変換装置を図に基づいて説明する。
図16は、この発明の実施の形態5による電力変換装置としての三相インバータ回路1の構成図である。この実施の形態では、三相インバータ回路1から負荷7に流れる零相電流34を三相の電流差から検出する零相電流検出器53を、三相インバータ回路1の出力と負荷7との間に備える。そして、検出された電流値55は、矢印54の方向を正極性として、出力制御装置14に伝送され、出力制御装置14では電流値55が0となるように補償電源13を制御する。その他の構成は、上記実施の形態1の図1で示した構成と同様である。
次に、この発明の実施の形態6による電力変換装置を図に基づいて説明する。
図17は、この発明の実施の形態6による電力変換装置としての三相インバータ回路1の構成図である。この実施の形態では、三相3レベルインバータ3の各相交流出力線にそれぞれ複数台(この場合2台)の単相インバータ4、4aを直列接続する。各相2台の単相インバータ4、4aは、同様の構成であり、便宜上、1つの単相インバータ4のみ回路構成を図示し、他を省略した。
そして、三相3レベルインバータ3、各単相インバータ4、4aは、CPUやDSP、FPGAなどによる演算が可能な出力制御装置14から出力される三相3レベルインバータ制御信号14、単相インバータ制御信号14b、14baにより駆動制御される。また、出力制御装置14は、上記実施の形態1と同様に補償電源13を制御する。
その他の構成は、上記実施の形態1の図1で示した構成と同様である。
また、三相3レベルインバータ3の各相交流出力線にそれぞれ複数台(この場合2台)の単相インバータ4、4aを直列接続するため、各単相インバータ4、4aが出力する電圧を低減でき、スイッチング損失が低減する。また、単相インバータ4、4aの直列数を増加するとキャリア波の周波数を下げてもよく、さらにスイッチング損失が低減する。
次に、この発明の実施の形態7による電力変換装置を図に基づいて説明する。
図18は、この発明の実施の形態7による電力変換装置としての三相インバータ回路1の構成図である。この実施の形態では、第1の直流電源2の電圧を昇圧する昇圧回路40を設け、昇圧回路40の出力電圧を三相3レベルインバータ3の直流入力電圧とする。昇圧回路40は、例えば、リアクトル41、第1の直流電源2の直流N母線36と直流P母線37との間に接続されたスイッチ42、および一方向の電流を流して第1、第2の直列コンデンサ10、11を充電するダイオード43で構成される。
その他の構成は、上記実施の形態1の図1で示した構成と同様で、三相3レベルインバータ3、各単相インバータ4および補償電源13は、上記実施の形態1と同様に制御される。
図19は、第1の直流電源2の電圧と三相3レベルインバータ3が出力する主電圧パルス21aのパルス幅の関係を示す図である。負荷7への出力電圧は三相、200Vrmsとした。図19に示すように、第1の直流電源電圧が256.51Vより低い電圧の時、昇圧回路40により256.51Vまで昇圧する。第1の直流電源電圧が256.51V以上になると、主電圧パルス21aのパルス幅を短くする。そして、第1の直流電源電圧が362.7Vまで、単相インバータ4の電力収支が0となるような主電圧パルス21aが生成できる。
次に、この発明の実施の形態8による電力変換装置を図20に基づいて説明する。
図20に示すように、三相インバータ回路1の各相出力と負荷7との間に、三相インバータ回路1が出力する電荷量以上の静電容量を持つコンデンサ44を直列接続して備え、第1の直流電源2の出力端子の低圧側が接地点45で接地される。この場合、上記実施の形態1で示した浮遊静電容量17がなく、浮遊静電容量17を流れる零相電流34の発生もないため、補償電源13を備えない。その他の構成は上記実施の形態1の図1で示した構成と同様で、三相インバータ回路1は上記実施の形態1と同様に制御され、単相インバータ4の出力電圧を零相交流電圧の分だけ小さくでき、単相インバータ4に必要な直流電圧を効果的に低減できる。
次に、この発明の実施の形態9による電力変換装置を図21に基づいて説明する。
図21に示すように、三相インバータ回路1と負荷7との間に、絶縁が可能な絶縁トランス46を配置し、第1の直流電源2の出力端子の低圧側が接地点45で接地される。この絶縁トランス46は巻き数比による一般的な昇圧機能を備えてもよい。この場合、絶縁トランス46により零相電流経路が遮断されているため、零相電流34が流れず補償電源13を備えない。その他の構成は上記実施の形態1の図1で示した構成と同様で、三相インバータ回路1は上記実施の形態1と同様に制御され、単相インバータ4の出力電圧を零相交流電圧の分だけ小さくでき、単相インバータ4に必要な直流電圧を効果的に低減できる。
Claims (14)
- 第1の直流電源の正負端子間に接続された三相3レベルインバータと、該三相3レベルインバータの1レベルの電圧より小さい直流電圧を入力とし、該三相3レベルインバータの各相交流出力線にそれぞれ1あるいは複数直列接続された単相インバータとを備え、
上記三相3レベルインバータの各相は、上記負荷への各相出力電圧の半周期に対して1パルスの電圧を出力し、上記各単相インバータはPWM制御により出力して、上記三相3レベルインバータの出力電圧と上記各単相インバータの出力電圧との総和を平滑フィルタを介して負荷に出力し、
上記負荷への各相出力電圧は、上記第1の直流電源の基準電位からゼロあるいは一定の直流電位を有した点を基準とし、各相が2π/3ずつ異なる位相で同じ波高値を有する正弦波電圧成分、および三相に共通する零相交流電圧成分を有することを特徴とする電力変換装置。 - 上記各単相インバータは、各相の上記正弦波電圧成分から上記三相3レベルインバータの相電圧を差し引いた各相差電圧に共通の上記零相交流電圧成分を重畳した各相出力電圧指令に基づき、PWM制御により出力することを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。
- 上記各相出力電圧指令に重畳される上記零相交流電圧成分は、各時点の上記各相差電圧における最大値と最小値との平均電圧から成る交流電圧の極性を反転させた電圧であることを特徴とする請求項2に記載の電力変換装置。
- 上記零相交流電圧成分は、所定の電圧値で制限されて上記各単相インバータの上記各相出力電圧指令に重畳されることを特徴とする請求項2に記載の電力変換装置。
- 上記各単相インバータは、上記負荷への出力電流が正弦波となるようPWM制御されることを特徴とする請求項2に記載の電力変換装置。
- 上記各単相インバータの半周期あるいは1周期の出力電力収支が0となるように、上記三相3レベルインバータが出力する上記1パルスのパルス幅を制御することを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。
- 上記第1の直流電源の電圧を昇圧する昇圧回路を設け、該昇圧回路の出力電圧を上記三相3レベルインバータの直流入力とすることを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。
- 上記第1の直流電源はアースとの間に浮遊の静電容量を有し、上記負荷は接地され、
上記第1の直流電源の一方の出力端子と接地電位との間に接続された補償電源を備え、上記負荷への三相交流出力における零相電流が流れないように上記補償電源の出力電圧を制御することを特徴とする請求項1〜7のいずれか1項に記載の電力変換装置。 - 上記補償電源は、上記第1の直流電源の一方の出力端子から上記接地電位に向かって上記零相交流電圧成分と同じ電圧を出力することを特徴とする請求項8に記載の電力変換装置。
- 上記第1の直流電源の端子と上記負荷への各相出力との各相電位差の検出値に基づいて上記零相交流電圧成分の電圧値を演算し、上記補償電源は、該演算した電圧値に基づいて出力することを特徴とする請求項9に記載の電力変換装置。
- 電流検出器を備えて上記零相電流を検出し、該検出された電流値が0となるように上記補償電源の出力電圧を制御することを特徴とする請求項8に記載の電力変換装置。
- 上記補償電源は、第2の直流電源と単相インバータとから成り、上記第1の直流電源の一方の出力端子と接地電位との間に所望の交流電圧を発生させることを特徴とする請求項8に記載の電力変換装置。
- 上記第1の直流電源の出力端子の一方を接地し、上記負荷と該負荷への各相出力との間にコンデンサを直列接続して、上記負荷へ出力される各相の直流電圧成分を遮断することを特徴とする請求項1〜7のいずれか1項に記載の電力変換装置。
- 上記負荷の前段に絶縁トランスを設け、該絶縁トランスを介して上記負荷に出力することを特徴とする請求項1〜7のいずれか1項に記載の電力変換装置。
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