WO2014125697A1 - 三相電力変換装置 - Google Patents

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amplitude
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貴昭 ▲高▼原
亮太 近藤
村上　哲
山田　正樹
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三菱電機株式会社
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    • H02M7/49—Combination of the output voltage waveforms of a plurality of converters

Definitions

  • the present invention relates to a three-phase power converter that converts power between three-phase AC power and DC power.
  • a conventional three-phase power converter there is one that converts DC power of a distributed power source such as a solar cell into AC power of three-phase output and outputs it to a load.
  • This conventional three-phase power converter has a three-phase three-level inverter connected between the positive and negative terminals of a first DC power supply, and a DC voltage smaller than the one-level voltage of the three-phase three-level inverter as inputs, 1 or a plurality of single-phase inverters connected in series to each phase AC output line of a three-phase three-level inverter.
  • Each phase of the three-phase three-level inverter outputs one pulse voltage for a half cycle of each phase output voltage to the load, each single-phase inverter outputs by PWM control, and the three-phase three-level inverter
  • the sum of the output voltage of the level inverter and the output voltage of each single-phase inverter is output to the load through the smoothing filter.
  • the single-phase inverter is based on an output voltage command in which a three-phase common zero-phase voltage is superimposed on each phase difference voltage obtained by subtracting the output voltage of the three-phase three-level inverter of each phase from the sine wave voltage of each phase.
  • the zero-phase voltage common to the three phases is calculated by calculating an average voltage obtained by taking an average value of the maximum value and the minimum value at each time point in each phase difference voltage, and reversing the polarity (for example, Patent Document 1). reference).
  • the DC voltage of the single-phase inverter is reduced by superimposing the three-phase common zero-phase voltage on the output voltage of each single-phase inverter.
  • the superimposed zero-phase voltage is uniquely determined based on the difference voltage between the sine wave voltage and the output voltage of the three-phase three-level inverter, and there is no degree of freedom in control design. There is a problem that the voltage setting is also limited.
  • the present invention has been made to solve the above problems, and can easily generate a zero-phase voltage component to be superimposed on an output voltage of a single-phase inverter while changing the voltage level thereof. Therefore, the purpose is to improve the degree of freedom in design and to reduce the DC voltage of the single-phase inverter.
  • a three-phase power conversion device includes a single-phase inverter that includes a direct-current capacitor and a plurality of semiconductor switching elements, each having an AC output terminal connected in series to each phase of the three-phase AC line, And a control device that performs PWM control of the single-phase inverter, and further includes an AC voltage detection circuit that detects the phase and voltage of the three-phase AC voltage from the three-phase AC line.
  • the said control apparatus adds the zero phase component common to three phases to each phase basic command based on the said phase and voltage from the said AC voltage detection circuit,
  • generation part which produces
  • the voltage command generator calculates the amplitude of the zero-phase component and applies the amplitude to a preset reference zero-phase voltage to determine the zero-phase component synchronized with the phase of the three-phase AC voltage To do.
  • the three-phase power converter according to the present invention is configured as described above, the zero-phase voltage component added to the output voltage of each single-phase inverter can be easily generated with its voltage level being variable. For this reason, while maintaining the three-phase balanced line voltage in the three-phase AC output, the degree of freedom in design can be improved and the DC voltage of the single-phase inverter can be reduced. As a result, it is possible to effectively promote lowering the breakdown voltage of each element of the single-phase inverter, and a small and highly efficient three-phase power converter can be obtained with high reliability.
  • FIG. 1 shows the main circuit structure of the three-phase power converter device by Embodiment 1 of this invention. It is a figure explaining the control structure of the three-phase power converter device by Embodiment 1 of this invention. It is a wave form diagram of each part explaining operation
  • FIG. 1 is a schematic configuration diagram of a main circuit of a three-phase power converter according to Embodiment 1 of the present invention.
  • a three-phase power converter includes an inverter circuit 100 connected to a three-phase AC line from an AC power source 1 that is a three-phase AC voltage source, and a three-phase converter 5 as a three-phase power converter.
  • a smoothing capacitor 6 as a capacitor connected to the DC side of the three-phase converter 5.
  • the three-phase AC line is constituted by each phase AC input lines 2a to 2c (hereinafter simply referred to as each phase AC lines 2a to 2c) from the AC power source 1, and the inverter circuit 100 includes a single-phase inverter 100a for each phase. To 100c.
  • Each phase AC line 2a to 2c is connected to each phase reactor La to Lc as a current limiting circuit, and the AC side of each single phase inverter 100a to 100c is connected in series to the subsequent stage.
  • Each single-phase inverter 100a to 100c is composed of semiconductor switching elements 3a to 3d and a DC capacitor 4.
  • semiconductor switching elements 3a to 3d an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) in which diodes are connected in antiparallel, a MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) in which a diode is built in between a source and a drain, or the like is used.
  • the reactors La to Lc of each phase may be connected to the subsequent stage of the single phase inverters 100a to 100c.
  • the three-phase converter 5 is composed of semiconductor switching elements (5a, 5b), (5c, 5d), (5e, 5f) as semiconductor elements in which each phase is two series, and each phase AC terminal A, B, C is connected to each single-phase inverter 100a to 100c via each phase AC line 2a to 2c, and the positive electrode and the negative electrode of smoothing capacitor 6 are connected to the DC side.
  • semiconductor switching elements 5a to 5f an IGBT in which a diode is connected in antiparallel or a MOSFET in which a diode is built in between the source and the drain is used.
  • FIG. 2 shows a control configuration of the three-phase power conversion apparatus in which the main circuit is configured in this way.
  • the three-phase power converter detects a voltage sensor 10 that detects the voltage Vin of the AC power supply 1, and detects an AC input current (hereinafter referred to as AC current i) flowing through the reactor L (La to Lc).
  • Current sensor 11 voltage sensor 12 for detecting voltage Vsub of DC capacitor 4 of each single-phase inverter 100a to 100c, and voltage sensor 13 for detecting voltage Vdc of smoothing capacitor 6.
  • the control device 200 then detects the semiconductor switching elements 3a to 3d and 5a to 5f in the single-phase inverters 100a to 100c and the three-phase converter 5 based on the detection results of the voltage sensors 10, 12, 13 and the current sensor 11.
  • Drive signals 20a and 15a are generated to control the output of each of the single-phase inverters 100a to 100c and the three-phase converter 5.
  • the control device 200 includes a balance control unit 14 that performs balance control so that each DC capacitor voltage Vsub of the inverter circuit 100 is equal, and an AC that detects information on the phase and voltage of the AC power supply voltage Vin.
  • Voltage detection circuit 15, Vsub control unit 16 that controls DC capacitor voltage Vsub, Vdc control unit 17 that controls smoothing capacitor voltage Vdc, current control unit 18 that controls AC current i, and voltage command for inverter circuit 100 For generation, a zero-phase component generation unit (hereinafter referred to as Vo generation unit) 19 that generates a zero-phase component Vo, which will be described later, and a PWM circuit 20 that generates a drive signal to the inverter circuit 100 are provided.
  • the current control unit 18 and the Vo generation unit 19 constitute a voltage command generation unit.
  • the AC power supply voltage Vin detected by the voltage sensor 10 is input to the AC voltage detection circuit 15, and the AC voltage detection circuit 15 receives the AC phase ⁇ and AC voltage amplitude of each phase, which is the phase and voltage information of the AC power supply voltage Vin. Vp is detected.
  • the detected signal based on the AC phase ⁇ is output to the three-phase converter 5 as a drive signal 15a, and the semiconductor switching elements 5a to 5f of the three-phase converter 5 are driven for each positive and negative half wave of the AC power supply voltage Vin of each phase.
  • the Vsub control unit 16 receives the DC capacitor voltage Vsub of each single-phase inverter 100a to 100c detected by the voltage sensor 12, and the smoothing capacitor so that the DC capacitor voltage Vsub becomes equal to the set command value Vsub *.
  • a command value Vdc * of the voltage Vdc is generated and output.
  • the smoothing capacitor voltage Vdc detected by the voltage sensor 13 and the command value Vdc * from the Vsub control unit 16 are input to the Vdc control unit 17 so that the smoothing capacitor voltage Vdc becomes equal to the command value Vdc * .
  • An amplitude command value 17a of the alternating current i is generated and output.
  • Each DC capacitor voltage Vsub from the voltage sensor 12 is also input to the balance control unit 14, and the balance control unit 14 averages the amplitude correction value 14a of each phase of the AC current i so as to average each DC capacitor voltage Vsub. Is generated and output.
  • the current controller 18 receives the AC current i detected by the current sensor 11, the AC phase ⁇ from the AC voltage detection circuit 15, the amplitude command value 17a of the AC current i, and the amplitude correction value 14a. . Then, the current control unit 18 generates a sine wave current command i * based on the amplitude Ip obtained by correcting the amplitude command value 17a with the amplitude correction value 14a and the AC phase ⁇ , and AC is generated in the generated current command i * .
  • the basic command Vx * of the output voltage of each single-phase inverter 100a to 100c is generated and output so that the current i follows.
  • the Vo generator 19 receives the AC phase ⁇ , the AC voltage amplitude Vp, and the smoothing capacitor voltage Vdc from the AC voltage detection circuit 15, and generates and outputs a zero-phase component Vo.
  • the output zero-phase component Vo is added to the basic command Vx * of each phase from the current control unit 18, and the voltage command V * of each single-phase inverter 100a to 100c is generated.
  • the PWM circuit 20 generates a drive signal 20a for PWM control of each single-phase inverter 100a to 100c based on the input voltage command V * , and controls each semiconductor switching element 3a to 3d in each single-phase inverter 100a to 100c. To drive.
  • FIG. 3 is a waveform diagram of each part for explaining the operation of the three-phase power converter.
  • 4 to 7 are diagrams for explaining the operation of the single-phase inverter 100a.
  • FIGS. 8 and 9 are diagrams for explaining the operation of one phase (A phase) of the three-phase converter 5.
  • FIG. 10 is a waveform diagram for explaining a voltage command for the single-phase inverter 100a
  • FIGS. 11 and 12 are a waveform diagram and a control block diagram for explaining generation of the voltage command for the single-phase inverter 100a.
  • FIG. 3A shows a voltage waveform of the AC power supply voltage (A phase voltage) Vin input from the AC power supply 1.
  • the semiconductor switching element 5a of the three-phase converter 5 is controlled to be on, the semiconductor switching element 5b is controlled to be off, and the semiconductor is when the AC power supply voltage Vin is negative.
  • the switching element 5b is controlled to be in the on state and the semiconductor switching element 5a is controlled to be in the off state, so that the potential V1A of the A-phase AC terminal A of the three-phase converter 5 is equal to the voltage Vdc of the smoothing capacitor 6 as shown in FIG. Is a voltage waveform that is output in a half cycle.
  • the smoothing capacitor voltage Vdc is higher than the AC power supply voltage Vin.
  • the potentials V1B and V1C of the AC terminal B and AC terminal C of the three-phase converter 5 are the voltages shown in FIGS. 3 (c) and 3 (d), respectively. It becomes a waveform.
  • the potential at the neutral point N (hereinafter referred to as neutral point potential VN) is the average of the three-phase AC terminal potentials V1A, V1B, and V1C, and has the waveform shown in FIG.
  • the voltage V1A-N at the AC terminal A with reference to the neutral point potential VN has the voltage waveform shown in FIG.
  • 3G is a difference voltage obtained by subtracting the voltage V1A-N at the AC terminal A from the AC power supply voltage Vin, and becomes the basic command Vx * of the output voltage of the single-phase inverter 100a.
  • the single-phase inverter 100a controls the A-phase current i by PWM control so that the A-phase input power factor from the AC power supply 1 is approximately 1.
  • the output voltage on the AC side is superimposed on the voltage V1A-N at the AC terminal A.
  • the voltage of the single-phase inverter 100a is the voltage at the AC output end on the AC power supply 1 side with reference to the potential at the AC output end on the three-phase converter 5 side.
  • the operation of the single phase inverter 100a will be described.
  • the A-phase voltage and current of the AC power supply 1 are positive
  • the semiconductor switching element 3a is on and the semiconductor switching element 3b is off
  • current flows through the single-phase inverter 100a through the current path shown in FIG.
  • the semiconductor switching element 3c is on and the semiconductor switching element 3d is off
  • the current passes through the semiconductor switching element 3a and the semiconductor switching element 3c and bypasses the DC capacitor 4.
  • the semiconductor switching element 3c is off and the semiconductor switching element 3d is on, the current charges the DC capacitor 4 through the semiconductor switching element 3a and is output through the semiconductor switching element 3d.
  • the single-phase inverter 100a is PWM-controlled by combining four types of control for each positive and negative polarity.
  • the operation of the three-phase converter 5 will be described.
  • the semiconductor switching element 5a when the A-phase voltage and current of the AC power supply 1 are positive, the semiconductor switching element 5a is turned on, and the current from the AC power supply 1 passes through the single-phase inverter 100a and passes through the semiconductor switching element 5a. Flows toward the positive electrode of the smoothing capacitor 6.
  • the semiconductor switching element 5b when the A phase voltage and current of the AC power supply 1 are negative, the semiconductor switching element 5b is turned on, and the current flowing from the negative electrode of the smoothing capacitor 6 via the semiconductor switching element 5b is simply It flows toward AC power supply 1 through phase inverter 100a.
  • the current control unit 18 in the control device 200 is configured so that the alternating current i follows the current command i * , that is, the input power factor of the A phase from the alternating current power supply 1 is approximately 1.
  • a basic command Vx * of the output voltage of each single-phase inverter 100a to 100c is generated.
  • the basic command Vx * (see FIG. 3G) is a command for outputting a differential voltage obtained by subtracting the voltage V1A-N at the AC terminal A from the AC power supply voltage Vin.
  • the single-phase inverter 100a operates to discharge the DC capacitor 4 when outputting a positive voltage and charge the DC capacitor 4 when outputting a negative voltage, but is controlled so that the charge amount and the discharge amount are balanced in one AC cycle. The Thereby, it is not necessary to supply power to the DC capacitor 4 from another external power source.
  • single-phase inverter 100a is the basic command Vx * the zero-phase component Vo is the output control by the voltage command V * that have been added, since the zero-phase component Vo little effect on power, voltage by the basic command Vx *
  • the discharge power P dch and the charge power P ch in the case of outputting is calculated.
  • FIGS. 11A to 11C show a basic command V * , a zero-phase component Vo, and a voltage command V * of the single-phase inverter 100a.
  • the absolute value becomes maximum at ⁇ V ⁇ at a point where the phase is ⁇ , 2 ⁇ .
  • the phase is shifted by 2 ⁇ / 3, but the same voltage waveform is obtained.
  • the voltage command V is obtained by adding the three-phase common zero-phase component Vo generated by the Vo generation unit 19 to the basic command Vx * of each phase output from the current control unit 18. * Is generated.
  • the zero-phase component Vo has the same frequency, the same phase, the same frequency, the same phase, in each basic command Vx * of the single-phase inverters 100a to 100c so that the voltage command V * after addition maintains the line voltage and maintains the three-phase equilibrium state. They are added with the same amplitude.
  • the zero-phase component Vo is a voltage component that is added in common to all the basic commands Vx * of each phase as described above to reduce the peak (absolute value), and therefore, the frequency of the AC power supply voltage Vin is 6N (N: It has a voltage waveform whose polarity is inverted every ⁇ / 3 at a frequency that is a positive integer) times.
  • the reference zero-phase voltage Voo is a sine waveform with a frequency six times the frequency of the AC power supply voltage Vin.
  • the amplitude a is calculated so that the peak (absolute value) of the voltage command V * is reduced.
  • the voltage command V * obtained by adding the zero-phase component Vo to the basic command Vx * changes between V ⁇ + a and V ⁇ + a, and the voltage command is obtained by calculating the amplitude a so that both absolute values are smaller than ⁇ V ⁇ .
  • the V * peak is reduced.
  • the amplitude a is calculated as follows so that the absolute value of the minimum voltage value V ⁇ + a of the voltage command V * is equal to the maximum voltage value V ⁇ + a.
  • the DC capacitor voltage Vsub of the single-phase inverters 100a can be effectively reduced.
  • the amplitude a is 0 ⁇ a ⁇ ((2/3) Vdc ⁇ Vp ⁇ sin ( ⁇ / 3)) (Hereinafter referred to as the amplitude range), the peak of the voltage command V * can be reduced, and the DC voltage of the single-phase inverter 100a can be reduced.
  • the amplitude a is calculated within the amplitude range so that the peak of the voltage command V * (the absolute value of V ⁇ + a or V ⁇ + a) is equal to or less than the voltage value of Vsub with respect to the set DC capacitor voltage Vsub.
  • phase A of the AC power supply 1 and the single-phase inverter 100a of the inverter circuit 100 have been described above, but the same applies to the other two-phase and single-phase inverters 100b and 100c.
  • the control device 200 calculates the amplitude a of the zero-phase component Vo from the AC phase ⁇ , the AC voltage amplitude Vp, and the smoothing capacitor voltage Vdc, and sets a reference zero that is set in advance.
  • a zero-phase component Vo is generated by applying the amplitude a to the phase voltage Voo.
  • the voltage command V * is generated by adding the three-phase common zero-phase component Vo to the basic commands Vx * of the single-phase inverters 100a to 100c.
  • the control device 200 can reduce the peak of the voltage command V * and reduce the DC voltage of the single-phase inverters 100a to 100c.
  • the amplitude a can be calculated based on information ( ⁇ , Vp, Vdc) used for normal control of the three-phase power converter, the zero-phase component Vo can be easily generated and the voltage level can be varied.
  • the reference zero-phase voltage Voo is ⁇ cos 6 ⁇ , but can be set using the following equation.
  • n is an integer of 0 or more and has a voltage waveform whose polarity is inverted every ⁇ / 3 at a frequency 6N (N: positive integer) times the frequency of the AC power supply voltage Vin.
  • the AC voltage amplitude Vp is shown as information on the voltage detected by the AC voltage detection circuit 15, other voltage values such as an effective value may be used.
  • the amplitude a of the zero-phase component Vo is determined within the amplitude range based on the semiconductor switching elements 3a to 3d used in the single-phase inverters 100a to 100c and the withstand voltage of the smoothing capacitor 6, thereby reducing the low-frequency of each element. The breakdown voltage can be effectively promoted.
  • the three-phase power converter is not limited to the three-phase converter 5 according to the above embodiment, but may be a three-phase converter using a diode element or a three-phase three-level converter. Furthermore, in the above-described embodiment, the three-phase power converter is shown that converts three-phase AC power from the AC power source 1 to DC power. However, the DC power from the smoothing capacitor 6 is converted to AC power. A three-phase power converter that outputs to the AC power supply 1 may be used.
  • the inverter circuit 100 composed of the single-phase inverters 100a to 100c can be applied to a three-phase power conversion device having another circuit configuration.
  • the generation of the basic command Vx * is different, but the amplitude a is calculated using the AC phase ⁇ and AC voltage amplitude Vp of each phase, and the amplitude a is set to the preset reference zero-phase voltage Voo.
  • the applied three-phase common zero-phase component Vo can be generated in the same manner, and the same effect as in the first embodiment can be obtained by the voltage command V * obtained by adding the zero-phase component Vo to each basic command Vx * .

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Abstract

　三相電力変換装置は、交流出力端が三相交流線路の各相にそれぞれ直列接続された単相インバータ（１００ａ～１００ｃ）と、電圧指令Ｖ＊に基づき各単相インバータ（１００ａ～１００ｃ）をＰＷＭ制御する制御装置（２００）と、さらに三相交流電圧の位相および電圧振幅を検出する交流電圧検出回路（１５）を備える。制御装置（２００）は、三相共通の零相成分Ｖｏを各相基本指令Ｖｘ＊に加算して電圧指令Ｖ＊を生成する。零相成分Ｖｏは、設定された基準零相電圧Ｖｏｏに、位相および電圧振幅に基づいて演算した振幅ａを適用して生成され、各単相インバータ（１００ａ～１００ｃ）の電圧指令Ｖ＊のピークを低減する。

Description

三相電力変換装置
　本発明は、三相交流電力と直流電力との間で電力変換する三相電力変換装置に関するものである。
　従来の三相電力変換装置として、太陽電池などの分散電源の直流電力を三相出力の交流電力に変換して負荷に出力するものがある。この従来の三相電力変換装置は、第１の直流電源の正負端子間に接続された三相３レベルインバータと、該三相３レベルインバータの１レベルの電圧より小さい直流電圧を入力とし、該三相３レベルインバータの各相交流出力線にそれぞれ１あるいは複数直列接続された単相インバータとを備える。上記三相３レベルインバータの各相は、上記負荷への各相出力電圧の半周期に対して１パルスの電圧を出力し、上記各単相インバータはＰＷＭ制御により出力して、上記三相３レベルインバータの出力電圧と上記各単相インバータの出力電圧との総和を平滑フィルタを介して負荷に出力する。そして上記単相インバータは、各相の正弦波電圧から各相の三相３レベルインバータの出力電圧を減算して得られる各相差電圧に三相共通の零相電圧を重畳した出力電圧指令に基づいて出力する。上記三相共通の零相電圧は、上記各相差電圧における各時点の最大値と最小値との平均値を採った平均電圧を演算し、その極性を反転させて演算する（例えば、特許文献１参照）。
国際公開ＷＯ２０１０／１０３６００号公報
　上記のような従来の三相電力変換装置では、各単相インバータの出力電圧に三相共通の零相電圧を重畳して単相インバータの直流電圧の低減化を図るものである。しかしながら、重畳する零相電圧は、正弦波電圧と三相３レベルインバータの出力電圧との差電圧に基づいて一意的に決定されるもので、制御設計の自由度がなく、単相インバータの直流電圧の設定も限定されるという問題点があった。
　この発明は、上記のような問題を解消するために成されたものであって、単相インバータの出力電圧に重畳させる零相電圧成分を、その電圧レベルを可変にし、かつ容易に生成することにより、設計上の自由度を向上して単相インバータの直流電圧の低減化を図ることを目的とする。
　この発明による三相電力変換装置は、直流コンデンサおよび複数の半導体スイッチング素子をそれぞれ備え、交流出力端が三相交流線路の各相にそれぞれ直列接続された単相インバータと、電圧指令に基づき上記各単相インバータをＰＷＭ制御する制御装置とを備え、さらに上記三相交流線路から三相交流電圧の位相および電圧を検出する交流電圧検出回路を備える。そして、上記制御装置は、上記交流電圧検出回路からの上記位相および電圧に基づいて、三相に共通する零相成分を各相基本指令に加算して上記電圧指令を生成する電圧指令生成部を備え、上記電圧指令生成部は、上記零相成分の振幅を演算し、予め設定された基準零相電圧に上記振幅を適用して上記三相交流電圧の位相に同期する上記零相成分を決定するものである。
　この発明による三相電力変換装置は上記のように構成されているため、各単相インバータの出力電圧に加算される零相電圧成分を、その電圧レベルを可変にし、かつ容易に生成できる。このため、三相交流出力において三相平衡した線間電圧を保ちつつ、設計上の自由度を向上して単相インバータの直流電圧を低減できる。これにより、単相インバータの各素子の低耐圧化が効果的に促進でき、小型で高効率な三相電力変換装置が信頼性良く得られる。
この発明の実施の形態１による三相電力変換装置の主回路構成を示す図である。 この発明の実施の形態１による三相電力変換装置の制御構成を説明する図である。 この発明の実施の形態１による三相電力変換装置の動作を説明する各部の波形図である。 この発明の実施の形態１による単相インバータの動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１による単相インバータの動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１による単相インバータの動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１による単相インバータの動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１による三相コンバータの動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１による三相コンバータの動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１による単相インバータの電圧指令を説明する波形図である。 この発明の実施の形態１による単相インバータの電圧指令の生成を説明する波形図である。 この発明の実施の形態１による単相インバータの電圧指令の生成を説明する制御ブロック図である。
実施の形態１．
　以下、この発明の実施の形態１による三相電力変換装置として、交流電源からの三相交流電力を直流電力に変換する三相電力変換装置を図に基づいて説明する。
　図１は、この発明の実施の形態１による三相電力変換装置の主回路の概略構成図である。図１に示すように、三相電力変換装置は、三相交流電圧源である交流電源１からの三相交流線路に接続されるインバータ回路１００と、三相電力変換器としての三相コンバータ５と、三相コンバータ５の直流側に接続されたコンデンサとしての平滑コンデンサ６とを備える。三相交流線路は、交流電源１からの各相交流入力線２ａ～２ｃ（以下、単に各相交流線２ａ～２ｃと称す）にて構成され、インバータ回路１００は、各相の単相インバータ１００ａ～１００ｃから構成される。各相交流線２ａ～２ｃは、限流回路としての各相のリアクトルＬａ～Ｌｃに接続され、その後段に各単相インバータ１００ａ～１００ｃの交流側がそれぞれ直列接続される。
　各単相インバータ１００ａ～１００ｃは、半導体スイッチング素子３ａ～３ｄおよび直流コンデンサ４から構成される。半導体スイッチング素子３ａ～３ｄは、ダイオードが逆並列に接続されたＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）や、ソース・ドレイン間にダイオードが内蔵されたＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などを用いる。なお、各相のリアクトルＬａ～Ｌｃは単相インバータ１００ａ～１００ｃの後段に接続しても良い。
　また、三相コンバータ５は、各相が２直列の半導体素子としての半導体スイッチング素子（５ａ，５ｂ）、（５ｃ，５ｄ）、（５ｅ，５ｆ）で構成され、各相交流端Ａ、Ｂ、Ｃが各相交流線２ａ～２ｃを介して各単相インバータ１００ａ～１００ｃに接続され、直流側に平滑コンデンサ６の正極並びに負極が接続される。この場合、半導体スイッチング素子５ａ～５ｆには、ダイオードが逆並列に接続されたＩＧＢＴや、ソース・ドレイン間にダイオードが内蔵されたＭＯＳＦＥＴを用いる。
　このように主回路が構成される三相電力変換装置の制御構成を図２に示す。図２に示すように、三相電力変換装置は、交流電源１の電圧Ｖｉｎを検出する電圧センサ１０、リアクトルＬ（Ｌａ～Ｌｃ）に流れる交流入力電流（以下、交流電流ｉと称す）を検出する電流センサ１１、各単相インバータ１００ａ～１００ｃの直流コンデンサ４の電圧Ｖｓｕｂを検出する電圧センサ１２、および平滑コンデンサ６の電圧Ｖｄｃを検出する電圧センサ１３を備える。そして、制御装置２００は、これら電圧センサ１０，１２，１３および電流センサ１１の検出結果に基づいて各単相インバータ１００ａ～１００ｃおよび三相コンバータ５内の各半導体スイッチング素子３ａ～３ｄ、５ａ～５ｆへの駆動信号２０ａ、１５ａを生成して各単相インバータ１００ａ～１００ｃおよび三相コンバータ５を出力制御する。
　図２に示すように、制御装置２００は、インバータ回路１００の各直流コンデンサ電圧Ｖｓｕｂが均等になるようにバランス制御するバランス制御部１４と、交流電源電圧Ｖｉｎの位相および電圧の情報を検出する交流電圧検出回路１５と、直流コンデンサ電圧Ｖｓｕｂを制御するＶｓｕｂ制御部１６と、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃを制御するＶｄｃ制御部１７と、交流電流ｉを制御する電流制御部１８と、インバータ回路１００の電圧指令生成のために後述する零相成分Ｖｏを生成する零相成分生成部（以下、Ｖｏ生成部）１９と、インバータ回路１００への駆動信号を生成するＰＷＭ回路２０とを備える。なお、電流制御部１８とＶｏ生成部１９とで電圧指令生成部を構成する。
　電圧センサ１０により検出された交流電源電圧Ｖｉｎは交流電圧検出回路１５に入力され、交流電圧検出回路１５は、交流電源電圧Ｖｉｎの位相および電圧の情報である各相の交流位相θと交流電圧振幅Ｖｐとを検出する。検出された交流位相θによる信号は、駆動信号１５ａとして三相コンバータ５に出力され、各相の交流電源電圧Ｖｉｎの正負の半波ごとに三相コンバータ５の各半導体スイッチング素子５ａ～５ｆを駆動する。
　Ｖｓｕｂ制御部１６には、電圧センサ１２により検出された、各単相インバータ１００ａ～１００ｃの直流コンデンサ電圧Ｖｓｕｂが入力され、直流コンデンサ電圧Ｖｓｕｂが設定された指令値Ｖｓｕｂ＊と等しくなるように平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃの指令値Ｖｄｃ＊を生成して出力する。
　Ｖｄｃ制御部１７には、電圧センサ１３により検出された平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃと、Ｖｓｕｂ制御部１６からの指令値Ｖｄｃ＊とが入力され、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃが指令値Ｖｄｃ＊と等しくなるように、交流電流ｉの振幅指令値１７ａを生成して出力する。
　また、電圧センサ１２からの各直流コンデンサ電圧Ｖｓｕｂはバランス制御部１４にも入力され、バランス制御部１４は、各直流コンデンサ電圧Ｖｓｕｂを平均化するように交流電流ｉの各相の振幅補正値１４ａを生成して出力する。
　電流制御部１８には、電流センサ１１により検出された交流電流ｉと、交流電圧検出回路１５からの交流位相θと、交流電流ｉの振幅指令値１７ａと、振幅補正値１４ａとが入力される。そして、電流制御部１８は、振幅指令値１７ａを振幅補正値１４ａで補正した振幅Ｉｐと交流位相θとに基づいて正弦波の電流指令ｉ＊を生成し、生成された電流指令ｉ＊に交流電流ｉが追従するように、各単相インバータ１００ａ～１００ｃの出力電圧の基本指令Ｖｘ＊を生成して出力する。
　Ｖｏ生成部１９は、交流電圧検出回路１５からの交流位相θ、交流電圧振幅Ｖｐと、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃとが入力され、零相成分Ｖｏを生成して出力する。出力された零相成分Ｖｏは、電流制御部１８からの各相の基本指令Ｖｘ＊に加算され、各単相インバータ１００ａ～１００ｃの電圧指令Ｖ＊が生成される。
　ＰＷＭ回路２０は、入力される電圧指令Ｖ＊に基づいて各単相インバータ１００ａ～１００ｃをＰＷＭ制御する駆動信号２０ａを生成し、各単相インバータ１００ａ～１００ｃ内の各半導体スイッチング素子３ａ～３ｄを駆動する。
　上記のような制御される三相電力変換装置の動作について、三相内の一相、例えばＡ相について、以下に説明する。他の二相（Ｂ相、Ｃ相）についても、２π／３ずつ位相がずれているが、同様の動作を行なう。
　図３は三相電力変換装置の動作を説明する各部の波形図である。図４～図７は単相インバータ１００ａの動作を説明する図であり、図８、図９は三相コンバータ５の一相分（Ａ相）の動作を説明する図である。また、図１０は単相インバータ１００ａの電圧指令を説明する波形図、図１１および図１２は、単相インバータ１００ａの電圧指令の生成を説明する波形図および制御ブロック図である。
　図３（ａ）は、交流電源１から入力される交流電源電圧（Ａ相の相電圧）Ｖｉｎの電圧波形である。Ａ相の交流電源電圧Ｖｉｎの極性が正極性の時に、三相コンバータ５の半導体スイッチング素子５ａがオン状態、半導体スイッチング素子５ｂがオフ状態に制御され、また交流電源電圧Ｖｉｎが負極性の時に半導体スイッチング素子５ｂがオン状態、半導体スイッチング素子５ａがオフ状態に制御されて、三相コンバータ５のＡ相の交流端Ａの電位Ｖ１Ａは図３（ｂ）に示すように、平滑コンデンサ６の電圧Ｖｄｃを半周期で出力する電圧波形となる。この場合、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃは交流電源電圧Ｖｉｎより高いものとする。
　他の二相（Ｂ相、Ｃ相）についても同様で、三相コンバータ５の交流端Ｂ、交流端Ｃの電位Ｖ１Ｂ、Ｖ１Ｃは、それぞれ図３（ｃ）、図３（ｄ）に示す電圧波形となる。これにより、中性点Ｎの電位（以下、中性点電位ＶＮと称す）は、三相の交流端電位Ｖ１Ａ、Ｖ１Ｂ、Ｖ１Ｃの平均となり、図３（ｅ）に示す波形となる。そして、中性点電位ＶＮを基準とした交流端Ａの電圧Ｖ１Ａ－Ｎは、図３（ｆ）に示す電圧波形となる。
　図３（ｇ）に示す電圧波形は、交流電源電圧Ｖｉｎから交流端Ａの電圧Ｖ１Ａ－Ｎを差し引いた差電圧であり、単相インバータ１００ａの出力電圧の基本指令Ｖｘ＊となる。単相インバータ１００ａの制御、動作についての詳細は後述するが、単相インバータ１００ａは、交流電源１からのＡ相の入力力率が概ね１となるようにＰＷＭ制御によりＡ相の電流ｉを制御して出力し、交流側の出力電圧を、交流端Ａの電圧Ｖ１Ａ－Ｎに重畳する。なお、単相インバータ１００ａの電圧は、三相コンバータ５側の交流出力端の電位を基準とした、交流電源１側の交流出力端の電圧である。
　次に、単相インバータ１００ａの動作について説明する。
　交流電源１のＡ相の電圧、電流が正極性の時、半導体スイッチング素子３ａがオン、半導体スイッチング素子３ｂがオフの場合、図４に示す電流経路で単相インバータ１００ａに電流が流れる。半導体スイッチング素子３ｃがオン、半導体スイッチング素子３ｄがオフの場合、電流は半導体スイッチング素子３ａと半導体スイッチング素子３ｃとを通り、直流コンデンサ４をバイパスする。また、半導体スイッチング素子３ｃがオフ、半導体スイッチング素子３ｄがオンの場合、電流は半導体スイッチング素子３ａを通って直流コンデンサ４を充電し、半導体スイッチング素子３ｄを通って出力される。
　交流電源１のＡ相の電圧、電流が正極性の時、半導体スイッチング素子３ａがオフ、半導体スイッチング素子３ｂがオンの場合、図５に示す電流経路で単相インバータ１００ａに電流が流れる。半導体スイッチング素子３ｃがオン、半導体スイッチング素子３ｄがオフの場合、電流は半導体スイッチング素子３ｂを通って直流コンデンサ４を放電し、半導体スイッチング素子３ｃを通って出力される。また、半導体スイッチング素子３ｃがオフ、半導体スイッチング素子３ｄがオンの場合、電流は半導体スイッチング素子３ｂと半導体スイッチング素子３ｄとを通り、直流コンデンサ４をバイパスする。
　交流電源１のＡ相の電圧、電流が負極性の時も同様に、半導体スイッチング素子３ａ～３ｄのスイッチングによる制御の組み合わせで、図６、図７に示すように、直流コンデンサ４の充放電とバイパスが制御される。
　このように、正負の各極性においてそれぞれ４種の制御を組み合わせて単相インバータ１００ａはＰＷＭ制御される。
　次に、三相コンバータ５の動作について説明する。
　図８に示すように、交流電源１のＡ相の電圧、電流が正極性の時、半導体スイッチング素子５ａをオンし、交流電源１からの電流は、単相インバータ１００ａを経て、半導体スイッチング素子５ａを介して平滑コンデンサ６の正極に向かって流れる。また図９に示すように、交流電源１のＡ相の電圧、電流が負極性の時、半導体スイッチング素子５ｂをオンし、平滑コンデンサ６の負極から半導体スイッチング素子５ｂを介して流れる電流は、単相インバータ１００ａを経て交流電源１に向かって流れる。
　次に、単相インバータ１００ａの出力電圧制御について以下に詳細に説明する。
　上述したように、制御装置２００内の電流制御部１８は、交流電流ｉが電流指令ｉ＊に追従するように、即ち、交流電源１からのＡ相の入力力率が概ね１となるように各単相インバータ１００ａ～１００ｃの出力電圧の基本指令Ｖｘ＊を生成する。この基本指令Ｖｘ＊（図３（ｇ）参照）は、交流電源電圧Ｖｉｎから交流端Ａの電圧Ｖ１Ａ－Ｎを差し引いた差電圧を出力させる指令となる。
　単相インバータ１００ａは、正電圧を出力時に直流コンデンサ４を放電し、負電圧を出力時に直流コンデンサ４を充電する動作となるが、交流１周期において、充電量と放電量が釣り合うように制御される。これにより、他の外部電源から直流コンデンサ４への電力供給を不要としている。
　交流電源１の１周期において、正の半波と負の半波の動作は対照であるため、ここでは図１０、図１１を用いて正の半波のみ考える。
　入力される交流電流ｉが力率１の正弦波に制御されているとすると、単相インバータ１００ａの放電電力Ｐｄｃｈと充電電力Ｐｃｈとは、以下の式（１）、式（２）で表される。なお、θ、Ｖｐは、交流電源電圧Ｖｉｎ（Ａ相）の交流位相、交流電圧振幅であり、Ｉｐは交流電流ｉの振幅であり、θ１は交流電源電圧Ｖｉｎと電圧Ｖ１Ａ－Ｎとが一致する位相である。また、単相インバータ１００ａは、基本指令Ｖｘ＊に零相成分Ｖｏが加算された電圧指令Ｖ＊により出力制御されるが、零相成分Ｖｏは電力に殆ど影響しないため、基本指令Ｖｘ＊により電圧を出力した場合での放電電力Ｐｄｃｈと充電電力Ｐｃｈとを演算している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　上記のように、交流１周期において単相インバータ１００ａは充電量と放電量が釣り合うように制御されるため、Ｐｄｃｈ＝Ｐｃｈとなり、交流電圧振幅Ｖｐと平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃとの関係は、次の式（３）で表わされる。
Ｖｄｃ＝（π／２）Ｖｐ　　・・・（３）
　このように、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃの値を設定することで、単相インバータ１００ａは充放電をバランスさせ直流コンデンサ電圧Ｖｓｕｂを一定に制御できる。
　次に、単相インバータ１００ａの電圧指令Ｖ＊の生成について以下に詳述する。
　図１１（ａ）～図１１（ｃ）は、単相インバータ１００ａの基本指令Ｖ＊、零相成分Ｖｏ、電圧指令Ｖ＊を示す。
　交流電源１の正の半波において、基本指令Ｖｘ＊は、最小値であるＶα（＝（－１／３）Ｖｄｃ）と、最大値であるＶβ（＝Ｖｐ・ｓｉｎ（π／３）－（１／３）Ｖｄｃ）との間で変化し、絶対値が最大となるのは、位相が０、πの地点のＶαである。そして、続く負の半波では、基本指令Ｖｘ＊は、－Ｖβ（＝－Ｖｐ・ｓｉｎ（π／３）＋（１／３）Ｖｄｃ）と－Ｖα（＝（１／３）Ｖｄｃ）との間で変化し、絶対値が最大となるのは、位相がπ、２πの地点の－Ｖαである。
　他の二相（Ｂ相、Ｃ相）の基本指令Ｖｘ＊においても、２π／３ずつ位相がずれているが、同様の電圧波形となる。
　そして、図１２に示すように、電流制御部１８が出力する各相の基本指令Ｖｘ＊に、Ｖｏ生成部１９にて生成された三相共通の零相成分Ｖｏを加算することで電圧指令Ｖ＊が生成される。零相成分Ｖｏは、加算後の電圧指令Ｖ＊が線間電圧を維持して三相平衡状態を保つように、単相インバータ１００ａ～１００ｃの各基本指令Ｖｘ＊に、同一周波数、同位相、同振幅で加算される。
　零相成分Ｖｏは、上述したような各相の基本指令Ｖｘ＊の全てに共通に加算されてピーク（絶対値）を低減させる電圧成分であるため、交流電源電圧Ｖｉｎの周波数の６Ｎ（Ｎ：正の整数）倍の周波数で、π／３毎に極性が反転する電圧波形を有する。
　Ｖｏ生成部１９は、予め設定された基準零相電圧Ｖｏｏを保持し、交流電圧検出回路１５からの位相θ、交流電圧振幅Ｖｐと、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃとから、零相成分Ｖｏの振幅ａを演算し、基準零相電圧Ｖｏｏに振幅ａを適用して零相成分Ｖｏ（＝ａ・Ｖｏｏ）を生成する。
　この場合、基準零相電圧Ｖｏｏは交流電源電圧Ｖｉｎの周波数の６倍の周波数による正弦波形で、
ｃｏｓ６θ（０≦θ＜π／３，２π／３≦θ＜π，４π／３≦θ＜５π／３）
－ｃｏｓ６θ（π／３≦θ＜２π／３，π≦θ＜４π／３，５π／３≦θ＜２π）
で与えられ、零相成分Ｖｏは、±ａ・ｃｏｓ６θとなる。
　振幅ａは、電圧指令Ｖ＊のピーク（絶対値）が低減するように演算される。
　基本指令Ｖｘ＊に零相成分Ｖｏが加算された電圧指令Ｖ＊は、Ｖα＋ａとＶβ＋ａとの間で変化し、双方の絶対値が－Ｖαより小さくなるように振幅ａを演算することで電圧指令Ｖ＊のピークが低減する。これにより、単相インバータ１００ａの直流コンデンサ電圧Ｖｓｕｂの必要最低電圧を－Ｖα（＝（１／３）Ｖｄｃ）より低減することができる。
　この場合、電圧指令Ｖ＊の最小電圧値であるＶα＋ａと、最大電圧値であるＶβ＋ａとの絶対値が等しくなるように振幅ａを以下のように演算する。
即ち、
－（（－１／３）Ｖｄｃ＋ａ）＝Ｖｐ・ｓｉｎ（π／３）－（１／３）Ｖｄｃ＋ａ
となることから
ａ＝１／２（（２／３）Ｖｄｃ－Ｖｐ・ｓｉｎ（π／３））
　電圧指令Ｖ＊の最小電圧値と最大電圧値との絶対値が等しいとき、電圧指令Ｖ＊のピークを最も低減でき、単相インバータ１００ａの直流コンデンサ電圧Ｖｓｕｂを効果的に低減できる。
　なお振幅ａを、
０＜ａ＜（（２／３）Ｖｄｃ－Ｖｐ・ｓｉｎ（π／３））
の範囲（以下、振幅範囲と称す）で設定することで、電圧指令Ｖ＊のピークを低減でき、単相インバータ１００ａの直流電圧を低減できる。
　また、設定された直流コンデンサ電圧Ｖｓｕｂに対して、電圧指令Ｖ＊のピーク（Ｖα＋ａ、あるいはＶβ＋ａの絶対値）がＶｓｕｂの電圧値以下となるように、上記振幅範囲内で振幅ａを演算する。これにより単相インバータ１００ａの直流電圧を信頼性良く低減できる。
　以上、交流電源１のＡ相およびインバータ回路１００の単相インバータ１００ａについて説明したが、他の２相、単相インバータ１００ｂ、１００ｃについても同様である。
　以上のように、この実施の形態では、制御装置２００は、交流位相θ、交流電圧振幅Ｖｐと、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃとから、零相成分Ｖｏの振幅ａを演算し、予め設定された基準零相電圧Ｖｏｏに振幅ａを適用した零相成分Ｖｏを生成する。そして単相インバータ１００ａ～１００ｃの各基本指令Ｖｘ＊に三相共通の零相成分Ｖｏを加算して電圧指令Ｖ＊を生成する。制御装置２００が振幅ａを上記振幅範囲内で決定することで電圧指令Ｖ＊のピークを低減でき、単相インバータ１００ａ～１００ｃの直流電圧を低減できる。また、三相電力変換装置の通常制御に用いる情報（θ、Ｖｐ、Ｖｄｃ）に基づいて振幅ａを演算できるため、零相成分Ｖｏは容易に生成でき、かつ電圧レベルが可変となる。
　これにより、三相交流出力において三相平衡した線間電圧を保ちつつ、設計上の自由度を向上して単相インバータ１００ａ～１００ｃの直流電圧を低減できる。このため、単相インバータ１００ａ～１００ｃの各素子の低耐圧化が効果的に促進できる。一般に、素子耐圧の低下に伴い、導通損失が減少して高効率化でき、また半導体スイッチング素子のオン・オフ時の電圧が低減でき、更なる高効率化を促進できる。同時に、半導体スイッチング素子のオン・オフ時の電圧低減により低ノイズ化が可能となる。このように、小型で高効率な三相電力変換装置が信頼性良く得られる。
　なお上記実施の形態では、基準零相電圧Ｖｏｏを±ｃｏｓ６θとしたが、以下に示す式を用いて設定できる。この場合、ｎは０以上の整数で交流電源電圧Ｖｉｎの周波数の６Ｎ（Ｎ：正の整数）倍の周波数で、π／３毎に極性が反転する電圧波形を有する。
ｃｏｓ６ｎθ（０≦θ＜π／３，２π／３≦θ＜π，４π／３≦θ＜５π／３）
－ｃｏｓ６ｎθ（π／３≦θ＜２π／３，π≦θ＜４π／３，５π／３≦θ＜２π）
　なお、ｎが０の時、基準零相電圧Ｖｏｏは±１となり、この場合、零相成分Ｖｏは、π／３毎に振幅である定数値ａ、－ａを交互に変化する波形となる。
　また、交流電圧検出回路１５が検出する電圧の情報として交流電圧振幅Ｖｐを示したが、実効値など他の電圧値でも良い。
　また、零相成分Ｖｏの振幅ａは、単相インバータ１００ａ～１００ｃに使用する半導体スイッチング素子３ａ～３ｄや、平滑コンデンサ６の耐圧に基づいて上記振幅範囲内で決定することで、各素子の低耐圧化が効果的に促進できる。
　また、三相電力変換器は、上記実施の形態による三相コンバータ５に限らず、ダイオード素子による三相コンバータでも良いし、三相３レベルコンバータでも良い。
　さらに、上記実施の形態では、三相電力変換装置として、交流電源１からの三相交流電力を直流電力に変換するものを示したが、平滑コンデンサ６からの直流電力を交流電力に変換して交流電源１に出力する三相電力変換装置であっても良い。
　さらにまた、単相インバータ１００ａ～１００ｃにて構成されるインバータ回路１００は、他の回路構成による三相電力変換装置にも適用できる。その場合、基本指令Ｖｘ＊の生成が異なるものであるが、各相の交流位相θ、交流電圧振幅Ｖｐとを用いて振幅ａを演算し、予め設定された基準零相電圧Ｖｏｏに振幅ａを適用した三相共通の零相成分Ｖｏを同様に生成でき、各基本指令Ｖｘ＊に零相成分Ｖｏを加算した電圧指令Ｖ＊により、上記実施の形態１と同様の効果が得られる。
　なお、この発明は、発明の範囲内において、実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

Claims (8)

  1. 直流コンデンサおよび複数の半導体スイッチング素子をそれぞれ備え、交流出力端が三相交流線路の各相にそれぞれ直列接続された単相インバータと、
    電圧指令に基づき上記各単相インバータをＰＷＭ制御する制御装置とを備えた三相電力変換装置において、
    上記三相交流線路から三相交流電圧の位相および電圧を検出する交流電圧検出回路を備え、
    上記制御装置は、上記交流電圧検出回路からの上記位相および電圧に基づいて、三相に共通する零相成分を各相基本指令に加算して上記電圧指令を生成する電圧指令生成部を備え、
    上記電圧指令生成部は、上記零相成分の振幅を演算し、予め設定された基準零相電圧に上記振幅を適用して上記三相交流電圧の位相に同期する上記零相成分を決定する、
    三相電力変換装置。
  2. 上記電圧指令生成部は、上記電圧指令のピークの大きさが上記各単相インバータの上記直流コンデンサの電圧以下となるように上記振幅を演算する、
    請求項１に記載の三相電力変換装置。
  3. 複数の半導体素子を備えて交流・直流間で電力変換し各相交流端が上記三相交流線路を介して上記各単相インバータに接続された三相電力変換器と、
    該三相電力変換器の直流側に接続されたコンデンサとを備え、
    上記三相交流線路は三相の交流電源に接続され、上記各単相インバータは、上記三相電力変換器と上記交流電源との間で上記三相交流線路に直列接続され、
    上記三相電力変換器の各相の出力交流電圧に上記各単相インバータの出力電圧を重畳して上記交流電源に出力する、
    請求項１または請求項２に記載の三相電力変換装置。
  4. 上記コンデンサの電圧を検出する検出器を備え、
    上記交流電圧検出回路は、上記三相交流電圧として上記交流電源の電圧を検出し、
    上記電圧指令生成部は、上記コンデンサの電圧と上記交流電圧検出回路からの上記位相および電圧に基づいて、上記零相成分の振幅を演算する、
    請求項３に記載の三相電力変換装置。
  5. 上記電圧指令生成部は、上記交流電源の各相電圧と上記三相電力変換器の各相の出力交流電圧との差分を出力するように上記各相基本指令を生成し、上記電圧指令の最大電圧値と最小電圧値との絶対値が等しくなるように上記零相成分の振幅を演算する、
    請求項４に記載の三相電力変換装置。
  6. 上記電圧指令生成部は、上記各単相インバータ内の上記半導体スイッチング素子の素子耐圧、および上記コンデンサの素子耐圧に基づき上記零相成分の振幅を決定する、
    請求項３または請求項４に記載の三相電力変換装置。
  7. 上記零相成分は、上記三相交流電圧の周波数の６Ｎ倍の周波数で、上記三相交流電圧の（１／６）周期毎に極性が反転する電圧波形を有する、
    請求項３から請求項６のいずれか１項に記載の三相電力変換装置。
  8. 上記零相成分の上記電圧波形は、（１／６）周期毎に極性が反転する定数値あるいは正弦波形である、
    請求項７に記載の三相電力変換装置。
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