JP2000116148A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 電力系統の電圧が不平衡である場合、良好に
電力変換することが困難であった。 【解決手段】 演算手段２０ａ，２０ｂは、検出された
電圧値または電流値に基づいて、正相成分のｄ軸成分と
ｑ軸成分および逆相成分のｄ軸成分とｑ軸成分を出力す
る。電流成分制御手段２１ａ〜２１ｄは、演算手段２０
ｂからの電流成分と、指令値生成手段３０からの電流指
令値とをそれぞれ比較し、その比較結果をそれぞれ加減
算手段２３ａ〜２３ｄに出力する。変換手段２４ａ，２
４ｂは、加減算手段２３ａ〜２３ｄからの制御信号Ｖｐ
ｄｉ，Ｖｐｑｉ，Ｖｎｄｉ，Ｖｎｑｉを３相成分に変換
する。加算手段２５ａ〜２５ｃは、それらの３相成分を
相ごとに加算して電力変換部５に出力する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、例えば３相の交
流電力系統である第１の電力系統と、例えば直流の第２
の電力系統との間に接続され、スイッチング素子からな
る電力変換部を持ち第１の電力系統と第２の電力系統と
の間で電力を変換する電力変換装置に関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】図２９は例えば「Applying PWM to Cont
rol Overcurrents at Unbalanced Faults of Forced-Co
mmutated VSCs Used as Static Var Compensators 」
（Ｊｉａｎｇら著、「IEEE Transactions on Power Del
ivery, Vol.12, No.1 」の第２７３頁〜第２７８頁、１
９９７年１月）に記載された従来の電力変換装置を示す
構成図である。図において、１はこの電力変換装置に接
続された３相の交流電力系統であり、２は１次巻線３と
２次巻線４ａ，４ｂにより構成される変圧器であり、５
はＧＴＯ（Gate Turn-off Thyristor ）などのスイッチ
ング素子５ａ，５ｂを利用して、ＰＷＭ（Pulse Width
Modulation）方式に基づいて交流直流間で電力変換を実
行する電力変換部であり、６は直流キャパシタであり、
７は交流電力系統１に変圧器２を接続する連系線路の電
圧値を検出する電圧値検出手段であり、８は連系線路を
流れる電流の値を検出する電流値検出手段であり、１０
０は電圧値検出手段７および電流値検出手段８による検
出値に基づいて電力変換部５を制御する制御部である。

【０００３】制御部１００において、９は電圧値検出手
段７により検出された各相の電圧値から、交流電力系統
１の電圧の逆相成分の同期回転座標系（ｄ，ｑ）での値
Ｖｎｄ，Ｖｎｑを演算する演算手段であり、１０は電圧
値検出手段７により検出された各相の電圧値から、交流
電力系統１の電圧の正相成分の同期回転座標系での値Ｖ
ｐｄ，Ｖｐｑを演算する演算手段であり、１１は電流値
検出手段８により検出された各相の電流値から、交流電
力系統１に出力される電流（または交流電力系統１から
入力される電流）の正相成分の同期回転座標系でのｑ軸
成分Ｉｐｑを演算する演算手段である。１２ａは、所定
の電流指令値Ｉｐｑｒｅｆと演算手段１１の出力Ｉｐｑ
との差を演算する減算手段であり、１３ａは電流指令値
Ｉｐｑｒｅｆに、所定の抵抗分に対応する係数Ｒを乗ず
る係数手段であり、１２ｂは、演算手段１０の出力Ｖｐ
ｑと、係数手段１３ａの出力との差を計算し、電圧指令
値Ｖｐｑｉとして出力する減算手段である。

【０００４】１３ｂは、電流指令値Ｉｐｑｒｅｆに、所
定のリアクタンス分に対応する係数Ｘを乗ずる係数手段
であり、１４は比例積分レギュレータであり、１２ｃ
は、演算手段１０の出力Ｖｐｄと、係数手段１３ｂの出
力と、比例積分レギュレータ１４の出力の和を計算し、
電圧指令値Ｖｐｄｉとして出力する加算手段である。

【０００５】１５は、逆相電圧成分Ｖｎｄ，Ｖｎｑと、
電圧指令値Ｖｐｄｉ，Ｖｐｑｉとに基づいて各相の制御
信号Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃを計算してスイッチング素子５
ａ，５ｂを持つ電力変換部５へ出力する演算手段であ
る。なお、電圧指令値Ｖｐｄｉ，Ｖｐｑｉは、交流電力
系統１に出力される電流の正相成分のｑ軸成分を調整す
るために電力変換部５が発生すべき正相電圧の同期回転
座標上の値で、逆相成分の同期回転座標上の値Ｖｎｄ，
Ｖｎｑと併せて、固定子座標上の各相電圧指令値Ｖａ，
Ｖｂ，Ｖｃを演算する訳である。

【０００６】次に動作について説明する。演算手段９は
電圧値検出手段７の検出値から、交流電力系統１の電圧
の逆相成分を同期回転座標系（ｄ，ｑ）での値Ｖｎｄ，
Ｖｎｑとして演算し、それらの値を演算手段１５に出力
する。演算手段１０は電圧値検出手段７の検出値から、
交流電力系統１の電圧の正相成分を同期回転座標系での
値Ｖｐｄ，Ｖｐｑとして演算し、そのｄ軸成分Ｖｐｄを
加算手段１２ｃに出力し、そのｑ軸成分Ｖｐｑを減算手
段１２ｂに出力する。

【０００７】演算手段１１は電流値検出手段８の検出値
から、交流電力系統１と変圧器２との間の線路における
電流の正相成分の同期回転座標系でのｑ軸成分Ｉｐｑを
演算し、減算手段１２ａに出力する。減算手段１２ａ
は、所定の電流指令値Ｉｐｑｒｅｆと演算手段１１の出
力Ｉｐｑとの差を演算し、比例積分レギュレータ１４に
出力する。比例積分レギュレータ１４は、その値に所定
の比例係数を乗じた値と、その値の積分値に所定の積分
係数を乗じた値との和を加算手段１２ｃに出力する。

【０００８】減算手段１２ｂは、演算手段１０の出力Ｖ
ｐｑと、係数手段１３ａの出力との差を計算し、電圧指
令値Ｖｐｑｉとして演算手段１５に出力し、加算手段１
２ｃは、演算手段１０の出力Ｖｐｄと、係数手段１３ｂ
の出力と、比例積分レギュレータ１４の出力の和を計算
し、電圧指令値Ｖｐｄｉとして演算手段１５に出力す
る。

【０００９】演算手段１５は、逆相電圧成分Ｖｎｄ，Ｖ
ｎｑと、電圧指令値Ｖｐｄｉ，Ｖｐｑｉとに基づいて各
相の制御信号Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃを計算して電力変換部５
のスイッチング素子５ａ，５ｂに出力する。電力変換部
５は、その制御信号に応じてスイッチング動作し、電力
の変換を実行する。この時、入力信号Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃ
に比例した電圧を電力変換部５が発生する。

【００１０】このように動作することにより、例えば交
流電力系統１の電圧が不平衡であり、交流電力系統１に
おいて逆相電圧Ｖｎｄ，Ｖｎｑが発生した場合、電力変
換部５により、その逆相電圧Ｖｎｄ，Ｖｎｑと同一の逆
相電圧が生成されるように電力変換部５が制御される。
そして、交流電力系統１の逆相電圧と、電力変換部５で
生成された逆相電圧が同一である場合、逆相電流が流れ
ない訳である。

【００１１】多相交流電力系統においては不平衡状態に
なることが多いため、上述のように、不平衡状態になら
ないように多相交流電力系統の監視および制御が必要に
なる。例えば、負荷が不平衡である場合には、電力系統
の電流を平衡化する制御が必要とされる。また電力系統
における事故などにより発生する突発的な不平衡状態を
抑制するためにも電力系統を常時監視および制御するこ
とが必要とされる。

【００１２】上述の装置の他、多相交流電力系統の監視
および制御を実行する装置として、例えば平成５年３月
の電気学会全国大会の講演番号６０４「不平衡補償機能
付き自励式ＳＶＣ制御方式の開発」（山本ら著）による
装置などがある。

【００１３】図３０は例えばその「不平衡補償機能付き
自励式ＳＶＣ制御方式の開発」による装置における従来
の同期回転座標変換装置を示すブロック図である。図に
おいて、２０１は、三相電圧信号Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃまた
は三相電流信号Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃである三相交流信号Ｘ
ａ，Ｘｂ，Ｘｃを、二相電圧信号Ｖα，Ｖβまたは二相
電流信号Ｉα，Ｉβである二相交流信号Ｘα，Ｘβに変
換する三相／二相変換部である。２０２は、電力系統の
電圧の位相θを供給され、二相交流信号Ｘα，Ｘβを、
位相θに同期した正相の同期回転座標系における信号Ｘ
ｐｄｏ，Ｘｐｑｏに変換する同期回転座標変換部であ
り、２０３は、電力系統の電圧の位相θを供給され、二
相交流信号Ｘα，Ｘβを、位相（−θ）に同期した逆相
の同期回転座標系における信号Ｘｎｄｏ，Ｘｎｑｏに変
換する同期回転座標変換部である。なお、三相／二相変
換部２０１および同期回転座標変換部２０２，２０３の
ゲインは１に設定されている。

【００１４】次に動作について説明する。図３１は、正
相の同期回転座標系における信号に対する指令値Ｘｐｄ
ｒ，Ｘｐｑｒおよび逆相の同期回転座標系における信号
に対する指令値Ｘｎｄｒ，Ｘｎｑｒを三相交流信号に変
換する変換部を示すブロック図である。図３２は、図３
１の変換部に供給した指令値Ｘｐｄｒ，Ｘｐｑｒ，Ｘｎ
ｄｒ，Ｘｎｑｒと、図３１の変換部の出力である三相交
流信号Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃを図３０の三相／二相変換部お
よび同期回転座標変換部に与えて得られた出力、即ち正
相および逆相の同期回転座標系における出力信号Ｘｐｄ
ｏ，Ｘｐｑｏ，Ｘｎｄｏ，Ｘｎｑｏとを示す図である。

【００１５】三相／二相変換部２０１により、三相電圧
信号Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃまたは三相電流信号Ｉａ，Ｉｂ，
Ｉｃである三相交流信号Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃが、二相電圧
信号Ｖα，Ｖβまたは二相電流信号Ｉα，Ｉβである二
相交流信号Ｘα，Ｘβに変換される。そして、同期回転
座標変換部２０２により、その二相交流信号Ｘα，Ｘβ
が、正相の同期回転座標系における信号Ｘｐｄｏ，Ｘｐ
ｑｏに変換されるとともに、同期回転座標変換部２０３
により、その二相交流信号Ｘα，Ｘβが、逆相の同期回
転座標系における信号Ｘｎｄｏ，Ｘｎｑｏに変換され
る。

【００１６】このようにして、三相交流信号が正相およ
び逆相の同期回転座標における信号に変換される。

【００１７】ここで、図３１の変換部２０４により、正
相の同期回転座標系における信号に対する所定の指令値
Ｘｐｄｒ，Ｘｐｑｒおよび逆相の同期回転座標系におけ
る信号に対する所定の指令値Ｘｎｄｒ，Ｘｎｑｒを所定
の変換行列Ｃｒに従って三相交流信号に変換し、その三
相交流信号を、三相／二相変換部２０１および同期回転
座標変換部２０２，２０３により正相および逆相の同期
回転座標系における信号Ｘｐｄｏ，Ｘｐｑｏ，Ｘｎｄ
ｏ，Ｘｎｑｏに変換した場合の、指令値Ｘｐｄｒ，Ｘｐ
ｑｒ，Ｘｎｄｒ，Ｘｎｑｒと、変換後の信号Ｘｐｄｏ，
Ｘｐｑｏ，Ｘｎｄｏ，Ｘｎｑｏを図３２に示す。

【００１８】このときの指令値Ｘｐｒ，Ｘｎｒと、変換
後の信号Ｘｐｏ，Ｘｎｏとの関係は、式（１）に示すよ
うになる。

【数１】

【００１９】なお、行列Ｃ（θ）は同期回転座標変換部
２０２による変換行列を示し、行列Ｃ（−θ）は同期回
転座標変換部２０３による変換行列を示す。行列Ｃ
（θ）と行列Ｃ（−θ）とは互いに逆行列の関係にあ
る。また、式（１）においては、三相／二相変換および
二相／三相変換の部分は省略してある。

【００２０】なお、図３２においては、正相のｄ軸に対
する指令値Ｘｐｄｒは、１５０ミリ秒まで値１０に設定
され、その後、値９に設定されている。また、正相のｑ
軸に対する指令値Ｘｐｑｒは、１３０ミリ秒まで値１に
設定され、その後１８０ミリ秒まで値−１に設定され、
その後、値１に設定されている。また、逆相のｄ軸に対
する指令値Ｘｎｄｒは、１１０ミリ秒まで値１に設定さ
れ、その後１６０ミリ秒まで値−１に設定され、その
後、値１に設定されている。逆相のｑ軸に対する指令値
Ｘｎｑｒは、１４０ミリ秒まで値−１に設定され、その
後１９０ミリ秒まで値１に設定され、その後、値−１に
設定される。

【００２１】

【発明が解決しようとする課題】従来の電力変換装置は
以上のように構成されているので、電力変換部５で発生
するスイッチング損失を低減させるために、スイッチン
グ素子５ａ，５ｂに与えられるＰＷＭ変調信号の周波数
を低くして動作させた場合、電圧指令値と、電力変換部
５が実際に発生する電圧の基本波成分の値との間の比例
関係が悪くなり、制御の精度が不十分になる。また、Ｐ
ＷＭ変調信号は電圧指令値と所定の周波数の三角波キャ
リアとの大小関係に基づいて生成されるが、電圧指令値
が三角波キャリアの振幅を超えた場合、すなわち変調度
が１を超えた場合にも、上述の比例関係が悪くなる。さ
らに、制御誤差、検出誤差、演算誤差、時間遅れによる
瞬時値誤差などの各種誤差要因により、電圧指令値によ
り指定される値から電力変換部５の出力電圧がずれる可
能性がある。従って、不平衡時に逆相電流を抑制しよう
としているにも拘わらず、逆相電流が流れる問題が生じ
る。

【００２２】電力系統の電圧が不平衡である場合、これ
らの要因に起因して、電力変換部５により電力系統間で
良好に電力変換することが困難であるという課題があっ
た。すなわち、電力系統の電圧が不平衡である場合に、
従来の装置のように、逆相電圧だけに基づいて電力変換
部５で生成する逆相電圧を計算すると、上記の要因に起
因して電力変換部５で生成する逆相電圧が電力系統の逆
相電圧からずれるので、逆相電流の発生を十分に抑制す
ることが困難であるという課題があった。

【００２３】また、所定の正相および逆相の同期回転座
標系における信号Ｘｐｄｒ，Ｘｐｑｒ，Ｘｎｄｒ，Ｘｎ
ｑｒを三相交流信号に変換したものが同期回転座標変換
装置に供給されると、図３２および式（１）に示すよう
に、同期回転座標変換装置の出力に電力系統の周波数の
倍の周波数の脈動成分（Ｃ（２θ）・Ｘｎｒ）が混入す
るので、電力系統の制御を正確に実行することが困難で
あるなどの課題があった。

【００２４】例えば、図３２に示すように、正相成分の
値だけが大きい場合、逆相成分の値に比較して脈動成分
が大きくなり、逆相成分の値を正確に検出することが困
難になる。

【００２５】この発明は上記のような課題を解決するた
めになされたもので、電力系統の電圧が不平衡である場
合においても電力系統間で良好に電力変換する電力変換
装置を得ることを目的とする。

【００２６】この発明は上記のような課題を解決するた
めになされたもので、同期回転座標系への座標変換後の
信号を所定の時間だけ遅延させ、変換後の信号と、遅延
後の信号とを合成させることにより座標変換後の脈動成
分を低減させ、電力系統の正確な制御を可能にする電力
変換装置を得ることを目的とする。

【００２７】

【課題を解決するための手段】この発明に係る電力変換
装置は、第１の電力系統に出力されるか又は第１の電力
系統から入力される各相の電流値を検出する電流値検出
手段と、電流値検出手段により検出された電流値の交流
成分を正相の同期回転座標系に変換するとともに、その
電流値の交流成分のうちの逆相成分を同期回転座標系に
変換し、変換後の交流成分および逆相成分に基づいて、
変換後の交流成分を所定の指令値に追従させ、かつ逆相
成分を抑制する制御信号を生成し、電力変換部へ出力す
る電流成分制御部とを備えるものである。

【００２８】この発明に係る電力変換装置は、電流成分
制御部が、逆相成分のうち、正相分の混入による逆相同
期回転座標上の逆相成分における倍周波成分を減衰した
制御信号を生成するようにしたものである。

【００２９】この発明に係る電力変換装置は、電流成分
制御部に、電流値検出手段により検出された電流値の同
期回転座標系におけるｄ軸成分およびｑ軸成分を算出す
る同期回転座標変換手段と、電流値検出手段により検出
された交流電流値の交流逆相分を算出し、その後この逆
相分の同期回転座標系におけるｄ軸成分およびｑ軸成分
を算出する逆相座標変換手段と、同期回転座標系におけ
るｄ軸成分およびｑ軸成分並びに逆相分のｄ軸成分およ
びｑ軸成分を、成分ごとに所定の電流成分指令値とそれ
ぞれ比較し、その比較結果を所定の伝達特性で出力する
制御信号演算手段と、制御信号演算手段により出力され
た同期回転座標系に関するｄ軸成分の比較結果とｑ軸成
分の比較結果により構成される第１のベクトル、および
逆相分に関するｄ軸成分の比較結果とｑ軸成分の比較結
果により構成される第２のベクトルを、所定の角速度に
応じて変化する位相だけそれぞれ互いに逆方向に回転さ
せるとともに、第１の電力系統の各相に対応する制御信
号にそれぞれ変換し、電力変換部へ出力する変換手段と
を備えるものである。

【００３０】この発明に係る電力変換装置は、電流成分
制御部に、電流値検出手段により検出された電流値の同
期回転座標系におけるｄ軸成分およびｑ軸成分を算出す
る同期回転座標変換手段と、電流値検出手段により検出
された電流値の逆相方向の同期回転座標系におけるｄ軸
成分およびｑ軸成分を算出する逆相同期回転座標変換手
段と、逆相同期回転座標変換手段の出力から、電流値の
うちの逆相分の同期回転座標系におけるｄ軸成分および
ｑ軸成分として、この逆相分のｄ−ｑ軸成分のそれぞれ
の第１の電力系統の周波数に対応する周期の１／２の期
間の移動平均値を計算する移動平均値演算手段と、正相
方向の同期回転座標におけるｄ軸成分およびｑ軸成分並
びに逆相分のｄ軸成分およびｑ軸成分移動平均値を、成
分ごとに所定の電流成分指令値とそれぞれ比較し、その
比較結果を所定の伝達特性で出力する制御信号演算手段
と、制御信号演算手段により出力された同期回転座標系
に関するｄ軸成分の比較結果とｑ軸成分の比較結果によ
り構成される第１のベクトル、および逆相分に関するｄ
軸成分の比較結果とｑ軸成分の比較結果により構成され
る第２のベクトルを、所定の角速度に応じて変化する位
相だけそれぞれ互いに逆方向に回転させるとともに、第
１の電力系統の各相に対応する制御信号にそれぞれ変換
し、電力変換部へ出力する変換手段とを備えるものであ
る。

【００３１】この発明に係る電力変換装置は、電流成分
制御部に、電流値検出手段により検出された電流値から
同期回転座標系におけるｄ軸成分およびｑ軸成分を算出
する同期回転座標変換手段と、電流値検出手段により検
出された電流値から第１の電力系統の電流の逆相成分の
同期回転座標系におけるｄ軸成分およびｑ軸成分を算出
する逆相同期回転座標変換手段と、その逆相同期回転座
標系におけるｄ軸成分およびｑ軸成分を所定の時間だけ
遅延させ、算出した逆相同期回転座標系におけるｄ軸成
分およびｑ軸成分と、遅延させた逆相同期回転座標系に
おけるｄ軸成分およびｑ軸成分とを成分ごとにそれぞれ
合成する遅延合成手段と、同期回転座標変換手段による
ｄ軸成分およびｑ軸成分並びに合成後の逆相成分のｄ軸
成分およびｑ軸成分を、成分ごとに所定の電流成分指令
値とそれぞれ比較し、その比較結果を所定の伝達特性で
出力する制御信号演算手段と、制御信号演算手段により
出力されたｄ軸成分の比較結果とｑ軸成分の比較結果に
より構成される同期回転座標系における第１のベクト
ル、および逆相成分のｄ軸成分の比較結果とｑ軸成分の
比較結果により構成される逆相同期回転座標系における
第２のベクトルを、所定の角速度に応じて変化する位相
だけそれぞれ互いに逆方向に回転させるとともに、第１
の電力系統の各相に対応する制御信号にそれぞれ変換
し、電力変換部へ出力する変換手段とを備えるものであ
る。

【００３２】この発明に係る電力変換装置は、逆相成分
に対応する電流成分指令値をゼロに設定するようにした
ものである。

【００３３】この発明に係る電力変換装置は、第２の電
力系統が直流電力系統であり、第２の電力系統の電流値
を検出する直流電流値検出手段と、第２の電力系統の電
圧値を検出する直流電圧値検出手段と、直流電流値検出
手段により検出された電流値と直流電圧値検出手段によ
り検出された電圧値とに基づいて電流成分指令値を生成
する指令値生成手段とを備えるものである。

【００３４】この発明に係る電力変換装置は、交流電力
系統の電圧を検出する電圧値検出手段と、電圧値検出手
段の検出出力から正相方向の同期回転座標系におけるｄ
軸成分とｑ軸成分とからなる２軸電圧ベクトルを算出す
る２軸電圧ベクトル演算手段とを備え、２軸電圧ベクト
ルを第１のベクトルに加算するようにしたものである。

【００３５】この発明に係る電力変換装置は、第１の電
力系統に出力されるか又は第１の電力系統から入力され
る各相の電流値を検出する電流値検出手段と、電流値検
出手段により検出された電流値から、第１の電力系統に
おける電流の正相成分と逆相成分を算出する算出手段
と、算出手段により算出された正相成分と逆相成分を、
正相逆相それぞれの同期回転座標系におけるｄ軸成分と
ｑ軸成分とにそれぞれ分離する分離手段と、正相成分の
ｄ軸成分およびｑ軸成分並びに逆相成分のｄ軸成分およ
びｑ軸成分を、各ｄ軸成分およびｑ軸成分に対応する所
定の電流成分指令値とそれぞれ比較し、その比較結果を
所定の伝達特性で出力する制御信号演算手段と、制御信
号演算手段により出力された正相成分のｄ軸成分の比較
結果とｑ軸成分の比較結果により構成される同期回転座
標系における第１のベクトル、および逆相成分のｄ軸成
分の比較結果とｑ軸成分の比較結果により構成される同
期回転座標系における第２のベクトルを、所定の角速度
に応じて変化する位相だけそれぞれ互いに逆方向に回転
させるとともに、第１の電力系統の各相に対応する制御
信号にそれぞれ変換し、電力変換部へ出力する変換手段
とを備えるものである。

【００３６】この発明に係る電力変換装置は、逆相成分
に対応する電流成分指令値をゼロに設定するようにした
ものである。

【００３７】

【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の一形態を
説明する。 実施の形態１．図１は、この発明の実施の形態１による
電力変換装置を示す構成図である。図において、２０ｃ
は電流値検出手段２９により検出された交流電流値Ｉを
供給され、交流状態で正相分と逆相分の区別をせずに、
その電流値をすべて正相分とみなした正相の同期回転座
標系におけるｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑを計算すると
ともに、逆相分の同期回転座標系におけるｄ軸電流Ｉｎ
ｄとｑ軸電流Ｉｎｑを計算する第３の演算手段である。
この第３の演算手段２０ｃは、正相逆相を区別せずにα
β軸電流Ｉα，Ｉβを同様に計算して指令値生成手段３
０ｂに供給する。

【００３８】３０ｂは正相逆相を区別せずに正相分とみ
なして第３の演算手段２０ｃにより生成された正相の同
期回転座標系のｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑに対応し
て、正相の同期回転座標系のｄ軸電流指令値Ｉｄｒとｑ
軸電流指令値Ｉｑｒを生成するとともに、逆相成分の同
期回転座標系のｄ軸電流Ｉｎｄとｑ軸電流Ｉｎｑに対応
するｄ軸電流指令値Ｉｎｄｒとｑ軸電流指令値Ｉｎｑｒ
を生成する指令値生成手段である。

【００３９】例えば演算手段２０ａなどのその他の構成
要素については、後述する実施の形態７のものと同様で
あるので、その説明を省略する。なお、ここで「正相分
とみなす」という意味は、実際には逆相分の影響を受け
て倍周波の脈動成分が含まれることがあるが、その逆相
分を考慮しないということである。このとき、正相分と
みなした電流に実際に含まれる正相分の同期回転座標系
のｄ軸成分及びｑ軸成分の値には特に誤差が生じるもの
ではなく、単に逆相分の影響が混入しているだけである
（以下、同様に意味するものとする）。

【００４０】図２は、第３の演算手段２０ｃの詳細な構
成例を示す図である。この第３の演算手段２０ｃにおい
て、電流値Ｉｎｄ，Ｉｎｑを算出する回路（位相シフタ
４２ｃ，４２ｄ、加減算手段４３ｃ，４３ｄ、係数手段
４４ｃ，４４ｄおよびベクトル回転手段４５ｂ）は図１
７に示すものと同一である。そして、この第３の演算手
段２０ｃにおいては、図１７に示す正相分の電流値を算
出するための位相シフタ４２ａ，４２ｂ、加減算手段４
３ａ，４３ｂ、係数手段４４ａ，４４ｂは省略されてい
る。したがって、３相−２相変換手段４１の出力は、Ｉ
αおよびＩβとして出力されるとともに、ベクトル回転
手段４５ａに直接供給される。

【００４１】すなわち、α軸電流Ｉα及びβ軸電流Ｉβ
が正相分電流とみなされてベクトル回転手段４５ａに供
給され、ベクトル回転手段４５ａは、それらの値を、正
相の同期回転座標系の値へ座標変換して、正相方向の同
期回転座標系におけるｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑ
を計算する。

【００４２】なお、正相と逆相を区別せずにすべて正相
とみなしても、通常、逆相分が少ないので比例ゲインだ
けで抑制することができ、特に問題は生じない。また、
逆相分を分離して制御していることにより、逆相分が確
実に抑制される。すなわち、逆相分の電流Ｉｎｄ，Ｉｎ
ｑを算出して、逆相分電流がゼロになるように制御する
ことができるので、α軸電流Ｉα及びβ軸電流Ｉβをす
べて正相分電流とみなしても特に問題は生じない。

【００４３】図３は、実施の形態１における指令値生成
手段３０ｂの構成例を示す図である。図において、３７
は、正相分電圧Ｖｐα、Ｖｐβ（または電流の場合と同
様に３相−２相変換後の電圧をすべて正相分とみなして
生成された電圧Ｖα、Ｖβ）を供給されるとともに、α
軸電流およびβ軸電流Ｉα、Ｉβを供給され、これらの
値から正相成分の無効電力Ｑｐを算出する演算手段であ
る。

【００４４】なお、指令値生成手段３０ｂは図１８の指
令値生成手段３０と同じものを使用しても良い。すなわ
ち、正相分電流の算出手段や正相分電流のｄ軸電流およ
びｑ軸電流の分離手段を前述のように備えておけばよ
い。その場合、演算手段２０ｂを第３の演算手段２０ｃ
の代わりに使用する。

【００４５】次に動作について説明する。線路には逆相
電流を流さない方がよい場合が多く、その場合には、後
述の図２４および図２５の装置から分かるように、電流
値検出手段２９を挿入する線路を適切に選べば、電力変
換部５で逆相成分の電流を流すことにより、線路の逆相
電流をゼロに制御することができる。ここでは、逆相成
分のｄ軸およびｑ軸電流指令値Ｉｎｄｒ，Ｉｎｑｒをゼ
ロに設定した場合について説明する。

【００４６】例えば交流電力系統１における擾乱により
逆相電流が流れたとすると、初期においては、正相電流
と見なしたｄ軸電流およびｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑに逆相電
流の影響が現れる。すなわち、逆相電流を含む交流電流
がそのまま正相の同期回転座標系へ変換されると、変換
後の電流に倍周波脈動が現れるので、電流Ｉｄ，Ｉｑに
その倍周波脈動が現れるが、正相分電圧および逆相分電
圧Ｖｐｄ，Ｖｐｑ，Ｖｎｄ，Ｖｎｑが加減算手段２３
ａ，２３ｂ，２３ｃ，２３ｄヘフィードフォワードされ
ているので、検出された電流をすべて正相分とみなして
制御を続けることにより、上記擾乱による逆相電流が抑
制されていく。

【００４７】ここで、交流電力系統側の逆相電圧と等し
い逆相電圧を電力変換部５が発生するように、逆相分の
電圧Ｖｎｄ，Ｖｎｑをフィードフォワードしてあるので
両側の逆相電圧が釣り合い、制御誤差に起因するものを
除けば、逆相電流は流れなくなる。

【００４８】したがって、初期の過渡状態を過ぎると、
逆相電流がゼロに抑制される。逆相電流がゼロになれ
ば、正相電流とみなしたｄ軸電流およびｑ軸電流Ｉｄ，
Ｉｑが実際の正相電流と同一になる。

【００４９】以上のように、実施の形態１によれば、検
出された電流の値をすべて正相分とみなすことにより、
正相分の電流値を演算する演算回路を簡素化することが
でき、装置のコストを低減することができる効果があ
る。さらに、演算回路による応答遅れおよび演算遅れが
低減し、電流の負帰還系における遅れによる制御への影
響を低減することができる効果が得られる。また、正相
と逆相を区別しないため、制御系の応答が速い。

【００５０】実施の形態２．この発明の実施の形態２に
よる電力変換装置は、実施の形態１における第３の演算
手段２０ｃを後述の演算手段２０ｄに変更したものであ
る。その他の構成要素は実施の形態１のものと同様であ
るので、その説明を省略する。

【００５１】図４は、この発明の実施の形態２による電
力変換装置における演算手段２０ｄを示す構成図であ
る。図において、４５ａおよび４５ｂは、３相−２相変
換手段４１より２相の電流値Ｉα，Ｉβを供給され、そ
れぞれ正相分および逆相分の同期回転座標系への座標変
換を実行するベクトル回転手段である。

【００５２】４６ａ，４６ｂは、倍周波脈動を含む逆相
電流信号Ｉ’ｎｄ，Ｉ’ｎｑをベクトル回転手段４５ｂ
から供給され、その倍周波脈動を消去するために、電力
系統の周波数に対応する１／２周期の期間における信号
の移動平均値を計算し、その移動平均値を逆相成分の同
期回転座標系におけるｄ軸成分およびｑ軸成分Ｉｎｄ，
Ｉｎｑとして出力する移動平均値演算手段である。

【００５３】図５〜図７は、移動平均値演算手段４６
ａ，４６ｂの構成例を示す図である。図５において、４
６１は積分器であり、４６２は各種遅延素子などで構成
された時間遅れ要素であり、４６３は減算手段である。
図６に示す移動平均値演算手段は、図５の積分器４６１
と、時間遅れ要素４６２および減算手段４６３とを入れ
換えたものである。

【００５４】図７において、４６４は、供給される値を
順次サンプリングして記憶する例えばレジスタなどのメ
モリ手段であり、４６５はメモリ手段４６４に格納され
ている値の総和を計算する総和演算手段であり、４６６
は、メモリ手段４６４から総和演算手段４６５に供給さ
れる値の数Ｎで、総和演算手段４６５による総和を除し
て平均値を計算し出力する割算手段である。なお、これ
らの他の各種の移動平均値演算手段を使用するようにし
てもよい。

【００５５】次に動作について説明する。なお、ベクト
ル回転手段４５ａによる正相分の電流値の演算は、実施
の形態１と同様であるので、その説明を省略する。ここ
では、逆相分の電流値の演算についてだけ説明する。

【００５６】ベクトル回転手段４５ｂは、３相−２相変
換手段４１より２相の電流値Ｉα，Ｉβを供給され、同
期回転座標系への座標変換を実行し、変換後の電流値
Ｉ’ｎｄ，Ｉ’ｎｑを移動平均値演算手段４６ａ，４６
ｂに供給する。なお、ベクトル回転手段４５ｂからの出
力は、正相分と逆相分とが混合されているので、倍周波
の脈動を含んでいる。

【００５７】移動平均値演算手段４６ａ，４６ｂは、倍
周波脈動を含む逆相電流信号Ｉ’ｎｄ，Ｉ’ｎｑを供給
され、倍周波脈動を消去するために、電力系統の周波数
に対応する周期の１／２の期間における逆相電流信号の
移動平均値を計算し、その移動平均値を逆相成分の同期
回転座標系におけるｄ軸成分およびｑ軸成分Ｉｎｄ，Ｉ
ｎｑとして出力する。

【００５８】ここで、図５または図６の移動平均値演算
手段４６ａ，４６ｂを使用した場合、入力ｘに対する移
動平均値演算手段４６ａ，４６ｂの出力ｙは、式（２）
に示すようになる。

【数２】 ここで、電力系統の周波数をｆとすると、Ｔ＝１／２ｆ
である。すなわち、移動平均値演算手段４６ａ，４６ｂ
は、１／２周期期間における信号の平均値を刻々と計算
するので、信号のうちの倍周波の成分が抑制されて、逆
相成分Ｉｎｄ，Ｉｎｑだけが移動平均値演算手段４６
ａ，４６ｂから出力される。

【００５９】一方、図７の移動平均値演算手段４６ａ，
４６ｂを使用した場合、ベクトル回転手段４５ｂより供
給される信号の値は、サンプリング周期Δｔ毎にサンプ
リングされ、メモリ手段４６４に順次記憶されていき、
１／２周期後に消去されていく。そして、総和演算手段
４６５は、それらの値の総和を計算し、割算手段４６６
は、メモリ手段４６４に格納される値の数をＮ（＝１／
２ｆΔｔ）とすると、その総和をＮで割ることにより、
過去１／２周期における信号の平均値を算出する。した
がって、１／２周期の期間における信号の平均値が、逆
相成分として、刻々と計算されるので、倍周波成分を除
去された逆相成分Ｉｎｄ，Ｉｎｑが移動平均値演算手段
４６ａ，４６ｂから出力される。その他の動作は、実施
の形態１のものと同様であるので、その説明を省略す
る。

【００６０】なお、逆相電流を帰還してｄ軸およびｑ軸
の各逆相電流成分をフィードバック制御することができ
る。したがって、それらの指令値Ｉｎｄｒ，Ｉｎｑｒを
ゼロにすることにより、逆相電流をゼロに抑制すること
ができる。そして、正相電流とみなしていたＩｄ，Ｉｑ
が実際に正相電流成分だけになり、結局正相電流は正確
に制御される。

【００６１】以上のように、実施の形態２によれば、逆
相分の電流値を演算する演算回路の構成を簡素化するこ
とができ、装置のコストを低減することができる。ま
た、逆相分の電流の演算回路による応答遅れまたは演算
遅れを低減することができ、電流の負帰還系における遅
れによる影響を低減できる効果が得られる。

【００６２】なお、逆相電流成分Ｉ’ｎｄ，Ｉ’ｎｑに
発生する倍周波脈動は、Ｎ次遅れフィルタを使って減衰
させることもできるが、そのようにした場合、応答遅れ
が増加し、電流成分制御系の応答速度が不十分であり、
制御が不安定なってしまうので実施しない。

【００６３】実施の形態３．図８は、この発明の実施の
形態３による電力変換装置を示す構成図であり、図９
は、実施の形態３における第５の演算手段２０ｅを示す
構成図である。図において、２０ｅは、３相電圧Ｖから
正相分と逆相分を区別せずに正相方向の同期回転座標系
における２軸成分Ｖｄ，Ｖｑを演算し、加減算手段２３
ａ，２３ｂに出力する第５の演算手段である。

【００６４】この第５の演算手段２０ｅは、３相−２相
変換手段４１により、３相電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃを２相
電圧Ｖα，Ｖβに変換し、ベクトル回転手段４５ａによ
り、その２相電圧Ｖα，Ｖβを正相方向の同期回転座標
系における２軸成分Ｖｄ，Ｖｑに変換するものである。

【００６５】その他の構成要素は実施の形態１のものと
同様であるので、その説明を省略する。

【００６６】次に動作について説明する。この実施の形
態３においては、第５の演算手段２０ｅから加減算手段
２３ａ，２３ｂに正相方向の同期回転座標系における２
軸電圧成分Ｖｄ，Ｖｑがフィードフォワードされる。し
たがって、加減算手段２３ａ，２３ｂの出力には正相方
向の同期回転座標系における２軸電圧成分Ｖｄ，Ｖｑが
含まれている。この２軸電圧成分Ｖｄ，Ｖｑには逆相成
分が含まれるが、そのまま、変換手段２４ａにより固定
座標系の３相電圧Ｖｐａｉ，Ｖｐｂｉ，Ｖｐｃｉに変換
される。

【００６７】この変換手段２４ａによる変換は、実質的
に、第５の演算手段２０ｅによる変換の逆変換である。
したがって、３相電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃの正相分と逆相
分は、その逆変換により復元されるので、実施の形態７
において正逆両相の２軸電圧成分Ｖｐｄ，Ｖｐｑ，Ｖｎ
ｄ，Ｖｎｑをそれぞれ加減算手段２３ａ，２３ｂ，２３
ｃ，２３ｄに供給して電圧指令値Ｖｐｄｉ，Ｖｐｑｉ，
Ｖｎｄｉ，Ｖｎｑｉを生成した後に３相電圧に変換して
その３相電圧の正相分と逆相分との和を計算する場合と
同様の電圧指令値Ｖａｉ，Ｖｂｉ，Ｖｃｉが得られる。

【００６８】したがって、この実施の形態３において
は、逆相分電圧Ｖｎｄ，Ｖｎｑのフィードフォワードが
省略され、正相分の制御系により正逆両相の電圧成分の
フィードフォワードが実現されている。なお、加減算手
段２３ｃ，２３ｄから変換手段２４ｂへは、逆相電流を
ゼロにするための電圧指令値Ｖｎｄｉ，Ｖｎｑｉが供給
される。逆相電流をゼロにするための制御方法は、上記
実施の形態と同様であるので、その説明を省略する。

【００６９】以上のように、実施の形態３によれば、電
力系統の電圧が不平衡であるときにも、電流の帰還制御
が実行されている線路における逆相電流が抑制されると
いう効果が得られる。さらに、電圧の正相成分および逆
相成分のための演算回路が簡素化され、演算による応答
遅延を低減することができるという効果が得られる。な
お、上記の各実施の形態において、代数演算を行う構成
要素においては、その代数式の変形が可能なように、そ
の変形に基づき他の構成要素に変形できる。

【００７０】実施の形態４．図１０および図１１は、実
施の形態４による同期回転座標変換装置の構成を示すブ
ロック図である。なお、三相／二相変換部については、
上述のものと同様であるので省略している。また、図１
０の装置は、二相交流信号Ｘα，Ｘβを正相の同期回転
座標系における信号Ｘｐｄ，Ｘｐｑに変換する同期回転
座標変換装置であり、図１１の装置は、二相交流信号Ｘ
α，Ｘβを逆相の同期回転座標系における信号Ｘｎｄ，
Ｘｎｑに変換する同期回転座標変換装置である。

【００７１】図１０において、４５ａは、電力系統の電
圧の位相θを供給され、二相交流信号Ｘα，Ｘβを、位
相θに同期した正相の同期回転座標系における信号Ｘｐ
ｄｏ，Ｘｐｑｏに変換するベクトル回転手段（同期回転
座標変換手段）である。５０１ｄは、ベクトル回転手段
４５ａにより座標変換された信号Ｘｐｄｏと、その信号
を電力系統の周期の４分の１の期間だけ遅延させた信号
とを合成し、合成した信号の値を２分の１にした値を出
力信号Ｘｐｄとして出力する遅延信号合成部（遅延合成
手段）である。遅延信号合成部５０１ｄにおいて、１１
は、信号Ｘｐｄｏを電力系統の周期Ｔの４分の１の期間
（＝Ｔ／４）だけ遅延させる遅延手段である。１２は、
遅延手段１１により遅延された信号と、ベクトル回転手
段４５ａからの信号Ｘｐｄｏとの和を計算する合成手段
である。１３は、合成手段１２より、ベクトル回転手段
４５ａからの信号Ｘｐｄｏとその信号を遅延させた信号
との和を供給され、その値の２分の１の値を出力信号Ｘ
ｐｄとして出力する係数手段である。

【００７２】５０１ｑは、ベクトル回転手段４５ａによ
り座標変換された信号Ｘｐｑｏの２分の１の値と、その
信号を電力系統の４分の１周期だけ遅延させ、値を２分
の１にした信号とを合成し、合成した信号を出力信号Ｘ
ｐｑとして出力する遅延信号合成部（遅延合成手段）で
ある。遅延信号合成部５０１ｑにおいて、１６は、ベク
トル回転手段４５ａからの信号Ｘｐｄｏの値の２分の１
の値を出力する係数手段である。１７は、信号Ｘｐｄｏ
を電力系統の周期Ｔの４分の１の期間（＝Ｔ／４）だけ
遅延させ、遅延させた信号の値を２分の１にして出力す
る遅延手段である。１８は、係数手段１６の出力値と遅
延手段１７の出力値との和を計算し、出力信号Ｘｐｑと
して出力する合成手段である。

【００７３】図１１において、４５ｂは、電力系統の電
圧の位相θを供給され、二相交流信号Ｘα，Ｘβを、位
相（−θ）に同期した逆相の同期回転座標系における信
号Ｘｎｄｏ，Ｘｎｑｏに変換するベクトル回転手段（逆
相同期回転座標変換手段）である。５０２ｄは、ベクト
ル回転手段４５ｂにより座標変換された信号Ｘｎｄｏの
値を２分の１にした後、その信号とその信号を電力系統
の周期の４分の１の期間だけ遅延させた信号とを合成
し、合成した信号の値を出力信号Ｘｎｄとして出力する
遅延信号合成部（遅延合成手段）である。遅延信号合成
部５０２ｄにおいて、１３は、ベクトル回転手段４５ａ
からの信号Ｘｎｄｏの値を２分の１にする係数手段であ
る。１１は、係数手段１３より値を２分の１にされた信
号を電力系統の周期Ｔの４分の１の期間（＝Ｔ／４）だ
け遅延させる遅延手段である。１２は、遅延手段１１に
より遅延された信号と、係数手段１３からの信号との和
を計算し、出力信号Ｘｎｄとして出力する合成手段であ
る。

【００７４】５０２ｑは、遅延信号合成部５０２ｄと同
様に係数手段１３、遅延手段１１および合成手段１２で
構成され、ベクトル回転手段４５ｂにより座標変換され
た信号Ｘｎｑｏの値を２分の１にした後、その信号とそ
の信号を電力系統の周期の４分の１の期間だけ遅延させ
た信号とを合成し、合成した信号の値を出力信号Ｘｎｑ
として出力する遅延信号合成部（遅延合成手段）であ
る。

【００７５】なお、遅延信号合成部５０１ｄ，５０１
ｑ，５０２ｄ，５０２ｑの構成は、遅延手段１１、合成
手段１２および係数手段１３を使用したもの、係数手段
１６、遅延手段１７および合成手段１８を使用したも
の、並びに、係数手段１３、遅延手段１１および合成手
段１２を使用したもののほか、任意に計算順序を変更で
き、図示構成に制限されるものではない。

【００７６】次に動作について説明する。図１２は、脈
動成分の低減について説明する図である。図１３は、図
３１の変換部に供給した指令値Ｘｐｄｒ，Ｘｐｑｒ，Ｘ
ｎｄｒ，Ｘｎｑｒと、図３１の変換部の出力である三相
交流信号を図３０の三相／二相変換部を通して後、図１
０および図１１の同期回転座標変換部により正相および
逆相の同期回転座標系における信号に変換した出力Ｘｐ
ｄ，Ｘｐｑ，Ｘｎｄ，Ｘｎｑとを示す図である。

【００７７】まず、三相交流信号が図示せぬ三相／二相
変換部により二相交流信号Ｘα，Ｘβに変換され、その
二相交流信号Ｘα，Ｘβがベクトル回転手段４５ａ，４
５ｂに供給される。そして、ベクトル回転手段４５ａに
より、その二相交流信号Ｘα，Ｘβが正相の同期回転座
標系における信号Ｘｐｄｏ，Ｘｐｑｏに変換されるとと
もに、ベクトル回転手段４５ｂにより、その二相交流信
号Ｘα，Ｘβが逆相の同期回転座標系における信号Ｘｎ
ｄｏ，Ｘｎｑｏに変換される。

【００７８】遅延信号合成部５０１ｄは、その信号Ｘｐ
ｄｏと、その信号Ｘｐｄｏを電力系統の周期の４分の１
の期間だけ遅延させた信号とを合成し、合成した信号の
値を２分の１にした値を出力信号Ｘｐｄとして出力し、
遅延信号合成部５０１ｑは、その信号Ｘｐｑｏの２分の
１の値と、その信号Ｘｐｑｏを電力系統の４分の１周期
だけ遅延させ、かつ値を２分の１にした信号とを合成
し、合成した信号を出力信号Ｘｐｑとして出力する。

【００７９】一方、遅延信号合成部５０２ｄは、その信
号Ｘｎｄｏの値を２分の１にした後、その信号とその信
号を電力系統の周期の４分の１の期間だけ遅延させた信
号とを合成し、合成した信号の値を出力信号Ｘｎｄとし
て出力し、遅延信号合成部５０２ｑは、その信号Ｘｎｑ
ｏの値を２分の１にした後、その信号とその信号を電力
系統の周期の４分の１の期間だけ遅延させた信号とを合
成し、合成した信号の値を出力信号Ｘｎｑとして出力す
る。

【００８０】このとき、図１２（ａ）に示すように、ベ
クトル回転手段４５ａ，４５ｂの出力信号であるＸｐｄ
ｏ，Ｘｐｑｏ，Ｘｎｄｏ，Ｘｎｑｏに含まれる脈動成分
ｓｉｎ（２θ）は、その脈動成分を電力系統の周期Ｔの
４分の１の期間（＝Ｔ／４）だけ遅延させたものを加算
することにより抑制される。同様に、図１２（ｂ）に示
すように、ベクトル回転手段４５ａ，４５ｂの出力信号
であるＸｐｄｏ，Ｘｐｑｏ，Ｘｎｄｏ，Ｘｎｑｏに含ま
れる脈動成分ｃｏｓ（２θ）も、その脈動成分を電力系
統の周期Ｔの４分の１の期間（＝Ｔ／４）だけ遅延させ
たものを加算することにより抑制される。

【００８１】このようにして、三相交流信号が正相およ
び逆相の同期回転座標系における信号に変換される。こ
こで、図３１の変換部２０４により、所定の正相の同期
回転座標系における信号に対する指令値Ｘｐｄｒ，Ｘｐ
ｑｒおよび所定の逆相の同期回転座標系における信号に
対する指令値Ｘｎｄｒ，Ｘｎｑｒを所定の変換行列Ｃｒ
に従って三相交流信号に変換し、その三相交流信号を図
３０に示す三相／二相変換部および上述の同期回転座標
変換装置により正相および逆相の同期回転座標系におけ
る信号Ｘｐｄ，Ｘｐｑ，Ｘｎｄ，Ｘｎｑに変換した場合
について、指令値Ｘｐｄｒ，Ｘｐｑｒ，Ｘｎｄｒ，Ｘｎ
ｑｒと、変換後の出力信号Ｘｐｄ，Ｘｐｑ，Ｘｎｄ，Ｘ
ｎｑを図１３に示す。

【００８２】このときの指令値Ｘｐｒ，Ｘｎｒと、変換
後の信号Ｘｐ，Ｘｎとの関係は、式（３）に示すように
なる。

【数３】

【００８３】なお、図１３においては、正相のｄ軸に対
する指令値Ｘｐｄｒは、１５０ミリ秒まで値１０に設定
され、その後、値９に設定されている。また、正相のｑ
軸に対する指令値Ｘｐｑｒは、１３０ミリ秒まで値１に
設定され、その後１８０ミリ秒まで値−１に設定され、
その後、値１に設定されている。また、逆相のｄ軸に対
する指令値Ｘｎｄｒは、１１０ミリ秒まで値１に設定さ
れ、その後１６０ミリ秒まで値−１に設定され、その
後、値１に設定されている。逆相のｑ軸に対する指令値
Ｘｎｑｒは、１４０ミリ秒まで値−１に設定され、その
後１９０ミリ秒まで値１に設定され、その後、値−１に
設定してある。

【００８４】図１３に示すように、指令値Ｘｐｄｒ，Ｘ
ｐｑｒ，Ｘｎｄｒ，Ｘｎｑｒのいずれかの値が変化する
と、その指令値とは反対の相回転関係の同期回転座標系
における出力信号が指令値と誤差を生じるが、この誤差
を生じる時間は電力系統の周期の４分の１の期間だけで
ある。それ以降において誤差が生じない。

【００８５】以上のように、この実施の形態４によれ
ば、同期回転座標系への座標変換後の信号を所定の時間
だけ遅延させ、変換後の信号と、遅延後の信号とを合成
させることにより座標変換後の脈動成分を低減するよう
にしたので、電力系統の正確な制御が可能になるという
効果が得られる。

【００８６】例えば、従来の装置による変換後の出力信
号Ｘｐｄｏ，Ｘｐｑｏ，Ｘｎｄｏ，Ｘｎｑｏ（図３２）
と比較した場合、実施の形態４の装置による変換後の出
力信号Ｘｐｄ，Ｘｐｑ，Ｘｎｄ，Ｘｎｑにおいては脈動
が十分小さく、かつ、発生期間が限定されている。

【００８７】実施の形態５．図１４は、実施の形態５に
よる同期回転座標変換装置の構成を示すブロック図であ
る。なお、三相／二相変換部については、上述のものと
同様であるので省略している。また、図１４（ａ）の装
置は、ｍ相交流信号Ｘ１〜Ｘｍを正相の同期回転座標系
における信号Ｘｐｄ，Ｘｐｑに変換する同期回転座標変
換装置であり、図１４（ｂ）の装置は、ｍ相交流信号Ｘ
１〜Ｘｍを逆相の同期回転座標系における信号Ｘｎｄ，
Ｘｎｑに変換する同期回転座標変換装置である。

【００８８】図１４（ａ）において、５０３は、ｍ相交
流信号Ｘ１〜Ｘｍを正相の同期回転座標系における信号
Ｘｐｄｏ，Ｘｐｑｏに変換する座標変換部（同期回転座
標変換手段）である。５０４ｄは、信号Ｘｐｄｏを供給
され、次式に示すその信号ＸｐｄｏをＴｉだけ遅延させ
係数Ｋｉを乗じたｎ個の信号の和をＸｐｄとして出力す
る遅延信号合成部（遅延合成手段）である。

【数４】 ５０４ｑも５０４ｄと同様の遅延信号合成部（遅延合成
手段）である。なお、遅延信号合成部５０４ｄ，５０４
ｑは、遅延要素と係数手段と合成信号数が任意なｎ個に
なるが、その構成要素は前述の遅延信号合成部５０１
ｄ，５０１ｑ，５０２ｄのいずれかと同様に構成され
る。

【００８９】図１４（ｂ）において、５０５は、ｍ相交
流信号Ｘ１〜Ｘｍを逆相の同期回転座標系における信号
Ｘｎｄｏ，Ｘｎｑｏに変換する座標変換部（同期回転座
標変換手段）である。５０６ｄは、信号Ｘｎｄｏを供給
され、次式に示すその信号ＸｎｄｏをＴｋだけ遅延させ
て係数Ｋｋを乗じたｍ個の信号の和をＸｎｄとして出力
する遅延信号合成部（遅延合成手段）である。

【数５】 ５０６ｑは、信号Ｘｎｑｏを供給され、遅延信号合成部
５０６ｄと同様にしてＸｎｑとして出力する遅延信号合
成部（遅延合成手段）である。なお、遅延信号合成部５
０６ｄ，５０６ｑも、遅延要素と係数手段と合成信号数
が任意なｎ個になるが、その構成要素は前述の遅延信号
合成部５０１ｄ，５０１ｑ，５０２ｄのいずれかと同様
に構成される。

【００９０】次に動作について説明する。まず、ｍ相交
流信号が座標変換部５０３，５０５に供給される。そし
て、座標変換部５０３により、そのｍ相交流信号Ｘ１〜
Ｘｍが正相の同期回転座標系における信号Ｘｐｄｏ，Ｘ
ｐｑｏに変換されるとともに、座標変換部５０５によ
り、そのｍ相交流信号Ｘ１〜Ｘｍが逆相の同期回転座標
系における信号Ｘｎｄｏ，Ｘｎｑｏに変換される。

【００９１】遅延信号合成部５０４ｄは、その信号Ｘｐ
ｄｏを供給され、一例としてその信号Ｘｐｄｏと、その
信号Ｘｐｄｏを電力系統の周期の４分の１の期間だけ遅
延させた信号との和の値を２分の１にした値を信号Ｘｐ
ｄとして出力する。遅延信号合成部５０４ｑは、その信
号Ｘｐｑｏを供給され、その信号Ｘｐｑｏと、その信号
Ｘｐｑｏを電力系統の周期の４分の１の期間だけ遅延さ
せた信号との和の値を２分の１にした値を信号Ｘｐｑと
して出力する

【００９２】一方、遅延信号合成部５０６ｄは、その信
号Ｘｎｄｏを供給され、一例としてその信号Ｘｎｄｏ
と、その信号Ｘｎｄｏを電力系統の周期の４分の１の期
間だけ遅延させた信号との和の値を２分の１にした値を
信号Ｘｎｄとして出力する。遅延信号合成部５０６ｑ
は、その信号Ｘｎｑｏを供給され、その信号Ｘｎｑｏ
と、その信号Ｘｎｑｏを電力系統の周期の４分の１の期
間だけ遅延させた信号との和の値を２分の１にした値を
信号Ｘｎｑとして出力する。

【００９３】このようにして、ｍ相交流信号が正相およ
び逆相の同期回転座標系における信号に変換される。

【００９４】以上のように、この実施の形態５によれ
ば、ｍ相交流信号を同期回転座標系における信号に変換
し、変換後の信号を所定の時間だけ遅延させ、変換後の
信号と、遅延後の信号とを合成させることにより座標変
換後の脈動成分を低減するようにしたので、三相の電力
系統だけではなく、任意のｍ相の電力系統の正確な制御
が可能になるという効果が得られる。

【００９５】なお、上記実施の形態４，５においては、
電力系統の周期の４分の１の期間だけ遅延させた信号を
元の信号に加算することにより、電力系統の周波数の２
倍の周波数を有する脈動成分を抑制するようにしている
が、任意の整数Ｉについて、電力系統の周期の（２×
Ｉ）分の１の期間だけ遅延させた信号を元の信号に加算
するようにして、電力系統の周波数のＩ倍の周波数を有
する脈動を抑制することができる。また、任意な整数Ｉ
について、電力系統の周期の（２×Ｉ）分の１の期間だ
け遅延させたすべての信号を元の信号に加算する操作を
異なるＩについて繰り返したり、適宜異なる遅延時間Ｔ
ｉの信号に異なる係数Ｋｉを乗じたものの和を取ること
により、異なる周波数を有する複数の脈動をすべて抑制
することができる。この場合、遅延された信号に対する
ゲインをＫｉとしたとき、式（４）を満足するように、
各遅延された信号にゲインＫｉを乗じた信号を元の信号
に加算するようにする。この原理を順次応用して複数の
脈動成分を消去することができる。

【数６】 ただし、Ｖωは、所定の角周波数ωの正弦波とする。

【００９６】実施の形態６．図１５は、この発明の実施
の形態６による電力変換装置の構成を示すブロック図で
ある。図において、１Ａはこの電力変換装置が接続され
た三相の交流電力系統（第１の電力系統）であり、１０
１は変圧器の１次巻線であり、１０２は変圧器の２次巻
線であり、１０３は、スイッチング素子などを利用して
交流直流間で電力変換を実行する変換器（電力変換部）
である。２８は交流電力系統１Ａを変圧器の１次巻線１
０１に接続する連系線路の電圧値を検出する電圧値検出
手段であり、２９はその連系線路を流れる電流の値を検
出する電流値検出手段である。

【００９７】１１３は、電圧値検出手段２８により検出
された三相電圧信号を、二相の電圧信号Ｖα，Ｖβに変
換する三相／二相変換部であり、１１４は、三相／二相
変換部１１３により変換された二相電圧信号Ｖα，Ｖβ
を同期回転座標系における信号Ｖｄ，Ｖｑに変換する同
期回転座標変換部である。

【００９８】１１５は、電流値検出手段２９により検出
された三相電流信号を、二相の電流信号Ｉα，Ｉβに変
換する三相／二相変換部であり、１１６は、三相／二相
変換部１１５により変換された二相電流信号Ｉα，Ｉβ
を正相の回転方向を持つ同期回転座標系における信号Ｉ
ｄ，Ｉｑに変換する同期回転座標変換部（同期回転座標
変換手段）（逆相分の影響を受けたままで正相分と見な
す、従来式の同期回転座標変換部）である。

【００９９】１１７は、上記実施の形態４による同期回
転座標変換装置を適用して、三相／二相変換部１１５に
より変換された二相電流信号Ｉα，Ｉβを逆相の同期回
転座標系における信号Ｉｎｄ，Ｉｎｑに変換する同期回
転座標変換部（逆相同期回転座標変換手段）である。

【０１００】１１８は、電力系統（第２の電力系統）１
Ｂの直流電圧Ｖｄｃと、それに対する指令値Ｖｄｃｒを
供給され、同期回転座標系における電流信号Ｉｄ，Ｉｑ
に対する指令値Ｉｄｒ，Ｉｑｒを生成する指令値生成手
段である。この他、必要に応じて、Ｉｄｒ，Ｉｑｒを図
示しない要素から指令する。１１９は、逆相の同期回転
座標系における信号Ｉｎｄに対する指令値Ｉｎｄｒとし
て値０を出力する指令値生成手段であり、１２０は、逆
相の同期回転座標系における信号Ｉｎｑに対する指令値
Ｉｎｑｒとして値０を出力する指令値生成手段である。
この他、必要に応じて、Ｉｎｄｒ，Ｉｎｑｒの指令値が
０以外でも与えられる。

【０１０１】１２１は、指令値生成手段１１８他により
生成された指令値Ｉｄｒと同期回転座標変換部１１６に
より変換された信号Ｉｄとを比較し、その比較結果に応
じた値を出力する電流成分制御手段（制御信号演算手
段）である。１２２は、同期回転座標変換部１１６によ
り変換された信号Ｉｄに正相リアクタンスに対応する値
Ｘｐを乗じ、さらに−１を乗じた値を出力する係数手段
である。なお、−１の係数に代えて、後述の加減算手段
１３０で符号反転してもよいのはいうまでもない。次下
同様である。

【０１０２】１２３は、指令値生成手段１１８他により
生成された指令値Ｉｑｒと同期回転座標変換部１１６に
より変換された信号Ｉｑとを比較し、その比較結果に応
じた値を出力する電流成分制御手段（制御信号演算手
段）である。１２４は、同期回転座標変換部１１６によ
り変換された信号Ｉｑに正相リアクタンスに対応する値
Ｘｐを乗じた値を出力する係数手段である。

【０１０３】１２５は、指令値生成手段１１９他により
生成された指令値Ｉｎｄｒ（例えば＝０）と同期回転座
標変換部１１７により変換された信号Ｉｎｄとを比較
し、その比較結果に応じた値を出力する電流成分制御手
段（制御信号演算手段）である。Ｉｎｄｒ＝０の場合、
比較は不要で、Ｉｎｄが負帰還される訳である。１２６
は、同期回転座標変換部１１７により変換された信号Ｉ
ｎｄに逆相リアクタンスに対応する値Ｘｎを乗じ、さら
に−１を乗じた値を出力する係数手段である。もちろ
ん、−１の係数を乗じずに、後述の加減算手段１３２で
符号を変えてもよい。

【０１０４】１２７は、指令値生成手段１２０他により
生成された指令値Ｉｎｑｒ（例えば＝０）と同期回転座
標変換部１１７により変換された信号Ｉｎｑとを比較
し、その比較結果に応じた値を出力する電流成分制御手
段（制御信号演算手段）である。１２８は、同期回転座
標変換部１１７により変換された信号Ｉｎｑに逆相リア
クタンスに対応する値Ｘｎを乗じた値を出力する係数手
段である。

【０１０５】１２９は、同期回転座標変換部１１４によ
り変換された信号Ｖｄと、電流成分制御手段１２１の出
力値と、係数手段１２４の出力値との和を計算し、その
計算結果を同期回転座標系のｄ軸における電圧指令値Ｖ
ｃｄｒとして出力する加減算手段である。１３０は、同
期回転座標変換部１１４により変換された信号Ｖｑと、
電流成分制御手段１２３の出力値と、係数手段１２２の
出力値との和を計算し、その計算結果を同期回転座標系
のｑ軸における電圧指令値Ｖｃｑｒとして出力する加減
算手段である。

【０１０６】１３１は、電流成分制御手段１２５の出力
値と、係数手段１２８の出力値との和を計算し、その計
算結果を逆相の同期回転座標系のｄ軸における電圧指令
値Ｖｃｎｄｒとして出力する加減算手段である。１３２
は、電流成分制御手段１２７の出力値と、係数手段１２
６の出力値との和を計算し、その計算結果を逆相の同期
回転座標系のｑ軸における電圧指令値Ｖｃｎｑｒとして
出力する加減算手段である。

【０１０７】１３３は、加減算手段１２９，１３０から
の電圧指令値Ｖｃｄｒ，Ｖｃｑｒを交流電力系統１Ａの
位相θだけ回転させた後、回転後の２軸成分を三相成分
Ｖｃｐに変換する三相変換部（変換手段）である。１３
４は、加減算手段１３１，１３２からの電圧指令値Ｖｃ
ｎｄｒ，Ｖｃｎｑｒを交流電力系統１Ａの位相θだけ三
相変換部１３３とは逆方向に回転させた後、その回転後
の２軸成分を三相成分Ｖｃｎに変換する三相変換部（変
換手段）である。１３５は、三相変換部１３３により変
換された三相成分Ｖｃｐと、三相変換部１３４により変
換された逆相に対する三相成分Ｖｃｎとをそれぞれ相ご
とに加算して、算出した値Ｖｃｒｅｆを制御信号として
変換器１０３に出力する合成手段である。

【０１０８】次に動作について説明する。まず、電圧値
検出手段２８が、交流電力系統１Ａを変圧器の１次巻線
１０１に接続する連系線路の電圧値を検出し、その電圧
値を示す三相電圧信号を三相／二相変換部１１３に出力
し、電流値検出手段２９が、その連系線路を流れる電流
の値を検出し、その電流値を示す三相電流信号を三相／
二相変換部１１５に出力する。

【０１０９】三相／二相変換部１１３は、電圧値検出手
段２８により検出された三相電圧信号を二相の電圧信号
Ｖα，Ｖβに変換し、同期回転座標変換部１１４は、そ
の二相電圧信号Ｖα，Ｖβを同期回転座標系における信
号Ｖｄ，Ｖｑに変換した後、信号Ｖｄを加減算手段１２
９に出力し、信号Ｖｑを加減算手段１３０に出力する。

【０１１０】一方、三相／二相変換部１１５は、電流値
検出手段２９により検出された三相電流信号を二相の電
流信号Ｉα，Ｉβに変換し、同期回転座標変換部１１６
は、その二相電流信号Ｉα，Ｉβを同期回転座標系にお
ける信号Ｉｄ，Ｉｑに変換した後、信号Ｉｄを電流成分
制御手段１２１および係数手段１２２に出力し、信号Ｉ
ｑを電流成分制御手段１２３および係数手段１２４に出
力する。また、同期回転座標変換部１１７は、二相電流
信号Ｉα，Ｉβを逆相の同期回転座標系における信号Ｉ
ｎｄ，Ｉｎｑに変換した後、信号Ｉｎｄを電流成分制御
手段１２５および係数手段１２６に出力し、信号Ｉｎｑ
を電流成分制御手段１２７および係数手段１２８に出力
する。

【０１１１】さらに、指令値生成手段１１８は、電力系
統１Ｂ又は、変換器１０３内の直流電圧Ｖｄｃと、それ
に対する指令値Ｖｄｃｒを供給され、同期回転座標系に
おける電流信号Ｉｄ，Ｉｑに対する指令値Ｉｄｒ，Ｉｑ
ｒを生成した後、指令値Ｉｄｒを電流成分制御手段１２
１に出力し、指令値Ｉｑｒを電流成分制御手段１２３に
出力する。必要に応じて、Ｉｄｒ，Ｉｑｒに他からの電
流指令を加え得る。指令値生成手段１１９は、逆相の同
期回転座標系における信号Ｉｎｄに対する指令値Ｉｎｄ
ｒとして値０を電流成分制御手段１２５に出力し、指令
値生成手段１２０は、逆相の同期回転座標系における信
号Ｉｎｑに対する指令値Ｉｎｑｒとして値０を電流成分
制御手段１２７に出力する。必要に応じて、Ｉｎｄｒ，
Ｉｎｑｒに他から逆相電流指令を加え得る。

【０１１２】そして、電流成分制御手段１２１は、指令
値Ｉｄｒと信号Ｉｄとを比較し、その比較結果に応じた
値を加減算手段１２９に出力し、係数手段１２４は、信
号Ｉｑに正相リアクタンスに対応する値Ｘｐを乗じた値
を加減算手段１２９に出力し、加減算手段１２９は、信
号Ｖｄと、電流成分制御手段１２１の出力値と、係数手
段１２４の出力値との和を計算し、その計算結果を同期
回転座標系のｄ軸における電圧指令値Ｖｃｄｒとして三
相変換部１３３に出力する。

【０１１３】また、係数手段１２２は、信号Ｉｄに正相
リアクタンスに対応する値Ｘｐを乗じ、さらに−１を乗
じた値を加減算手段１３０に出力し、電流成分制御手段
１２３は、指令値Ｉｑｒと信号Ｉｑとを比較し、その比
較結果に応じた値を加減算手段１３０に出力し、加減算
手段１３０は、信号Ｖｑと、電流成分制御手段１２３の
出力値と、係数手段１２２の出力値との和を計算し、そ
の計算結果を同期回転座標系のｑ軸における電圧指令値
Ｖｃｑｒとして三相変換部１３３に出力する。

【０１１４】同様に、電流成分制御手段１２５は、指令
値Ｉｎｄｒと信号Ｉｎｄとを比較し、その比較結果に応
じた値を加減算手段１３１に出力し、係数手段１２８
は、信号Ｉｎｑに逆相リアクタンスに対応する値Ｘｎを
乗じた値を加減算手段１３１に出力し、加減算手段１３
１は、電流成分制御手段１２５の出力値と、係数手段１
２８の出力値との和を計算し、その計算結果を逆相の同
期回転座標系のｄ軸における電圧指令値Ｖｃｎｄｒとし
て三相変換部１３４に出力する。

【０１１５】また、係数手段１２６は、信号Ｉｎｄに逆
相リアクタンスに対応する値Ｘｎを乗じ、さらに−１を
乗じた値を加減算手段１３２に出力し、電流成分制御手
段１２７は、指令値Ｉｎｑｒと信号Ｉｎｑとを比較し、
その比較結果に応じた値を加減算手段１３２に出力し、
加減算手段１３２は、電流成分制御手段１２７の出力値
と、係数手段１２６の出力値との和を計算し、その計算
結果を逆相の同期回転座標系のｑ軸における電圧指令値
Ｖｃｎｑｒとして三相変換部１３４に出力する。

【０１１６】そして、三相変換部１３３は、電圧指令値
Ｖｃｄｒ，Ｖｃｑｒを交流電力系統１Ａの位相θだけ回
転させた後、回転後の２軸成分を三相成分Ｖｃｐに変換
し、三相変換部１３４は、電圧指令値Ｖｃｎｄｒ，Ｖｃ
ｎｑｒを交流電力系統１Ａの位相θだけ三相変換部１３
３とは逆方向に回転させた後、その回転後の２軸成分を
三相成分Ｖｃｎに変換する。合成手段１３５は、三相変
換部１３３により変換された三相成分Ｖｃｐと、三相変
換部１３４により変換された逆相に対する三相成分Ｖｃ
ｎとをそれぞれ相ごとに加算して、算出した値Ｖｃｒｅ
ｆを制御信号として変換器１０３に出力する。変換器１
０３は、その制御信号に基づいて動作する。

【０１１７】このようにして、交流電力系統１Ａの電圧
値および電流値が検出され、同期回転座標系において所
定の指令値Ｉｄｒ，Ｉｑｒ，Ｉｎｄｒ，Ｉｎｑｒと比較
され、その比較結果に基づいて変換器１０３が制御され
る。

【０１１８】なお、正相の同期回転座標系における制御
は、正相および逆相が混在する同期回転座標系における
信号Ｖｄ，Ｖｑ，Ｉｄ，Ｉｑに基づいて実行されてい
る。そのうちの信号Ｖｄ，Ｖｑについては、三相変換部
１３３により、三相／二相変換部１１３および同期回転
座標変換部１１４の変換の逆変換が実行されるので、信
号Ｖｄ，Ｖｑに対応する三相成分として電圧値検出手段
２８により検出された三相電圧信号がＶｃｒｅｆにおい
て再現されている。

【０１１９】また、信号Ｉｄ，Ｉｑには、前述従来の脈
動成分が含まれるが電流成分制御手段１２１および電流
成分制御手段１２３のゲインを増加させることにより、
本来の信号成分に対する脈動成分の大きさを小さくする
ことができる。この脈動成分を小さくすることにより、
電流値が正確に制御され、逆相成分の電流が抑制され
る。

【０１２０】さらに、信号Ｉｎｄ，Ｉｎｑに対する制御
系、例えば電流成分制御手段１２５，１２７に積分制御
を含めることにより、指令値Ｉｎｄｒ，ＩｎｑｒとＩｎ
ｄ，Ｉｎｑとの定常誤差を低減することができ、より正
確に逆相成分の電流値Ｉｎｄ，Ｉｎｑが制御される。

【０１２１】以上のように、この実施の形態６によれ
ば、同期回転座標系への座標変換後の信号を所定の時間
だけ遅延させ、変換後の信号と、遅延後の信号とを合成
させることにより座標変換後の脈動成分を低減するよう
にしたので、逆相成分の電流値に含まれる脈動成分が低
減され、電力系統を正確に制御することができるという
効果が得られる。

【０１２２】また、正相の同期回転座標系における制御
を、正相と逆相を分離する処理をせずに、正相および逆
相が混在する同期回転座標系における信号に基づいて実
行するようにしたので、制御における応答速度を向上す
ることができるという効果が得られる。この時、正相側
の高応答速度の制御を優先させることができ、逆相分の
制御系は応答が遅いが高精度に制御される。特に、逆相
分の指令値Ｉｎｄｒ，Ｉｎｑｒを「０」にしておけば、
正相側制御と逆相側制御の干渉が軽減される。なお、本
発明は、上記実施の形態に限定されるものではなく、他
の装置にも適用可能である。

【０１２３】実施の形態７．図１６は、この発明の実施
の形態７による電力変換装置を示す構成図である。図１
６において、１はこの電力変換装置が接続された３相の
交流電力系統（第１の電力系統）であり、２は１次巻線
と２次巻線により構成される変圧器であり、５はＧＴＯ
などのスイッチング素子を利用して交流直流間で電力変
換を実行する電力変換部であり、６は直流キャパシタで
あり、２８は交流電力系統１を変圧器２に接続する連系
線路の電圧値を検出する電圧値検出手段であり、２９は
連系線路を流れる電流の値を検出する電流値検出手段で
あり、２００は電圧値検出手段２８および電流値検出手
段２９による検出値に基づいて電力変換部５を制御する
制御部（電流成分制御部）である。

【０１２４】２６は電力変換部５に流入する直流電流の
値Ｉｄｃを検出する直流電流値検出手段であり、２７は
電力変換部５に接続される直流電力系統の直流電圧値Ｖ
ｄｃを検出する直流電圧値検出手段である。制御部２０
０において、２０ａは電圧値検出手段２８により検出さ
れた電圧値から、直交する２軸（α，β）にそれぞれ対
応する正相成分Ｖｐα，Ｖｐβと逆相成分Ｖｎα，Ｖｎ
βを演算し、それらの値を同期回転座標系（ｄ，ｑ）に
座標変換し、同期回転座標系における正相成分のｄ軸成
分Ｖｐｄとｑ軸成分Ｖｐｑ、および同期回転座標系にお
ける逆相成分のｄ軸成分Ｖｎｄとｑ軸成分Ｖｎｑを出力
する演算手段（２軸電圧ベクトル演算手段）である。

【０１２５】２０ｂは電流値検出手段２９により検出さ
れた電流値から、所定の２軸（α，β）にそれぞれ対応
する正相成分Ｉｐα，Ｉｐβと逆相成分Ｉｎα，Ｉｎβ
を演算し、それらの値を同期回転座標系（ｄ，ｑ）に座
標変換し、同期回転座標系における正相成分のｄ軸成分
Ｉｐｄとｑ軸成分Ｉｐｑ、および同期回転座標系におけ
る逆相成分のｄ軸成分Ｉｎｄとｑ軸成分Ｉｎｑを出力す
る演算手段（算出手段、分離手段）である。なお、本実
施の形態では、３相を２相（α，β軸）に座標変換した
後に同期回転座標系に座標変換しているが、３相から同
期回転座標系へ直接座標変換するようにしてもよい。

【０１２６】３０は、演算手段２０ａにより演算された
正相成分Ｖｐα，Ｖｐβと、演算手段２０ｂにより演算
された正相成分Ｉｐα，Ｉｐβと、電力変換部５に接続
された直流電力系統の直流電圧Ｖｄｃと、電力変換部５
に流入する直流電流Ｉｄｃとに基づいて、同期回転座標
系における正相成分のｄ軸成分とｑ軸成分Ｉｐｄ，Ｉｐ
ｑおよび逆相成分のｄ軸成分とｑ軸成分Ｉｎｄ，Ｉｎｑ
に対応する指令値Ｉｐｄｒ，Ｉｐｑｒ，Ｉｎｄｒ，Ｉｎ
ｑｒを生成する指令値生成手段である。

【０１２７】２１ａ〜２１ｄは、演算手段２０ｂにより
出力された電流成分Ｉｐｄ，Ｉｐｑ，Ｉｎｄ，Ｉｎｑ
と、指令値生成手段３０により出力された電流指令値Ｉ
ｐｄｒ，Ｉｐｑｒ，Ｉｎｄｒ，Ｉｎｑｒとをそれぞれ比
較し、その比較結果を加減算手段２３ａ，２３ｂ，２３
ｃ，２３ｄにそれぞれ出力する電流成分制御手段（制御
信号演算手段）である。

【０１２８】２２ａは、演算手段２０ｂにより出力され
た正相成分のｄ軸成分Ｉｐｄに正相リアクタンスに対応
する値Ｘｐを乗ずる係数手段であり、２２ｂは、演算手
段２０ｂにより出力された正相成分のｑ軸成分Ｉｐｑに
正相リアクタンスに対応する値Ｘｐを乗ずる係数手段で
ある。

【０１２９】２２ｃは、演算手段２０ｂにより出力され
た逆相成分のｄ軸成分Ｉｎｄに逆相リアクタンスに対応
する値Ｘｎを乗ずる係数手段であり、２２ｄは、演算手
段２０ｂにより出力された逆相成分のｑ軸成分Ｉｎｑに
逆相リアクタンスに対応する値Ｘｎを乗ずる係数手段で
ある。

【０１３０】２３ａは、演算手段２０ａより出力された
正相成分のｄ軸成分Ｖｐｄと、電流成分制御手段２１ａ
の出力値と、係数手段２２ｂの出力値との和を計算し、
制御信号の正相成分のｄ軸成分Ｖｐｄｉとして出力する
加減算手段である。２３ｂは、演算手段２０ａより出力
された正相成分のｑ軸成分Ｖｐｑと、電流成分制御手段
２１ｂの出力値との和から、係数手段２２ａの出力値を
減算した値を計算し、制御信号の正相成分のｑ軸成分Ｖ
ｐｑｉとして出力する加減算手段である。

【０１３１】２３ｃは、演算手段２０ａより出力された
逆相成分のｄ軸成分Ｖｎｄと、電流成分制御手段２１ｃ
の出力値との和から、係数手段２２ｄの出力値を減算し
た値を計算し、制御信号の逆相成分のｄ軸成分Ｖｎｄｉ
として出力する加減算手段である。２３ｄは、演算手段
２０ａより出力された逆相成分のｑ軸成分Ｖｎｑと、電
流成分制御手段２１ｄの出力値と、係数手段２２ｃの出
力値との和を計算し、制御信号の逆相成分のｑ軸成分Ｖ
ｎｑｉとして出力する加減算手段である。

【０１３２】２４ａは、加減算手段２３ａ，２３ｂから
の制御信号の正相成分Ｖｐｄｉ，Ｖｐｑｉを交流電力系
統１の位相θだけ回転させた後、回転後の２軸（α，β
軸）成分を３相成分Ｖｐａｉ，Ｖｐｂｉ，Ｖｐｃｉに変
換する変換手段である。なお、他の方法としては、図１
９に示すように３相成分Ｖｐａｉ，Ｖｐｂｉ，Ｖｐｃｉ
に直接変換するようにしてもよい。２４ｂは、加減算手
段２３ｃ，２３ｄからの制御信号の逆相成分Ｖｎｄｉ，
Ｖｎｑｉを交流電力系統１の位相θだけ正相成分とは逆
方向に回転させた後、その回転後の２軸（α，β軸）成
分を３相成分Ｖｎａｉ，Ｖｎｂｉ，Ｖｎｃｉに変換する
変換手段である。

【０１３３】２５ａ，２５ｂおよび２５ｃは、変換手段
２４ａにより変換された正相成分の３相成分Ｖｐａｉ，
Ｖｐｂｉ，Ｖｐｃｉと、変換手段２４ｂにより変換され
た逆相成分の３相成分Ｖｎａｉ，Ｖｎｂｉ，Ｖｎｃｉと
をそれぞれ加算して、算出された値Ｖａｉ，Ｖｂｉ，Ｖ
ｃｉを制御信号としてそれぞれ電力変換部５に出力する
加算手段である。なお、変換手段２４ａ，２４ｂと加算
手段２５ａ〜２５ｃは、加減算手段２３ａ〜２３ｄから
の信号から３相の制御信号Ｖａｉ，Ｖｂｉ，Ｖｃｉを生
成する回路２２０を構成するが、この回路２２０の構成
は、特に本実施の形態に示すように限定されるものでは
なく、同一の変換機能を有する他の回路構成としてもよ
い（例えば、図２７の演算手段１５を使用してもよ
い）。

【０１３４】４６は、演算手段２０ａにより演算された
電圧値の正相成分Ｖｐα，Ｖｐβを基準信号として、ベ
クトル（Ｖｐα，Ｖｐβ）の回転角を交流電力系統１の
電圧の位相θとして出力するＰＬＬ（Phase Locked Loo
p ）回路などの位相算出手段である。

【０１３５】図１７は、図１６の演算手段２０ａの詳細
な構成を示すブロック図である。なお、演算手段２０ｂ
も同様に構成され、電圧値に代えて電流値を入力すれば
よい。図において、４１は、電圧値検出手段２８により
検出された３相の電圧値Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃを、直交する
２軸（α，β）に対応する成分Ｖα，Ｖβに変換する３
相−２相変換手段である。

【０１３６】４２ａおよび４２ｄは、３相−２相変換手
段４１により変換されたα軸成分Ｖαおよびβ軸成分Ｖ
βの位相をそれぞれ９０度遅らせる位相シフタであり、
４２ｂおよび４２ｃは、α軸成分Ｖαおよびβ軸成分Ｖ
βの位相をそれぞれ９０度進める位相シフタである。

【０１３７】なお、例えば、位相シフタ４２ａ，４２ｄ
は、入力された値を４分の１周期だけ遅延させて出力
し、位相シフタ４２ｂ，４２ｃは、入力された値を４分
の１周期だけ遅延させた後、その値の符号を反転させた
値を出力することにより９０度位相を進める。また、位
相シフタとして交流電力系統１の各周波数ωを積分係数
とする積分要素（ω／ｓ、ｓはラプラス演算子）を利用
するようにしてもよい。

【０１３８】なお、図中の破線で示すように、位相シフ
タ４２ｄの出力の符号を反転させた値を位相シフタ４２
ｂの出力の代わりに加減算手段４３ａに入力して、位相
シフタ４２ｂを省略するようにしてもよい。同様に、位
相シフタ４２ａの出力の符号を反転させた値を位相シフ
タ４２ｃの出力の代わりに加減算手段４３ｄに入力し
て、位相シフタ４２ｃを省略するようにしてもよい。

【０１３９】４３ａは、３相−２相変換手段４１より変
換されたα軸成分Ｖαと、位相シフタ４２ｂにより位相
を９０度進めたβ軸成分Ｖβとの和を計算し出力する加
減算手段である。４３ｂは、３相−２相変換手段４１よ
り変換されたβ軸成分Ｖβと、位相シフタ４２ａにより
位相を９０度遅らせたα軸成分Ｖαとの和を計算し出力
する加減算手段である。

【０１４０】４３ｃは、α軸成分Ｖαと、位相シフタ４
２ｄにより位相を９０度遅らせたβ軸成分Ｖβとの和を
計算し出力する加減算手段である。４３ｄは、β軸成分
Ｖβと、位相シフタ４２ｃにより位相を９０度進めたα
軸成分Ｖαとの和を計算し出力する加減算手段である。

【０１４１】４４ａ，４４ｂ，４４ｃおよび４４ｄは、
加減算手段４３ａ，４３ｂ，４３ｃ，４３ｄの出力値を
それぞれ２分の１にし、それらの値を上述のＶｐα、Ｖ
ｐβ、Ｖｎα、およびＶｎβとしてそれぞれ出力する係
数手段である。

【０１４２】４５ａは、α−β軸座標における正相成分
のベクトル（Ｖｐα，Ｖｐβ）を、式（５）に従って位
相θだけ正相の回転方向と同一の方向に回転させ、正相
の同期回転座標における正相成分Ｖｐｄ，Ｖｐｑを生成
し出力するベクトル回転手段である。

【数７】

【０１４３】４５ｂは、α−β軸座標における逆相成分
のベクトル（Ｖｎα，Ｖｎβ）を、式（６）に従って位
相θだけ逆相の回転方向に回転させ、逆相の同期回転座
標における逆相成分Ｖｎｄ，Ｖｎｑを生成し出力するベ
クトル回転手段である。

【数８】 なお、位相シフタ４２ｃ，４２ｄ、加減算手段４３ｃ，
４３ｄ、係数手段４４ｃ，４４ｄおよびベクトル回転手
段４５ｂは、逆相座標変換手段として機能する。

【０１４４】図１８は、図１６の指令値生成手段３０の
詳細な構成を示すブロック図である。図において、３１
は所定の直流電圧指令値Ｖｄｃｒと、直流電圧値検出手
段２７により検出された直流電力系統の電圧値Ｖｄｃと
を比較し、正相成分のｄ軸成分の第１の電流指令値Ｉｐ
ｄｒ１を出力する指令値演算手段（直流電圧レギュレー
タ）である。３２は所定の直流電流指令値Ｉｄｃｒと、
直流電流値検出手段２６により検出された直流電流値Ｉ
ｄｃとを比較し、正相成分のｄ軸成分の第２の電流指令
値Ｉｐｄｒ２を出力する指令値演算手段（直流電流レギ
ュレータ）である。

【０１４５】３７は、演算手段２０ａにより演算された
正相成分の電圧値Ｖｐα，Ｖｐβと、演算手段２０ｂに
より演算された正相成分の電流値Ｉｐα，Ｉｐβとから
正相成分の無効電力Ｑｐ（＝Ｖｐα×Ｉｐβ−Ｖｐβ×
Ｉｐα）を算出する演算手段であり、３８は、演算手段
２０ａにより演算された正相成分の電圧値Ｖｐα，Ｖｐ
βから、正相成分の電圧値の絶対値｜Ｖｐ｜、すなわち
ベクトル（Ｖｐα，Ｖｐβ）の大きさを算出する絶対値
演算手段である。

【０１４６】３４は、外部より供給される正相電圧指令
値Ｖｐｒと、絶対値演算手段３８により算出された正相
成分の電圧値の絶対値｜Ｖｐ｜との差に基づいて正相成
分のｑ軸成分（正相成分の無効電流）の第１の電流指令
値Ｉｐｑｒ１を計算し出力する指令値演算手段であり、
３５は、外部より供給される正相無効電力指令値Ｑｐｒ
と、演算手段３７により算出された正相成分の無効電力
Ｑｐとの差に基づいて正相成分のｑ軸成分（正相成分の
無効電流）の第２の電流指令値Ｉｐｑｒ２を計算し出力
する指令値演算手段である。

【０１４７】３３は、外部より供給される選択信号Ｓ１
に応じて、上述の、ｄ軸成分の第１の電流指令値Ｉｐｄ
ｒ１と第２の電流指令値Ｉｐｄｒ２とから利用目的によ
り入力する信号Ｓ１により選択してｄ軸成分の電流指令
値Ｉｐｄｒとして出力するか、又は、信号Ｓ１に応じて
所定の割合で加重した第１の電流指令値Ｉｐｄｒ１と第
２の電流指令値Ｉｐｄｒ２の和を正相成分のｄ軸成分の
電流指令値Ｉｐｄｒとして出力する指令値出力手段であ
る。３６は、外部より供給される選択信号Ｓ２に応じ
て、上述の、ｑ軸成分の第１の電流指令値Ｉｐｑｒ１と
第２の電流指令値Ｉｐｑｒ２とから利用目的により入力
する信号Ｓ２により選択してｑ軸成分の電流指令値Ｉｐ
ｑｒとして出力するか、又は、信号Ｓ２に応じて所定の
割合で加重した第１の電流指令値Ｉｐｑｒ１と第２の電
流指令値Ｉｐｑｒ２との和を正相成分のｑ軸成分の電流
指令値Ｉｐｑｒとして出力する指令値出力手段である。

【０１４８】３９は逆相成分のｄ軸成分の電流指令値Ｉ
ｎｄｒとしてゼロを出力する指令値出力手段であり、４
０は逆相成分のｑ軸成分の電流指令値Ｉｎｑｒとしてゼ
ロを出力する指令値出力手段である。なお、指令値出力
手段３９，４０は、この電力変換装置の用途に応じて、
上述の手段３１〜３８と同様にして、演算手段２０ａ，
２０ｂにより計算された逆相成分Ｖｎα，Ｖｎβ，Ｉｎ
α，Ｉｎβから逆相成分の電流指令値を計算し出力する
ようにしてもよい。その他の、目的で外部よりそれらの
指令を与えてもよい。

【０１４９】図１９は、図１６の変換手段２４ａを示す
ブロック図である。図において、２４ａは、式（７）に
従って、ｄ軸成分とｑ軸成分に分離された正相成分の電
圧指令値Ｖｐｄｉ，Ｖｐｑｉを、３相の各相に対応する
正相成分の電圧指令値Ｖｐａｉ，Ｖｐｂｉ，Ｖｐｃｉに
変換する変換手段である。

【数９】

【０１５０】なお、変換手段２４ｂも同様に、式（８）
に従って、ｄ軸成分とｑ軸成分に分離された逆相成分の
電圧指令値Ｖｎｄｉ，Ｖｎｑｉを、３相の各相に対応す
る逆相成分の電圧指令値Ｖｎａｉ，Ｖｎｂｉ，Ｖｎｃｉ
に変換する。又、正相分の計算法の式（８）を用いて、
θの符号を反転して入力すれば、変換手段２４ａの変換
式（８）を用い得る。

【数１０】

【０１５１】図２０は、この電力変換装置の制御系と等
価なユニティフィードバック制御系を示すブロック図で
ある。電流成分制御手段２１ａ，２１ｂ，２１ｃ，２１
ｄは、演算手段２０ｂにより出力された電流成分Ｉｐ
ｄ，Ｉｐｑ，Ｉｎｄ，Ｉｎｑ（図中のＩ）と、指令値生
成手段３０により出力された電流指令値Ｉｐｄｒ，Ｉｐ
ｑｒ，Ｉｎｄｒ，Ｉｎｑｒ（図中のＩｒ）とをそれぞれ
比較し、その比較結果を出力する。

【０１５２】このとき、電流成分制御手段２１ａ，２１
ｂ，２１ｃ，２１ｄは、電流成分Ｉと電流指令値Ｉｒと
の差に所定の比例係数Ｋｐを乗じた値と、電流成分Ｉと
電流指令値Ｉｒとの差の積分値に式（９）で表される条
件式を満たす積分係数Ｋｉを乗じた値との和を出力す
る。 Ｋｉ≦（１／３０）×ＫＰ² ×Ｇ／Ｌ ・・・（９） ただし、Ｇは、交流電力系統１の電圧に対して電力変換
部５が発生する電圧と、同電力変換部５に入力される制
御信号Ｖｉの電圧との比で、電力変換部５および変圧器
の合成ゲインである。Ｌは、変圧器２の１次巻線３に発
生する電力変換部５の内部発生電圧から交流電力系統１
を見た変圧器を含む回路インダクタンスである。

【０１５３】なお、比例係数Ｋｐは、この電力変換装置
に要求される目標応答周波数ωｃに応じて設定される。
すなわち、積分係数Ｋｉをゼロとしたときの、図２０に
示す制御系の開ループゲインが１になるクロスオーバ周
波数を目標応答周波数ωｃとするので、式（１０）の関
係から、比例係数Ｋｐは、式（１１）に従って設定され
る。 ωｃ＝Ｋｐ×Ｇ／Ｌ ・・・（１０） Ｋｐ＝ωｃ×Ｌ／Ｇ ・・・（１１）

【０１５４】次に動作について説明する。制御部２００
の演算手段２０ａは電圧値検出手段２８により検出され
た電圧値から、直交する２軸（α軸，β軸）にそれぞれ
対応する正相成分Ｖｐα，Ｖｐβと逆相成分Ｖｎα，Ｖ
ｎβを演算し、それらの値を同期回転座標系（ｄ，ｑ）
に座標変換し、同期回転座標系における正相成分のｄ軸
成分Ｖｐｄとｑ軸成分Ｖｐｑ、および同期回転座標系に
おける逆相成分のｄ軸成分Ｖｎｄとｑ軸成分Ｖｎｑを出
力する。すなわち、演算手段２０ａは、まず、３相−２
相変換手段４１により、電圧値検出手段２８により検出
された３相の電圧値Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃを、直交する２軸
（α，β）に対応する成分Ｖα，Ｖβへ変換する。

【０１５５】次に、演算手段２０ａは、位相シフタ４２
ａ〜４２ｄ、加減算手段４３ａ〜４３ｄ、および係数手
段４４ａ〜４４ｄにより、各成分Ｖα，Ｖβをそれぞれ
正相成分Ｖｐα，Ｖｐβと逆相成分Ｖｎα，Ｖｎβに分
離する。

【０１５６】そして、演算手段２０ａは、ベクトル回転
手段４５ａ，４５ｂにより、α−β軸座標における正相
成分のベクトル（Ｖｐα，Ｖｐβ）を、式（５）に従っ
て位相θだけ正相の回転方向と同一の方向に回転させ、
同期回転座標における正相成分Ｖｐｄ，Ｖｐｑを生成し
出力する。これとともに、α−β軸座標における逆相成
分のベクトル（Ｖｎα，Ｖｎβ）を、式（６）に従って
位相θだけ逆相の回転方向と同一の方向に回転させ、同
期回転座標における逆相成分Ｖｎｄ，Ｖｎｑを生成し出
力する。

【０１５７】このようにして、演算手段２０ａは、同期
回転座標系における正相成分のｄ軸成分Ｖｐｄとｑ軸成
分Ｖｐｑ、および、同期回転座標系における逆相成分の
ｄ軸成分Ｖｎｄとｑ軸成分Ｖｎｑを出力する。

【０１５８】また、同様にして、演算手段２０ｂは、電
流値検出手段２９により検出された電流値から、所定の
２軸（α軸，β軸）にそれぞれ対応する正相成分Ｉｐ
α，Ｉｐβと逆相成分Ｉｎα，Ｉｎβを演算する。さら
に、それらの値を同期回転座標系（ｄ−ｑ軸座標）に座
標変換し、同期回転座標系における正相成分のｄ軸成分
Ｉｐｄとｑ軸成分Ｉｐｑ、および、同期回転座標系にお
ける逆相成分のｄ軸成分Ｉｎｄとｑ軸成分Ｉｎｑを出力
する。

【０１５９】次に、指令値生成手段３０は、例えば、上
述の検出された電圧値の正相成分Ｖｐα，Ｖｐβや、検
出された電流値の正相成分Ｉｐα，Ｉｐβや、電力変換
部５に接続される直流電力系統の直流電圧Ｖｄｃや、電
力変換部５に流入する直流電流Ｉｄｃなどに基づいて、
同期回転座標系における正相成分および逆相成分のｄ軸
成分とｑ軸成分Ｉｐｄ，Ｉｐｑ，Ｉｎｄ，Ｉｎｑに対応
する電流指令値Ｉｐｄｒ，Ｉｐｑｒ，Ｉｎｄｒ，Ｉｎｑ
ｒを生成する。

【０１６０】すなわち、指令値生成手段３０は、例え
ば、まず、指令値演算手段３１により、所定の直流電圧
指令値Ｖｄｃｒと、直流電圧値検出手段２７により検出
された直流電力系統の電圧値Ｖｄｃとを比較して正相成
分のｄ軸成分の第１の電流指令値Ｉｐｄｒ１を計算す
る。又、指令値演算手段３２により、所定の直流電流指
令値Ｉｄｃｒと、直流電流値検出手段２６により検出さ
れた電流値Ｉｄｃとを比較して第２の電流指令値Ｉｐｄ
ｒ２を計算する。さらに、外部より与えられる選択信号
Ｓ１に応じて、指令値出力手段３３により、正相成分の
第１のｄ軸電流指令値Ｉｐｄｒと第２のｄ軸電流指令値
Ｉｐｄｒ２とから選択又は加重平均するなどして、正相
成分のｄ軸成分の電流指令値Ｉｐｄｒとして出力する。

【０１６１】一方、指令値生成手段３０は、例えば、ま
ず、演算手段３７により、演算手段２０ａにより演算さ
れた正相成分の電圧値Ｖｐα，Ｖｐβと、演算手段２０
ｂにより演算された正相成分の電流値Ｉｐα，Ｉｐβと
から正相成分の無効電力Ｑｐを算出する。さらに、絶対
値演算手段３８により、正相成分の電圧値Ｖｐα，Ｖｐ
βから、正相成分の電圧値の絶対値｜Ｖｐ｜を算出す
る。

【０１６２】そして、指令値生成手段３０は、例えば、
指令値演算手段３４により、外部から供給される正相電
圧指令値Ｖｐｒと、絶対値演算手段３８により算出され
た正相成分の電圧値の絶対値｜Ｖｐ｜との差に基づいて
正相成分のｑ軸成分の第１の電流指令値Ｉｐｑｒ１を計
算する。さらに、指令値演算手段３５により、外部より
供給される正相無効電力指令値Ｑｐｒと、演算手段３７
により算出された正相成分の無効電力Ｑｐとの差に基づ
いて第２の電流指令値Ｉｐｑｒ２を計算する。更に、指
令値出力手段３６により、外部から供給される選択信号
Ｓ２に応じて、第１の電流指令値Ｉｐｑｒ１と第２の電
流指令値Ｉｐｑｒ２とから選択又は加重平均するなどし
て、正相成分のｑ軸成分の電流指令値Ｉｐｑｒとして出
力する。

【０１６３】また、指令値生成手段３０は、例えば、指
令値出力手段３９により、逆相成分のｄ軸成分の電流指
令値Ｉｎｄｒとしてゼロを出力するとともに、指令値出
力手段４０により、逆相成分のｑ軸成分の電流指令値Ｉ
ｎｑｒとしてゼロを出力する。

【０１６４】このようにして、指令値生成手段３０は、
各電流指令値Ｉｐｄｒ，Ｉｐｑｒ，Ｉｎｄｒ，Ｉｎｑｒ
を出力する。なお、正相成分のｄ軸成分の電流指令値Ｉ
ｐｄｒを操作することにより、直流電圧および直流電流
が制御される。また、正相成分のｑ軸成分の電流指令値
Ｉｐｑを操作することにより、電力変換部５の出力電圧
や出力無効電力が制御される。

【０１６５】そして、電流成分制御手段２１ａ〜２１ｄ
は、演算手段２０ｂにより出力された電流成分Ｉｐｄ，
Ｉｐｑ，Ｉｎｄ，Ｉｎｑと、指令値生成手段３０により
出力された電流指令値Ｉｐｄｒ，Ｉｐｑｒ，Ｉｎｄｒ，
Ｉｎｑｒとをそれぞれ比較し、その比較結果をそれぞれ
加減算手段２３ａ，２３ｂ，２３ｃ，２３ｄに出力す
る。

【０１６６】一方、係数手段２２ａ，２２ｂは、演算手
段２０ｂにより出力された電流の正相成分Ｉｐｄ，Ｉｐ
ｑに正相リアクタンス分に対応する値Ｘｐを乗じ、乗じ
た値を加減算手段２３ｂ，２３ａにそれぞれ出力する。
さらに、係数手段２２ｃ，２２ｄは、演算手段２０ｂに
より出力された電流の逆相成分Ｉｎｄ，Ｉｎｑに逆相リ
アクタンス分に対応する値Ｘｎを乗じ、加減算手段２３
ｄ，２３ｃにそれぞれ出力する。

【０１６７】そして、加減算手段２３ａは、演算手段２
０ａにより出力された電圧の正相成分のｄ軸成分Ｖｐｄ
と、電流成分制御手段２１ａの出力値と、係数手段２２
ｂの出力値との和を計算し、電圧制御信号の正相成分の
ｄ軸成分Ｖｐｄｉとして変換手段２４ａに出力する。さ
らに、加減算手段２３ｂは、演算手段２０ａにより出力
された電圧の正相成分のｑ軸成分Ｖｐｑと、電流成分制
御手段２１ｂの出力値との和から、係数手段２２ａの出
力値を減算した値を計算し、電圧制御信号の正相成分の
ｑ軸成分Ｖｐｑｉとして変換手段２４ａに出力する。

【０１６８】同様に、加減算手段２３ｃは、演算手段２
０ａにより出力された電圧の逆相成分のｄ軸成分Ｖｎｄ
と、電流成分制御手段２１ｃの出力値との和から、係数
手段２２ｄの出力値を減算した値を計算し、電圧指令の
逆相成分のｄ軸成分Ｖｎｄｉとして変換手段２４ｂに出
力する。さらに、加減算手段２３ｄは、演算手段２０ａ
により出力された電圧の逆相成分のｑ軸成分Ｖｎｑと、
電流成分制御手段２１ｄの出力値と、係数手段２２ｃの
出力値との和を計算し、電圧指令の逆相成分のｑ軸成分
Ｖｎｑｉとして変換手段２４ｂに出力する。

【０１６９】そして、変換手段２４ａは、式（７）など
に従って、加減算手段２３ａ，２３ｂからの電圧指令の
正相成分Ｖｐｄｉ，Ｖｐｑｉを３相電圧指令（正相分）
Ｖｐａｉ，Ｖｐｂｉ，Ｖｐｃｉに変換する。さらに、変
換手段２４ｂは、式（８）などに従って、加減算手段２
３ｃ，２３ｄからの電圧指令の逆相成分Ｖｎｄｉ，Ｖｎ
ｑｉを３相電圧指令（逆相分）Ｖｎａｉ，Ｖｎｂｉ，Ｖ
ｎｃｉに変換する。

【０１７０】次に、加算手段２５ａ，２５ｂ，２５ｃ
は、変換手段２４ａにより変換された正相成分の３相電
圧指令Ｖｐａｉ，Ｖｐｂｉ，Ｖｐｃｉと、変換手段２４
ｂにより変換された逆相成分の３相電圧指令Ｖｎａｉ，
Ｖｎｂｉ，Ｖｎｃｉとをそれぞれ加算して、算出された
値Ｖａｉ，Ｖｂｉ，Ｖｃｉを電圧指令信号Ｖｉとしてそ
れぞれ電力変換部５に出力する。

【０１７１】電力変換部５においては、例えば、ブリッ
ジ接続されたスイッチング素子が、供給された制御信号
に応答してスイッチングし、電力の変換が実行される。
この時、ＯＮ−ＯＦＦ時間比やスイッチング位相などが
制御される。この点、周知なスイッチング制御手段が使
用可能である。

【０１７２】このようにして、この電力変換装置におい
ては、電力変換部５が制御部２００により制御される。

【０１７３】次に、この電力変換装置の動作を電力系統
シミュレータによりシミュレーションした結果について
説明する。図２１は、電力系統シミュレータによるシミ
ュレーションを説明する図である。シミュレーションと
して、正相成分の無効電流指令値Ｉｐｑｒだけを供給
し、他の指令値をゼロとした状態において交流電力系統
１の１相に欠相が発生した場合（すなわち、１線が開放
した場合）における各箇所の電圧値または電流値の推移
を計算した。なお、シミュレーションに際しては、電力
変換部５の相数が十分多く、かつＰＷＭ変調のキャリア
周波数が十分高いものとした。

【０１７４】図２２は、シミュレーションにより計算さ
れた各箇所の電圧値および電流値の推移を示す図であ
る。図２２（ａ）は、変圧器２の交流電力系統１側の相
電圧Ｖｓの推移を示す図であり、図２２（ｂ）は、変圧
器２の電力変換部５側の対地線電圧Ｖｉの推移を示す図
であり、図２２（ｃ）は、交流電力系統１の線電流Ｉｓ
の推移を示す図である。図２２（ｄ）は、電力変換部５
の変圧器２側への線電流Ｉｉの推移を示す図であり、図
２２（ｅ）は、変圧器２の中性線電流Ｉｏの推移を示す
図であり、図２２（ｆ）は、電力変換部５の直流電力系
統側の電流Ｉｄｃの推移を示す図である。

【０１７５】欠相が発生した場合、欠相が発生した相の
線電圧が上昇する（図２２（ａ）参照）。このとき、欠
相が発生した相の送電流はゼロになる（図２２（ｃ）参
照）。

【０１７６】今の場合、変圧器２の１次巻線と２次巻線
がスター・デルタ結線されているので、変圧器２の電力
変換部５側の対地線電圧Ｖｉのうちの２相の電圧が上昇
する（図２２（ｂ）参照）。このとき、電力変換部５の
出力電流Ｉｉは、平衡３相電流のままである（図２２
（ｄ）参照）。すなわち、正相成分の電流のみが流れ、
逆相成分の電流が抑制されていることがわかる。ただ
し、交流電力系統１の１相が欠相しているので、変圧器
２の１次巻線３には、中性線電流Ｉｏが発生する（図２
２（ｅ）参照）。また、逆相成分の電流の発生が抑制さ
れているので、正相成分の電圧と電流の積である電力が
ほぼ一定に維持され、かつ正相成分の電流と逆相成分の
電圧の積である電力がほぼゼロに抑制される。したがっ
て、電力変換部５からの瞬時電力が欠相前後でほぼ一定
に保たれる。

【０１７７】このように、電力変換部５は、欠相時にも
ほとんど擾乱を受けることなく、交流電力系統１の不平
衡に対して良好な動作特性を有することがわかる。ま
た、従来の電力変換装置で不平衡電圧時に発生していた
直流電力系統における直流電流および直流電圧の倍周波
脈動が抑制されるとともに、電力変換部５の出力電圧お
よび出力電流に発生していた交流電力系統１における３
相交流の３倍の周波数の高調波が抑制されることがわか
る。

【０１７８】以上のように、この実施の形態７によれ
ば、交流電力系統１へ出力される線電流の４つの成分Ｉ
ｐｄ，Ｉｐｑ，Ｉｎｄ，Ｉｎｑに対して、それぞれフィ
ードバック制御を実施しているので、各種誤差要因の影
響を抑制し、交流電力系統１への線電流を正確に指令値
に設定することができる効果が得られる。

【０１７９】また、交流電力系統１の線電圧から導出し
た正相成分のｄ軸成分Ｖｐｄおよびｑ軸成分Ｖｐｑ、並
びに逆相成分のｄ軸成分Ｖｎｄおよびｑ軸成分Ｖｎｑに
基づいて、電力変換部５に供給する制御信号を生成して
いるので、交流電力系統１の電圧変動や不平衡に起因し
て電力変換部５の出力電流が不平衡になることを抑制す
ることができるという効果が得られる。

【０１８０】さらに、電流指令値ではなく、検出した３
相の線電流から導出した正相成分のｄ軸成分Ｉｐｄおよ
びｑ軸成分Ｉｐｑ、並びに逆相成分のｄ軸成分Ｉｎｄお
よびｑ軸成分Ｉｎｑに基づいて回路リアクタンス分の電
圧を計算しているので、電流の各成分による回路リアク
タンス分の電圧を正確に計算することができ、すなわ
ち、回路リアクタンス分の電圧をｄ軸成分およびｑ軸成
分に正確に分離することができ、正確な制御信号を電力
変換部５に供給することができるという効果が得られ
る。

【０１８１】さらに、電流成分制御手段２１ａ，２１
ｂ，２１ｃ，２１ｄにおいて、式（９）で表される条件
式を満たす値を積分係数Ｋｉに設定するようにしたの
で、ＰＷＭ変調やスイッチング素子のスイッチング動作
に起因した無駄時間要素により劣化する制御系の位相特
性を改善することができ、応答時間を短縮することがで
きるという効果が得られる。すなわち、同一の比例係数
Ｋｐのもとで、安定性をより高くすることができる。換
言すれば、同一安定性の下ではＫｐを大きくでき、応答
速度を高くできる。

【０１８２】なお、従来の装置においては、積分係数Ｋ
ｉはステップ応答におけるオーバシュート量を最適にす
るように式（１２）に従って設定されていたが、そのよ
うに設定した場合、十分な応答速度又は安定性が得られ
ないため、この実施の形態７の電力変換装置において
は、上述のように式（８）に従って設定することが好ま
しい。 Ｋｉ＝（１／１０〜１／５）×ＫＰ² ×Ｇ／Ｌ ・・・（１２）

【０１８３】さらに、この実施の形態７における演算手
段２０ａにおいては、検出した電圧および電流を正相成
分と逆相成分とにそれぞれ分離した後に、それらの正相
成分および逆相成分を同期回転座標系に変換しているの
で、正相成分と逆相成分とに分離せずに同期回転座標系
に変換したときに発生する、交流電力系統１の周波数に
対して２倍の周波数の脈動の発生を抑制できる。従っ
て、上記２倍の周波数の脈動をカットするフィルタを使
用する必要が無くなるので、このフィルタに起因して発
生する位相遅れをなくすことができ、制御系の位相特性
をより良好にすることができるという効果がある。

【０１８４】さらに、位相算出手段４６により、電圧値
の正相成分Ｖｐα，Ｖｐβに基づいて交流電力系統１の
電圧の位相θを計算しているので、正相成分と逆相成分
とが混在する電圧値に基づいて計算された電圧位相より
正確に交流電力系統１の電圧の位相θを計算することが
できるという効果が得られる。

【０１８５】さらに、指令値生成手段３０から、逆相成
分のｄ軸成分およびｑ軸成分の電流指令値としてゼロを
それぞれ出力するようにしたので、逆相電流がゼロに制
御され、電圧が不平衡である場合においても、逆相電流
の発生が抑制され、被検出線路の電流が平衡状態に保た
れるという効果が得られる。また、従来の２軸電流制御
系では、電圧が不平衡である場合、不平衡電流や過電流
が流れることがあるが、これらの電流の発生が抑制され
るという効果が得られる。すなわち、逆相電流指令値を
ゼロに設定することにより、電流は正相成分の比率が高
くなり、逆相電流と正相電圧による電力の瞬時値はゼロ
に近づくとともに、正相電流と正相電圧とによる瞬時電
力値が脈動しないので、これらの電力の合成した電力瞬
時値における脈動の発生を抑制することができる。さら
に、上述のシミュレーションの結果からもわかるよう
に、交流電力系統１側の瞬時値と直流電力系統側の瞬時
値は同一であるので、直流電流の脈動の発生も抑制する
ことができる。したがって、直流電力系統に設けられて
いる直流キャパシタ６の所要静電容量を軽減できる。

【０１８６】実施の形態８．図２３は、この発明の実施
の形態８による電力変換装置における変圧器２と電力変
換部５を示す構成図である。図において、２は、１相に
対して２つの巻線が直列に接続され、それらがスター結
線された１次巻線３ａ，３ｂと、１次巻線３ａの各相の
それぞれ一方の巻線に対応してスター結線された２次巻
線４ａと、１次巻線３ａの各相のそれぞれ他方の巻線に
対応してデルタ結線された２次巻線４ｂと、１次巻線３
ｂの各相のそれぞれ一方の巻線に対応してスター結線さ
れた２次巻線４ｃと、１次巻線３ｂの各相のそれぞれ他
方の巻線に対応してデルタ結線された２次巻線４ｄとを
有する変圧器である。さらに、変圧器２における２次巻
線４ｃ，４ｄには移相巻線４ｓが設けられている。

【０１８７】５は、２次巻線４ａ〜４ｄに接続された電
力変換器５ａ〜５ｄを有する２４相の電力変換部であ
る。電力変換器５ａ，５ｂの直流端子は並列に接続さ
れ、電力変換器５ｃ，５ｄの直流端子は並列に接続さ
れ、電力変換器５ａ，５ｂの直流端子と電力変換器５
ｃ，５ｄの直流端子は直列に接続されている。

【０１８８】なお、変圧器２の２次巻線４ｃ，４ｄは、
２４相を形成して電力変換する電力変換器５ａ〜５ｄの
運転位相差に対応して２次巻線４ａ，４ｂと１５度の位
相差がある。この場合、各電力変換器の電力が均一とな
り、電力変換器５ａ，５ｂに流入する夫々の直流電流が
互に等しくなる。又、電力変換器５ｃ，５ｄに流入する
夫々の直流電流も互に等しくなる。さらに、直流端子が
直列接続されているので、電力変換器５ａ，５ｂの直流
電流の和と電力変換器５ｃ，５ｄの直流電流の和が等し
くなるのは当然である。この時、各電力変換器の電力が
上述の通り均一なので、直流電圧も均一になる。即ち直
流電圧のバランス特性も良好となる。なお、その他の構
成要素は、実施の形態７のものと同様であるので、その
説明を省略する。

【０１８９】次に動作について説明する。電力変換器５
ａ〜５ｄは２４相で電力変換を行い、各相の電圧および
電流を２次巻線４ａ〜４ｄに出力する。変圧器２の２次
巻線４ａ〜４ｄから１次巻線３ａ，３ｂに電力が伝達さ
れる際に、２４相の電圧および電流は３相に変換され
る。

【０１９０】以上のように、この実施の形態８によれ
ば、電力変換器５ａ，５ｂと電力変換器５ｃ，５ｄとを
単に直列に接続しただけでも、電力変換器５ａ，５ｂに
印加される直流電圧と電力変換器５ｃ，５ｄに印加され
る直流電圧が不平衡になるなどの問題が特に生じず、さ
らに、変圧器２の１次巻線３ａ，３ｂが並列に接続され
ているので、電力変換器５ａ，５ｂに印加される直流電
圧と電力変換器５ｃ，５ｄに印加される直流電圧が不平
衡になることが抑制されるという効果が得られる。

【０１９１】したがって、交流電力系統１が不平衡にな
ったときでも、電力変換器５ａ，５ｂに印加される直流
電圧と電力変換器５ｃ，５ｄに印加される直流電圧は平
衡のままになる。このように、直列に接続された電力変
換器に印加される直流電圧が平衡に保たれるので、この
電力変換装置は自励式直流送電への利用に適している。

【０１９２】さらに、変圧器２の２次巻線４ａ〜４ｄの
うち、直流電圧の低圧側に接続される変換器がつながる
２次巻線４ｃ，４ｄに移相巻線４ｓを付加した。従っ
て、高電圧側に対しては、絶縁が容易な単純スター・デ
ルタ巻線とし、絶縁上面倒な移相巻線４ｓは直流低電圧
側に形成することができる。このため、夫々の絶縁協調
が取り易いので、高電圧になる直流送電に適している。

【０１９３】実施の形態９．図２４は、この発明の実施
の形態９による電力変換装置を示す構成図である。図に
おいて、６１は、不平衡になる場合がある例えば交流電
気鉄道やアーク電気炉などの負荷であり、６２は、負荷
６１に流入する電流ＩＬを検出する電流値検出手段であ
り、６３は、電流値検出手段６２により検出された負荷
６１に流入する電流値ＩＬから、逆相成分のｄ軸成分Ｉ
ｎｄＬおよびｑ軸成分ＩｎｑＬを計算する演算手段であ
り、６４ａ，６４ｂは、供給された値の符号を反転した
値を出力する符号反転手段である。

【０１９４】２９は、分岐点７１から変圧器２までの連
系線路を流れる電流の値を検出する電流値検出手段であ
る。なお、この実施の形態９による電力変換装置におい
ては、制御部２００の指令値生成手段３０により生成さ
れた電流指令値を使用せず、符号反転手段６４ａ，６４
ｂなどより供給されたものを使用する。その他の構成要
素は、実施の形態８のものと同様であるので、その説明
を省略する。

【０１９５】次に動作について説明する。演算手段６３
は、電流値検出手段６２により検出された負荷６１に流
入する電流値ＩＬから、逆相成分のｄ軸成分ＩｎｄＬお
よびｑ軸成分ＩｎｑＬを計算し、符号反転手段６４ａ，
６４ｂにそれぞれ出力する。

【０１９６】符号反転手段６４ａ，６４ｂは、それぞれ
供給された逆相成分のｄ軸成分ＩｎｄＬおよびｑ軸成分
ＩｎｑＬの符号を反転させた値（−ＩｎｄＬ，−Ｉｎｑ
Ｌ）をそれぞれ逆相成分のｄ軸成分の指令値Ｉｎｄｒお
よびｑ軸成分の指令値Ｉｎｑｒとして制御部２００に供
給する。

【０１９７】制御部２００は、変圧器２に流入する電流
Ｉの逆相成分を、負荷６１に流入する電流ＩＬの逆相成
分の符号を反転させた値（−ＩｎｄＬ，−ＩｎｑＬ）に
制御する。

【０１９８】以上のように、この実施の形態９によれ
ば、変圧器２に流入する電流Ｉの逆相成分は、負荷６１
に流入する電流ＩＬの逆相成分の符号を反転させた値に
制御されるので、負荷６１と電力変換装置に流入する電
流の逆相成分が相殺される。このため、交流電力系統１
の電流Ｉｓの逆相成分がほぼゼロに抑制されるという効
果が得られる。

【０１９９】なお、この際、電流の正相成分の指令値Ｉ
ｐｄｒ，Ｉｐｑｒはゼロに設定しておく。このようにし
ておけば、この電力変換装置が正相成分による電力を消
費せずに済む。

【０２００】また、他の目的で、直流電圧や交流電圧や
無効電力を制御する場合、実施の形態７と同様にして、
適宜、正相成分の指令値Ｉｐｄｒ，Ｉｐｑｒを制御部２
００に供給するようにすればよい。

【０２０１】実施の形態１０．図２５は、この発明の実
施の形態１０による電力変換装置を示す構成図である。
図において、６５は、電流値検出手段６２により検出さ
れた、負荷６１に流入する電流ＩＬから、正相成分のｄ
軸成分ＩｐｄＬとｑ軸成分ＩｐｑＬと計算し、正相成分
のｄ軸成分の指令値Ｉｐｄｒおよびｑ軸成分の指令値Ｉ
ｐｑｒとして制御部２００に供給する演算手段である。
なお、制御部２００に供給される逆相成分のｄ軸成分の
指令値Ｉｎｄｒおよびｑ軸成分の指令値Ｉｎｑｒは、ゼ
ロに設定しておく。

【０２０２】２９は、負荷６１への線路と変圧器２への
線路との分岐点７１から交流電力系統１までの連系線路
を流れる電流の値を検出する電流値検出手段である。

【０２０３】なお、この実施の形態１０による電力変換
装置においては、制御部２００の指令値生成手段３０に
より生成された電流指令値を使用せず、演算手段６５な
どより供給されたものを使用する。その他の構成要素
は、実施の形態９のものと同様であるので、その説明を
省略する。

【０２０４】次に動作について説明する。演算手段６５
は、電流値検出手段６２により検出された負荷６１に流
入する電流値ＩＬから、正相成分のｄ軸成分ＩｐｄＬお
よびｑ軸成分ＩｐｑＬを計算し、正相成分のｄ軸成分の
指令値Ｉｐｄｒおよびｑ軸成分の指令値Ｉｐｑｒとして
制御部２００に供給する。

【０２０５】制御部２００は、分岐点７１に流入する電
流Ｉｓの逆相成分をゼロに、分岐点７１に流入する電流
Ｉｓの正相成分を、負荷６１に流入する電流ＩＬの正相
成分と同値（ＩｐｄＬ，ＩｐｑＬ）に制御する。

【０２０６】以上のように、この実施の形態１０によれ
ば、分岐点７１に流入する電流Ｉｓの逆相成分がゼロに
制御され、分岐点７１に流入する電流Ｉｓの正相成分
が、負荷６１に流入する電流ＩＬの正相成分と同値に制
御される。従って、交流電力系統１から負荷６１および
この電力変換装置に流入する電流Ｉｓの逆相成分を、合
計でほぼゼロに抑制することができるという効果が得ら
れる。

【０２０７】実施の形態１１．図２６は、この発明の実
施の形態１１による電力変換装置を示す構成図である。
図において、２ａは、電力系統（第１の電力系統）１ａ
と、例えば負荷６１を含む負荷側電力系統（第２の電力
系統）１ｂとの間に直列に接続され、これらの電力系統
１ａ，１ｂとの連系線路に一次巻線２ａｐが直列に挿入
され、かつ二次巻線２ａｓが変換器用変圧器２の一次巻
線に接続される変圧器である。

【０２０８】２８は、変圧器２ａと負荷側電力系統１ｂ
との間の線路の電圧値を検出する電圧値検出手段であ
り、２９は、変圧器２ａと負荷側電力系統１ｂとの間の
連系線路に流れる電流の値を検出する電流値検出手段で
ある。

【０２０９】６６は、この電力変換装置の直流電力系統
側に接続された、例えば２次電池、超伝導エネルギー蓄
積装置、フライホイールエネルギー蓄積装置、電気二重
層電解キャパシタなどの電源装置である。なお、電源装
置６６の代わりに他の直流電力系統を接続するようにし
てもよい。

【０２１０】なお、この実施の形態１１による電力変換
装置においては、制御部２００の指令値生成手段３０に
より生成された電流指令値を使用せず、外部より供給さ
れたものを使用する。また、逆相成分の電流指令値Ｉｎ
ｄｒ，Ｉｎｑｒはゼロに設定しておく。その他の構成要
素は、実施の形態７のものと同様であるので、その説明
を省略する。

【０２１１】次に動作について説明する。通常運転時に
は、正相成分の電流指令値Ｉｐｄｒ，Ｉｐｑｒに応じ
て、各電力系統１ａ，１ｂと電源装置６６との間の電力
の授受が適宜実行される。一方、何らかの原因で、電力
系統１ａと変圧器２ａとの間の線路の電圧が不平衡にな
った場合、制御部２００は、変圧器２ａと負荷側電力系
統１ｂとの間の線路に流れる電流の逆相成分がゼロにな
るように電力変換部５を常時制御している。従って、事
故に起因して発生する電流の逆相成分がゼロとなるよう
電力変換部５が電圧を発生する。このとき、電力変換装
置により発生した電圧により、電力系統１ａが発生する
逆相電圧が変圧器２ａに発生する電圧の逆相成分により
打ち消される。このため、負荷側電力系統１ｂ側の線路
の電圧は平衡に保たれる。

【０２１２】以上のように、この実施の形態１１によれ
ば、電力系統１ａと負荷側電力系統１ｂとの間に変圧器
２ａを挿入し、変圧器２ａと負荷側電力系統１ｂとの間
の線路の電圧値と電流値に基づいて制御することによ
り、負荷側電力系統１ｂでの不平衡電圧および不平衡電
流の発生を抑制することができるという効果が得られ
る。

【０２１３】なお、実施の形態７と同様に、図２５およ
び図２６に示すように実施の形態１，２を応用すること
ができることは言うまでもない。

【０２１４】実施の形態１２．電力変換部５には、指令
電圧と、実際に出力される電圧、特に交流電力系統１に
向かって発生する電圧の基本波電圧との間に非線形性が
存在する場合が多い。例えばＰＷＭ変調に伴う非線形性
があり、基本波出力電圧を大きくするために変調度を高
くした場合には非線形特性としての出力電圧に飽和特性
が現れる。また、高調波を抑制する条件を満足しつつ基
本波出力電圧を変化させた場合にも非線形性が生じるこ
とがある。

【０２１５】図２７および図２８は、この発明の実施の
形態１２による電力変換装置を示す構成図である。図２
７に示す電力変換装置は、上述の非線形性による影響を
低減するために実施の形態７による装置（図１６）を改
良したものであり、同様に、図２８に示す電力変換装置
は、実施の形態１による装置（図１）を改良をしたもの
である。

【０２１６】図２７および図２８において、４７は回路
２２０から出力される各相電圧指令値Ｖｉ（Ｖａｉ，Ｖ
ｂｉ，Ｖｃｉ）を受け取り、上述の非線形の関係に基づ
いて電圧指令値Ｖｉを補正した電圧指令値Ｖｉｃを計算
し、その電圧指令値Ｖｉｃを電力変換部５に供給する非
線形性補正手段である。この非線形性補正手段４７は、
例えば変調による飽和特性に起因する非線形性が存在す
る場合、電圧指令値Ｖｉの振幅が大きいほど、実際に供
給される電圧指令値Ｖｉｃが大きくなるように電圧指令
値Ｖｉｃを計算し電力変換部５へ出力する。

【０２１７】また、複雑な非線形性の補正を実施する場
合には、この直流電圧Ｖｄｃと所望の交流電圧との関係
を予め計算したテーブルをＲＯＭ（リードオンリーメモ
リ）などに格納しておき、その直流電圧の値に従って、
非線形性補正手段４７が、出力すべき電圧ＶｉｃをＲＯ
Ｍから読み出して、出力するようにする。

【０２１８】以上のように、実施の形態１２によれば、
電圧のフィードフォワード（正相分電圧および逆相分電
圧Ｖｐｄ，Ｖｐｑ，Ｖｎｄ，Ｖｎｑの加減算手段２３
ａ，２３ｂ，２３ｃ，２３ｄへのフィードフォワード）
において、実際に電力変換部５が交流電力系統１に向か
って発生する電圧の基本波電圧に発生する誤差を低減す
ることができ、例えば系統事故時の過電流などの電流変
動を抑制することができるという効果が得られる。

【０２１９】なお、逆相電流を単にゼロに抑制すればよ
く、逆相電流の制御が不要な場合、逆相電流成分の電流
成分制御手段２１ｃ，２１ｄを省略してもよい。その場
合においては、フィードフォワードされた逆相分電圧Ｖ
ｎｄ，Ｖｎｑに応じて、電力変換部５が交流電力系統１
に向かって発生する逆相電圧を交流電力系統の逆相電圧
に一致させるので、逆相電流がほぼゼロに抑制される。

【０２２０】また、この実施の形態１２によれば、回路
２２０から出力される各相電圧指令値Ｖｉから、非線形
性を補正して計算した電圧指令値Ｖｉｃを電力変換部５
に供給するようにしたので、指令値と実際の発生電圧値
との差を小さくすることができ、例えば系統事故時の過
電流などの電流変動が低減される効果が得られる。さら
に、逆相電流成分のフィードバック制御を実行しなくて
も逆相電流を抑制することができるので、回路を簡素化
することができるという効果が得られる。

【０２２１】さらに、ＰＷＭ変調機能を非線形性補正手
段４７に組み込み、電圧指令値Ｖｉｃとして、電力変換
部５のスイッチング素子をオンオフ制御するＰＷＭ変調
信号として、非線形性を考慮したパルス信号を供給する
ようにしてもよい。

【０２２２】

【発明の効果】以上のように、この発明によれば、第１
の電力系統に出力されるか又は第１の電力系統から入力
される各相の電流値を検出する電流値検出手段と、電流
値検出手段により検出された電流値の交流成分を正相の
同期回転座標系に変換するとともに、その電流値の交流
成分のうちの逆相成分を同期回転座標系に変換し、変換
後の交流成分および逆相成分に基づいて、変換後の交流
成分を所定の指令値に追従させ、かつ逆相成分を抑制す
る制御信号を生成し、電力変換部へ出力する電流成分制
御部とを備えるようにしたので、電力系統の逆相成分を
抑制でき、電力系統間で良好に電力変換することができ
るという効果がある。

【０２２３】この発明によれば、電流成分制御部が、逆
相成分のうち、正相分の混入による逆相同期回転座標上
の逆相成分における倍周波成分を減衰した制御信号を生
成するように構成したので、簡単な装置構成で電力系統
の逆相成分を抑制でき、電力系統の正確な制御を可能に
するとともに、装置のコストを低減することができると
いう効果がある。

【０２２４】この発明によれば、電流成分制御部に、電
流値検出手段により検出された電流値の同期回転座標系
におけるｄ軸成分およびｑ軸成分を算出する同期回転座
標変換手段と、電流値検出手段により検出された交流電
流値の交流逆相分を算出し、その後この逆相分の同期回
転座標系におけるｄ軸成分およびｑ軸成分を算出する逆
相座標変換手段と、同期回転座標系におけるｄ軸成分お
よびｑ軸成分並びに逆相分のｄ軸成分およびｑ軸成分
を、成分ごとに所定の電流成分指令値とそれぞれ比較
し、その比較結果を所定の伝達特性で出力する制御信号
演算手段と、制御信号演算手段により出力された同期回
転座標系に関するｄ軸成分の比較結果とｑ軸成分の比較
結果により構成される第１のベクトル、および逆相分に
関するｄ軸成分の比較結果とｑ軸成分の比較結果により
構成される第２のベクトルを、所定の角速度に応じて変
化する位相だけそれぞれ互いに逆方向に回転させるとと
もに、第１の電力系統の各相に対応する制御信号にそれ
ぞれ変換し、電力変換部へ出力する変換手段とを備える
ようにしたので、逆相分の電流値を演算する演算回路の
構成を簡素化することができ、装置のコストを低減する
ことができるという効果がある。また、逆相分の電流の
演算回路による応答遅れや演算遅れを低減することがで
き、電流の負帰還系の遅れによる影響を低減することが
できるという効果がある。

【０２２５】この発明によれば、逆相成分に対応する電
流成分指令値をゼロに設定するようにしたので、第１の
電力系統へ出力、または第１の電力系統から入力される
逆相電流をゼロに制御することができ、その場合、正相
電圧と逆相電圧とによる電力の瞬時値がゼロになり、正
相電圧と正相電流とによる電力瞬時値に脈動が生じない
ので、電力の瞬時値の脈動の発生を抑制することができ
るという効果がある。さらに、電力変換部からみた第１
の電力系統側の瞬時電力と第２の電力系統側の瞬時電力
は常に等しいので、直流電力系統である第２の電力系統
側の直流電流の脈動の発生を抑制することができ、それ
に起因して、直流電力系統である第２の電力系統側に設
けられる平滑用の直流キャパシタを容量の小さいものに
することができる。

【０２２６】この発明によれば、直流電力系統である第
２の電力系統の電流値を検出する直流電流値検出手段
と、第２の電力系統の電圧値を検出する直流電圧値検出
手段と、直流電流値検出手段により検出された電流値と
直流電圧値検出手段により検出された電圧値とに基づい
て電流成分指令値を生成する指令値生成手段とを備える
ようにしたので、直流電力系統である第２の電力系統の
電圧および電流を良好な状態に保ちつつ、電力変換を実
行することができるという効果がある。

【０２２７】この発明によれば、交流電力系統の電圧を
検出する電圧値検出手段と、電圧値検出手段の検出出力
から正相方向の同期回転座標系におけるｄ軸成分とｑ軸
成分とからなる２軸電圧ベクトルを算出する２軸電圧ベ
クトル演算手段とを備え、２軸電圧ベクトルを第１のベ
クトルに加算するようにしたので、電力系統の電圧が不
平衡であるときにも、電流を検出され帰還制御されてい
る線路の逆相電流が抑制されるという効果がある。さら
に、電圧の正相成分および逆相成分の演算を省略するこ
とができるため、演算による応答遅延を低減することが
できるという効果がある。

【０２２８】この発明によれば、第１の電力系統に出力
されるか又は第１の電力系統から入力される各相の電流
値を検出する電流値検出手段と、電流値検出手段により
検出された電流値から、第１の電力系統における電流の
正相成分と逆相成分を算出する算出手段と、算出手段に
より算出された正相成分と逆相成分を、正相逆相それぞ
れの同期回転座標系におけるｄ軸成分とｑ軸成分とにそ
れぞれ分離する分離手段と、正相成分のｄ軸成分および
ｑ軸成分並びに逆相成分のｄ軸成分およびｑ軸成分を、
各ｄ軸成分およびｑ軸成分に対応する所定の電流成分指
令値とそれぞれ比較し、その比較結果を所定の伝達特性
で出力する制御信号演算手段と、制御信号演算手段によ
り出力された正相成分のｄ軸成分の比較結果とｑ軸成分
の比較結果により構成される同期回転座標系における第
１のベクトル、および逆相成分のｄ軸成分の比較結果と
ｑ軸成分の比較結果により構成される同期回転座標系に
おける第２のベクトルを、所定の角速度に応じて変化す
る位相だけそれぞれ互いに逆方向に回転させるととも
に、第１の電力系統の各相に対応する制御信号にそれぞ
れ変換し、電力変換部へ出力する変換手段とを備えるよ
うにしたので、電力系統の電圧が不平衡である場合に
も、電力指令値に基づいて電流の逆相成分の発生を抑制
でき、電力系統間で良好に電力変換することができると
いう効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】 この発明の実施の形態１による電力変換装置
を示す構成図である。

【図２】 第３の演算手段の詳細な構成例を示す図であ
る。

【図３】 実施の形態１における指令値生成手段の構成
例を示す図である。

【図４】 この発明の実施の形態２による電力変換装置
における演算手段を示す構成図である。

【図５】 移動平均値演算手段の構成例を示す図であ
る。

【図６】 移動平均値演算手段の構成の他の例を示す図
である。

【図７】 移動平均値演算手段の構成のさらに他の例を
示す図である。

【図８】 この発明の実施の形態３による電力変換装置
を示す構成図である。

【図９】 実施の形態３における第５の演算手段を示す
構成図である。

【図１０】 実施の形態４による（正相成分に対する）
同期回転座標変換装置の構成を示すブロック図である。

【図１１】 実施の形態４による（逆相成分に対する）
同期回転座標変換装置の構成を示すブロック図である。

【図１２】 脈動成分の低減について説明する図であ
る。

【図１３】 図３１の変換部に供給した指令値Ｘｐｄ
ｒ，Ｘｐｑｒ，Ｘｎｄｒ，Ｘｎｑｒと、正相および逆相
の同期回転座標系に変換された出力信号Ｘｐｄ，Ｘｐ
ｑ，Ｘｎｄ，Ｘｎｑとを示す図である。

【図１４】 実施の形態５による同期回転座標変換装置
の構成を示すブロック図である。

【図１５】 この発明の実施の形態６による電力変換装
置の構成を示すブロック図である。

【図１６】 この発明の実施の形態７による電力変換装
置を示す構成図である。

【図１７】 図１６の演算手段の詳細な構成を示すブロ
ック図である。

【図１８】 図１６の指令値生成手段の詳細な構成を示
すブロック図である。

【図１９】 図１６の変換手段を示すブロック図であ
る。

【図２０】 この電力変換装置の制御系と等価なユニテ
ィフィードバック制御系を示すブロック図である。

【図２１】 電力系統シミュレータによるシミュレーシ
ョンを説明する図である。

【図２２】 シミュレーションにより計算された各箇所
の電圧値および電流値の推移を示す図である。

【図２３】 この発明の実施の形態８による電力変換装
置における変圧器と電力変換器を示す構成図である。

【図２４】 この発明の実施の形態９による電力変換装
置を示す構成図である。

【図２５】 この発明の実施の形態１０による電力変換
装置を示す構成図である。

【図２６】 この発明の実施の形態１１による電力変換
装置を示す構成図である。

【図２７】 この発明の実施の形態１２による電力変換
装置を示す構成図である。

【図２８】 この発明の実施の形態１２による電力変換
装置を示す構成図である。

【図２９】 従来の電力変換装置を示す構成図である。

【図３０】 従来の同期回転座標変換装置を示すブロッ
ク図である。

【図３１】 正相の同期回転座標系における信号に対す
る指令値Ｘｐｄｒ，Ｘｐｑｒおよび逆相の同期回転座標
系における信号に対する指令値Ｘｎｄｒ，Ｘｎｑｒを三
相交流信号に変換する変換部を示すブロック図である。

【図３２】 図３１の変換部に供給した指令値Ｘｐｄ
ｒ，Ｘｐｑｒ，Ｘｎｄｒ，Ｘｎｑｒと、従来法により正
相および逆相の同期回転座標系に変換された従来法の出
力信号Ｘｐｄｏ，Ｘｐｑｏ，Ｘｎｄｏ，Ｘｎｑｏとを示
す図である。

【符号の説明】

１，１Ａ 交流電力系統（第１の電力系統）、１ａ 電
力系統（第１の電力系統）、１ｂ 負荷側電力系統（第
２の電力系統）、１Ｂ 電力系統（第２の電力系統）、
５ 電力変換部、２０ａ 演算手段（２軸電圧ベクトル
演算手段）、２０ｂ 演算手段（算出手段、分離手
段）、２１ａ〜２１ｄ，１２１，１２３，１２５，１２
７ 電流成分制御手段（制御信号演算手段）、２４ａ，
２４ｂ 変換手段、２６ 直流電流値検出手段、２７
直流電圧値検出手段、２８ 電圧値検出手段、２９ 電
流値検出手段、３０，３０ｂ 指令値生成手段、４２
ｃ，４２ｄ 位相シフタ（逆相座標変換手段）、４３
ｃ，４３ｄ 加減算手段（逆相座標変換手段）、４４
ｃ，４４ｄ 係数手段（逆相座標変換手段）、４５ａ
ベクトル回転手段（同期回転座標変換手段）、４５ｂ
ベクトル回転手段（逆相同期回転座標変換手段）、４６
ａ，４６ｂ 移動平均値演算手段、１０３ 変換器（電
力変換部）、１３３，１３４ 三相変換部（変換手
段）、２００ 制御部（電流成分制御部）、５０１ｄ，
５０１ｑ，５０２ｄ，５０２ｑ，５０４ｄ，５０４ｑ，
５０６ｄ，５０６ｑ 遅延信号合成部（遅延合成手
段）、５０３，５０５ 座標変換部（同期回転座標変換
手段）。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 伊藤 大介 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三 菱電機株式会社内 (72)発明者 玉井 伸三 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三 菱電機株式会社内 Ｆターム(参考） 5H007 AA07 AA12 CA05 CB00 DA05 DB02 DB12 DC02 DC04 DC05 EA02

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 多相の交流電力系統である第１の電力系
   統と所定の第２の電力系統との間に接続された電力変換
   部により前記第１の電力系統と前記第２の電力系統との
   間で電力を変換する電力変換装置において、 前記第１の電力系統に出力されるか又は前記第１の電力
   系統から入力される各相の電流値を検出する電流値検出
   手段と、 前記電流値検出手段により検出された電流値の交流成分
   を正相の同期回転座標系に変換するとともに、前記電流
   値の交流成分のうちの逆相成分を同期回転座標系に変換
   し、変換後の前記交流成分および前記逆相成分に基づい
   て、前記変換後の交流成分を所定の指令値に追従させ、
   かつ前記逆相成分を抑制する制御信号を生成し、前記電
   力変換部へ出力する電流成分制御部とを備えることを特
   徴とする電力変換装置。
2. 【請求項２】 電流成分制御部は、逆相成分のうち、正
   相分の混入による逆相同期回転座標上の逆相成分におけ
   る倍周波成分を減衰した制御信号を生成することを特徴
   とする請求項１記載の電力変換装置。
3. 【請求項３】 電流成分制御部は、 電流値検出手段により検出された電流値の同期回転座標
   系におけるｄ軸成分およびｑ軸成分を算出する同期回転
   座標変換手段と、 前記電流値検出手段により検出された交流電流値の交流
   逆相分を算出し、その後この逆相分の同期回転座標系に
   おけるｄ軸成分とｑ軸成分を導出する逆相座標変換手段
   と、 前記同期回転座標系におけるｄ軸成分およびｑ軸成分並
   びに前記逆相分のｄ軸成分およびｑ軸成分を、成分ごと
   に所定の電流成分指令値とそれぞれ比較し、その比較結
   果を所定の伝達特性で出力する制御信号演算手段と、 前記制御信号演算手段により出力された同期回転座標系
   に関するｄ軸成分の比較結果とｑ軸成分の比較結果によ
   り構成される第１のベクトル、および前記逆相分に関す
   るｄ軸成分の比較結果とｑ軸成分の比較結果により構成
   される第２のベクトルを、所定の角速度に応じて変化す
   る位相だけそれぞれ互いに逆方向に回転させるととも
   に、第１の電力系統の各相に対応する制御信号にそれぞ
   れ変換し、電力変換部へ出力する変換手段とを備えるこ
   とを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
4. 【請求項４】 電流成分制御部は、 電流値検出手段により検出された電流値の同期回転座標
   系におけるｄ軸成分およびｑ軸成分を算出する同期回転
   座標変換手段と、 前記電流値検出手段により検出された電流値の逆相方向
   の同期回転座標系におけるｄ軸成分およびｑ軸成分を算
   出する逆相同期回転座標変換手段と、 前記逆相同期回転座標変換手段の出力から、前記電流値
   のうちの逆相分の同期回転座標系におけるｄ軸成分およ
   びｑ軸成分として、この逆相分のｄ−ｑ軸成分のそれぞ
   れの第１の電力系統の周波数に対応する周期の１／２の
   期間の移動平均値を計算する移動平均値演算手段と、 前記正相方向の同期回転座標におけるｄ軸成分およびｑ
   軸成分並びに前記逆相分のｄ軸成分およびｑ軸成分移動
   平均値を、成分ごとに所定の電流成分指令値とそれぞれ
   比較し、その比較結果を所定の伝達特性で出力する制御
   信号演算手段と、 前記制御信号演算手段により出力された前記同期回転座
   標系に関するｄ軸成分の比較結果とｑ軸成分の比較結果
   により構成される第１のベクトル、および前記逆相分に
   関するｄ軸成分の比較結果とｑ軸成分の比較結果により
   構成される第２のベクトルを、所定の角速度に応じて変
   化する位相だけそれぞれ互いに逆方向に回転させるとと
   もに、前記第１の電力系統の各相に対応する制御信号に
   それぞれ変換し、電力変換部へ出力する変換手段とを備
   えることを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
5. 【請求項５】 電流成分制御部は、 電流値検出手段により検出された電流値から同期回転座
   標系におけるｄ軸成分およびｑ軸成分を算出する同期回
   転座標変換手段と、 前記電流値検出手段により検出された電流値から第１の
   電力系統の電流の逆相成分の同期回転座標系におけるｄ
   軸成分およびｑ軸成分を算出する逆相同期回転座標変換
   手段と、 その逆相同期回転座標系におけるｄ軸成分およびｑ軸成
   分を所定の時間だけ遅延させ、算出した前記逆相同期回
   転座標系におけるｄ軸成分およびｑ軸成分と、遅延させ
   た前記逆相同期回転座標系におけるｄ軸成分およびｑ軸
   成分とを成分ごとにそれぞれ合成する遅延合成手段と、 前記同期回転座標変換手段による前記ｄ軸成分およびｑ
   軸成分並びに合成後の前記逆相成分のｄ軸成分およびｑ
   軸成分を、成分ごとに所定の電流成分指令値とそれぞれ
   比較し、その比較結果を所定の伝達特性で出力する制御
   信号演算手段と、 前記制御信号演算手段により出力された前記ｄ軸成分の
   比較結果とｑ軸成分の比較結果により構成される前記同
   期回転座標系における第１のベクトル、および前記逆相
   成分のｄ軸成分の比較結果とｑ軸成分の比較結果により
   構成される前記逆相同期回転座標系における第２のベク
   トルを、所定の角速度に応じて変化する位相だけそれぞ
   れ互いに逆方向に回転させるとともに、前記第１の電力
   系統の各相に対応する制御信号にそれぞれ変換し、電力
   変換部へ出力する変換手段とを備えることを特徴とする
   請求項２記載の電力変換装置。
6. 【請求項６】 逆相成分に対応する電流成分指令値をゼ
   ロに設定することを特徴とする請求項５記載の電力変換
   装置。
7. 【請求項７】 第２の電力系統は直流電力系統であり、 前記第２の電力系統の電流値を検出する直流電流値検出
   手段と、 前記第２の電力系統の電圧値を検出する直流電圧値検出
   手段と、 前記直流電流値検出手段により検出された電流値と前記
   直流電圧値検出手段により検出された電圧値とに基づい
   て電流成分指令値を生成する指令値生成手段とを備える
   ことを特徴とする請求項３または請求項４項記載の電力
   変換装置。
8. 【請求項８】 交流電力系統の電圧を検出する電圧値検
   出手段と、 前記電圧値検出手段の検出出力から正相方向の同期回転
   座標系におけるｄ軸成分とｑ軸成分とからなる２軸電圧
   ベクトルを算出する２軸電圧ベクトル演算手段とを備
   え、 前記２軸電圧ベクトルを第１のベクトルに加算すること
   を特徴とする請求項３または請求項４に記載の電力変換
   装置。
9. 【請求項９】 多相の交流電力系統である第１の電力系
   統と、所定の第２の電力系統との間に接続され、スイッ
   チング素子からなる電力変換部を持ち前記第１の電力系
   統と前記第２の電力系統との間で電力を変換する電力変
   換装置において、 前記第１の電力系統に出力されるか又は前記第１の電力
   系統から入力される各相の電流値を検出する電流値検出
   手段と、 前記電流値検出手段により検出された電流値から、前記
   第１の電力系統における電流の正相成分と逆相成分を算
   出する算出手段と、 前記算出手段により算出された前記正相成分と逆相成分
   を、正相逆相それぞれの同期回転座標系におけるｄ軸成
   分とｑ軸成分とにそれぞれ分離する分離手段と、 前記正相成分のｄ軸成分およびｑ軸成分並びに前記逆相
   成分のｄ軸成分およびｑ軸成分を、各ｄ軸成分およびｑ
   軸成分に対応する所定の電流成分指令値とそれぞれ比較
   し、その比較結果を所定の伝達特性で出力する制御信号
   演算手段と、 前記制御信号演算手段により出力された前記正相成分の
   ｄ軸成分の比較結果とｑ軸成分の比較結果により構成さ
   れる前記同期回転座標系における第１のベクトル、およ
   び前記逆相成分のｄ軸成分の比較結果とｑ軸成分の比較
   結果により構成される前記同期回転座標系における第２
   のベクトルを、所定の角速度に応じて変化する位相だけ
   それぞれ互いに逆方向に回転させるとともに、前記第１
   の電力系統の各相に対応する制御信号にそれぞれ変換
   し、前記電力変換部へ出力する変換手段とを備えること
   を特徴とする電力変換装置。
10. 【請求項１０】 逆相成分に対応する電流成分指令値を
    ゼロに設定することを特徴とする請求項９記載の電力変
    換装置。