JPH0690564A - 直列多重インバ−タの制御装置及び方法 - Google Patents
直列多重インバ−タの制御装置及び方法Info
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- JPH0690564A JPH0690564A JP3232406A JP23240691A JPH0690564A JP H0690564 A JPH0690564 A JP H0690564A JP 3232406 A JP3232406 A JP 3232406A JP 23240691 A JP23240691 A JP 23240691A JP H0690564 A JPH0690564 A JP H0690564A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 直列多重インバータ装置において、スイッチ
ング回数を増やすことなく、また、スイッチング素子の
最小オン時間以下のＰＷＭパルスを発生させることな
く、微小電圧に至るまで電圧指令に応じた適切なＰＷＭ
パルスを得ることにある。 【構成】 ４個以上直列接続したスイッチング素子と抵
抗、コンデンサ及びダイオ−ドからなるスナバ回路を有
する直列多重インバ−タ、任意の周波数の搬送波信号と
電圧指令を比較してＰＷＭ演算を行い、ＰＷＭパルスを
前記直列多重インバ−タに出力するＰＷＭ信号演算器を
備えた直列多重インバ−タ装置において、零相電圧指令
を演算する零相電圧指令演算器を設け、前記コンデンサ
の電荷を放電するに十分な最小オン時間以上のＰＷＭパ
ルスが前記スイッチング素子に供給されるように、前記
電圧指令に前記零相電圧指令を加算する、または、前記
搬送波信号に前記零相電圧指令を加算する。
ング回数を増やすことなく、また、スイッチング素子の
最小オン時間以下のＰＷＭパルスを発生させることな
く、微小電圧に至るまで電圧指令に応じた適切なＰＷＭ
パルスを得ることにある。 【構成】 ４個以上直列接続したスイッチング素子と抵
抗、コンデンサ及びダイオ−ドからなるスナバ回路を有
する直列多重インバ−タ、任意の周波数の搬送波信号と
電圧指令を比較してＰＷＭ演算を行い、ＰＷＭパルスを
前記直列多重インバ−タに出力するＰＷＭ信号演算器を
備えた直列多重インバ−タ装置において、零相電圧指令
を演算する零相電圧指令演算器を設け、前記コンデンサ
の電荷を放電するに十分な最小オン時間以上のＰＷＭパ
ルスが前記スイッチング素子に供給されるように、前記
電圧指令に前記零相電圧指令を加算する、または、前記
搬送波信号に前記零相電圧指令を加算する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、直列多重インバータ装
置に係り、特に、ＰＷＭ変調してその出力電圧を制御す
る直列多重インバータの制御装置及び方法に関する。
置に係り、特に、ＰＷＭ変調してその出力電圧を制御す
る直列多重インバータの制御装置及び方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】直列多重インバータ装置では、ＰＷＭイ
ンバータ装置を直列に多重化して、出力電圧を正、０、
負の３レベルにする。直列多重インバータ装置のＰＷＭ
変調方法としては、特開昭64-47277号に記載されている
ような直列に多重化した二つのＰＷＭインバータ装置に
対応した正負の二つの搬送波信号を用いて、前記二つの
搬送波信号と３相交流電圧指令を比較することによりＰ
ＷＭパルスを求める二重キャリア比較方式がある。図７
は、３相交流電圧指令（ｖu*，ｖv*，ｖw*）を正負同位
相の二つの搬送波信号と比較して、ＰＷＭパルス（Ｕ相
のみ示す）を発生させる二重キャリア比較方式の動作波
形を示したものである。各相の電圧指令が正の搬送波信
号より大きいか、正の搬送波信号より小さく負の搬送波
信号より大きいか、負の搬送波信号より小さいかによっ
て直列多重インバータ装置の出力電圧はそれぞれ正、
０、負となるように動作する。
ンバータ装置を直列に多重化して、出力電圧を正、０、
負の３レベルにする。直列多重インバータ装置のＰＷＭ
変調方法としては、特開昭64-47277号に記載されている
ような直列に多重化した二つのＰＷＭインバータ装置に
対応した正負の二つの搬送波信号を用いて、前記二つの
搬送波信号と３相交流電圧指令を比較することによりＰ
ＷＭパルスを求める二重キャリア比較方式がある。図７
は、３相交流電圧指令（ｖu*，ｖv*，ｖw*）を正負同位
相の二つの搬送波信号と比較して、ＰＷＭパルス（Ｕ相
のみ示す）を発生させる二重キャリア比較方式の動作波
形を示したものである。各相の電圧指令が正の搬送波信
号より大きいか、正の搬送波信号より小さく負の搬送波
信号より大きいか、負の搬送波信号より小さいかによっ
て直列多重インバータ装置の出力電圧はそれぞれ正、
０、負となるように動作する。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来技術において、電圧指令の絶対値が小さいときには、
電圧指令は搬送波信号の幅が狭くなっている部分と交わ
ることになる。その結果、発生したＰＷＭパルスの幅
が、スナバ回路のコンデンサの電荷を放電するに十分な
スイッチング素子の最小オン時間より短い場合（図７に
最小オン時間以下のパルスを示す）には、適切なＰＷＭ
パルスとは云えず、このＰＷＭパルスを出力させること
ができない。このときのスイッチング素子の最小オン時
間と搬送波信号との関係を図１１に示す。図１１におい
て、Ｔcは搬送波信号の周期、Ｔonはスイッチング素子
の最小オン時間である。搬送波信号の大きさを１とした
とき、電圧指令が−Ｔon／Ｔc〜Ｔon／Ｔcの範囲内にお
いて搬送波信号と交わるとき、発生するＰＷＭパルスの
幅は、図示のようにスイッチング素子の最小オン時間よ
り短くなり、そのＰＷＭパルスを出力させることができ
ない。例えば、Ｔc＝２[ms]，Ｔon＝250[μs]とする
と、Ｔon／Ｔc＝0.125となる。つまり、搬送波信号に対
する電圧指令の振幅を変調率ということにすると、変調
率0.125以下の電圧を出力させることができないことに
なる。このように二重キャリア比較方式では、小さい電
圧を発生させることができないという欠点がある。その
ため、PESC '88 RECORD pp.1255〜1262 B.Velaerts,P.M
athys,E.Tatakis,G.Bingen "A NOVEL APROACH TO THE G
ENERATION AND OPTIMIZATION OF THREE-LEVEL PWM WAVE
FORMS"にあるようなダイポーラ変調と言われる方法が
あるが、スイッチング素子のスイッチング回数が２倍に
なり、スイッチング損失が増える、並びに、高調波が増
えるといった問題がある。そこで、本発明の目的は、上
記事情に鑑み、直列多重インバータ装置において、スイ
ッチング回数を増やすことなく、また、スイッチング素
子の最小オン時間以下のＰＷＭパルスを発生させること
なく、微小電圧に至るまで電圧指令に応じた適切なＰＷ
Ｍパルスを得ることにある。
来技術において、電圧指令の絶対値が小さいときには、
電圧指令は搬送波信号の幅が狭くなっている部分と交わ
ることになる。その結果、発生したＰＷＭパルスの幅
が、スナバ回路のコンデンサの電荷を放電するに十分な
スイッチング素子の最小オン時間より短い場合（図７に
最小オン時間以下のパルスを示す）には、適切なＰＷＭ
パルスとは云えず、このＰＷＭパルスを出力させること
ができない。このときのスイッチング素子の最小オン時
間と搬送波信号との関係を図１１に示す。図１１におい
て、Ｔcは搬送波信号の周期、Ｔonはスイッチング素子
の最小オン時間である。搬送波信号の大きさを１とした
とき、電圧指令が−Ｔon／Ｔc〜Ｔon／Ｔcの範囲内にお
いて搬送波信号と交わるとき、発生するＰＷＭパルスの
幅は、図示のようにスイッチング素子の最小オン時間よ
り短くなり、そのＰＷＭパルスを出力させることができ
ない。例えば、Ｔc＝２[ms]，Ｔon＝250[μs]とする
と、Ｔon／Ｔc＝0.125となる。つまり、搬送波信号に対
する電圧指令の振幅を変調率ということにすると、変調
率0.125以下の電圧を出力させることができないことに
なる。このように二重キャリア比較方式では、小さい電
圧を発生させることができないという欠点がある。その
ため、PESC '88 RECORD pp.1255〜1262 B.Velaerts,P.M
athys,E.Tatakis,G.Bingen "A NOVEL APROACH TO THE G
ENERATION AND OPTIMIZATION OF THREE-LEVEL PWM WAVE
FORMS"にあるようなダイポーラ変調と言われる方法が
あるが、スイッチング素子のスイッチング回数が２倍に
なり、スイッチング損失が増える、並びに、高調波が増
えるといった問題がある。そこで、本発明の目的は、上
記事情に鑑み、直列多重インバータ装置において、スイ
ッチング回数を増やすことなく、また、スイッチング素
子の最小オン時間以下のＰＷＭパルスを発生させること
なく、微小電圧に至るまで電圧指令に応じた適切なＰＷ
Ｍパルスを得ることにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】本発明の目的は、４個以
上直列接続したスイッチング素子を有する直列多重イン
バ−タに、３相交流電圧指令を直接搬送波信号と比較し
て得るＰＷＭパルスを入力するに際し、零相電圧指令を
発生させる手段を設け、十分な最小オン時間以上のＰＷ
Ｍパルスが前記スイッチング素子に供給されるように、
前記３相交流電圧指令に共通の前記零相電圧指令を加
え、または、前記搬送波信号に前記零相電圧指令を加え
る、ことにより達成される。
上直列接続したスイッチング素子を有する直列多重イン
バ−タに、３相交流電圧指令を直接搬送波信号と比較し
て得るＰＷＭパルスを入力するに際し、零相電圧指令を
発生させる手段を設け、十分な最小オン時間以上のＰＷ
Ｍパルスが前記スイッチング素子に供給されるように、
前記３相交流電圧指令に共通の前記零相電圧指令を加
え、または、前記搬送波信号に前記零相電圧指令を加え
る、ことにより達成される。
【０００５】
【作用】前記零相電圧指令を発生させる手段は、３相交
流電圧指令に同期して各相の電圧指令の値が正から負に
変わったときに極性が正から負になり、各相の電圧指令
の値が負から正に変わったときに極性が負から正になる
ように零相電圧指令を発生させる。そして、前記零相電
圧指令を３相交流電圧指令に加え、加えて得た出力電圧
指令を搬送波信号と比較してＰＷＭパルスを発生させ
る。これにより、出力電圧指令が、搬送波信号の幅が狭
く、スイッチング素子の最小オン時間以上のＰＷＭパル
ス幅を確保できない領域を飛び越すようにすることがで
きる。また、各相に同じ零相電圧指令を加えるので、直
列多重インバータ装置の出力線間電圧には零相電圧指令
を加えた影響が現れない。その結果、スイッチング素子
の最小オン時間以上のＰＷＭパルス幅を確保でき、ま
た、スイッチング回数も零相電圧指令を加えなかった場
合と変わらず、微小電圧に至るまで電圧指令に応じたＰ
ＷＭパルスを得ることができる。これは、前記零相電圧
指令を前記搬送波信号に加えた場合についても、零相電
圧指令の極性を逆にすることによって、同様に機能す
る。
流電圧指令に同期して各相の電圧指令の値が正から負に
変わったときに極性が正から負になり、各相の電圧指令
の値が負から正に変わったときに極性が負から正になる
ように零相電圧指令を発生させる。そして、前記零相電
圧指令を３相交流電圧指令に加え、加えて得た出力電圧
指令を搬送波信号と比較してＰＷＭパルスを発生させ
る。これにより、出力電圧指令が、搬送波信号の幅が狭
く、スイッチング素子の最小オン時間以上のＰＷＭパル
ス幅を確保できない領域を飛び越すようにすることがで
きる。また、各相に同じ零相電圧指令を加えるので、直
列多重インバータ装置の出力線間電圧には零相電圧指令
を加えた影響が現れない。その結果、スイッチング素子
の最小オン時間以上のＰＷＭパルス幅を確保でき、ま
た、スイッチング回数も零相電圧指令を加えなかった場
合と変わらず、微小電圧に至るまで電圧指令に応じたＰ
ＷＭパルスを得ることができる。これは、前記零相電圧
指令を前記搬送波信号に加えた場合についても、零相電
圧指令の極性を逆にすることによって、同様に機能す
る。
【０００６】
【実施例】本発明の一実施例を図１に示す。図１におい
て、直列多重インバータ１は直流電圧を正，０，負の３
レベルの交流電圧に変換し、交流電動機２に３相の交流
電圧を供給する。直列多重インバータ１を構成するスイ
ッチング素子にはＰＷＭ信号演算器３より、出力電圧指
令ｖu**，ｖv**，ｖw**と搬送波信号とを比較して作ら
れるＰＷＭパルスが与えられる。電圧指令演算器４は、
一次角周波数指令ω1*、変調率指令γ*に基づいて３相
交流電圧指令ｖu*，ｖv*，ｖw*を演算し、零相電圧指令
演算器５と加算器６Ｕ，６Ｖ，６Ｗに出力する。零相電
圧指令演算器５は３相交流電圧指令より零相電圧指令ｖ
n*を演算する。加算器６Ｕ，６Ｖ，６Ｗは３相交流電圧
指令と零相電圧指令を加算して出力電圧指令ｖu**，ｖv
**，ｖw**を得てＰＷＭパルス演算器３に出力する。搬
送波信号発生器７は正負二つの搬送波信号を発生して、
ＰＷＭ信号演算器３に出力する。
て、直列多重インバータ１は直流電圧を正，０，負の３
レベルの交流電圧に変換し、交流電動機２に３相の交流
電圧を供給する。直列多重インバータ１を構成するスイ
ッチング素子にはＰＷＭ信号演算器３より、出力電圧指
令ｖu**，ｖv**，ｖw**と搬送波信号とを比較して作ら
れるＰＷＭパルスが与えられる。電圧指令演算器４は、
一次角周波数指令ω1*、変調率指令γ*に基づいて３相
交流電圧指令ｖu*，ｖv*，ｖw*を演算し、零相電圧指令
演算器５と加算器６Ｕ，６Ｖ，６Ｗに出力する。零相電
圧指令演算器５は３相交流電圧指令より零相電圧指令ｖ
n*を演算する。加算器６Ｕ，６Ｖ，６Ｗは３相交流電圧
指令と零相電圧指令を加算して出力電圧指令ｖu**，ｖv
**，ｖw**を得てＰＷＭパルス演算器３に出力する。搬
送波信号発生器７は正負二つの搬送波信号を発生して、
ＰＷＭ信号演算器３に出力する。
【０００７】次に動作を図２〜図７を参照して説明す
る。図２は直列多重インバータ１の主回路を示す構成図
である。１１は直流電源であり、平滑コンデンサ１２，
１３を直列接続したものを直流電源１１に並列接続す
る。これら２つの平滑コンデンサ１２，１３の相互接続
点は電源中性点として利用する。スイッチング回路はＧ
ＴＯサイリスタ（以下、ＧＴＯと呼ぶ）Ｓ１Ｕ〜Ｓ４Ｗ
およびフライホイルダイオードＤ１Ｕ〜Ｄ４Ｗおよび各
出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗを中性点電位にクランプするための
クランプダイオードＣＤ１Ｕ〜ＣＤ２Ｗから構成され
る。この直列多重インバータ１を構成するＧＴＯ Ｓ１
Ｕ〜Ｓ４Ｗは出力電圧指令ｖu**，ｖv**，ｖw**と正負
二つの搬送波信号を比較して得られるＰＷＭ信号によっ
てオン、オフするが、制御においては二つの搬送波信号
に対応してＳ１とＳ３およびＳ２とＳ４の各々が一組の
インバータとしてオン、オフするように動作する。その
結果、オンする条件と出力端の電圧との関係は図３のよ
うになる。
る。図２は直列多重インバータ１の主回路を示す構成図
である。１１は直流電源であり、平滑コンデンサ１２，
１３を直列接続したものを直流電源１１に並列接続す
る。これら２つの平滑コンデンサ１２，１３の相互接続
点は電源中性点として利用する。スイッチング回路はＧ
ＴＯサイリスタ（以下、ＧＴＯと呼ぶ）Ｓ１Ｕ〜Ｓ４Ｗ
およびフライホイルダイオードＤ１Ｕ〜Ｄ４Ｗおよび各
出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗを中性点電位にクランプするための
クランプダイオードＣＤ１Ｕ〜ＣＤ２Ｗから構成され
る。この直列多重インバータ１を構成するＧＴＯ Ｓ１
Ｕ〜Ｓ４Ｗは出力電圧指令ｖu**，ｖv**，ｖw**と正負
二つの搬送波信号を比較して得られるＰＷＭ信号によっ
てオン、オフするが、制御においては二つの搬送波信号
に対応してＳ１とＳ３およびＳ２とＳ４の各々が一組の
インバータとしてオン、オフするように動作する。その
結果、オンする条件と出力端の電圧との関係は図３のよ
うになる。
【０００８】図３は、直列多重インバータ１のスイッチ
ング素子のオン状態に対応する出力電圧を表し、例え
ば、Ｕ相についてみると、Ｓ１ＵとＳ２Ｕがオンすると
（Ｓ３Ｕ，Ｓ４Ｕはオフ）出力端子Ｕは＋Ｅの電位とな
る。逆にＳ３ＵとＳ４Ｕがオンすると（Ｓ１Ｕ，Ｓ２Ｕ
はオフ）出力端子Ｕは−Ｅの電位となる。また、Ｓ２Ｕ
とＳ３Ｕがオンすると（Ｓ１Ｕ，Ｓ４Ｕはオフ）出力端
子ＵはＳ２Ｕ，Ｓ３ＵおよびクランプダイオードＣＤ１
Ｕ，ＣＤ２Ｕを介して平滑コンデンサ１２，１３の接続
点に接続され、出力端子Ｕは電源中性点の０電位に固定
される。なお、Ｓ１ＵとＳ４Ｕのオンは禁止されてい
る。この動作の結果、出力端子Ｕの電位は＋Ｅ，０，−
Ｅの間で変化する。他のＶ、Ｗ相についても同様であ
る。これにより、インバータ出力の高調波含有率が低減
される。しかしながら、ＧＴＯには、オフするときの回
路のインダクタンスに蓄えられたエネルギーを吸収する
ために、ＧＴＯに並列に図４のようなスナバ回路が必要
である。
ング素子のオン状態に対応する出力電圧を表し、例え
ば、Ｕ相についてみると、Ｓ１ＵとＳ２Ｕがオンすると
（Ｓ３Ｕ，Ｓ４Ｕはオフ）出力端子Ｕは＋Ｅの電位とな
る。逆にＳ３ＵとＳ４Ｕがオンすると（Ｓ１Ｕ，Ｓ２Ｕ
はオフ）出力端子Ｕは−Ｅの電位となる。また、Ｓ２Ｕ
とＳ３Ｕがオンすると（Ｓ１Ｕ，Ｓ４Ｕはオフ）出力端
子ＵはＳ２Ｕ，Ｓ３ＵおよびクランプダイオードＣＤ１
Ｕ，ＣＤ２Ｕを介して平滑コンデンサ１２，１３の接続
点に接続され、出力端子Ｕは電源中性点の０電位に固定
される。なお、Ｓ１ＵとＳ４Ｕのオンは禁止されてい
る。この動作の結果、出力端子Ｕの電位は＋Ｅ，０，−
Ｅの間で変化する。他のＶ、Ｗ相についても同様であ
る。これにより、インバータ出力の高調波含有率が低減
される。しかしながら、ＧＴＯには、オフするときの回
路のインダクタンスに蓄えられたエネルギーを吸収する
ために、ＧＴＯに並列に図４のようなスナバ回路が必要
である。
【０００９】図４において、２１はコンデンサ、２２は
ダイオード、２３は抵抗である。スナバ回路の働きにつ
いて説明すると、ＧＴＯがオフするときには、ＧＴＯを
流れていた電流をコンデンサ２１、ダイオード２２にバ
イパスさせ、ＧＴＯに過電圧を生じることなく電流を遮
断する。また、ＧＴＯがオンするときには、コンデンサ
２１に蓄えられた電荷が抵抗２３を流れる。このことに
より、ＧＴＯがオンしてコンデンサ２１の電荷が十分放
電される前にＧＴＯがオフすると、電荷の残っているコ
ンデンサ２１にＧＴＯを流れていた電流が流れ込むこと
になり、ＧＴＯに過電圧が生じ、ＧＴＯが破壊される。
したがって、ＧＴＯを一度オンすると、スナバ回路のコ
ンデンサ２１が十分放電するまではＧＴＯをオフするこ
とができない期間（これを最小オン時間という）が存在
する。一方、従来の直列多重インバータ装置のＰＷＭ変
調方法では、小さい電圧を発生しようとすると、狭い幅
のＰＷＭパルスを発生させる必要がある。しかし、上記
理由により、最小オン時間以下のＰＷＭパルスは出すこ
とができない。
ダイオード、２３は抵抗である。スナバ回路の働きにつ
いて説明すると、ＧＴＯがオフするときには、ＧＴＯを
流れていた電流をコンデンサ２１、ダイオード２２にバ
イパスさせ、ＧＴＯに過電圧を生じることなく電流を遮
断する。また、ＧＴＯがオンするときには、コンデンサ
２１に蓄えられた電荷が抵抗２３を流れる。このことに
より、ＧＴＯがオンしてコンデンサ２１の電荷が十分放
電される前にＧＴＯがオフすると、電荷の残っているコ
ンデンサ２１にＧＴＯを流れていた電流が流れ込むこと
になり、ＧＴＯに過電圧が生じ、ＧＴＯが破壊される。
したがって、ＧＴＯを一度オンすると、スナバ回路のコ
ンデンサ２１が十分放電するまではＧＴＯをオフするこ
とができない期間（これを最小オン時間という）が存在
する。一方、従来の直列多重インバータ装置のＰＷＭ変
調方法では、小さい電圧を発生しようとすると、狭い幅
のＰＷＭパルスを発生させる必要がある。しかし、上記
理由により、最小オン時間以下のＰＷＭパルスは出すこ
とができない。
【００１０】そこで本発明では、最小オン時間以下のＰ
ＷＭパルスが発生しないように３相交流電圧指令に零相
電圧指令を加算する。以下に、零相電圧指令演算器５の
詳細を説明する。図５は、零相電圧指令演算器５の詳細
な構成例を示す。零相極性信号発生器３１Ｕ，３１Ｖ，
３１Ｗは、３相交流電圧指令ｖu*，ｖv*，ｖw*の位相に
同期し、３相交流電圧指令が正のときには＋１の零相極
性信号を、３相交流電圧指令が負のときには−１の零相
極性信号を出力する。加算器３２は、各相の零相極性信
号を加算する。零相電圧信号振幅発生器３３はＧＴＯの
最小オン時間以上のＰＷＭパルス幅の確保に必要な零相
電圧信号の振幅を出力する。加算器３２の出力と零相電
圧信号振幅発生器３３の出力は乗算器３４により乗算さ
れ、零相電圧指令値ｖn*が求まる。この場合零相電圧指
令値ｖn*は３相交流電圧指令の周波数の３倍の周波数を
持つ方形波となる。ここで、３相交流電圧指令の周波数
が小さいときには、長時間にわたって正または負の極性
の零相電圧が加わることとなり、直列多重インバータ装
置の主回路の平滑コンデンサ１２，１３の電圧にアンバ
ランスが生じることがある。その場合には、電圧指令が
０になる中間でも零相電圧の極性を反転させる、あるい
は、中間では零相電圧を加えないようにするといったこ
ともできる。また、零相電圧の極性の切り換え点は、３
相交流電圧指令の符号が変化する点から若干ずれていて
も、最小オン時間が確保される零相電圧指令の大きさを
与えてやれば、問題ない。
ＷＭパルスが発生しないように３相交流電圧指令に零相
電圧指令を加算する。以下に、零相電圧指令演算器５の
詳細を説明する。図５は、零相電圧指令演算器５の詳細
な構成例を示す。零相極性信号発生器３１Ｕ，３１Ｖ，
３１Ｗは、３相交流電圧指令ｖu*，ｖv*，ｖw*の位相に
同期し、３相交流電圧指令が正のときには＋１の零相極
性信号を、３相交流電圧指令が負のときには−１の零相
極性信号を出力する。加算器３２は、各相の零相極性信
号を加算する。零相電圧信号振幅発生器３３はＧＴＯの
最小オン時間以上のＰＷＭパルス幅の確保に必要な零相
電圧信号の振幅を出力する。加算器３２の出力と零相電
圧信号振幅発生器３３の出力は乗算器３４により乗算さ
れ、零相電圧指令値ｖn*が求まる。この場合零相電圧指
令値ｖn*は３相交流電圧指令の周波数の３倍の周波数を
持つ方形波となる。ここで、３相交流電圧指令の周波数
が小さいときには、長時間にわたって正または負の極性
の零相電圧が加わることとなり、直列多重インバータ装
置の主回路の平滑コンデンサ１２，１３の電圧にアンバ
ランスが生じることがある。その場合には、電圧指令が
０になる中間でも零相電圧の極性を反転させる、あるい
は、中間では零相電圧を加えないようにするといったこ
ともできる。また、零相電圧の極性の切り換え点は、３
相交流電圧指令の符号が変化する点から若干ずれていて
も、最小オン時間が確保される零相電圧指令の大きさを
与えてやれば、問題ない。
【００１１】次に、零相電圧指令値ｖn*を３相交流電圧
指令ｖu*，ｖv*，ｖw*に加算して得た出力電圧指令ｖu*
*，ｖv**，ｖw**を搬送波信号と比較してＰＷＭパルス
を得ることによって、最小オン時間以上のＰＷＭパルス
が得られる動作原理を示す。図６は、その動作原理を示
す図である。３相交流電圧指令ｖu*，ｖv*，ｖw*は図５
の零相極性信号発生器３１Ｕ，３１Ｖ，３１Ｗに入力さ
れ、零相極性信号発生器３１Ｕ，３１Ｖ，３１Ｗから、
３相交流電圧指令ｖu*，ｖv*，ｖw*の位相に同期し、３
相交流電圧指令が正のときには＋１の零相極性信号を、
３相交流電圧指令が負のときには−１の零相極性信号を
各相毎にそれぞれ出力する。これら各相の零相極性信号
は加算器３２において加算され、加算器３２の出力と零
相電圧信号振幅発生器３３の出力が乗算器３４により乗
算され、３相交流電圧指令の周波数の３倍の周波数を持
つ方形波となる零相電圧指令値ｖn*が求まる。この零相
電圧指令値ｖn*は、図１の加算器６Ｕ，６Ｖ，６Ｗに入
力され、３相交流電圧指令ｖu*，ｖv*，ｖw*に加算し
て、図６に示す出力電圧指令ｖu**，ｖv**，ｖw**を得
る。ＰＷＭ信号演算器３において、この出力電圧指令ｖ
u**，ｖv**，ｖw**は搬送波信号と比較され、ＰＷＭパ
ルスを得る。図６にはＵ相のＰＷＭパルスのみ示す。こ
の結果、図６から明らかなように、出力電圧指令ｖu*
*，ｖv**，ｖw**は、搬送波信号の幅が狭くなり、狭い
ＰＷＭパルスが出る０付近を飛び越すので、零相電圧指
令値の値を適切に選べば、最小オン時間以上のＰＷＭパ
ルスが発生する。すなわち、出力電圧指令ｖu**，ｖv*
*，ｖw**は、搬送波信号の幅が狭くなり、狭いＰＷＭパ
ルスが出る０付近を飛び越して通らないようになるの
で、最小オン時間以下のＰＷＭパルスが発生することは
ない。これに対し、零相電圧指令値を加えない従来の方
法では、図７に示すように、３相電圧指令値が０付近を
通るところにおいて、最小オン時間以下の狭いＰＷＭパ
ルスが発生していることがわかる。
指令ｖu*，ｖv*，ｖw*に加算して得た出力電圧指令ｖu*
*，ｖv**，ｖw**を搬送波信号と比較してＰＷＭパルス
を得ることによって、最小オン時間以上のＰＷＭパルス
が得られる動作原理を示す。図６は、その動作原理を示
す図である。３相交流電圧指令ｖu*，ｖv*，ｖw*は図５
の零相極性信号発生器３１Ｕ，３１Ｖ，３１Ｗに入力さ
れ、零相極性信号発生器３１Ｕ，３１Ｖ，３１Ｗから、
３相交流電圧指令ｖu*，ｖv*，ｖw*の位相に同期し、３
相交流電圧指令が正のときには＋１の零相極性信号を、
３相交流電圧指令が負のときには−１の零相極性信号を
各相毎にそれぞれ出力する。これら各相の零相極性信号
は加算器３２において加算され、加算器３２の出力と零
相電圧信号振幅発生器３３の出力が乗算器３４により乗
算され、３相交流電圧指令の周波数の３倍の周波数を持
つ方形波となる零相電圧指令値ｖn*が求まる。この零相
電圧指令値ｖn*は、図１の加算器６Ｕ，６Ｖ，６Ｗに入
力され、３相交流電圧指令ｖu*，ｖv*，ｖw*に加算し
て、図６に示す出力電圧指令ｖu**，ｖv**，ｖw**を得
る。ＰＷＭ信号演算器３において、この出力電圧指令ｖ
u**，ｖv**，ｖw**は搬送波信号と比較され、ＰＷＭパ
ルスを得る。図６にはＵ相のＰＷＭパルスのみ示す。こ
の結果、図６から明らかなように、出力電圧指令ｖu*
*，ｖv**，ｖw**は、搬送波信号の幅が狭くなり、狭い
ＰＷＭパルスが出る０付近を飛び越すので、零相電圧指
令値の値を適切に選べば、最小オン時間以上のＰＷＭパ
ルスが発生する。すなわち、出力電圧指令ｖu**，ｖv*
*，ｖw**は、搬送波信号の幅が狭くなり、狭いＰＷＭパ
ルスが出る０付近を飛び越して通らないようになるの
で、最小オン時間以下のＰＷＭパルスが発生することは
ない。これに対し、零相電圧指令値を加えない従来の方
法では、図７に示すように、３相電圧指令値が０付近を
通るところにおいて、最小オン時間以下の狭いＰＷＭパ
ルスが発生していることがわかる。
【００１２】図８は、他の実施例の構成を示したもので
ある。図１の実施例との違いは、搬送波信号発生器７が
正負二つの搬送波信号を発生し、この搬送波信号に零相
電圧指令演算器５の出力が加算器６Ａ，６Ｂによって加
算される点である。この場合の零相電圧指令演算器５の
出力は図５の零相電圧指令演算器５とは逆極性の零相電
圧指令を発生する。加算器６の出力はＰＷＭ信号演算器
３に与えられ、３相交流電圧指令ｖu*，ｖv*，ｖw*と比
較され、ＰＷＭパルスを発生する。このようにすること
により、図１では三つ必要だった加算器が二つで済む。
ある。図１の実施例との違いは、搬送波信号発生器７が
正負二つの搬送波信号を発生し、この搬送波信号に零相
電圧指令演算器５の出力が加算器６Ａ，６Ｂによって加
算される点である。この場合の零相電圧指令演算器５の
出力は図５の零相電圧指令演算器５とは逆極性の零相電
圧指令を発生する。加算器６の出力はＰＷＭ信号演算器
３に与えられ、３相交流電圧指令ｖu*，ｖv*，ｖw*と比
較され、ＰＷＭパルスを発生する。このようにすること
により、図１では三つ必要だった加算器が二つで済む。
【００１３】図９は、零相電圧指令演算器の別の構成例
を示したものである。図５との違いは、変調率演算器３
５により３相交流電圧指令値から変調率を演算し、変調
率の値をもとにして零相電圧信号振幅発生器３３により
零相電圧信号の振幅を定める点である。また、変調率演
算器３５の代わりに変調率指令γ*を零相電圧指令演算
器３３の入力として用いることもできる。また、Ｖ／ｆ
一定制御を行う場合においては、一次角周波数指令ω1*
を用いてもよい。スイッチング素子の最小オン時間以上
のＰＷＭパルス幅を確保するためには、搬送波信号の周
波数とスイッチング素子の最小オン時間で決まる０付近
のある幅（図１１に示した−Ｔon／Ｔc〜Ｔon／Ｔc）の
中に出力電圧指令値が入らない条件および零相電圧指令
を加えた出力電圧指令値が搬送波信号の領域を飛び出さ
ない条件が満たされることが必要である。これらの条件
は、３相交流電圧指令の変調率によって変化する。
を示したものである。図５との違いは、変調率演算器３
５により３相交流電圧指令値から変調率を演算し、変調
率の値をもとにして零相電圧信号振幅発生器３３により
零相電圧信号の振幅を定める点である。また、変調率演
算器３５の代わりに変調率指令γ*を零相電圧指令演算
器３３の入力として用いることもできる。また、Ｖ／ｆ
一定制御を行う場合においては、一次角周波数指令ω1*
を用いてもよい。スイッチング素子の最小オン時間以上
のＰＷＭパルス幅を確保するためには、搬送波信号の周
波数とスイッチング素子の最小オン時間で決まる０付近
のある幅（図１１に示した−Ｔon／Ｔc〜Ｔon／Ｔc）の
中に出力電圧指令値が入らない条件および零相電圧指令
を加えた出力電圧指令値が搬送波信号の領域を飛び出さ
ない条件が満たされることが必要である。これらの条件
は、３相交流電圧指令の変調率によって変化する。
【００１４】図１０は、３相交流電圧指令の変調率とそ
れに対する上述の条件が成り立つ零相電圧指令の大きさ
の関係を示したものである。したがって、変調率に応じ
て図１０の斜線内の零相電圧指令の大きさを選ぶことに
なる。選び方としては、例えば、斜線部分の最小値を選
べばよい。
れに対する上述の条件が成り立つ零相電圧指令の大きさ
の関係を示したものである。したがって、変調率に応じ
て図１０の斜線内の零相電圧指令の大きさを選ぶことに
なる。選び方としては、例えば、斜線部分の最小値を選
べばよい。
【００１５】以上説明したように、搬送波信号と３相交
流電圧指令との位相関係が常に一定となる同期ＰＷＭ制
御の場合には、３相交流電圧指令が０を通るときの搬送
波信号の位相は決まっているので、零相電圧指令を加え
たときに極性が切り替わる部分で常に搬送波信号と交わ
らないようにすることができる。しかし、搬送波信号と
３相交流電圧指令との位相関係が一定でない非同期ＰＷ
Ｍ制御の場合には、零相電圧指令の極性が切り替わると
きに搬送波信号と交わることがあり、その時には最小オ
ン時間以下のＰＷＭパルスが発生する可能性がある。そ
こで、その対策として、例えば、零相電圧指令の極性が
切り替わるときに、３相交流電圧指令が搬送波信号と交
わる場合には、そのＰＷＭパルスを出さないようにすれ
ばよい。その時の電圧指令の値はほぼ０であるので、そ
のＰＷＭパルスを出さなくても電圧波形に対する影響は
ほとんどない。
流電圧指令との位相関係が常に一定となる同期ＰＷＭ制
御の場合には、３相交流電圧指令が０を通るときの搬送
波信号の位相は決まっているので、零相電圧指令を加え
たときに極性が切り替わる部分で常に搬送波信号と交わ
らないようにすることができる。しかし、搬送波信号と
３相交流電圧指令との位相関係が一定でない非同期ＰＷ
Ｍ制御の場合には、零相電圧指令の極性が切り替わると
きに搬送波信号と交わることがあり、その時には最小オ
ン時間以下のＰＷＭパルスが発生する可能性がある。そ
こで、その対策として、例えば、零相電圧指令の極性が
切り替わるときに、３相交流電圧指令が搬送波信号と交
わる場合には、そのＰＷＭパルスを出さないようにすれ
ばよい。その時の電圧指令の値はほぼ０であるので、そ
のＰＷＭパルスを出さなくても電圧波形に対する影響は
ほとんどない。
【００１６】
【発明の効果】本発明によれば、直列多重インバータ装
置において、スイッチング素子の最小オン時間以上のＰ
ＷＭパルス幅を確保できるので、スイッチング素子の最
小オン時間の制約により、従来技術のようにＰＷＭパル
スを出力することができないか、あるいは、スイッチン
グ素子のスイッチング回数が増えてしまうような微小電
圧に至るまで、電圧制御が可能になり、また、この場
合、スイッチング回数は零相電圧指令を加えなかった場
合と変えることなく同じ回数でよい、という非常に優れ
た効果を有する。
置において、スイッチング素子の最小オン時間以上のＰ
ＷＭパルス幅を確保できるので、スイッチング素子の最
小オン時間の制約により、従来技術のようにＰＷＭパル
スを出力することができないか、あるいは、スイッチン
グ素子のスイッチング回数が増えてしまうような微小電
圧に至るまで、電圧制御が可能になり、また、この場
合、スイッチング回数は零相電圧指令を加えなかった場
合と変えることなく同じ回数でよい、という非常に優れ
た効果を有する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示す制御ブロック図
【図２】直列多重インバータの主回路を示す構成図
【図３】直列多重インバータのスイッチング素子のオン
状態に対応する出力電圧を表す図
状態に対応する出力電圧を表す図
【図４】スナバ回路の回路図
【図５】零相電圧指令演算器の詳細な構成図
【図６】本発明のＰＷＭ変調方法によるＰＷＭパルスを
表す図
表す図
【図７】従来のＰＷＭ変調方法によるＰＷＭパルスを表
す図
す図
【図８】本発明の他の実施例を示す制御ブロック図
【図９】零相電圧指令演算器の詳細な構成図
【図１０】３相交流電圧指令の変調率ととり得る零相電
圧指令の大きさの範囲を示す図
圧指令の大きさの範囲を示す図
【図１１】スイッチング素子の最小オン時間（Ｔon）と
搬送波信号との関係を示す図
搬送波信号との関係を示す図
１ 直列多重インバータ ２ 交流電動機 ３ ＰＷＭ信号演算器 ４ 電圧指令演算器 ５ 零相電圧指令演算器 ６ 加算器 ７ 搬送波信号発生器 １１ 直流電源 １２，１３ 平滑コンデンサ Ｓ１Ｕ〜Ｓ４Ｗ ＧＴＯサイリスタ Ｄ１Ｕ〜Ｄ４Ｗ フライホイルダイオード ＣＤ１Ｕ〜ＣＤ２Ｗ クランプダイオード ２１ コンデンサ ２２ ダイオード ２３ 抵抗 ３１ 零相極性信号発生器 ３２ 加算器 ３３ 零相電圧信号振幅発生器 ３４ 乗算器 ３５ 変調率演算器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 斎藤 秀治 茨城県勝田市市毛1070番地 株式会社日立 製作所水戸工場内 (72)発明者 豊田 瑛一 茨城県勝田市市毛1070番地 株式会社日立 製作所水戸工場内 (72)発明者 坂田 一裕 茨城県勝田市市毛1070番地 株式会社日立 製作所水戸工場内 (72)発明者 仲田 清 茨城県日立市久慈町4025番地 株式会社日 立製作所日立研究所内
Claims (7)
- 【請求項１】 ４個以上直列接続したスイッチング素子
と抵抗、コンデンサ及びダイオ−ドからなるスナバ回路
を有する直列多重インバ−タ、任意の周波数の搬送波信
号と電圧指令を比較してＰＷＭ演算を行い、ＰＷＭパル
スを前記直列多重インバ−タに出力するＰＷＭ信号演算
器を備えた直列多重インバ−タ装置において、零相電圧
指令を演算する零相電圧指令演算器を設け、前記コンデ
ンサの電荷を放電するに十分な最小オン時間以上のＰＷ
Ｍパルスが前記スイッチング素子に供給されるように、
前記電圧指令に前記零相電圧指令を加算することを特徴
とする直列多重インバ−タの制御装置。 - 【請求項２】 ４個以上直列接続したスイッチング素子
と抵抗、コンデンサ及びダイオ−ドからなるスナバ回路
を有する直列多重インバ−タ、任意の周波数の搬送波信
号と電圧指令を比較してＰＷＭ演算を行い、ＰＷＭパル
スを前記直列多重インバ−タに出力するＰＷＭ信号演算
器を備えた直列多重インバ−タ装置において、零相電圧
指令を演算する零相電圧指令演算器を設け、前記コンデ
ンサの電荷を放電するに十分な最小オン時間以上のＰＷ
Ｍパルスが前記スイッチング素子に供給されるように、
前記搬送波信号に前記零相電圧指令を加算することを特
徴とする直列多重インバ−タの制御装置。 - 【請求項３】 前記零相電圧指令は、電圧指令に基づい
て演算することを特徴とする請求項１または請求項２に
記載の直列多重インバ−タの制御装置。 - 【請求項４】 前記零相電圧指令は、直列多重インバ−
タの変調率に基づいて演算することを特徴とする請求項
１または請求項２に記載の直列多重インバ−タの制御装
置。 - 【請求項５】 ４個以上直列接続したスイッチング素子
と、抵抗、コンデンサ及びダイオ−ドからなるスナバ回
路を有し、任意の周波数の搬送波信号と電圧指令を比較
して得られるＰＷＭパルスにより出力する直列多重イン
バ−タ装置において、前記コンデンサの電荷を放電する
に十分な最小オン時間以上のＰＷＭパルスが前記スイッ
チング素子に供給されるように、前記電圧指令に基づい
て零相電圧指令を演算し、この零相電圧指令を前記電圧
指令に加算し、この加算して得た出力電圧指令と前記搬
送波信号を比較してＰＷＭ演算を行い、ＰＷＭパルスを
直列多重インバ−タに出力することを特徴とする直列多
重インバ−タの制御方法。 - 【請求項６】 ４個以上直列接続したスイッチング素子
と、抵抗、コンデンサ及びダイオ−ドからなるスナバ回
路を有し、任意の周波数の搬送波信号と電圧指令を比較
して得られるＰＷＭパルスにより出力する直列多重イン
バ−タ装置において、前記コンデンサの電荷を放電する
に十分な最小オン時間以上のＰＷＭパルスが前記スイッ
チング素子に供給されるように、電圧指令に基づいて零
相電圧指令を演算し、この零相電圧指令を前記搬送波信
号に加算し、この加算して得た搬送波信号と前記電圧指
令を比較してＰＷＭ演算を行い、ＰＷＭパルスを直列多
重インバ−タに出力することを特徴とする直列多重イン
バ−タの制御方法。 - 【請求項７】 請求項５または請求項６において、直列
多重インバ−タの変調率に基づいて零相電圧指令を演算
することを特徴とする直列多重インバ−タの制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3232406A JPH0690564A (ja) | 1991-08-21 | 1991-08-21 | 直列多重インバ−タの制御装置及び方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3232406A JPH0690564A (ja) | 1991-08-21 | 1991-08-21 | 直列多重インバ−タの制御装置及び方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0690564A true JPH0690564A (ja) | 1994-03-29 |
Family
ID=16938748
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3232406A Pending JPH0690564A (ja) | 1991-08-21 | 1991-08-21 | 直列多重インバ−タの制御装置及び方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0690564A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2010103600A1 (ja) * | 2009-03-09 | 2010-09-16 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| WO2014141398A1 (ja) * | 2013-03-13 | 2014-09-18 | 株式会社日立製作所 | Ｐｗｍ制御方法とそれを用いた電力変換装置 |
-
1991
- 1991-08-21 JP JP3232406A patent/JPH0690564A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2010103600A1 (ja) * | 2009-03-09 | 2010-09-16 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| JP5291180B2 (ja) * | 2009-03-09 | 2013-09-18 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| WO2014141398A1 (ja) * | 2013-03-13 | 2014-09-18 | 株式会社日立製作所 | Ｐｗｍ制御方法とそれを用いた電力変換装置 |
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