JP5358356B2

JP5358356B2 - 半導体電力変換装置

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Description

本発明は、交流系統側の異常時にも運転継続するのに好適な半導体電力変換装置に関する。

近年、半導体電力変換装置の適用分野が拡大し、交流系統側の異常時にも運転継続する必要性が高まっている。こうした問題に対応するため、交流電流制御性能を高める方法が提案されている。

非特許文献：日立評論２００９年３月号 Vol.９１，Ｎo.０３，pp５６−５９「大規模太陽光発電システムの開発」

しかし、電流制御の性能をいかに高めても交流電源側の異常時に変換器の直流側に発生する２倍の電源周波数の電力脈動を抑えられない欠点があった。

日立評論２００９年３月号 Vol.９１，Ｎo.０３，pp５６−５９「大規模太陽光発電システムの開発」

本発明は、交流電源側の異常時にも半導体電力変換装置の直流側に発生する電源周波数の２倍周波数の脈動を抑え、安定に運転継続な半導体電力変換装置を提供することにある。

上記課題を達成するために、本発明は３相交流系統にリアクトルを介して交流側端子が接続された三相ブリッジ結線の各アームには自己消弧型半導体素子としてＩＧＢＴあるいはＭＯＳＦＥＴと逆並列ダイオードが接続された電力変換器と、前記３相交流系統の交流電圧を計測する電圧計測器と、前記電力変換器の交流電流を計測する電流計測器と、前記交流電圧の位相θを検出する位相検出器と、２軸の有効分電流指令値Ｉ_qref，無効分電流指令値Ｉ_drefと前記交流電流検出器にもとづいてパルス指令を前記電力変換器に出力する交流電流調整器とからなる半導体電力変換装置において、前記３相交流系統の電圧計測値を入力して正相電圧ベクトルＶ_pと逆相電圧ベクトルＶ_nを演算する２相電圧ベクトル演算器と、前記２相電圧ベクトル演算器の基準位相θと前記正相電圧ベクトルＶ_pとから正相電圧位相θ_pを出力する位相演算器と、前記２軸の電流指令値Ｉ_qrefとＩ_drefとから正相電流ベクトル指令Ｉ_prefを演算し、逆相電流指令ベクトルＩ_nrefをＩ_nref＝−（Ｖ_n／Ｖ_p）×Ｉ_prefで演算し、前記正相電流ベクトル指令Ｉ_prefと前記逆相電流指令ベクトルＩ_nrefとから３相電流指令ベクトルＩ_aref、Ｉ_bref、Ｉ_crefを演算し、この３相電流指令ベクトルと前記正相電圧位相θ_pから３相電流指令値を演算し、前記交流電流調整器は前記３相電流指令値と前記交流電流計測値が一致するようにパルス指令を出力する構成としたことを特徴とするものである。

更に、本発明は半導体電力変換装置において、前記３相交流系統の電圧計測値を入力して３相電圧ベクトル（Ｖ_a，Ｖ_b，Ｖ_c）を出力する３相電圧ベクトル演算器と、前記交流電圧ベクトルＶ_aと前記電流指令ベクトルＩ_arefと前記リアクトルのインピーダンス値とから第１相の電圧目標ベクトルＥ１_arefを演算し、この電圧目標ベクトルＥ１_arefと前記基準位相θとから電圧目標値ｅ１_arefを演算し、同様に第２相の電圧目標値ｅ１_brefと第３相の電圧目標値ｅ１_crefを演算出力する電圧目標演算器とを設け、前記交流電流調整器は前記３相電流指令値（ｉ_aref，ｉ_bref，ｉ_cref）と前記交流電流計測値が一致するように３相電圧補正値（ｅ２_aref，ｅ２_bref，ｅ２_cref）を演算出力し、この３相電圧補正値（ｅ２_aref，ｅ２_bref，ｅ２_cref）を前記３相電圧目標値（ｅ１_aref，ｅ１_bref，ｅ１_cref）に各相毎に加算して３相電圧指令値とし、前記電力変換器の３相出力電圧が前記３相電圧指令値に一致するようにパルス指令を出力する構成としたことを特徴とするものである。

更に、本発明は半導体電力変換装置において、前記電力変換器の直流出力電圧を計測する直流電圧計測器と、この直流電圧計測値と直流電圧指令値が一致するように第１軸の電流指令Ｉ_qrefを出力する直流電圧調整器と、前記交流電流計測値を入力して正相電流ベクトルＩ_pを演算する電流ベクトル演算器と、この正相電流ベクトルＩ_pと前記正相電圧ベクトルＶ_pとから正相無効電力出力Ｑ_pを演算し、この正相無効電力出力Ｑ_pと無効電力指令値が一致するように第２軸の電流指令値Ｉ_drefを出力する力率調整器とを設け、前記２軸の電流指令値Ｉ_qrefとＩ_drefとから前記正相電流ベクトル指令Ｉ_prefを演算する構成としたことを特徴とするものである。

本発明では、直流側の２倍周波数脈動を抑えるように逆相電流指令を電流指令に加える。逆相電流指令は電源側の正相電圧ベクトル検出値，逆相電圧電圧ベクトル検出値と正相電流指令から求めることによって電流制御系の安定性を確保しながら課題を解決するものである。

本発明によれば、交流電源側の異常時にも半導体電力変換装置の直流側に発生する電源周波数の２倍周波数の脈動を抑え、安定に運転継続な半導体電力変換装置を実現できる。

半導体電力変換装置の構成図。電力変換器の内部構成図。パルス幅変調装置の動作を示す図。変換器制御装置の構成図。再帰型演算器の構成図。変換器制御装置の構成図。システム制御装置の構成図。

３相交流系統に接続された半導体電力変換装置は、交流側電力ｐ_ac＝ｖ_a×ｉ_a＋ｖ_b×ｉ_b＋ｖ_c×ｉ_cと直流側電力ｐ_dc＝ｖ_dc×ｉ_dcを双方向に変換する装置である。装置内部の損失を無視するとｐ_ac＝ｐ_dcとなる。

今、各相の電圧電流値と電圧・電流ベクトルの関係を（１）（２）で表す。ここで＊は共役複素数を、ｅ^jωtはベクトル演算の基準信号で、基準位相θとはθ＝ωｔの関係にある。

また、電圧・電流の正相Ｖ_p，Ｉ_p，逆相分Ｖ_n，Ｉ_nは（３）（４）の関係とする。

ここでαは（５）である。

（１）（２）（３）（４）より、交流側電力ｐ_acは（６）となる。

上の（６）より、電源の２倍周波数成分の脈動を無くす条件は（７）となる。

（７）を実現するにあたっては、安定性を損なわずに応答性を確保できる簡素な制御方法を採用する必要がある。

本発明では、簡素化のために正相・逆相電圧を電力変換器の影響を受けない外乱として計測する。また、従来どおり、２軸の正相電流指令を正相電圧Ｖ_pと同位相のｑ軸、正相電圧Ｖ_pと直交するｄ軸に分ける。

また、簡素化のために、電流制御系は十分に応答が速く（８）が成り立つとする。

以上の仮定より、本発明は逆相電流指令を（９）式で演算することを特徴とする。

電流指令Ｉ_refは（１０）となる。

（９）を実現するにあたり、正相電流指令Ｉ_prefと逆相電流指令Ｉ_nrefが相互干渉によって不安定化せぬように２軸の正相電流指令を選ぶ必要がある。

従来は、ｑ軸電流指令を直流側電圧ｖ_dcが設定値に合うように制御している。直流側のコンデンサ容量をＣとすると、交流側の正相有効電力Ｐ_p，逆相有効電力Ｐ_n，直流側電力Ｐ_dcの関係は（１１）となる。

上の（１１）の右辺３項のなかでｑ軸電流指令ｉ_qrefによって調整できるのは正相有効電力Ｐ_pのみである。しかし、逆相有効電力Ｐ_nと直流側電力Ｐ_dcは正相有効電力Ｐ_pと独立と考えられ、従来どおりｑ軸電流指令を直流側電圧ｖ_dcで制御しても安定性や応答性に影響を及ぼすことはない。

一方、ｄ軸電流指令ｉ_drefは力率指令から無効電力指令を演算するにせよ、直接的に無効電力指令を使うにせよ、交流側無効電力が指令値に合うように制御してきた。

本発明では逆相電流指令Ｉ_nrefを追加するため、逆相電圧と逆相電流による逆相無効電力を介して正相電流指令Ｉ_prefと逆相電流指令Ｉ_nrefが相互干渉する。これを防ぐため、本発明ではｄ軸電流制御に使う無効電力計測値に正相電圧と正相電流による正相無効電力Ｑ_pを使うことを特徴とする。

以上説明したように、本発明では正相電流指令Ｉ_prefに加えて逆相電流指令Ｉ_nrefを使う。具体的には、（２）（４）を元に（１２）（１３）で３相の電流指令を演算する。

（１２）のθ_pは正相電圧周波数で変化する正相電圧位相であり、（１２）の電流指令は電源周波数で変動する。マイクロプロセッサ性能の向上によって電流制御系の演算周期は短くできるようになり、指令値が電源周波数で変動してもディジタル化による不安定現象の問題は回避できるようになった。

しかし、電流制御演算手段がアナログであれディジタルであれ、電流指令値の周波数が高いほど、指令値が直流の場合と比べて制御系を構成する積分器出力の変動幅が定常状態でも大きくなる。このために、外乱に対する制御余裕の確保が難しくなることに変わりはない。

この問題を軽減するため、本発明では、正相電圧ベクトルＶ_p，逆相電圧ベクトルＶ_nの計測値と、正相電流指令Ｉ_pref，逆相電流指令Ｉ_nrefと交流電源側リアクトルのインピーダンスＺを用いて出力電圧目標値ｅ１_refを（１４）（１５）で演算してフィードフォワード制御指令とし、フィードバック電流制御系出力の電圧補正値ｅ２_refに加算することを特徴とする。

〔実施例〕
以下、図１から図４を使って、本発明の請求項１の実施例を説明する。

図１の半導体電力変換装置１０００は、交流系統１０から変圧器１１，計器用変圧器１２，計器用変流器１３，遮断器１４，投入器１５，この投入器１５に並列接続された初期充電用限流抵抗１６，投入器１７を介して高調波抑制用フィルタ回路１８に接続される。高調波抑制用フィルタ回路１８からは高調波抑制用リアクトル１９を介して電力変換器３０の交流側に接続される。電力変換器３０の直流側にはコンデンサ４０と直流電圧計測器４１が接続される。

電力変換器３０は自己消弧型半導体電力変換素子とダイオードが逆並列接続された６つのアーム（ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＷＮ，ＷＮ）を三相ブリッジ結線し、パルス幅変調指令（Ｍ＿Ｕ，Ｍ＿Ｖ，Ｍ＿Ｗ）でオンオフ制御する。電力変換器３０の内部構成は、後で図２を用いて説明する。

以上の構成の半導体電力変換装置１０００を制御するシステム制御装置２０には計器用変圧器１２の線間電圧信号２１（ｖ_a-b，ｖ_b-c，ｖ_c-a），計器用変流器の電流信号２２（ｉ_ga，ｉ_gb，ｉ_gc），直流電圧計測器４１の直流電圧電圧信号２３（ｖ_dc）が入力され、遮断器１４への開閉指令信号２４，投入器１５への開閉指令２５，投入器１７への開閉指令２６が出力される。また、線間電圧信号２１（ｖ_a-b，ｖ_b-c，ｖ_c-a）と２軸電流指令６１（Ｉ_pref）を変換器制御装置５０に出力する。また、ゲートブロック解除信号６５（ＧＤＢ）を電力変換器３０に出力する。

変換器制御装置５０は計器用変流器６２からの交流入力電流６３（ｉ_a，ｉ_b，ｉ_c）を入力し、２軸電流指令６１（Ｉ_pref）に対応する３相電流指令値（ｉ_aref，ｉ_bref，ｉ_cref）と一致するようにパルス幅変調指令６４（Ｍ＿Ｕ，Ｍ＿Ｖ，Ｍ＿Ｗ）を電力変換器３０に出力する。

本実施例では、半導体電力変換装置１０００の直流側負荷として第２の電力変換器７０が直流側端子をコンデンサ４０の両極端子に接続され、その交流側端子を計器用変流器７１，計器用変圧器７２，交流リアクトル８１を介して永久磁石発電機８０に接続されている。駆動制御装置７３は、永久磁石発電機の回転軸に直結した位相検出器８２からの位相信号、計器用変流器７１からの電流信号、計器用変圧器７２からの電圧信号を入力し、パルス幅指令７４で第２の電力変換器７０を制御している。

以上の構成で半導体電力変換装置１０００を起動する場合、システム制御装置２０からの開閉指令２４で遮断器１４を閉路、開閉指令２５で投入器１５を開路した状態で開閉指令２６を操作して投入器１７を閉路する。

充電が終了すると開閉指令２６で投入器１７を開路、続いて開閉指令２５で投入器１５を閉路し、運転準備を完了する。

そして、ゲートブロック解除信号６５（ＧＤＢ）をオン（レベル１）にして電力変換器３０を運転可能にする。

直流電圧検出器４１からの直流電圧２３（Ｖ_DC）が所定値になるまで充電するように２軸電流指令６１を調整する。

電力変換器３０を運転開始する場合、システム制御装置２０は、直流電圧２３（ｖ_DC）が設定値になるように横軸電流指令Ｉ_qrefを、交流電圧信号２１とシステム電流信号２２（Ｉ_ga，Ｉ_gb，Ｉ_gc）から演算する力率が１になるように縦軸電流指令Ｉ_drefを演算し、２軸の電流指令６１（Ｉ_pref＝Ｉ_qref−ｊ×Ｉ_dref）を変換器制御装置５０に出力する。

図２を用いて第１の電力変換器３０の内部構成を説明する。ゲート制御装置３０１，３０２，３０３は変換器制御装置５０からのパルス幅変調指令（Ｍ＿Ｕ，Ｍ＿Ｖ，Ｍ＿Ｗ）を入力し、自己消弧素子へのゲート信号Ｇ＿ＵＰ，Ｇ＿ＵＮ，Ｇ＿ＶＰ，Ｇ＿ＶＮ，Ｇ＿ＷＰ，Ｇ＿ＷＮを出力する。各相のゲート制御装置３０１，３０２，３０３の構成と動作は同じなので、以下Ｕ相のゲート制御装置３０１について説明する。

図３はゲート制御装置３０１の動作を示す。パルス幅変調指令Ｍ＿Ｕを変調波とし、三角波の搬送波と大小比較する。Ｍ＿Ｕの方が大きい場合はパルス指令Ｐ＿ＵがＯＮ（レベル１）となる。Ｍ＿Ｕ＝１の場合、Ｐ＿Ｕはオンに固定される。Ｍ＿Ｕ＝０の場合、Ｐ＿Ｕはオフ（レベル０）に固定される。Ｍ＿Ｕ＝０.５の場合、オン期間とオフ期間は等しくなる。このパルス指令Ｐ＿Ｕは遅延時間Ｔｄの遅延回路３０２に分岐入力され、この出力とＰ＿ＵをＡＮＤ論理回路３０３に入力してＵＰアームとＵＮアームの同時通流によるコンデンサ４０の短絡を防止する。

一方、システム制御装置２０からのゲートブロック解除信号ＧＤＢ＿Ｕは、正常時にはオン（レベル１）を出力し、何らかの異常を検出するとオフ（レベル０）を出力する。このＧＤＢ＿Ｕ信号とＡＮＤ論理回路３０３を入力とするＡＮＤ論理回路３０４をＵＰアームの自己消弧型素子へのゲート信号Ｇ＿ＵＰとして出力する。これにより、ＡＮＤ論理回路３０３の信号によらず、システム制御装置２０からのＧＤＢ＿Ｕ信号をオフにすることによってゲート信号Ｇ＿ＵＰをオフにすることができる。

一方、ＵＮアームの自己消弧型素子へのゲート信号Ｐ＿Ｎは、パルス指令Ｐ＿ＵをＮＯＴ論理回路３０５でオンオフレベルを反転させてから遅延時間Ｔｄの遅延回路３０２に分岐入力され、この出力と否定回路３０５の出力をＡＮＤ論理回路３０３に入力する。更にシステム制御装置２０からのゲートブロック解除信号ＧＤＢ＿ＵとＡＮＤ論理回路３０３の出力をＡＮＤ論理回路３０４に入力し、出力をＵＮアームの自己消弧型素子へのゲート信号Ｇ＿ＵＮとして出力する。

図４は変換器制御装置５０の構成を示す。

計器用変圧器１２からの線間電圧信号２１（ｖ_a-b，ｖ_b-c，ｖ_c-a）を減算器５５と係数乗算器５６で相電圧信号１０１（ｖ_a），１０２（ｖ_b），１０３（ｖ_c）に変換し、３台の再帰型演算器１００に入力する。再帰型演算器１００の構成は図５で説明する。

再帰型演算器１００はタイマー回路１１０からのタイマーパルス１２０で駆動される。第１のフーリエ係数発生器２００はタイマーパルス１２０で駆動され、タイマーパルス１２０毎にシフトレジスタ２１０が動作し、リングメモリを構成するＮ個の定数メモリ２２０を１個ずつアドレス順に係数データ２３０として出力し、再帰型演算器１００に入力する。３相の相電圧信号毎に設けた再帰型演算器１００は相電圧ベクトル演算結果２４１，２４２，２４３を出力する。このベクトル演算結果は、周期Ｎの再帰型離散的フーリエ変換の基本周波数成分となるように再帰型演算器１００は構成されている。

相電圧ベクトル演算結果２４１，２４２，２４３からは、係数乗算器２７１，２７２，２７３と加算器２７４によって正相電圧ベクトル５１（Ｖ_p）と逆相電圧ベクトル５２（Ｖ_n）を出力する。

正相電圧ベクトル５１（Ｖ_p）からは、第２のフーリエ係数発生器２５０からのベクトル基準位相５４［exp（ｊ・θ）］と乗算器２７５によって正相電圧周波数で回転する正相電圧ベクトル２７６が出力される。偏角演算器４５０により正相電圧位相２７７［exp（ｊ・θ_p）］が出力される。

第２のフーリエ係数発生器２５０は、タイマー回路１３０からのタイマーパルス１４０で駆動される。タイマー回路１３０はタイマーパルス１２０に同期した自然数ｑ倍周波数のパルス１４０を発生する。第２のフーリエ係数発生器２５０はタイマーパルス１４０毎にシフトレジスタ２６０が動作し、リングメモリを構成するＭ＝ｑ×Ｎ個の定数メモリ２７０を１個ずつアドレス順にベクトル基準位相５４［exp（ｊ・θ）］として出力する。

ここで、第１のフーリエ係数発生器２００と第２のフーリエ係数発生器２５０は、タイマーパルス１２０とタイマーパルス１４０がｑ回に１回の割合で重なるときは、係数データ２３０はベクトル基準位相５４［exp（ｊ・θ）］と共役となるよう「exp（−ｊ・θ）」に調整している。

正相電圧ベクトル５１（Ｖ_p）と逆相電圧ベクトル５２（Ｖ_n）、正相電流指令６１（Ｉ_pref）から（９）で逆相電流指令５３（Ｉ_nref）を演算するため、割り算器４０１と乗算器４０２と係数乗算器４０３を接続する。

各相の電流指令ベクトル４２１（Ｉ_aref），４２２（Ｉ_bref），４２３（Ｉ_cref）を（１３）式で演算するため、係数乗算器４３１，４３２と加算器４３４を接続する。

更に、各相の電流指令値４４１（ｉ_aref），４４２（ｉ_bref），４４３（ｉ_cref）を（１２）式で演算するため正相電圧位相２７７［exp（ｊ・θ_p）］と乗算器４５２で乗算し、実数部出力を選択するセレクタ４６０を接続する。

各相の電流指令値４４１（ｉ_aref），４４２（ｉ_bref），４４３（ｉ_cref）は計器用変流器６２からの交流入力電流６３（ｉ_a，ｉ_b，ｉ_c）と各相毎に減算器４６１で付き合わせし、比例積分回路からなる電流制御回路４７０に入力し、電圧補正値５８（ｅ２_aref），５９（ｅ２_bref），６０（ｅ２_cref）を出力する。本実施例の場合、電圧補正値５８（ｅ２_aref），５９（ｅ２_bref），６０（ｅ２_cref）をパルス幅変調指令６４（Ｍ＿Ｕ，Ｍ＿Ｖ，Ｍ＿Ｗ）として出力する。

本発明の実施例によれば、各相の電流指令値４４１（ｉ_aref），４４２（ｉ_bref），４４３（ｉ_cref）はタイマーパルス１４０毎に更新され、タイマーパルス１２０の周期で変化する再帰型離散的フーリエ演算結果よりもきめ細かに変化する電圧周波数信号であるため、半導体電力変換装置の高調波を減らす効果がある。

図５は再帰型演算器１００の構成を示す。

本実施例では図５の再帰型演算器を３台接続するが、各相ともに構成は同じなので、以下ａ相電圧用の再帰型演算器を例に説明する。

ａ相電圧入力信号１０１（ｖ_a）は一定周期Ｔ毎に出力されるタイマーパルス１２０に同期したサンプラ１５１でサンプリングしたデータをホールド回路１５２とＡ／Ｄ変換器１５３によってディジタル化し、データテーブル１６０に出力する。

データテーブル１６０は（Ｎ＋１）個のデータメモリ１６１とＮ個のシフトレジスタ１６２からなる。シフトレジスタ１６２はタイマーパルス１２０に同期し、アドレス＃（Ｎ）から＃（０）に向かって順番に、入力データ（ｘ₀，ｘ₁，ｘ₂，・・・，ｘ_N）が記録される。具体的には、メモリアドレス＃（Ｎ−１）から＃（Ｎ）へ、続いて＃（Ｎ−２）から＃（Ｎ−１）へとシフトし、最後に＃（０）から＃（１）にデータをシフトする方法がある。このデータテーブルから最新の入力データ１６３（ｘ_N）とＮサンプル前のデータ１６４（ｘ₀）を出力する。

最新の入力データ１６３（ｘ_N）とＮサンプル前のデータ１６４（ｘ₀）の差を減算器１６５で出力し、第１のフーリエ係数発生器２００からの係数データ２３０と乗算器１６６で乗算し、相電圧ベクトル演算結果用シフトメモリ１６７のメモリアドレス＃（１）に書き込まれた前回値と加算器１６８で加算して係数乗算器１７０を介して相電圧ベクトル演算結果２４１を出力する。

相電圧ベクトル演算結果用シフトメモリ１６７はタイマーパルス１２０に同期するシフトレジスタ１６９でデータシフトする。

以下、図６を使って、本発明の請求項２の実施例を説明する。

変換器制御装置５０−１は図４と同一であり重複を避けるために説明を省略する。正相電圧ベクトル５１（Ｖ_p）と逆相電圧ベクトル５２（Ｖ_n）、正相電流指令６１（Ｉ_pref）と逆相電流指令５３（Ｉ_nref）から正相と逆相の出力電圧目標ベクトルを（１４）で演算する。

まず、正相電流指令６１（Ｉ_pref）と逆相電流指令５３（Ｉ_nref）を正相電圧ベクトル５１（Ｖ_p）の偏角で回転させるため、偏角演算器６８１で正相電圧ベクトル５１（Ｖ_p）の偏角を出力し、乗算器６８２で正相電流指令６１（Ｉ_pref）を回転させ、乗算器６８３で逆相電流指令５３（Ｉ_nref）を回転させる。これらを乗算器６０１と減算器６０２に接続する。定数発生器６０３の出力は交流リアクトル１９のインピーダンスに対応する。正相電圧目標ベクトル６０４と逆相電圧目標ベクトル６０５から各相の出力電圧目標ベクトルを演算するために、係数乗算器６１１，６１２，６１３と加算器６２１，６２２，６２３を接続する。相電圧目標値６３１（ｅ１_aref），６３２（ｅ１_bref），６３３（ｅ１_cref）を（１５）で演算するため、第２のフーリエ係数発生器２５０からベクトル基準位相５４［exp（ｊ・θ）］と乗算器６４１，６４２，６４３で乗算し、実数部を選択出力するセレクタ６５１，６５２，６５３を接続する。

電流制御回路４７０によるフィードバック制御出力である電圧補正値５８（ｅ２_aref），５９（ｅ２_bref），６０（ｅ２_cref）に対し、相電圧目標値６３１（ｅ１_aref），６３２（ｅ１_bref），６３３（ｅ１_cref）はフィードフォワード制御出力となる。両者を各相毎の加算器６６１，６６２，６６３で加算した結果６７１（ｅ_aref），６７２（ｅ_bref），６７３（ｅ_cref）を、パルス幅変調指令６４（Ｍ＿Ｕ，Ｍ＿Ｖ，Ｍ＿Ｗ）として出力する。

本実施例によれば、相電圧ベクトル演算結果２４１，２４２，２４３を直接使わず、正相電圧ベクトル５１（Ｖ_p）と逆相電圧ベクトル５２（Ｖ_n）から各相の相電圧ベクトルを演算している。これにより、電圧周波数が基準周波数からずれたときのベクトル演算結果の誤差による動揺を圧縮する効果がある。

以下、図７を使って、本発明の請求項３の実施例を説明する。

電圧信号は、計器用変圧器１２からの線間電圧信号２１（ｖ_a-b，ｖ_b-c，ｖ_c-a）を減算器５５と係数乗算器５６で演算した相電圧信号１０１（ｖ_a），１０２（ｖ_b），１０３（ｖ_c）を出力し、電流信号は計器用変流器１３からの電流信号２２（ｉ_ga，ｉ_gb，ｉ_gc）を入力する。

基準位相発生器７００はタイマー回路７１０で駆動され、タイマーパルス７１１はシステム制御装置２０の演算周期に同期している。このタイマーパルス７１１毎にシフトレジスタ７１２が動作し、リングメモリを構成するＫ個の定数メモリ７０１を１個ずつアドレス順に係数データ７３１として出力する。同様に係数データ７３１と±２π／３だけずれた位相の係数データ７３２，７３３を出力し、乗算器７４１，７４２，７４３，７４４，７４５，７４６と加算器７５１，７５２で瞬時対称座標法によって２軸変換された電圧・電流ベクトル７６１，７６２を演算する。

瞬時対称法電圧ベクトル７６１，電流ベクトル７６２をタイマーパルス７１１に同期してデータＫ個の移動平均を出力する移動平均演算回路７７１，７７２に入力すると、出力は正相電圧ベクトル７８１（Ｖ_p），正相電流ベクトル７８２（Ｉ_p）となる。この結果は、周期Ｋの再帰型離散的フーリエ変換の基本波成分に等しい。

移動平均演算開路７７１と７７２の構成は同一であり、以下、７７１について説明する。

以下、移動平均演算回路７７１は（Ｋ＋１）個のデータメモリ７７２とＫ個のシフトレジスタ７７４からなる。シフトレジスタ７７４はタイマーパルス７１１に同期し、アドレス＃（Ｋ）から＃（０）に向かって順番に、入力データ（ｘ₀，ｘ₁，ｘ₂，・・・，ｘ_K）が記録される。具体的には、メモリアドレス＃（Ｋ−１）から＃（Ｋ）へ、続いて＃（Ｋ−２）から＃（Ｋ−１）へとシフトし、最後に＃（０）から＃（１）にデータをシフトする方法がある。このデータテーブルから最新の入力データ７７５（ｘ_K）とＫサンプル前のデータ７７６（ｘ₀）を出力する。これらの差を減算器７７７に入力し、シフトメモリ７７８のメモリアドレス＃（１）と加算器７７９で加算する。シフトメモリ７７８はシフトレジスタ７８０に同期し、メモリアドレス＃（１）は加算演算結果の前回値となる。加算器７７９の出力を係数乗算器７８１で（１／Ｋ）倍して移動平均演算結果７８２を出力する。この移動平均演算結果７８２は正相電圧ベクトル（Ｖｐ）となる。

この正相電圧ベクトル７８２（Ｖ_p）と同様に移動平均演算器７７２で正相電流ベクトル７８３（Ｉ_p）を演算する。正相電圧ベクトル７８２（Ｖ_p）と正相電流ベクトル７８３（Ｉ_p）から正相無効電力７９０を演算するため、共役複素数演算器７９１，乗算器７９２，虚数部を選択出力するセレクタ７９３を接続する。

２軸の電流指令６１（Ｉ_pref＝Ｉ_qref−ｊ×Ｉ_dref）のうち、横軸電流指令８１０（Ｉ_qref）は直流電圧指令８１１（ｖ_dcref）と直流電圧信号２３（ｖ_dc）を減算器８１２で比較した結果を直流電圧調整器（ＡＶＲ）８１３に入力して出力する。

直軸電流指令８２０（Ｉ_dref）は無効電力指令８２１と正相無効電力７９０（Ｑ_p）を減算器８２２で比較した結果を無効電力調整器８２３（ＡＱＲ）に入力して出力する。

横軸電流指令８１０（Ｉ_qref）と直軸電流指令８２０（Ｉ_dref）を係数乗算器８３２と減算器８３３に接続し、正相電流指令６１（Ｉ_pref）を出力する。

本発明の実施例によれば、瞬時対象座標法による演算結果を移動平均して離散的フーリエ変換による正相ベクトルを演算し、これによって少ないデータメモリで同じ演算結果を得る効果がある。

１０交流系統
２０システム制御装置
３０電力変換器
４０直流コンデンサ
５０変換器制御装置
７０第２の電力変換器
８０永久磁石発電機
１００再帰型演算器
２００フーリエ係数発生器

Claims

３相交流系統にリアクトルを介して交流側端子が接続された三相ブリッジ結線の各アームには自己消弧型半導体素子としてＩＧＢＴあるいはＭＯＳＦＥＴと逆並列ダイオードが接続された電力変換器と、前記３相交流系統の交流電圧を計測する電圧計測器と、前記電力変換器の交流電流を計測する電流計測器と、前記交流電圧の位相を検出する位相検出器と、２軸の有効分電流指令値Ｉ_qref，無効分電流指令値Ｉ_drefと前記交流電流検出器にもとづいてパルス指令を前記電力変換器に出力する交流電流調整器とからなる半導体電力変換装置において、
前記３相交流系統の電圧計測値を入力して正相電圧ベクトルＶ_pと逆相電圧ベクトルＶ_nを演算する２相電圧ベクトル演算器と、前記２相電圧ベクトル演算器の基準位相θと前記正相電圧ベクトルＶ_pとから正相電圧位相θ_pを出力する位相演算器と、前記２軸の電流指令値Ｉ_qrefとＩ_drefとから正相電流ベクトル指令Ｉ_prefを演算し、逆相電流指令ベクトルＩ_nrefをＩ_nref＝−（Ｖ_n／Ｖ_p）×Ｉ_prefで演算し、前記正相電流ベクトル指令Ｉ_prefと前記逆相電流指令ベクトルＩ_nrefとから３相電流指令ベクトルＩ_aref，Ｉ_bref，Ｉ_crefを演算し、この３相電流指令ベクトルと前記正相電圧位相θ_pから３相電流指令値を演算し、前記交流電流調整器は前記３相電流指令値と前記交流電流計測値が一致するようにパルス指令を出力する構成としたことを特徴とする半導体電力変換装置。
請求項１の半導体電力変換装置において、
前記３相交流系統の電圧計測値を入力して３相電圧ベクトル（Ｖ_a，Ｖ_b，Ｖ_c）を出力する３相電圧ベクトル演算器と、前記交流電圧ベクトルＶ_aと前記電流指令ベクトルＩ_arefと前記リアクトルのインピーダンス値とから第１相の電圧目標ベクトルＥ１_arefを演算し、この電圧目標ベクトルＥ１_arefと前記基準位相θとから電圧目標値ｅ１_arefを演算し、同様に第２相の電圧目標値ｅ１_brefと第３相の電圧目標値ｅ１_crefを演算出力する電圧目標演算器とを設け、
前記交流電流調整器は前記３相電流指令値（ｉ_aref，ｉ_bref，ｉ_cref）と前記交流電流計測値が一致するように３相電圧補正値（ｅ２_aref，ｅ２_bref，ｅ２_cref）を演算出力し、この３相電圧補正値（ｅ２_aref，ｅ２_bref，ｅ２_cref）を前記３相電圧目標値（ｅ１_aref，ｅ１_bref，ｅ１_cref）に各相毎に加算して３相電圧指令値とし、前記電力変換器の３相出力電圧が前記３相電圧指令値に一致するようにパルス指令を出力する構成としたことを特徴とする半導体電力変換装置。
請求項１の半導体電力変換装置において、
前記電力変換器の直流出力電圧を計測する直流電圧計測器と、この直流電圧計測値と直流電圧指令値が一致するように第１軸の電流指令Ｉ_qrefを出力する直流電圧調整器と、
前記交流電流計測値を入力して正相電流ベクトルＩ_pを演算する電流ベクトル演算器と、この正相電流ベクトルＩ_pと前記正相電圧ベクトルＶ_pとから正相無効電力出力Ｑ_pを演算し、この正相無効電力出力Ｑ_pと無効電力指令値が一致するように第２軸の電流指令値Ｉ_drefを出力する力率調整器とを設け、前記２軸の電流指令値Ｉ_qrefとＩ_drefとから前記正相電流ベクトル指令Ｉ_prefを演算する構成としたことを特徴とする半導体電力変換装置。