JP6851895B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、電力変換装置に関する。

交流と直流との間で相互に電力の変換を行う電力変換装置は、種々の用途に利用されている。特に、コンデンサとスイッチング素子から成る単位変換器を複数直列に接続し、それぞれのスイッチング素子を制御することで、電力変換装置から出力する交流電力の電圧波形、および電流波形を、より正弦波に近づけるマルチレベル変換器（以下、ＭＭＣという）が注目されている。このようなＭＭＣにおいては、マルチレベルの電圧を出力するために多数のコンデンサを必要とする場合がある。この場合、装置のサイズや重量、コストが増大してしまう。

特開２００６−２４６６７６号公報

本発明が解決しようとする課題は、装置のサイズを増大させることなく、マルチレベルの電圧を出力することができる電力変換装置を提供することである。

実施形態の電力変換装置は、３レベル変換器と、電圧調整部と、制御部と、を持つ。実施形態の電力変換装置は、直流と三相交流を相互に変換する電力変換装置である。３レベル変換器は、二つの第１コンデンサによって分圧された直流電圧の正側電圧、中間電圧、および負側電圧を、スイッチング素子の制御により選択して三つの三相交流中間端子にそれぞれ出力する。電圧調整部は、前記三つの三相交流中間端子と三つの交流端子とのうち対応する端子の間にそれぞれ接続される電圧調整部であって、少なくとも一つの第２コンデンサを備え、前記第２コンデンサの電圧、前記第２コンデンサの電圧を反転させた電圧、または零電圧のうちいずれかをスイッチング素子の制御により出力する変換ユニットを少なくとも一つ有する。制御部は、出力側の三相交流の周波数と比較して高いスイッチング周波数で、デューティ比を周期的に変化させながら前記３レベル変換器のスイッチング素子を制御し、前記３レベル変換器におけるスイッチング周波数よりも高いスイッチング周波数で、デューティ比を周期的に変化させながら前記変換ユニットのスイッチング素子を制御する。

第１の実施形態の電力変換装置１の構成図。 第１の実施形態の変換セルＣの構成図。 第１の実施形態の制御部７の構成図。 第１の実施形態のセル電圧指令値生成部７１の構成図。 第１の実施形態の電力変換装置１の動作を示す第１図。 第１の実施形態の電力変換装置１の動作を示す第２図。 第１の実施形態の電力変換装置１の動作を示す第３図。 第１の実施形態の電力変換装置１の動作を示す第４図。 第２の実施形態のセル電圧指令値生成部７１Ａの構成図。 第２の実施形態の電力変換装置１の動作を示す第１図。 第２の実施形態の電力変換装置１の動作を示す第２図。 第２の実施形態の電力変換装置１の動作を示す第３図。 第２の実施形態の電力変換装置１の動作を示す第４図。 実施形態の変形例を説明するための図。

以下、実施形態の電力変換装置１を、図面を参照して説明する。

（第１の実施形態）
まず、第１の実施形態について説明する。
第１の実施形態の電力変換装置１は、例えば自然エネルギーによる発電システムや電気自動車の蓄電池等の直流電源と、三相の交流電源との間に接続され、交流と直流との変換を相互に行う電力変換装置である。つまり、電力変換装置１は、発電システム等により発電された直流電力を交流電力に変換し、交流電力系統に供給するなどの用途に用いられるものである。

図１は、第１の実施形態の電力変換装置１の構成図である。
図１に示すように、電力変換装置１は、直流端子２Ｐ、２Ｎと、３レベル変換器３と、電圧調整ユニット４と、制御部７と、リアクトルＬｒ、Ｌｓ、Ｌｔと、交流端子Ｒ、Ｓ、およびＴと、を備える。なお、以下の説明、および図面では、Ｒ相についての構成要素、および構成要素に入出力される信号には「Ｒ」または「ｒ」の符号、Ｓ相については、「Ｓ」または「ｓ」の符号、Ｔ相については、「Ｔ」または「ｔ」の符号を付す。

正側直流端子２Ｐ、および負側直流端子２Ｎは、直流電源と接続される接続端子である。
交流端子Ｒ、Ｓ、およびＴとは、交流電源と接続される接続端子である。
直流端子２Ｐ、２Ｎと、交流端子Ｒ、Ｓ、およびＴとの間には、３レベル変換器３、および電圧調整ユニット４が接続され、３レベル変換器３からの出力電圧に、電圧調整ユニット４からマルチレベルの電圧を加えることにより、３レベル変換器３からの出力電圧より正弦波に近い交流電圧が交流端子Ｒ、Ｓ、およびＴから出力される。

３レベル変換器３は、直流端子２Ｐ、２Ｎと接続される。３レベル変換器３は、直流電圧の正側電圧、負側電圧、および中間電圧に相当する電圧（３レベルの電圧）を出力することにより、直流電力を交流電力に変換する。３レベル変換器３は、例えば中性点クランプ方式（ＮＰＣ（Neutral-Point-Clamped）方式）と称される電力変換回路である。

図１に示すように、３レベル変換器３は、高電圧コンデンサ３０Ｐ、３０Ｎ（「第１コンデンサ」の一例）、およびスイッチ群３１（スイッチ群３１ｒ、３１ｓ、３１ｔ）を備える。また、３レベル変換器３には、高電圧コンデンサ３０Ｐ、３０Ｎの電圧をそれぞれ検出する電圧検出器（不図示）が設けられる。

高電圧コンデンサ３０Ｐ、３０Ｎは、直流端子２Ｐ、２Ｎの間に直列接続され、直流端子２Ｐ、２Ｎ間の直流電圧を分圧する。図１の例では、高電圧コンデンサ３０Ｐ、３０Ｎにより分割された中性点ＮＰがグランドＧ（基準電位）に固定される。

スイッチ群３１のそれぞれは、中性点ＮＰと接続され、３レベルの電圧が交流中間端子ＭＲ、ＭＳ、ＭＴそれぞれから出力されるように制御部７により制御される。例えば、スイッチ群３１ｒは、交流中間端子ＭＲから、交流のＲ相に相当する３レベルの電圧が出力されるように制御部７により制御される。スイッチ群３１ｓは、交流中間端子ＭＳから、Ｓ相に相当する３レベルの電圧が出力されるように制御部７により制御される。スイッチ群３１ｔは、交流中間端子ＭＴから、Ｔ相に相当する３レベルの電圧が出力されるように制御部７により制御される。

また、スイッチ群３１のそれぞれは、スイッチングレグ３２Ｐ（スイッチングレグ３２Ｐｒ、３２Ｐｓ、３２Ｐｔ）、および３２Ｎ（スイッチングレグ３２Ｎｒ、３２Ｎｓ、３２Ｎｔ）が直列接続されて構成される。

スイッチングレグ３２Ｐは、高電圧コンデンサ３０Ｐと並列に接続される。また、スイッチングレグ３２Ｎは、高電圧コンデンサ３０Ｎと並列に接続される。

また、スイッチングレグ３２Ｐｒは、複数のスイッチング素子Ｓｗ（スイッチング素子Ｓｗ１ｒ、Ｓｗ２ｒ、Ｓｗ３ｒ）を含む。それぞれのスイッチング素子Ｓｗは、外部（例えば制御部７）からオンオフ制御をすることができ、自己消弧能力をもつスイッチング素子であり、例えば、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ（N channel Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）である。各スイッチング素子Ｓｗのそれぞれには、逆並列にダイオードがそれぞれ接続されている。このダイオードは、フリーホイーリングダイオードである。

スイッチングレグ３２Ｐｒでは、スイッチング素子Ｓｗ１ｒのドレインと正側直流端子２Ｐとが接続される。スイッチング素子Ｓｗ１ｒのソースは、スイッチング素子Ｓｗ２ｒのドレインと接続される。スイッチング素子Ｓｗ２ｒのソースは、中性点ＮＰと接続される。また、スイッチング素子Ｓｗ１ｒのソースは、スイッチング素子Ｓｗ３ｒのドレインと接続される。スイッチング素子Ｓｗ３ｒのソースは、交流中間端子ＭＲと接続される。

スイッチングレグ３２Ｎｒは、複数のスイッチング素子Ｓｗ（スイッチング素子Ｓｗ４ｒ、Ｓｗ５ｒ、Ｓｗ６ｒ）を含む。
スイッチングレグ３２Ｎｒでは、スイッチング素子Ｓｗ４ｒのドレインと交流中間端子ＭＲとが接続される。スイッチング素子Ｓｗ４ｒのソースは、スイッチング素子Ｓｗ５ｒのソースと接続される。スイッチング素子Ｓｗ５ｒのドレインは、中性点ＮＰと接続される。また、スイッチング素子Ｓｗ４ｒのソースは、スイッチング素子Ｓｗ６ｒのドレインと接続される。スイッチング素子Ｓｗ６ｒのソースは、負側直流端子２Ｎと接続される。なお、スイッチングレグ３２Ｐｓ、３２Ｐｔはスイッチングレグ３２Ｐｒと、スイッチングレグ３２Ｎｓ、３２Ｎｔはスイッチングレグ３２Ｎｒと、それぞれ同様の構成であるため、説明を省略する。

電圧調整ユニット４は、三つの電圧調整部４０（電圧調整部４０ｓ、４０ｒ、４０ｔ）を備える。三つの電圧調整部４０は、三つの三相交流の交流中間端子ＭＲ、ＭＳ、およびＭＴと、三つの交流端子Ｒ、Ｓ、およびＴとのうち対応する端子との間にそれぞれ接続されている。つまり、電圧調整部４０ｒは、交流中間端子ＭＲに接続されるとともに、交流端子ＲにリアクトルＬｒを介して接続される。また、電圧調整部４０ｓは、交流中間端子ＭＳに接続されるとともに、交流端子ＳにリアクトルＬｓを介して接続される。また、電圧調整部４０ｔは、交流中間端子ＭＴに接続されるとともに、交流端子ＴにリアクトルＬｔを介して接続される。

三つの電圧調整部４０は、交流中間端子ＭＲ、ＭＳ、およびＭＴそれぞれの電圧と、交流端子Ｒ、Ｓ、およびＴそれぞれの電圧との差分電圧を出力するように制御部７により制御される。つまり、電圧調整部４０ｒは、交流中間端子ＭＲの電圧と交流端子Ｒの電圧と差分電圧を出力するように制御部７により制御される。また、電圧調整部４０ｓは、交流中間端子ＭＳの電圧と交流端子Ｓの電圧と差分電圧を出力するように制御部７により制御される。また、電圧調整部４０ｔは、交流中間端子ＭＴの電圧と交流端子Ｔの電圧と差分電圧を出力するように制御部７により制御される。

電圧調整部４０は、変換セルＣをＮ個（Ｎは任意の自然数）直列に接続して構成される。電圧調整部４０は、個々の変換セルＣに蓄電された電圧Ｖｃｅｌｌ、その電圧を反転させた電圧（−Ｖｃｅｌｌ）、および零電圧のうちのいずれかを、制御部７からの制御により出力する。電圧調整部４０は、例えば、電圧調整部４０を構成する変換セルＣのうち一部の変換セルＣに電圧Ｖｃｅｌｌを出力させ、残りの変換セルＣから零電圧を出力させるように制御部７により制御される。これにより、各電圧調整部４０は、（−Ｎ）×ＶｃｅｌｌからＮ×Ｖｃｅｌｌまでの範囲を、電圧Ｖｃｅｌｌ刻みで変更可能なマルチレベル電圧を出力する。なお、変換セルＣについては、後述する図２を用いて詳しく説明する。

リアクトルＬ（リアクトルＬｒ、Ｌｓ、Ｌｔ）は、三相交流の各相を流れる電流リプルを抑制する。なお、ここではリアクトルＬによる電圧降下は無視できるものとする。つまり、電圧調整ユニット４の交流系統側の出力端子ＰＲ、ＰＳ、ＰＴのそれぞれの電圧と、対応する交流端子Ｒ、Ｓ、およびＴそれぞれの電圧は同値であるものとする。

制御部７は、３レベル変換器３から出力させる電圧を制御する。
制御部７は、外部装置から与えられ、或いは自ら決定した電圧指令値に基づいて、高電圧コンデンサ３０Ｐの電圧Ｖｎｐｃ１、高電圧コンデンサ３０Ｎの電圧を反転させた電圧（−Ｖｎｐｃ２）、及び零電圧のうちのいずれかを、３レベル変換器３から出力させる電圧として選択する。制御部７は、選択した電圧指令値が３レベル変換器３から出力されるように、３レベル変換器３のスイッチング素子Ｓｗを制御する。

スイッチ群３１ｒに着目して説明すると、制御部７は、スイッチング素子Ｓｗ１ｒおよびＳｗ３ｒをオン状態にすることで、電圧Ｖｎｐｃ１を３レベル変換器３から出力させる。また、制御部７は、スイッチング素子Ｓｗ４ｒおよびＳｗ６ｒをオン状態にすることで、電圧Ｖｎｐｃ２を反転させた電圧（−Ｖｎｐｃ２）を３レベル変換器３から出力させる。また、制御部７は、Ｓｗ２ｒおよびＳｗ３ｒ、またはＳｗ４ｒおよびＳｗ５ｒをオン状態にすることで、零電圧を３レベル変換器３から出力させる。例えば、制御部７は、スイッチング素子Ｓｗ３ｒを常時オン状態とし、電圧Ｖｎｐｃ１を出力させる場合にスイッチング素子Ｓｗ１ｒをオン状態にし、零電圧を３レベル変換器３から出力させる場合にスイッチング素子Ｓｗ２ｒをオン状態にする。また、制御部７は、スイッチング素子Ｓｗ４ｒを常時オン状態とし、電圧（−Ｖｎｐｃ２）を３レベル変換器３から出力させる場合にスイッチング素子Ｓｗ６ｒをオン状態にし、零電圧を出力させる場合にスイッチング素子Ｓｗ５ｒをオン状態にしてもよい。

スイッチング素子Ｓｗ制御部７は、ゲート信号をスイッチング素子Ｓｗのゲートに出力することによりスイッチング素子Ｓｗをオン状態、またはオフ状態に制御する。制御部７は、例えば、スイッチング素子Ｓｗをオン状態に制御する場合、ゲート信号を１とし、スイッチング素子Ｓｗをオフ状態に制御する場合、ゲート信号を０（ゼロ）にする。

また、制御部７は、電圧調整ユニット４に出力させる電圧を制御する。制御部７は、電圧指令値に相当する電圧が３および電圧調整ユニット４から出力されるように、電圧調整ユニット４を制御する。制御部７が電圧調整ユニット４を制御する方法については、後で詳しく説明する。

図２は、第１の実施形態の変換セルＣの構成図である。図２に示す通り、変換セルＣは、低電圧コンデンサ５０と、スイッチング素子４１Ｕ、４１Ｘ、４２Ｕ、および４２Ｘと、接続端子４３Ｕ、４３Ｘとを備える。また、変換セルＣには、低電圧コンデンサ５０の電圧を検出する電圧検出器（不図示）が設けられる。

変換セルＣでは、直列に接続されたスイッチング素子４１Ｕおよび４１Ｘが、低電圧コンデンサ５０（「第２コンデンサ」の一例）と並列に接続される。また、変換セルＣでは、直列に接続されたスイッチング素子４２Ｕおよび４２Ｘが、低電圧コンデンサ５０と並列に接続される。スイッチング素子４１Ｕ、４１Ｘ、４２Ｕ、および４２Ｘは、ＭＯＳＥＴなどの自己消弧能力をもつスイッチング素子である。また、スイッチング素子４１Ｕ、４１Ｘ、４２Ｕ、および４２Ｘのそれぞれには、逆並列にダイオードがそれぞれ接続されている。このダイオードは、フリーホイーリングダイオードである。

また、変換セルＣでは、スイッチング素子４１Ｕのドレインと低電圧コンデンサ５０の正側とが接続される。スイッチング素子４１Ｕのソースは、スイッチング素子４１Ｘのドレインと接続し、このスイッチング素子４１Ｕのソースとスイッチング素子４１Ｘのドレインとの接続部分が、負側の接続端子４３Ｘと接続される。スイッチング素子４１Ｘのソースは、低電圧コンデンサ５０の負側と接続される。

また、変換セルＣでは、スイッチング素子４２Ｕのドレインと低電圧コンデンサ５０の正側とが接続される。スイッチング素子４２Ｕのソースは、スイッチング素子４２Ｘのドレインと接続し、このスイッチング素子４２Ｕのソースとスイッチング素子４２Ｘのドレインとの接続部分が、正側の接続端子４３Ｕと接続される。スイッチング素子４２Ｘのソースは、低電圧コンデンサ５０の負側と接続される。

また、変換セルＣの正側の接続端子４３Ｕは、自身の変換セルＣの正側に直列に接続された別の変換セルＣの負側の接続端子４３Ｘと接続される。また、負側の接続端子４３Ｘは、負側に直列に接続された別の変換セルＣの正側の接続端子４３Ｕと接続される。なお、自身の変換セルＣの正側に接続される変換セルＣが存在しない場合、正側の接続端子４３Ｕは、リアクトルＬを介して交流端子（交流端子Ｒ、Ｓ、およびＴのうちの対応する交流端子）と接続される。また、自身の変換セルＣの負側に接続される変換セルＣが存在しない場合には、負側の接続端子４３Ｘは交流中間端子（交流中間端子ＭＲ、ＭＳ、およびＭＴのうちの対応する交流中間端子）と接続される。

図１に戻り、制御部７は、変換セルＣのスイッチング素子４１Ｕ、４１Ｘ、４２Ｕ、および４２Ｘをそれぞれ制御し、接続端子４３Ｕ、４３Ｘ間に低電圧コンデンサ５０の電圧Ｖｃｅｌｌｒ１、その電圧を反転させた電圧（−Ｖｃｅｌｌｒ１）、または零電圧を発生させる。制御部７は、スイッチング素子４２Ｕおよび４１Ｘをオン状態にすることで、電圧Ｖｃｅｌｌｒ１を変換セルＣに出力させる。また、制御部７は、スイッチング素子４１Ｕおよび４２Ｘをオン状態にすることで、反転させた電圧（−Ｖｃｅｌｌｒ１）を変換セルＣに出力させる。また、制御部７は、スイッチング素子４１Ｕおよび４２Ｕと、スイッチング素子４１Ｘおよび４２Ｘとのうち一方をオン状態、他方をオフ状態にすることで、零電圧を変換セルＣに出力させる。

図３は、第１の実施形態の制御部７の構成図である。図３に示すように、制御部７は、例えば、３レベル変換器ゲート信号生成部７０と、セル電圧指令値生成部７１と、セルゲート信号生成部７２とを備える。

３レベル変換器ゲート信号生成部７０は、３レベル変換器３に出力するゲート信号を生成する。３レベル変換器ゲート信号生成部７０には、交流端子Ｒの電圧指令値Ｖｒ＊、交流端子Ｓの電圧指令値Ｖｓ＊、交流端子Ｔの電圧指令値Ｖｔ＊、高電圧コンデンサ３０Ｐの電圧Ｖｎｐｃ１、および高電圧コンデンサ３０Ｎの電圧Ｖｎｐｃ２をそれぞれ示す信号が入力される。

交流端子Ｒ、Ｓ、およびＴそれぞれの電圧指令値Ｖｒ＊、Ｖｓ＊、Ｖｔ＊は、例えば、制御部７にある図示しない交流電圧指令値算出部により、交流端子Ｒ、Ｓ、およびＴそれぞれを流れる交流電流Ｉｒ、Ｉｓ、Ｉｔの検出値に基づいて算出される。電圧指令値Ｖｒ＊、Ｖｓ＊、Ｖｔ＊のそれぞれは、例えば、高電圧コンデンサ３０Ｐの電圧Ｖｎｐｃ１から、高電圧コンデンサ３０Ｎの電圧Ｖｎｐｃ２を反転させた電圧（−Ｖｎｐｃ２）までの間の値である。

３レベル変換器ゲート信号生成部７０は、例えばパルス幅を変調するＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御の原理に従ってゲート信号を生成する。以下、三相交流のＲ相の場合を例に説明する。三相交流の他の相（Ｓ相、およびＴ相）のゲート信号を生成する方法については、Ｒ相の場合と同様の方法であるため、その説明を省略する。

３レベル変換器ゲート信号生成部７０は、式（１）に示されるゲート変調用参照値Ｍｒを算出する。ここで、Ｖｎｐｃは、高電圧コンデンサ３０Ｐ、および３０Ｎの平均電圧を示す。

Ｍｒ＝（Ｖｒ＊）／Ｖｎｐｃ …（１）

ここで、平均電圧Ｖｎｐｃは、式（２）に示される。ここで、Ｖｎｐｃ１は高電圧コンデンサ３０Ｐの電圧、Ｖｎｐｃ２は高電圧コンデンサ３０Ｎの電圧、Ｖｒ＊は交流端子Ｒの電圧指令値、をそれぞれ示す。

Ｖｎｐｃ＝（Ｖｎｐｃ１＋Ｖｎｐｃ２）／２ …（２）

また、３レベル変換器ゲート信号生成部７０は、単位振幅を持ち、かつ同じ周期の二つの三角波キャリア信号Ｃｒｕ、Ｃｒｘを生成する。例えば、一方の三角波キャリア信号Ｃｒｕの振幅は、上限が１、下限が０（ゼロ）である。他方の三角波キャリア信号Ｃｒｘの振幅は、例えば上限が０（ゼロ）、下限が−１、である。３レベル変換器ゲート信号生成部７０は、二つの三角波キャリア信号Ｃｒｕ、Ｃｒｘのそれぞれの位相が、互いに一致する（例えば、上限および下限に達するタイミングが一致する）ように三角波キャリア信号Ｃｒｕ、Ｃｒｘのそれぞれを生成する。

３レベル変換器ゲート信号生成部７０は、ゲート変調用参照値Ｍｒと、二つの三角波キャリア信号ＣｒｕおよびＣｒｘとをそれぞれ比較する。そして、３レベル変換器ゲート信号生成部７０は、ゲート変調信号Ｍｒの値が三角波キャリア信号Ｃｒｕの値以上である場合、３レベル変換器３から、高電圧コンデンサ３０Ｐの電圧Ｖｎｐｃ１を出力させるためのゲート信号を生成する。具体的には、３レベル変換器ゲート信号生成部７０は、スイッチング素子Ｓｗ１ｒおよびＳｗ３ｒをオン状態にするゲート信号を生成する。

３レベル変換器ゲート信号生成部７０は、ゲート変調用参照値Ｍｒの値が三角波キャリア信号Ｃｒｕの値未満、かつ三角波キャリア信号Ｃｒｘの値以上である場合、３レベル変換器３から、零電圧を出力させるためのゲート信号を生成する。具体的には、３レベル変換器ゲート信号生成部７０は、スイッチング素子Ｓｗ２ｒおよびＳｗ３ｒ、またはスイッチング素子Ｓｗ４ｒおよびＳｗ５ｒをオン状態にするゲート信号を生成する。

３レベル変換器ゲート信号生成部７０は、ゲート変調用参照値Ｍｒの値が三角波キャリア信号Ｃｒｕの値未満である場合、３レベル変換器３から、電圧（−Ｖｎｐｃ２）を出力させるためのゲート信号を生成する。具体的には、３レベル変換器ゲート信号生成部７０は、スイッチング素子Ｓｗ４ｒ、Ｓｗ６ｒをオン状態にするゲート信号を生成する。

セル電圧指令値生成部７１は、電圧調整部４０ｒに出力させる電圧の指令値Ｖｆｂｒ＊、電圧調整部４０ｓに出力させる電圧の指令値Ｖｆｂｓ＊、および電圧調整部４０ｔに出力させる電圧の指令値Ｖｆｂｔ＊、をそれぞれ生成する。
セル電圧指令値生成部７１には、交流端子Ｒの電圧指令値Ｖｒ＊、交流端子Ｓの電圧指令値Ｖｓ＊、交流端子Ｔの電圧指令値Ｖｔ＊、３レベル変換器ゲート信号生成部７０が生成したゲート信号、高電圧コンデンサ３０Ｐの電圧Ｖｎｐｃ１、および高電圧コンデンサ３０Ｎの電圧Ｖｎｐｃ２をそれぞれ示す信号が入力される。セル電圧指令値生成部７１が、電圧指令値Ｖｆｂｒ＊、Ｖｆｂｓ＊、Ｖｆｂｔ＊を生成する方法については、後述する図４を用いて詳しく説明する。

セルゲート信号生成部７２は、電圧指令値Ｖｆｂｒ＊、Ｖｆｂｓ＊、Ｖｆｂｔ＊に基づいて、各相の電圧調整部４０の変換セルＣのスイッチング素子４１Ｕ、４１Ｘ、４２Ｕ、および４２Ｘをそれぞれ制御するゲート信号を生成する。
セルゲート信号生成部７２には、セル電圧指令値生成部７１が生成した電圧指令値、各相の電圧調整部４０の変換セルＣそれぞれの電圧Ｖｃｅｌｌ（電圧Ｖｃｅｌｌｒ１、Ｖｃｅｌｌｒ２、・・・ＶｃｅｌｌｒＮ、Ｖｃｅｌｌｓ１、Ｖｃｅｌｌｓ２、・・・ＶｃｅｌｌｓＮ、Ｖｃｅｌｌｔ１、Ｖｃｅｌｌｔ２、・・・ＶｃｅｌｌｔＮ）をそれぞれ示す信号が入力される。
セルゲート信号生成部７２は、例えばＰＷＭの原理に従ってゲート信号を算出する。以下、三相交流のＲ相の場合を例に説明する。三相交流の他の相（Ｓ相、およびＴ相）のゲート信号を生成する方法については、Ｒ相の場合と同様の方法であるため、その説明を省略する。また、以下では、電圧調整部４０ｒに二つの変換セルＣ１ｒ、Ｃ２ｒが直列に接続されている場合を例に説明する。

セルゲート信号生成部７２は、式（３）に示されるゲート変調用参照値Ｍｃｒを生成する。ここで、Ｖｃｒは低電圧コンデンサ５０の平均電圧、Ｖｆｂｒ＊は電圧調整部４０ｒの電圧指令値、をそれぞれ示す。

Ｍｃｒ＝（Ｖｆｂｒ＊／２）／Ｖｃｒ …（３）

ここで、平均コンデンサ電圧Ｖｃｒは、式（４）に示される。変換セルＣ１ｒ、Ｃ２ｒそれぞれの低電圧コンデンサ５０の電圧の算術平均値である。ここで、Ｖｃｅｌｌｒ１は変換セルＣ１ｒの低電圧コンデンサ５０の電圧、Ｖｃｅｌｌｒ２は変換セルＣ２ｒの低電圧コンデンサ５０の電圧、をそれぞれ示す。

Ｖｃｒ＝（Ｖｃｅｌｌｒ１＋Ｖｃｅｌｌｒ２）／２ …（４）

また、セルゲート信号生成部７２は、例えば３レベル変換器ゲート信号生成部７０が算出するものと同様な三角波キャリア信号を算出する。セルゲート信号生成部７２は、変調用参照値Ｍｃｒと三角波キャリア信号とを比較し、その大小関係からゲート信号を算出する。セルゲート信号生成部７２は、変換セルＣ２ｒのゲート信号を算出する際、変換セルＣ１ｒで用いた三角波キャリア信号から三角波キャリア信号の位相をシフトさせた三角波キャリア信号を用いる。これにより、変換セルＣ１ｒ、Ｃ２ｒそれぞれのスイッチング素子の制御を互いに異なるタイミングで行うことができ、一回のスイッチング制御で生じる電圧の変動幅を抑制することができる。

図４は、第１の実施形態のセル電圧指令値生成部７１の構成図である。図４に示す通り、セル電圧指令値生成部７１は、交流中間電圧算出部７１０（交流中間電圧算出部７１０ｒ、交流中間電圧算出部７１０ｓ、交流中間電圧算出部７１０ｔ）と、セル電圧指令値算出部７１１（セル電圧指令値算出部７１１ｒ、セル電圧指令値算出部７１１ｓ、セル電圧指令値算出部７１１ｔ）とを備える。以下、セル電圧指令値生成部７１の構成要素が電圧指令値を算出する方法について、三相交流のＲ相の場合を例に説明する。三相交流の他の相（Ｓ相、およびＴ相）の電圧指令値を算出する方法については、Ｒ相の場合と同様である部分については、その説明を省略し、Ｒ相の場合と異なる部分についてのみ説明する。

交流中間電圧算出部７１０は、交流中間端子ＭＲ、ＭＳ、およびＭＴの電圧を算出する。
交流中間電圧算出部７１０ｒは、式（５）に示すように、交流中間端子ＭＲの電圧Ｖｍｒ＃を算出する。ここで、Ｇｎｐｃ（Ｓｗ１ｒ）はスイッチング素子Ｓｗ１ｒのゲート信号、Ｖｎｐｃ１は高電圧コンデンサ３０Ｐの電圧、Ｇｎｐｃ（Ｓｗ６ｒ）はスイッチング素子Ｓｗ６ｒのゲート信号、Ｖｎｐｃ２は高電圧コンデンサ３０Ｎの電圧、をそれぞれ示す。

Ｖｍｒ＃＝Ｇｎｐｃ（Ｓｗ１ｒ）×Ｖｎｐｃ１−Ｇｎｐｃ（Ｓｗ６ｒ）×Ｖｎｐｃ２…（５）

ここで、ゲート信号は、スイッチング素子Ｓｗをオン状態とするにする場合に１、オフ状態とするにする場合に０（ゼロ）となる信号である。スイッチング素子Ｓｗ１ｒがオン状態の場合に電圧Ｖｎｐｃ１が、スイッチング素子Ｓｗ６ｒがオン状態の場合に電圧（−Ｖｎｐｃ２）が、スイッチング素子Ｓｗ１ｒ、Ｓｗ６ｒがともにオフ状態の場合に零電圧が、それぞれ出力されることから、式（５）を導出することができる。

図４に示す通り、交流中間電圧算出部７１０ｒは、乗算器ａ、ｂ、および加算器ｃを備える。
交流中間電圧算出部７１０ｒには、３レベル変換器ゲート信号生成部７０が生成した３レベル変換器３のスイッチング素子Ｓｗ１ｒに出力するゲート信号Ｇｎｐｃ（Ｓｗ１ｒ）、スイッチング素子Ｓｗ６ｒに出力するゲート信号Ｇｎｐｃ（Ｓｗ６ｒ）、３レベル変換器３の高電圧コンデンサ３０Ｐの電圧Ｖｎｐｃ１、高電圧コンデンサ３０Ｎの電圧Ｖｎｐｃ２、を示す信号がそれぞれ入力される。

乗算器ａは、ゲート信号Ｇｎｐｃ（Ｓｗ１ｒ）と、高電圧コンデンサ３０Ｐの電圧Ｖｎｐｃ１とを乗算し、乗算した結果を加算器ｃに出力する。乗算器ｂは、ゲート信号Ｇｎｐｃ（Ｓｗ６ｒ）と、高電圧コンデンサ３０Ｎの電圧Ｖｎｐｃ２とを乗算し、乗算した結果を加算器ｃに出力する。加算器ｃは、乗算器ａからの乗算結果と、乗算器ｂからの乗算結果を反転させた値とを加算し、加算した結果をセル電圧指令値算出部７１１に出力する。

乗算器ａ、ｂ、および加算器ｃにより処理された内容は、式（５）に示される内容となる。つまり、乗算器ａ、ｂ、および加算器ｃにより算出された結果が交流中間端子ＭＲの電圧Ｖｍｒ＃となる。

セル電圧指令値算出部７１１ｒは、式（６）に示すように、電圧調整部４０ｒに出力させる電圧の電圧指令値Ｖｆｂｒ＊を算出する。ここで、Ｖｅｒ＊は交流端子Ｒの電圧指令値Ｖｒ＊から零相成分を除いた電圧、Ｖｅｍｒ＃は交流中間端子ＭＲの電圧Ｖｍｒ＃から零相成分を除いた電圧、Ｖｒ＊は交流端子Ｒの電圧指令値、Ｖｍｒ＃は交流中間端子ＭＲの電圧、Ｖｓ＊は交流端子Ｓの電圧指令値、Ｖｍｓ＃は交流中間端子ＭＳの電圧、Ｖｔ＊は交流端子Ｔの電圧指令値、Ｖｍｔ＃は交流中間端子ＭＴの電圧、をそれぞれ示す。ここで、零相成分とは、三相交流の各相（Ｒ相、Ｓ相、およびＴ相）の電圧（または電圧指令値）をそれぞれ算術平均した成分である。

Ｖｆｂｒ＊＝Ｖｅｒ＊−Ｖｅｍｒ＃
＝１／３×｛２×（Ｖｒ＊−Ｖｍｒ＃）
−（Ｖｓ＊−Ｖｍｓ＃）−（Ｖｔ＊−Ｖｍｔ＃）｝…（６）

ここで、交流端子Ｒの電圧指令値Ｖｒ＊から零相成分を除いた電圧Ｖｅｒ＊は、式（７）で示される。ここで、Ｖｒ＊は交流端子Ｒの電圧指令値、Ｖｓ＊は交流端子Ｓの電圧指令値、Ｖｔ＊は交流端子Ｔの電圧指令値、をそれぞれ示す。

Ｖｅｒ＊＝Ｖｒ＊−１／３×（Ｖｒ＊＋Ｖｓ＊＋Ｖｔ＊）…（７）

また、交流中間端子ＭＲの電圧Ｖｍｒ＃から零相成分を除いた電圧Ｖｅｍｒ＃は、式（８）で示される。ここで、Ｖｍｒ＃は交流中間端子ＭＲの電圧、Ｖｍｓ＃は交流中間端子ＭＳの電圧、Ｖｍｔ＃は交流中間端子ＭＴの電圧、をそれぞれ示す。

Ｖｅｍｒ＃＝Ｖｍｒ＃−１／３×（Ｖｍｒ＃＋Ｖｍｓ＃＋Ｖｍｔ＃）…（８）

式（６）に示すように、電圧調整部４０ｒの電圧指令値Ｖｆｂｒ＊は、交流端子Ｒの電圧指令値Ｖｒ＊から零相成分を除いた電圧Ｖｅｒ＊と、交流中間端子ＭＲの電圧Ｖｍｒ＃から零相成分を除いた電圧Ｖｅｍｒ＃との差分により算出される。つまり、電圧調整部４０ｒから出力される電圧には、零相成分が含まれない。

一般に、３レベル変換器３のＰＷＭによる出力電圧には、零相成分が含まれているが、第１の実施形態においては、セル電圧指令値算出部７１１ｒは、電圧調整部４０ｒが出力し、調整する電圧に、零相成分が含まれないように、電圧指令値Ｖｆｂｒ＊を算出する。つまり、交流端子Ｒ、Ｓ、Ｔには３レベル変換器の零相電圧がそのまま出力されるが、電圧調整部４０ｒは零相成分をも調整する場合と比較して、出力する電圧の出力範囲を小さくすることができる。

しかしながら、Ｒ相の電圧調整部４０ｒから出力される電圧から零相成分を除いただけでは、他のＳ相、Ｔ相から出力される電圧とのバランスを保つことができない。このため、第１の実施形態においては、Ｓ相、およびＴ相の電圧調整部４０ｓ、４０ｔから出力される電圧についても、零相成分を除いた電圧を出力させる。これにより、三相交流の線間電圧は所望の値に保たれる。つまり、電圧調整部４０ｒから出力させる電圧の電圧指令値Ｖｆｂｒ＊と、電圧調整部４０ｓから出力させる電圧の電圧指令値Ｖｆｂｓ＊と、の差分（Ｖｆｂｒ＊−Ｖｆｂｓ＊）は、交流端子Ｒ、Ｓ間の線間電圧（Ｖｒ−Ｖｓ）と、交流中間端子ＭＲ、ＭＳ間の線間電圧（Ｖｍｒ−Ｖｍｓ）と、の差分に一致する。

図４に示す通り、セル電圧指令値算出部７１１ｒは、加算器ｄ、増幅器ｅ、ｇ、および加算器ｆを備える。
セル電圧指令値算出部７１１ｒには、交流中間電圧算出部７１０ｒが算出した交流中間端子ＭＲの電圧Ｖｍｒ＃、交流端子Ｒの電圧指令値Ｖｒ＊、セル電圧指令値算出部７１１ｓから出力される差分値Ｖｓｄ、およびセル電圧指令値算出部７１１ｔから出力される差分値Ｖｔｄ、をそれぞれ示す値が入力される。ここで、差分値Ｖｓｄは交流端子Ｓから出力させる電圧の電圧指令値Ｖｓ＊と、交流中間端子ＭＳから出力される電圧Ｖｍｓ＃との差分（Ｖｓ＊−Ｖｍｓ＃）、差分値Ｖｔｄは交流端子Ｔから出力させる電圧の電圧指令値Ｖｔ＊と、交流中間端子ＭＴから出力される電圧Ｖｍｔ＃との差分（Ｖｔ＊−Ｖｍｔ＃）、をそれぞれ示す。

加算器ｄは、電圧Ｖｍｒ＃を反転させた値と、電圧指令値Ｖｒ＊と、を加算する。加算器ｄは、加算した結果（差分値）を増幅器ｅに出力するとともに、セル電圧指令値算出部７１１ｓ、およびセル電圧指令値算出部７１１ｔに出力する。
増幅器ｅは、加算器ｄからの加算結果を２倍する。増幅器ｅは、増幅した結果を加算器ｆに出力する。
加算器ｆは、増幅器ｅからの増幅結果と、セル電圧指令値算出部７１１ｓからの差分値Ｖｓｄを反転させた値と、セル電圧指令値算出部７１１ｔからの差分値Ｖｔｄを反転させた値と、を加算する。加算器ｆは、加算した結果を増幅器ｇに出力する。
増幅器ｇは、加算器ｆからの加算結果を１／３倍する。増幅器ｇは、増幅した結果をセルゲート信号生成部７２に出力する。

加算器ｄ、増幅器ｅ、ｇ、および加算器ｆにより処理された内容は、式（６）に示される内容となる。つまり、加算器ｄ、増幅器ｅ、ｇ、および加算器ｆにより算出された結果が電圧調整部４０ｒから出力させる電圧の電圧指令値Ｖｆｂｒ＊となる。

また、セル電圧指令値算出部７１１ｓでは、加算器ｆは、増幅器ｅからの増幅結果と、セル電圧指令値算出部７１１ｒからの差分値Ｖｒｄを反転させた値と、セル電圧指令値算出部７１１ｔからの差分値Ｖｔｄを反転させた値と、を加算する。加算器ｆは、加算した結果を増幅器ｇに出力する。ここで、差分値Ｖｒｄは交流端子Ｒから出力させる電圧の電圧指令値Ｖｒ＊と、交流中間端子ＭＲから出力される電圧Ｖｍｒ＃との差分（Ｖｒ＊−Ｖｍｒ＃）を示す。

また、セル電圧指令値算出部７１１ｔでは、加算器ｆは、増幅器ｅからの増幅結果と、セル電圧指令値算出部７１１ｒからの差分値Ｖｒｄを反転させた値と、セル電圧指令値算出部７１１ｓからの差分値Ｖｓｄを反転させた値と、を加算する。

このように、セル電圧指令値算出部７１１ｒ、７１１ｓ、７１１ｔは、それぞれの相の電圧調整部４０ｒ、４０ｓ、４０ｔに出力させる電圧に主に３レベル変換器３の出力電圧の零相成分が含まれないように電圧指令値を算出する。このため、各相の電圧調整部４０から出力させる電圧の幅を、零相成分が含まる場合と比較して小さくすることができる。また、零相成分は、それぞれの相において共通した値である。つまり、各相から除いた零相成分の値は、各相とも同じである。このため、それぞれの相の線間電圧は、所望の値に保たれる。従って、従来と同じ線間電圧を保ちながら各相の電圧調整部４０の電圧出力範囲を抑制することができる。電圧調整部４０の電圧出力範囲を抑制することができることから、変換セルＣの個数を減らすことができる。

上述した第１の実施形態の動作について、図５、６を用いて説明する。
図５は、第１の実施形態の電力変換装置１の動作を示す第１図である。
図６は、第１の実施形態の電力変換装置１の動作を示す第２図である。
図５、６の横軸は時間、縦軸は電圧をそれぞれ示す。

図５は、セル電圧指令値生成部７１が算出した交流中間端子ＭＲの電圧Ｖｍｒ＃、交流端子Ｒの電圧指令値Ｖｒ＊、および電圧調整部４０ｒへの電圧指令値Ｖｆｂｒ＊、のそれぞれにおける時間変化を示す。
図５に示すように、電圧Ｖｍｒ＃は、交流端子Ｒの電圧指令値Ｖｒ＊に対応する、高電圧コンデンサ３０Ｐの電圧Ｖｎｐｃ１、零電圧、および高圧コンデンサ３０Ｎの電圧を反転した−Ｖｎｐｃ２のいずれかに相当する３レベルの電圧となる。
一方、電圧指令値Ｖｆｂｒ＊は、交流端子Ｒの電圧指令値Ｖｒ＊と交流中間端子ＭＲの電圧Ｖｍｒ＃との差分に相当する差分電圧（Ｖｒ＊−Ｖｍｒ＃）から零相成分を除いた波形となる。

ここで、制御部７は、出力側の三相交流の周波数ｆｏと比較して、高いスイッチング周波数ｆｃｎｐで、デューティ比を周期的に変化させながら３レベル変換器のスイッチング素子Ｓｗを制御し、３レベル変換器３におけるスイッチング周波数ｆｃｎｐよりも高いスイッチング周波数ｆｃで、デューティ比を周期的に変化させながら変換セルＣのスイッチング素子４１Ｕ等を制御する。
具体的には、図５に示すように、制御部７は、出力側の三相交流である交流端子Ｒから出力させる電圧の電圧指令値Ｖｒ＊の周波数ｆｏに対応する周期ｘ（＝１／ｆｏ）よりも短い周期ｙ（＝１／ｆｎｐｃ）で３レベル変換器から出力させる電圧Ｖｍｒ＃を変化させ、さらに、周期ｙよりも短い周期ｚで電圧指令値Ｖｆｂｒ＊を変化させる。ＰＷＭによってＶｆｂｒ＊を出力するために、変換セルＣのスイッチング周期（１／ｆｃ）はｚよりも短くする。

図６は、交流端子Ｒの電圧に相当する値（電圧相当値）Ｅｒ＊、交流端子Ｓの電圧相当値Ｅｓ＊、およびこれらの電圧相当値の差分（Ｅｒ＊−Ｅｓ＊）、それぞれにおける時間変化を示す。ここで、交流端子Ｒの電圧相当値Ｅｒ＊は、交流中間端子ＭＲの電圧Ｖｍｒ＃と電圧調整部４０ｒの電圧指令値Ｖｆｂｒ＊との加算した値に相当する。
図６に示すように、電圧相当値Ｅｒ＊は、図５に示す零相電圧を含む電圧算出値Ｖｍｒ＃と零相電圧を含まない電圧指令値Ｖｆｂｒ＊とを加算した値で、結果的に３レベル変換器３の出力電圧の零相成分を含む波形となる。交流端子Ｓの電圧相当値Ｅｓ＊においても、３レベル変換器３の出力電圧の零相成分を含む波形となる。

一方、交流端子Ｒの電圧相当値Ｅｒ＊と、交流端子Ｓの電圧相当値Ｅｓ＊の差分（Ｅｒ＊−Ｅｓ＊）は、図５の交流端子Ｒの電圧指令値Ｖｒ＊の周波数に相当する、滑らかな正弦波に近い波形となる。これは、制御部７において、Ｒ相とＳ相との間の線間電圧がＲ相とＳ相とのそれぞれの電圧指令値の差分（Ｖｒ＊−Ｖｓ＊）と一致するように、電圧調整部４０ｒ、４０ｓ、および４０ｔへの電圧指令値Ｖｆｂｒ＊、Ｖｆｂｒｓ＊、およびＶｆｂｔ＊をそれぞれ制御するためである。

ここで、電圧調整部４０がＲ相とＳ相の合計で出力することができる電圧の最大値Ｖｃｍａｘを、式（９）に示す。ここで、Ｎは電圧調整部４０の直列接続させた変換セルＣの相ごとの個数、Ｖｃは変換セルＣの低電圧コンデンサ５０の定格電圧、をそれぞれ示す。

Ｖｃｍａｘ＝２Ｎ×Ｖｃ …（９）

また、電圧調整部４０に必要な電圧を出力させ、かつ過変調を起こさせないために、電圧調整部４０がＲ相とＳ相の合計で出力可能な電圧は、交流中間端子ＭＲ、ＭＳの電圧の差分（Ｖｍｒ−Ｖｍｓ）と、交流端子Ｒ、Ｓの線間電圧（Ｖｒ−Ｖｓ）との差分Ｄの最大値Ｄｍａｘの値以上である必要がある。つまり、式（１０）を満たす必要がある。

Ｖｃｍａｘ＞Ｄｍａｘ
但し、Ｄ＝（Ｖｍｒ−Ｖｍｓ）−（Ｖｒ−Ｖｓ） …（１０）

ここで、３レベル変換器３から高電圧コンデンサ３０Ｐ、および３０Ｎの電圧Ｖｎｐｃ、零電圧、および−Ｖｎｐｃの３レベルの電圧が出力されることから差分Ｄの最大値Ｄｍａｘは、電圧Ｖｎｐｃとなる。従って、式（１１）を満たす必要がある。

２Ｎ×Ｖｃｅｌｌ＞Ｖｎｐｃ …（１１）

つまり、相ごとに必要なフルブリッジセルの直列接続条件は、Ｎ×Ｖｃｅｌｌ＞Ｖｎｐｃ／２となる。

従って、各相の電圧調整部４０は、３レベル変換器３の高電圧コンデンサ３０の電圧Ｖｎｐｃの１／２倍の電圧まで出力可能であればよい。図５に示すように、電圧調整部４０に出力させる電圧の電圧指令値Ｖｆｂｒ＊は、正側、負側ともに３レベル変換器３のコンデンサの電圧Ｖｎｐｃに相当するＶｍｒ＃のピーク値の１／２倍の値以下になっている。

さらに上述した第１の実施形態の動作について、図７、８を用いて説明する。
図７は、第１の実施形態の電力変換装置１の動作を示す第３図である。
図８は、第１の実施形態の電力変換装置１の動作を示す第４図である。
図７、８の横軸は位相、縦軸は電圧をそれぞれ示す。

図７では、交流端子Ｒ、Ｓの電圧の差分Ｖｒ−Ｖｓ、および交流端子Ｒ、Ｓの電圧指令値の差分Ｖｒ＊−Ｖｓ＊、それぞれの時間変化を示す。
図７に示すように、差分Ｖｒ−Ｖｓは、三相交流の周波数ｆｏを持つ正弦波に、当該正弦波の周波数ｆｏより高い周波数成分が重畳されたマルチレベルの疑似正弦波となる。一方、電圧指令値の差分Ｖｒ＊−Ｖｓ＊は、三相交流の周波数ｆｏをもつ滑らかな正弦波となる。電圧の差分Ｖｒ−Ｖｓと電圧指令値の差分Ｖｒ＊−Ｖｓ＊とは、互いに基本波（ｆｏ）成分が一致する。

図８では、３レベル変換器３のスイッチング周波数ｆｎｐｃを高めた場合と、高めない場合とにおける、電圧調整部４０ｒの変換セルＣ１ｒの低電圧コンデンサ５０の電圧Ｖｃｅｌｌｒ１の時間変化を、それぞれ示す。

図８に示すように、低電圧コンデンサ５０の電圧の直流成分は、スイッチング周波数ｆｎｐｃを高めた場合と、高めない場合とにおいて、等しい値となる。一方、低電圧コンデンサ５０の電圧Ｖｃｅｌｌｒ１の変動幅は、スイッチング周波数ｆｎｐｃを高めた場合に比べ、スイッチング周波数ｆｎｐｃを高めない場合の方が大きくなる。

ここで、低電圧コンデンサ５０の電圧の変動幅と、スイッチング周波数ｆｎｐｃの関連性を説明する。低電圧コンデンサ５０の電圧の変動幅は、電圧調整部４０に流入する瞬時有効電力Ｗを積分した値に比例する。瞬時有効電力Ｗは、式（１２）で示される。ここで、Ｖｆｂｒは電圧調整部４０ｒに入力される電圧、Ｉｒは電圧調整部４０ｒに入力される電流をそれぞれ示す。

Ｗ＝Ｖｆｂｒ×Ｉｒ …（１２）

一般に、正弦波を積分した場合、積分した波形の振幅は、その正弦波の周波数に反比例する。つまり、交流成分におけるｍ次（ｍは任意の自然数）の周波数成分は、積分されることより、振幅が１／ｍとなる。このため、瞬時有効電力Ｗの周波数成分が高周波であるほど、瞬時有効電力Ｗを積分した結果の変動幅を小さくすることができる。従って、低電圧コンデンサ５０の電圧の変動幅を小さくするためには、電圧調整部４０ｒに入力される電圧Ｖｆｂｒ、および電圧調整部４０ｒに入力される電流Ｉｒに含まれる周波数成分を高くすればよい。ここで、電圧調整部４０ｒに入力される電流Ｉｒは交流電源電流である。このため、交流電源が系統連系用であれば、電流Ｉｒの周波数は５０Ｈｚまたは６０Ｈｚである。

一方、電圧調整部４０ｒに入力される電圧Ｖｆｂｒは、交流端子Ｒの電圧Ｖｒと、交流中間端子ＭＲの電圧Ｖｍｒとの差分である。このため、図５に示すような、（５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ成分を主成分としない）３レベル変換器３のスイッチング周波数ｆｎｐｃの整数倍を主成分にする信号となる。従って、スイッチング周波数ｆｎｐｃが高いほど、電圧調整部４０ｒに入力される電圧Ｖｆｂｒの主成分の周波数が高くなり、電圧調整部４０ｒに流入する瞬時有効電力Ｗに含まれる交流成分の周波数が高くなる。このため、電圧調整部４０ｒに流入する瞬時有効電力Ｗを積分した値の変動幅が小さくなり、低電圧コンデンサ５０の電圧の変動幅を抑制することができる。

以上説明したように、第１の実施形態の電力変換装置１は、直流と三相交流を相互に変換する電力変換装置であって、高電圧コンデンサ３０Ｐ、３０Ｎによって分圧された高電圧コンデンサ３０Ｐの電圧Ｖｎｐｃ１、零電圧、高電圧コンデンサ３０Ｎの電圧Ｖｎｐｃ２を反転させた電圧（−Ｖｎｐｃ２）を、スイッチング素子Ｓｗの制御により選択して交流中間端子ＭＲ、ＭＳ、およびＭＴにそれぞれ出力する３レベル変換器３と、電圧調整部４０ｒ、４０ｓ、４０ｔであって、少なくとも一つの低電圧コンデンサ５０を備え、低電圧コンデンサ５０の電圧Ｖｃｅｌｌ、電圧Ｖｃｅｌｌを反転させた電圧（−Ｖｃｅｌｌ）または零電圧のうちいずれかをスイッチング素子４１Ｕ、４１Ｘ、４２Ｕ、および４２Ｘの制御により出力する変換セルＣを少なくとも一つ有する電圧調整部４０ｒ、４０ｓ、４０ｔと、三相交流の周波数ｆｏの周波数と比較して高いスイッチング周波数ｆｎｐｃで、デューティ比を周期的に変化させながら３レベル変換器３のスイッチング素子Ｓｗを制御し、３レベル変換器３におけるスイッチング周波数ｆｎｐｃよりも高いスイッチング周波数ｆｃで、デューティ比を周期的に変化させながら変換セルＣのスイッチング素子４１Ｕ、４１Ｘ、４２Ｕ、および４２Ｘを制御する制御部７を備える。

これにより、第１の実施形態の電力変換装置１では、装置のサイズを増大させることなく、マルチレベルの電圧を出力することができる。従来の同様な構成の電力変換装置では、単に３レベルの信号を、三相交流の周波数ｆｏと同じ周期（ワンパルス）で切り替えて３レベル変換器から出力していた。このため、電圧調整ユニット４に含まれる低電圧コンデンサ５０の電圧の変動幅が大きくなり、低電圧コンデンサ５０の静電容量を比較的大きくする必要があった。これに対し、第１の実施形態の電力変換装置１によれば、３レベル変換器３のスイッチング素子Ｓｗのスイッチング周波数ｆｎｐｃを、三相交流の周波数ｆｏより高め、かつ、変換セルＣのスイッチング素子４１Ｕ等のスイッチング周波数ｆｃをスイッチング周波数ｆｎｐｃより高めることで、低電圧コンデンサ５０の電圧の変動幅を小さくできる。一般に、電圧の変動幅が大きいほど、コンデンサの寿命は短くなる。また、電圧の変動幅は、コンデンサの静電容量に反比例する。このため、一定の電圧の変動幅を低電圧コンデンサ５０に許容する電圧幅として設計する場合、スイッチング周波数ｆｎｐｃを高くするほど、低電圧コンデンサ５０の静電容量を小さく設計することができる。つまり、低電圧コンデンサ５０を小型化することができるので、装置サイズの増大を効果的に抑制することができる。

また、第１の実施形態の電力変換装置１では、電圧指令値Ｖｆｂｒ＊には、交流中間端子ＭＲの電圧Ｖｍｒ＃が含まれ、電圧指令値Ｖｆｂｒ＊を算出する処理を行う間隔は、電圧Ｖｍｒ＃が変化する間隔よりも短い間隔で行う必要があることに対応し、スイッチング周波数ｆｃをスイッチング周波数ｆｎｐｃより高めている。このため、電圧指令値Ｖｆｂｒ＊を算出する処理の途中で電圧Ｖｍｒ＃が変化してしまうことがなく、正しい電圧指令値Ｖｆｂｒ＊を算出し、対応する電圧を出力することができる。従って、第１の実施形態の電力変換装置１は、上述した効果を奏する他、正しい電圧指令値Ｖｆｂｒ＊を算出し、対応する電圧を出力することができる。

一方、第１の実施形態の電力変換装置１では、スイッチング周波数ｆｎｐｃ、およびｆｃを高めることから、スイッチングに伴う電力損失が増加する可能性がある。しかし、近年ＳｉＣ（シリコンカーバイド）などを適用した、高速スイッチングを実現する新しい素子の実用化も進んでいることから、スイッチングに伴う電力損失自体が低下する傾向にあるため、スイッチングに伴う電力損失は支配的な課題ではなくなっている。

さらに、第１の実施形態の電力変換装置１では、電力変換装置１から出力される電圧がマルチレベルであることから、発生する電磁ノイズが小さくなる。このため、主にリアクトルやコンデンサで構成され、電磁ノイズを除去することを目的の一つにするＥＭＩフィルタを、従来と比較して小型化することが可能である。

また、第１の実施形態の電力変換装置１では、制御部７は、交流中間端子ＭＲ、ＭＳ、およびＭＴそれぞれの電圧Ｖｍｒ、Ｖｍｓ、Ｖｍｔと、交流端子Ｒ、Ｓ、およびＴそれぞれの電圧Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔとの差分に相当する電圧となるように電圧調整部４０ｒ、４０ｓ、４０ｔから出力させる電圧指令値Ｖｆｂｒ＊、Ｖｆｂｓ＊、Ｖｆｂｔ＊を生成するセル電圧指令値生成部７１を備え、セル電圧指令値生成部７１は、３レベル変換器３のスイッチング素子Ｓｗを制御するゲート信号Ｇｎｐｃ（Ｓｗ）と、高電圧コンデンサ３０Ｐ、３０Ｎの電圧検出値に基づいて、前記三相交流中間端子それぞれの電圧Ｖｍｒ＃、Ｖｍｓ＃、Ｖｍｔ＃を算出する。したがって、交流中間電圧算出部７１０ｒが電圧Ｖｍｒ＃を算出することにより、電圧Ｖｍｒ＃を検出する電圧検出器を設ける必要はない。

また、第１の実施形態の電力変換装置１においては、さらに装置を小型化することができる。電圧指令値Ｖｆｂｒ＊、Ｖｆｂｓ＊、Ｖｆｂｔ＊のそれぞれを算出する際に、零相成分を除くように算出することで、零相成分を除かない場合と比較して電圧調整部４０が出力する電圧の範囲を小さくすることにより、電圧調整ユニット４の段数を比較的少なくすることができるためである。
より詳細には、第１の実施形態の電力変換装置１においては、セル電圧指令値生成部７１は、電圧指令値Ｖｒ＊、Ｖｓ＊、Ｖｔ＊と、算出した電圧Ｖｍｒ＃、Ｖｍｓ＃、Ｖｍｔ＃と、交流端子の電圧指令値の零相成分（１／３×（Ｖｒ＊＋Ｖｓ＊＋Ｖｔ＊））、および交流中間端子の零相成分（１／３×（Ｖｍｒ＃＋Ｖｍｓ＃＋Ｖｍｔ＃））とに基づいて、電圧調整部４０ｒ、４０ｓ、４０ｔから出力させる電圧指令値Ｖｆｂｒ＊、Ｖｆｂｓ＊、Ｖｆｂｔ＊、を算出する。こうすることで、電圧調整部４０は、零電圧から３レベル変換器３が出力するコンデンサの電圧Ｖｎｐｃと同等の電圧までを正負に出力する必要が無く、電圧Ｖｎｐｃの１／２倍までの電圧に相当する電圧を正負に出力することで十分である。また、各相に同じ値をもつ零相成分を加減算するため、線間電圧変化させることがない。つまり、上述した効果を奏する他、３相の線間電圧を保つことができる。

従って、第１の実施形態の電力変換装置１においては、電圧調整部４０が備える変換セルＣの個数を削減することができる。つまり、装置を小型化することができる。これは、３相交流変換器の零相電圧を利用することで可能となり、単相変換器では実現できない。

（第２の実施形態）
第２の実施形態について説明する。以下の説明において、第１の実施形態と同じ構成には同じ符号を付し、その説明を省略する。第１の実施形態の電力変換装置１においては、各相の電圧調整部４０ｒ、４０ｓ、４０ｔから、零相成分を除いた値に対応する電圧を出力させる制御を行ったが、第２の実施形態においては、各相の電圧調整部４０ｒ、４０ｓ、４０ｔから、零相成分を除かない値に対応する電圧を出力させる。

図９は、第２の実施形態のセル電圧指令値生成部７１Ａの構成図である。セル電圧指令値生成部７１Ａは、セル電圧指令値算出部７１１Ａ（セル電圧指令値算出部７１１Ａ−１、セル電圧指令値算出部７１１Ａ−２、セル電圧指令値算出部７１１Ａ−３）を備える。セル電圧指令値算出部７１１Ａは、３つの交流中間電圧算出部７１０の後段に接続され、３つの電圧調整部４０の電圧指令値を算出する。つまり、セル電圧指令値算出部７１１Ａ−１は、交流中間電圧算出部７１０ｒの後段、セル電圧指令値算出部７１１Ａ−２は、交流中間電圧算出部７１０ｓの後段、セル電圧指令値算出部７１１Ａ−３は、交流中間電圧算出部７１０ｔの後段に接続され、それぞれ電圧調整部４０ｒ、４０ｓ、４０ｔの電圧指令値を算出する。

セル電圧指令値算出部７１１Ａは、電圧調整部４０ｒから出力させる電圧の電圧指令値Ｖｆｂｒ＊を算出する。以下、セル電圧指令値算出部７１１Ａが交流中間端子の電圧を算出する方法について、三相交流のＲ相の場合を例に説明する。三相交流の他の相（Ｓ相、およびＴ相）については、Ｒ相の場合と同様であるため、その説明を省略する。

セル電圧指令値算出部７１１Ａ−１は、交流中間端子ＭＲの電圧Ｖｍｒと交流端子Ｒの電圧Ｖｒとの差分電圧に相当する電圧を、電圧調整部４０ｒから出力させる電圧の電圧指令値Ｖｆｂｒ＊として算出する。セル電圧指令値算出部７１１Ａ−１は、例えば、式（１３）に示すように電圧指令値Ｖｆｂｒ＊を算出する。

Ｖｆｂｒ＊＝Ｖｒ＊−Ｖｍｒ＃ …（１３）

式（１３）に示すように、第２の実施形態では、セル電圧指令値算出部７１１Ａ−１は、電圧指令値Ｖｆｂｒ＊から零相成分を除かない。つまり、セル電圧指令値算出部７１１Ａ−１は、Ｒ相の電圧調整部４０ｒに、３レベル変換器３が出力する電圧Ｖｍｒ＃に含まれる零相成分を除かない電圧を出力させる。

一方、電圧調整部４０は、セル電圧指令値算出部７１１Ａ−１が算出する電圧指令値に基づいて、零相成分を除かない分、第１の実施形態よりも範囲が広い電圧を出力させる。電圧調整部４０は、第１の実施形態よりも範囲が広い電圧を出力させるために、電圧調整部４０が備える直列接続する変換セルＣの個数を増加させる必要がある。

上述した第２の実施形態の動作について、図１０、１１を用いて説明する。
図１０は、第２の実施形態の電力変換装置１の動作を示す第１図である。
図１１は、第２の実施形態の電力変換装置１の動作を示す第２図である。
図１０、１１の横軸は時間、縦軸は電圧をそれぞれ示す。

図１０は、セル電圧指令値生成部７１Ａが算出した交流中間端子ＭＲの電圧Ｖｍｒ＃、交流端子Ｒの電圧指令値Ｖｒ＊、および電圧調整部４０ｒへの電圧指令値Ｖｆｂｒ＊、のそれぞれにおける時間変化を示す。
図１０に示すように、電圧Ｖｍｒ＃は、図５と同様に、交流端子Ｒの電圧指令値Ｖｒ＊に対応する、高電圧コンデンサ３０Ｐの電圧Ｖｎｐｃ１、零電圧、および高圧コンデンサ３０Ｎの電圧を反転した−Ｖｎｐｃ２のいずれかに相当する３レベルの電圧となる。
また、電圧指令値Ｖｆｂｒ＊は、交流端子Ｒの電圧指令値Ｖｒ＊と交流中間端子ＭＲの電圧Ｖｍｒ＃との差分電圧（Ｖｒ＊−Ｖｍｒ＃）を示す波形となる。電圧指令値Ｖｆｂｒ＊は、交流中間端子ＭＲの電圧Ｖｍｒ＃の零相成分相当を含んでいる。

図１１は、交流端子Ｒの電圧に相当する値（電圧相当値）Ｅｒ＊、交流端子Ｓの電圧相当値Ｅｓ＊、およびこれらの電圧相当値の差分（Ｅｒ＊−Ｅｓ＊）、それぞれにおける時間変化を示す。ここで、交流端子Ｒの電圧相当値Ｅｒ＊は、交流中間端子ＭＲの電圧Ｖｍｒ＃と電圧調整部４０ｒの電圧指令値Ｖｆｂｒ＊との加算した値に相当する。
図１１に示すように、電圧相当値Ｅｒ＊は、図１０に示す零相成分を含む電圧算出値Ｖｍｒ＃と、その零相成分を打ち消す逆極性の零相成分を含む電圧指令値Ｖｆｂｒ＊とを加算した値で、結果的に３レベル変換器３の出力電圧の零相成分を含まない、滑らかな正弦波に近い波形となる。交流端子Ｓの電圧相当値Ｅｓ＊においても、３レベル変換器３の出力電圧の零相成分を含まない、滑らかな正弦波に近い波形となる。これは、制御部７において、各相の電圧が各相の電圧指令値Ｖｒ＊、Ｖｓ＊、Ｖｔ＊と一致するように、電圧調整部４０ｒ、４０ｓ、および４０ｔへの電圧指令値Ｖｆｂｒ＊、Ｖｆｂｒｓ＊、およびＶｆｂｔ＊をそれぞれ制御するためである。

一方、交流端子Ｒの電圧相当値Ｅｒ＊と、交流端子Ｓの電圧相当値Ｅｓ＊の差分（Ｅｒ＊−Ｅｓ＊）は、図６と同様に交流端子Ｒの電圧指令値Ｖｒ＊の周波数に相当する、滑らかな正弦波に近い波形となる。

ここで、Ｒ相の電圧調整部４０が出力することができる電圧の最大値Ｖｃｍａｘを、式（１４）に示す。ここで、Ｎは電圧調整部４０の直列接続させた変換セルＣの相ごとの個数、Ｖｃは変換セルＣの低電圧コンデンサ５０の定格電圧、をそれぞれ示す。

Ｖｃｍａｘ＝Ｎ×Ｖｃ …（１４）

また、電圧調整部４０に必要な電圧を出力させ、かつ過変調を起こさせないために、Ｒ相の電圧調整部４０の出力可能な電圧は、交流中間端子ＭＲの電圧Ｖｍｒと、交流端子Ｒの電圧Ｖｒとの差分Ｄの最大値Ｄｍａｘの値以上である必要がある。つまり、式（１５）を満たす必要がある。

Ｖｃｍａｘ＞Ｄｍａｘ
但し、Ｄｍａｘは、差分Ｄ（＝Ｖｍｒ‐Ｖｒ）の最大値 …（１５）

ここで、３レベル変換器３から高電圧コンデンサ３０Ｐ、および３０Ｎの電圧Ｖｎｐｃ、零電圧、および−Ｖｎｐｃの３レベルの電圧が出力されることから差分Ｄの最大値Ｄｍａｘは、電圧Ｖｎｐｃとなる。従って、式（１６）を満たす必要がある。

Ｎ×Ｖｃ＞Ｖｎｐｃ …（１６）

つまり、相ごとに必要なフルブリッジセルの直列接続条件は、Ｎ×Ｖｃ＞Ｖｎｐｃとなる。従って、各相の電圧調整部４０は、３レベル変換器３の高電圧コンデンサ３０の電圧Ｖｎｐｃの１倍の電圧まで出力可能であればよい。図１０に示すように、電圧調整部４０に出力させる電圧の電圧指令値Ｖｆｂｒ＊は、正側、負側ともに３レベル変換器３のコンデンサの電圧Ｖｎｐｃに相当するＶｍｒ＃のピーク値の１倍の値以下となる。

さらに上述した第２の実施形態の動作について、図１２、１３を用いて説明する。
図１２は、第２の実施形態の電力変換装置１の動作を示す第３図である。
図１３は、第２の実施形態の電力変換装置１の動作を示す第４図である。
図１２、１３の横軸は位相、縦軸は電圧をそれぞれ示す。

図１２では、交流端子Ｒ、Ｓの電圧の差分Ｖｒ−Ｖｓ、および交流端子Ｒ、Ｓの電圧指令値の差分Ｖｒ＊−Ｖｓ＊、それぞれの時間変化を示す。
図１２に示すように、差分Ｖｒ−Ｖｓは、三相交流の周波数ｆｏをもつ正弦波に、当該正弦波の周波数ｆｏより高い周波数成分が重畳されたマルチレベルの疑似正弦波となる。また、図７と比較して、図１２に示す差分Ｖｒ−Ｖｓは、直列接続させる変換セルＣの個数を増加させているため、出力できるマルチレベル電圧のレベル数が増加し、より滑らかな波形となっている。また、電圧指令値の差分Ｖｒ＊−Ｖｓ＊は、図７と同様に三相交流の周波数ｆｏに相当する滑らかな正弦波となる。

図１３では、３レベル変換器３のスイッチング周波数ｆｎｐｃを高めた場合と、高めない場合とにおける、電圧調整部４０ｒの変換セルＣ１ｒの低電圧コンデンサ５０の電圧Ｖｃｅｌｌｒ１の時間変化を、それぞれ示す。

図１３に示すように、低電圧コンデンサ５０の電圧Ｖｃｅｌｌｒ１の直流成分は、図８と同様にスイッチング周波数ｆｎｐｃを高めた場合と、高めない場合とにおいて、等しい値となる。また、図８と同様に低電圧コンデンサ５０の電圧Ｖｃｅｌｌｒ１の電圧の変動幅は、スイッチング周波数ｆｎｐｃを高めた場合に比べ、スイッチング周波数ｆｎｐｃを高めない場合の方が大きいと言える。第２の実施形態においても、第１の実施形態と同様に、スイッチング周波数ｆｎｐｃを高めるほど、低電圧コンデンサ５０の電圧の変動幅を抑制することができる。

以上説明したように、第２の実施形態の電力変換装置１においては、電圧調整部４０は、零電圧から高電圧コンデンサ３０Ｐ、３０Ｎの電圧の定格値（例えば、Ｖｎｐｃ）に相当する電圧までの範囲にある電圧を正負に出力する。このため、第２の実施形態の電力変換装置１では、直列接続させる変換セルＣの個数が高電圧コンデンサ３０Ｐ、３０Ｎの電圧の定格値までの範囲を出力可能とする数になる。このため、上述した効果を奏する他、同一の変換セルＣを用いた場合、第１の実施形態よりも変換セルＣの個数を増加させ、正弦波に近い、電圧レベル数の多い波形を交流端子Ｒ、Ｓ、およびＴそれぞれから出力させることができる。

また、第２の実施形態の電力変換装置１においては、セル電圧指令値生成部７１Ａは、交流端子Ｒ、Ｓ、およびＴそれぞれの電圧指令値Ｖｒ＊、Ｖｓ＊、Ｖｔ＊と、交流中間端子ＭＲ、ＭＳ、およびＭＴそれぞれの電圧の算出値Ｖｍｒ＃、Ｖｍｓ＃、Ｖｍｔ＃とに基づいて、３つの電圧調整部４０ｒ、４０ｓ、４０ｔから出力させる電圧指令値Ｖｆｂｒ＊、Ｖｆｂｓ＊、Ｖｆｂｔ＊を算出する。このため、第２の実施形態の電力変換装置１では、セル電圧指令値生成部７１Ａは、零相成分を算出する処理を行う必要がないため、Ｒ相のセル電圧指令値算出部７１１Ａ−１に他の相の交流中間端子の電圧の算出値（例えば、Ｖｍｓ＃、およびＶｍｔ＃）を入力させる必要がなく、処理を単純化できる。従って、第２の実施形態の電力変換装置１においては、上述した効果を奏する他、電圧指令値Ｖｆｂｒ＊、Ｖｆｂｓ＊、Ｖｆｂｔ＊を算出する処理を単純化することができる。

（実施形態の変形例）
実施形態の変形例について説明する。上述した少なくとも一つの実施形態において、電力変換装置１から所望の電圧を安定して出力させるためには、高電圧コンデンサ３０Ｐ、３０Ｎ、および低電圧コンデンサ５０それぞれの電圧の直流成分を一定に維持することが好ましい。本変形例においては、制御部７は、これらのコンデンサの電圧の直流成分が一定に維持されるように制御を行う。

コンデンサの電圧を一定に維持する制御は、既に広く知られた制御手法を適用させることが可能である。例えば、高電圧コンデンサ３０Ｐ、３０Ｎの電圧を一定に維持する制御は、電圧をフィードバックさせる制御によって、交流電源、および直流電源から流入する有効電力を調整すればよい。さらに、３レベル変換器３の零相電圧を調整することで二つの高電圧コンデンサ３０Ｐ、３０Ｎの電圧を一定に維持するように制御することができる。

また、低電圧コンデンサ５０の電圧を一定に維持する制御には、例えば電圧フィードバック制御によって、変換セルＣから出力させる電圧を調整し、低電圧コンデンサ５０に流入する有効電力を調整する手法が適用できる。

図１４は、低電圧コンデンサ５０の電圧を制御する処理を説明するための図である。電圧調整部４０ｒの変換セルＣ１ｒを例として説明する。
図１４に示す通り、セルゲート信号生成部７２は、例えば、加算器ｈ、ＰＩ制御部、乗算器ｉ、加算器ｊ、乗算器ｋ、除算器ｌ、およびＰＷＭ制御部を備える。
セルゲート信号生成部７２には、セル電圧指令値算出部７１１（７１１Ａ）が算出した電圧指令値Ｖｆｂｒ＊、低電圧コンデンサ５０の電圧指令値Ｖｃ＊、変換セルＣ１ｒの低電圧コンデンサ５０の電圧検出値Ｖｃｅｌｌｒ１、交流端子Ｒを流れる交流電流Ｉｒの極性（たとえば＋１、または‐１であり、Ｉｒの絶対値を含めて単にＩｒとしてもよい）、および電圧調整部４０ｒの低電圧コンデンサ５０の電圧平均値Ｖｃｒが、それぞれ入力される。

加算器ｈは、電圧指令値Ｖｃ＊と、電圧検出値Ｖｃｅｌｌｒ１を反転させた値と、を加算する。加算器ｈは、加算した結果（差分）をＰＩ制御部に出力する。
ＰＩ制御部は、加算器ｈからの加算結果に基づいて、ＰＩ制御（Ｐ制御のみでもよい）を行い、変換セルＣ１ｒから出力させる電圧を変化させる変化量を算出し、乗算器ｉに出力する。
乗算器ｉは、ＰＩ制御からの制御量と、交流電流Ｉｒの極性とを乗算する。乗算器ｉは、乗算した結果を加算器ｊに出力する。ここで、交流電流Ｉｒの極性は変換セルＣ１ｒの正側端子４３Ｕから負側端子４３Ｘに流れる向きを正とする。
乗算器ｋは、セル電圧指令値算出部７１１（７１１Ａ）が算出した電圧指令値Ｖｆｂｒ＊を１／Ｎ倍（Ｎは相ごとの変換セルＣの直列数）し、１セルあたりの電圧指令値に換算する。
加算器ｊは、乗算器ｉからの乗算結果と、１セルあたりの電圧指令値Ｖｆｂｒ＊／Ｎとを加算する。除算器ｌは、加算器ｊの加算結果を電圧調整部４０ｒの低電圧コンデンサ５０の電圧平均値Ｖｃｒで割ることで、ゲート変調用参照値を生成する。ＰＷＭ制御部は、除算器ｌからの除算結果をパルス幅に変換し、ゲート信号を生成する。
ここで、低電圧コンデンサ電圧Ｖｃｅｌｌｒ１が指令値Ｖｃｅｌｌ＊よりも小さいとき、加算器ｈの出力とＰＩ制御の出力は正となる。さらに、交流電流Ｉｒが正のとき、乗算器ｉの出力は正となり、変換セルＣ１ｒは相当する正の電圧を、他のセルと共通なＶｆｂｒ＊／Ｎに加算して出力する。加算された正の電圧と正の極性の電流Ｉｒは、その積に相当する正の有効電力を形成し、低電圧コンデンサ電圧Ｖｃｅｌｌｒ１を充電する。
一方、交流電流Ｉｒが負のとき、乗算器ｉの出力は負となり、変換セルＣ１ｒは負の電圧を、他のセルと共通なＶｆｂｒ＊／Ｎに加算して出力する。加算された負の電圧と負の極性の電流Ｉｒは同様にその積に相当する正の有効電力を形成し、低電圧コンデンサ電圧Ｖｃｅｌｌｒ１を充電する。
低電圧コンデンサ電圧Ｖｃｅｌｌｒ１が指令値Ｖｃｅｌｌ＊よりも大きいときは同様に低電圧コンデンサ電圧Ｖｃｅｌｌｒ１を放電するように変換セルＣ１ｒの出力電圧が調整される。
このように、変換セルＣの出力電圧は、個々の低電圧コンデンサ５０の電圧に応じて、その低電圧コンデンサ５０の電圧を指令値に近づけ、一定に保つように調整される。

以上説明したように、本変形例の電力変換装置１においては、電圧調整部４０ｒは、直列に接続させた二つ以上の変換セルＣ１ｒ、Ｃ２ｒ、…を備え、制御部７は、電圧調整部４０のスイッチング素子４１Ｕ等をスイッチング制御するゲート信号を生成するセルゲート信号生成部７２を備え、セルゲート信号生成部７２は、交流電流Ｉｒの極性と、電圧調整部４０ｒに含まれる低電圧コンデンサ５０の電圧検出値に基づいて、変換セルＣ１ｒ、Ｃ２ｒ、…の出力電圧を個別に調整する。調整する出力電圧の極性は、交流電流Ｉｒの極性と、低電圧コンデンサ５０の電圧指令値とその検出値との差分とに基づいて、その差分をなくすように低電圧コンデンサ５０を充放電する極性に判定される。
これにより、本変形例の電力変換装置１においては、上述した効果を奏する他、低電圧コンデンサ５０の電圧を一定に維持することにより、電力変換装置１から所望の電圧を安定して出力させることができる。セル電圧指令値生成部７１Ａは、低電圧コンデンサ５０の電圧が指令値Ｖｃｅｌｌ＊よりも小さい場合、コンデンサを充電し、指令値Ｖｃｅｌｌ＊よりも大きい場合、コンデンサを放電させるためである。

以上説明した少なくともひとつの実施形態によれば、直流と三相交流を相互に変換する電力変換装置であって、高電圧コンデンサ３０Ｐ、３０Ｎによって分圧された高電圧コンデンサ３０Ｐの電圧Ｖｎｐｃ１、零電圧、高電圧コンデンサ３０Ｎの電圧Ｖｎｐｃ２を反転させた電圧（−Ｖｎｐｃ２）を、スイッチング素子Ｓｗの制御により選択して交流中間端子ＭＲ、ＭＳ、およびＭＴにそれぞれ出力する３レベル変換器３と、電圧調整部４０ｒ、４０ｓ、４０ｔであって、少なくとも一つの低電圧コンデンサ５０を備え、低電圧コンデンサ５０の電圧Ｖｃｅｌｌ、低電圧コンデンサ５０の電圧Ｖｃｅｌｌを反転させた電圧（−Ｖｃｅｌｌ）または零電圧のうちいずれかをスイッチング素子４１Ｕ、４１Ｘ、４２Ｕ、および４２Ｘの制御により出力する変換セルＣを少なくとも一つ有する電圧調整部４０ｒ、４０ｓ、４０ｔと、三相交流の周波数ｆｏと比較して高いスイッチング周波数ｆｎｐｃで、デューティ比を周期的に変化させながら３レベル変換器３のスイッチング素子Ｓｗを制御し、３レベル変換器３におけるスイッチング周波数ｆｎｐｃよりも高いスイッチング周波数ｆｃで、デューティ比を周期的に変化させながら変換セルＣのスイッチング素子４１Ｕ、４１Ｘ、４２Ｕ、および４２Ｘを制御する制御部７を備える。

これにより、実施形態の電力変換装置１では、制御部７は、３レベル変換器３のスイッチング素子Ｓｗのスイッチング周波数ｆｎｐｃを、三相交流の周波数ｆｏより高めることができ、かつ、変換セルＣのスイッチング素子４１Ｕ等のスイッチング周波数ｆｃをスイッチング周波数ｆｎｐｃより高めることができる。

なお、実施形態の電力変換装置１では、適用させる交流電源と直流電源の電圧階級によって、電圧調整部４０に含める直列接続させた変換セルＣの個数を任意に変更することができる。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。

１…電力変換装置、２Ｐ、２Ｎ…直流端子、３…３レベル変換器、４…電圧調整ユニット、７…制御部、３０Ｐ、３０Ｎ…高電圧コンデンサ、３１ｔ、３１ｓ、３１ｒ…スイッチ群、３２Ｐ、３２Ｎ…スイッチングレグ、４０…電圧調整部、５０…低電圧コンデンサ、７１…セル電圧指令値生成部、Ｃ…変換セル、ＭＲ、ＭＳ、およびＭＴ…交流中間端子、Ｒ、Ｓ、およびＴ…交流端子、Ｌｒ、Ｌｓ、Ｌｔ…リアクトル。

Claims (8)

1. 直流と三相交流を相互に変換する電力変換装置であって、
   二つの第１コンデンサによって分圧された直流電圧の正側電圧、中間電圧、および負側電圧を、スイッチング素子の制御により選択して三つの三相交流中間端子にそれぞれ出力する３レベル変換器と、
   前記三つの三相交流中間端子と三つの交流端子とのうち対応する端子の間にそれぞれ接続される電圧調整部であって、少なくとも一つの第２コンデンサを備え、前記第２コンデンサの電圧、前記第２コンデンサの電圧を反転させた電圧、または零電圧のうちいずれかをスイッチング素子の制御により出力する変換ユニットを少なくとも一つ有する電圧調整部と、
   出力側の三相交流の周波数と比較して高いスイッチング周波数で、デューティ比を周期的に変化させながら前記３レベル変換器のスイッチング素子を制御し、前記３レベル変換器におけるスイッチング周波数よりも高いスイッチング周波数で、デューティ比を周期的に変化させながら前記変換ユニットのスイッチング素子を制御する制御部と、
   を備える電力変換装置。
2. 前記制御部は、
   前記三つの三相交流中間端子それぞれの電圧と、前記三つの交流端子それぞれの電圧との差分に相当する電圧となるように前記三つの電圧調整部から出力させる電圧指令値を生成する電圧指令値生成部を備え、
   前記電圧指令値生成部は、前記３レベル変換器のスイッチング素子を制御するゲート信号と、前記直流電圧を分圧する二つの第１コンデンサの電圧検出値に基づいて、前記三つの三相交流中間端子それぞれの電圧を算出する、
   請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記電圧調整部は、零電圧から前記第１コンデンサの電圧の定格値の１／２に相当する電圧までの範囲にある電圧を正負に出力する、
   請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記電圧指令値生成部は、前記三つの交流端子それぞれの電圧指令値と、前記三つの三相交流中間端子それぞれの電圧の算出値と、前記三つの三相交流中間端子の電圧の零相成分とに基づいて、前記三つの電圧調整部から出力させる電圧指令値を、零電圧から前記第１コンデンサの電圧の定格値の１／２に相当する電圧までを絶対値とした範囲で算出する、
   請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記電圧調整部は、零電圧から前記第１コンデンサの電圧の定格値に相当する電圧までの範囲にある電圧を正負に出力する、
   請求項２に記載の電力変換装置。
6. 前記電圧指令値生成部は、前記三つの交流端子それぞれの電圧指令値と、前記三つの交流中間端子それぞれの電圧の算出値とに基づいて、前記三つの電圧調整部から出力させる電圧指令値を、零電圧から前記第１コンデンサの電圧の定格値に相当する電圧までを絶対値とした範囲で算出する、
   請求項５に記載の電力変換装置。
7. 前記電圧調整部は、少なくとも一つの前記第２コンデンサを備え、
   前記制御部は、前記電圧調整部のスイッチング素子をスイッチング制御するゲート信号を生成するゲート信号生成部を備え、
   前記ゲート信号生成部は、
   前記三相交流それぞれの交流電流の極性と、前記第２コンデンサの電圧指令値とその検出値との差分とに基づいて、前記差分をなくすように、前記第２コンデンサを充電または放電させる前記変換ユニットの出力電圧極性を判定し、
   判定した前記出力電圧極性に基づいて、前記変換ユニットに出力させる電圧の電圧指令値を調整する、
   請求項３から請求項６のいずれか一項に記載の電力変換装置。
8. 前記ゲート信号生成部は、前記電圧指令値生成部が生成した電圧指令値に基づいて、前記電圧指令値と予め設定された三角波信号とを比較することにより、前記変換ユニットのスイッチング素子をスイッチング制御するゲート信号を生成する、
   請求項７に記載の電力変換装置。

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