JP2013078180A - 信号処理装置および信号処理方法 - Google Patents

Abstract

【課題】回転座標変換を行ってから所定の処理を行った後に静止座標変換を行うのと等価の処理を行うことができ、かつ、線形性および時不変性を有する信号処理装置を提供する。
【解決手段】所定の処理を表す伝達関数をＦ（ｓ）とし、所定の角周波数をω₀、虚数単位をｊとした場合、信号処理装置が下記伝達関数の行列Ｇで表される処理を行うようにする。当該信号処理装置で行われる処理は線形時不変の処理なので、制御系の設計やシステム解析が容易になる。
【数１】

【選択図】図２

Description

本発明は、信号処理装置および信号処理方法に関する。

従来、太陽電池などによって生成される直流電力を交流電力に変換して、電力系統に供給する系統連系インバータシステムが開発されている。

図１３は、従来の一般的な系統連系インバータシステムを説明するためのブロック図である。

系統連系インバータシステムＡ１００は、直流電源１が生成した電力を変換して三相電力系統Ｂに供給するものである。なお、以下では３つの相をＵ相、Ｖ相およびＷ相とする。

インバータ回路２は、直流電源１から入力される直流電圧をスイッチング素子（図示しない）のスイッチングにより交流電圧に変換する。フィルタ回路３は、インバータ回路２から出力される交流電圧に含まれるスイッチング周波数成分を除去する。変圧回路４は、フィルタ回路３から出力される交流電圧を三相電力系統Ｂの系統電圧に昇圧（または降圧）する。制御回路７は、電流センサ５および電圧センサ６などが検出した電流信号および電圧信号を入力され、これに基づいてＰＷＭ信号を生成してインバータ回路２に出力する。インバータ回路２は、制御回路７から入力されるＰＷＭ信号に基づいてスイッチング素子のスイッチングを行う。

図１４は、制御回路７の内部構成を説明するためのブロック図である。

電流センサ５から入力された各相の電流信号は三相/二相変換部７３に入力される。

三相/二相変換部７３は、入力された３つの電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを、α軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβに変換するものである。三相/二相変換部７３は、いわゆる三相/二相変換処理（αβ変換処理）を行うものであり、電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを互いに直交するα軸成分とβ軸成分とにそれぞれ分解して、各軸成分をまとめることでα軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβを生成する。

三相/二相変換部７３で行われる変換処理は、下記（１）式に示す行列式で表される。

回転座標変換部７８は、三相/二相変換部７３から入力されるα軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβを、回転座標系のｄ軸電流信号Ｉｄおよびｑ軸電流信号Ｉｑに変換するものである。回転座標系は、直交するｄ軸とｑ軸とを有し、三相電力系統Ｂの系統電圧の基本波と同一の角速度で同一の回転方向に回転する直交座標系である。回転座標系の反対概念として、回転しない座標系を静止座標系とする。回転座標変換部７８は、いわゆる回転座標変換処理（ｄｑ変換処理）を行うものであり、静止座標系のα軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβを、位相検出部７１が検出した系統電圧の基本波の位相θに基づいて、回転座標系のｄ軸電流信号Ｉｄおよびｑ軸電流信号Ｉｑに変換する。

回転座標変換部７８で行われる変換処理は、下記（２）式に示す行列式で表される。

ＬＰＦ７４ａおよびＬＰＦ７５ａは、ローパスフィルタであり、それぞれｄ軸電流信号Ｉｄおよびｑ軸電流信号Ｉｑの直流成分だけを通過させる。回転座標変換処理によって、α軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβの基本波成分が、それぞれｄ軸電流信号Ｉｄおよびｑ軸電流信号Ｉｑの直流成分に変換されている。ＰＩ制御部７４ｂおよびＰＩ制御部７５ｂは、それぞれｄ軸電流信号Ｉｄおよびｑ軸電流信号Ｉｑの直流成分とその目標値との偏差に基づいてＰＩ制御を行い、補正値信号Ｘｄ，Ｘｑを出力するものである。目標値として直流成分を用いることができるので、ＰＩ制御部７４ｂおよびＰＩ制御部７５ｂは、精度のよい制御を行うことができる。

静止座標変換部７９は、ＰＩ制御部７４ｂおよびＰＩ制御部７５ｂからそれぞれ入力される補正値信号Ｘｄ，Ｘｑを、静止座標系の２つの補正値信号Ｘα，Ｘβに変換するものであり、回転座標変換部７８とは逆の変換処理を行うものである。静止座標変換部７９は、いわゆる静止座標変換処理（逆ｄｑ変換処理）を行うものであり、回転座標系の補正値信号Ｘｄ，Ｘｑを、位相θに基づいて、静止座標系の補正値信号Ｘα，Ｘβに変換する。

静止座標変換部７９で行われる変換処理は、下記（３）式に示す行列式で表される。

二相/三相変換部７６は、静止座標変換部７９から入力される補正値信号Ｘα，Ｘβを、３つの補正値信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗに変換するものである。二相/三相変換部７６は、いわゆる二相/三相変換処理（逆αβ変換処理）を行うものであり、三相/二相変換部７３とは逆の変換処理を行うものである。

二相/三相変換部７６で行われる変換処理は、下記（４）式に示す行列式で表される。

ＰＷＭ信号生成部７７は、二相/三相変換部７６が出力した補正値信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗに基づいてＰＷＭ信号を生成して出力する。

特開２００９−４４８９７号公報

しかしながら、制御回路７の制御系を設計することに大変な労力が必要であるという問題がある。最近の系統連系インバータシステムには、瞬低に対して所定の時間以内に出力を復帰させるなど、制御に高速な応答性が求められている。このような要求を満たすように制御系を設計するために、ＬＰＦ７４ａおよびＬＰＦ７５ａのパラメータや、ＰＩ制御部７４ｂおよびＰＩ制御部７５ｂの比例ゲインおよび積分ゲインを最適に設計する必要がある。しかし、回転座標変換部７８および静止座標変換部７９は非線形時変処理を行うために、線形制御理論を用いて制御系を設計することができなかった。また、制御系が非線形時変処理を含むため、システム解析もできなかった。

同様に、回転座標変換を行ってから所定の処理を行った後に静止座標変換を行う信号処理が含まれる制御系には線形制御理論に基づいた設計法を用いることができなかったし、このような制御系のシステム解析もできなかった。

本発明は上記した事情のもとで考え出されたものであって、回転座標変換を行ってから所定の処理を行った後に静止座標変換を行うのと等価の処理を行うことができ、かつ、線形性および時不変性を有する信号処理装置を提供することをその目的としている。

上記課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。

本発明の第１の側面によって提供される信号処理装置は、入力された信号のうち所定の角周波数の正弦波信号の位相を９０度進ませるか９０度遅らせる第１の処理手段と、入力された信号のうち前記所定の角周波数の正弦波信号の位相を９０度遅らせるか９０度進ませる第２の処理手段と、入力された信号のうち前記所定の角周波数の正弦波信号の位相を変化させない第３の処理手段とを備えていることを特徴とする。

本発明の好ましい実施の形態においては、第１の入力信号と第２の入力信号とを入力する入力手段と、前記第１の入力信号を前記第３の処理手段によって信号処理し、前記第２の入力信号を前記第１の処理手段によって信号処理し、両者を加算した第３の信号を生成する第１の信号処理手段と、前記第１の入力信号を前記第２の処理手段によって信号処理し、前記第２の入力信号を前記第３の処理手段によって信号処理し、両者を加算した第４の信号を生成する第２の信号処理手段と、前記第３の信号と前記第４の信号とを出力する出力手段とを備えている。

本発明の好ましい実施の形態においては、所定の伝達関数をＦ（ｓ）とし、前記所定の角周波数をω₀、虚数単位をｊとした場合、

本発明の好ましい実施の形態においては、前記所定の伝達関数がＦ（ｓ）＝Ｋ_I／ｓ（但し、Ｋ_Iは積分ゲイン）であって、

本発明の好ましい実施の形態においては、前記所定の伝達関数がＦ（ｓ）＝Ｋ_P＋Ｋ_I／ｓ（但し、Ｋ_PおよびＫ_Iは、それぞれ比例ゲインおよび積分ゲイン）であって、

本発明の好ましい実施の形態においては、前記所定の伝達関数がＦ（ｓ）＝１／（Ｔ・ｓ＋１）（但し、Ｔは、時定数）であって、

本発明の好ましい実施の形態においては、前記所定の伝達関数がＦ（ｓ）＝Ｔ・ｓ／（Ｔ・ｓ＋１）（但し、Ｔは、時定数）であって、

本発明の第２の側面によって提供される信号処理装置は、入力された信号のうち所定の角周波数の正弦波信号の位相を１２０度進ませるか１２０度遅らせる第１の処理手段と、入力された信号のうち前記所定の角周波数の正弦波信号の位相を１２０度遅らせるか１２０度進ませる第２の処理手段と、入力された信号のうち前記所定の角周波数の正弦波信号の位相を変化させない第３の処理手段とを備えていることを特徴とする。

本発明の好ましい実施の形態においては、第１の入力信号、第２の入力信号、および第３の入力信号を入力する入力手段と、
前記第１の入力信号を前記第３の処理手段によって信号処理し、前記第２の入力信号を前記第１の処理手段によって信号処理し、前記第３の入力信号を前記第２の処理手段によって信号処理し、これらを加算した第４の信号を生成する第１の信号処理手段と、
前記第１の入力信号を前記第２の処理手段によって信号処理し、前記第２の入力信号を前記第３の処理手段によって信号処理し、前記第３の入力信号を前記第１の処理手段によって信号処理し、これらを加算した第５の信号を生成する第２の信号処理手段と、
前記第１の入力信号を前記第１の処理手段によって信号処理し、前記第２の入力信号を前記第２の処理手段によって信号処理し、前記第３の入力信号を前記第３の処理手段によって信号処理し、これらを加算した第６の信号を生成する第３の信号処理手段と、
前記第４の信号、前記第５の信号、および前記第６の信号を出力する出力手段と、
を備えている。

本発明の好ましい実施の形態においては、所定の伝達関数をＦ（ｓ）とし、前記所定の角周波数をω₀、虚数単位をｊとした場合、
本発明の第３の側面によって提供される信号処理方法は、第１の入力信号と第２の入力信号とを入力する第１の工程と、前記第１の入力信号に第３の伝達関数で表される信号処理を行い、前記第２の入力信号に第１の伝達関数で表される信号処理を行い、両者を加算した第３の信号を生成する第２の工程と、前記第１の入力信号に前記第２の伝達関数で表される信号処理を行い、前記第２の入力信号に前記第３の伝達関数で表される信号処理を行い、両者を加算した第４の信号を生成する第３の工程と、前記第３の信号と前記第４の信号とを出力する第４の工程とを備えており、

本発明によれば、入力された信号のうち所定の角周波数の正弦波信号の位相を９０度進ませ、９０度遅らせ、または、そのままとする処理を行っている。これらの処理は線形性および時不変性を有する。入力された信号にこれらの処理を行ったものを加算して出力する場合、全体としても線形性および時不変性を有する。そして、伝達関数Ｆ（ｓ）を用いた上記伝達関数Ｇ₁（ｓ）、Ｇ₂（ｓ）、Ｇ₃（ｓ）を用いた場合、回転座標変換を行ってから伝達関数Ｆ（ｓ）で表される処理を行った後に静止座標変換を行うのと等価の処理を行うことができる。また、全体として線形性および時不変性を有するので、線形制御理論に基づいた設計法を用いることができ、制御系の設計を容易にすることができる。また、システム解析も行うことができる。

本発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。

回転座標変換および静止座標変換を伴う処理を線形時不変の処理に変換する方法について説明するためのブロック線図である。 回転座標変換および静止座標変換を伴う処理を線形時不変の処理に変換する方法について説明するためのブロック線図であり、行列で表したものである。 行列の計算を説明するためのブロック線図である。 回転座標変換を行ってからＰＩ制御を行った後に静止座標変換を行う処理を示すブロック線図である。 第１実施形態に係る系統連系インバータシステムを説明するためのブロック図である。 行列Ｇ_PIの各要素である伝達関数を解析するためのボード線図である。 第２実施形態に係る制御回路を説明するためのブロック図である。 回転座標変換を行ってからＩ制御を行った後に静止座標変換を行う処理を示すブロック線図である。 行列Ｇ_Iの各要素である伝達関数を解析するためのボード線図である。 回転座標変換を行ってからフィルタ処理を行った後に静止座標変換を行う処理を示すブロック線図である。 行列Ｇ_LPFの各要素である伝達関数を解析するためのボード線図である。 行列Ｇ_HPFの各要素である伝達関数を解析するためのボード線図である。 従来の一般的な系統連系インバータシステムを説明するためのブロック図である。 制御回路の内部構成を説明するためのブロック図である。

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して具体的に説明する。

まず、回転座標変換および静止座標変換を伴う処理を線形時不変の処理に変換する方法について説明する。

図１（ａ）は、回転座標変換および静止座標変換を伴う処理を説明するための図である。当該処理では、まず、信号αおよびβが、回転座標変換によって、信号ｄおよびｑに変換される。信号ｄおよびｑに対して、それぞれ所定の伝達関数Ｆ（ｓ）で表される処理が行われ、信号ｄ’およびｑ’が出力される。次に、信号ｄ’およびｑ’が静止座標変換によって、信号α’およびβ’に変換される。図１（ａ）に示す非線形時変の処理を、図１（ｂ）に示す線形時不変の伝達関数の行列Ｇを用いた処理に変換する。

図１（ａ）に示す回転座標変換は下記（５）式の行列式で表され、静止座標変換は下記（６）式の行列式で表される。

したがって、図１（ａ）に示す処理を、行列を用いて、図２（ａ）のように表すことができる。図２（ａ）に示す３つの行列の積を計算し、算出された行列を線形時不変の行列にすることで、図１（ｂ）に示す行列Ｇを算出することができる。このとき、静止座標変換および回転座標変換の行列を行列の積に変換したうえで、算出を行う。

回転座標変換の行列は、下記（７）式に示す右辺の行列の積に変換することができる。
但し、ｊは虚数単位であり、exp（）は自然対数の底ｅの指数関数であり、
である。なお、Ｔ^-1は、Ｔの逆行列である。

となり、オイラーの公式より、exp(ｊθ)＝ｃｏｓθ＋ｊｓｉｎθ、exp(−ｊθ)＝ｃｏｓθ−ｊｓｉｎθを代入して計算すると、
であることが、確認できる。

また、静止座標変換の行列は、下記（８）式に示す右辺の行列の積に変換することができる。
但し、ｊは虚数単位であり、exp（）は自然対数の底ｅの指数関数であり、
である。なお、Ｔ^-1は、Ｔの逆行列である。

となり、オイラーの公式より、exp(ｊθ)＝ｃｏｓθ＋ｊｓｉｎθ、exp(−ｊθ)＝ｃｏｓθ−ｊｓｉｎθを代入して計算すると、
であることが、確認できる。

上記（７）式および（８）式を用いて、図２（ａ）に示す３つの行列の積を計算して、行列Ｇを算出すると、下記（９）式のように計算される。

上記（９）式の中央の３つの行列の１行１列目の要素に注目し、これをブロック線図で表すと、図３に示すブロック線図になる。図３に示すブロック線図の入出力特性を計算すると、
となる。ただし、Ｆ（ｓ）はインパルス応答ｆ（ｔ）をもつ一入力一出力伝達関数である 。

ここで、θ（ｔ）＝ω₀ｔとすると、θ（ｔ）−θ（τ）＝ω₀ｔ−ω₀τ＝ω₀（ｔ−τ）＝θ（ｔ−τ）となるので、図３に示すブロック線図の入出力特性は、インパルス応答ｆ（ｔ）exp（−ｊω₀ｔ）を持つ線形時不変系のものに等しい。インパルス応答ｆ（ｔ）exp（−ｊω₀ｔ）をラプラス変換すると、伝達関数Ｆ（ｓ＋ｊω₀）が得られる。また、図３に示すブロック線図のexp（ｊθ（ｔ））とexp（−ｊθ（ｔ））とを入れ換えた場合の入出力特性は、伝達関数Ｆ（ｓ−ｊω₀）の入出力特性になる。

したがって、上記（９）式からさらに計算を進めると、
と計算される。

これにより、図２（ａ）に示す処理を、図２（ｂ）に示す処理に変換することができる。図２（ｂ）に示す処理は、回転座標変換を行ってから所定の伝達関数Ｆ（ｓ）で表される処理を行った後に静止座標変換を行う処理と等価の処理であって、当該処理のシステムは線形時不変のシステムである。

ＰＩ制御（比例積分制御）コントローラの伝達関数は、比例ゲインおよび積分ゲインをそれぞれＫ_PおよびＫ_Iとすると、Ｆ（ｓ）＝Ｋ_P＋Ｋ_I／ｓで表される。したがって、図４に示す処理、すなわち、回転座標変換を行ってからＰＩ制御を行った後に静止座標変換を行う処理と等価の処理を示す伝達関数の行列Ｇ_PIは、上記（１０）式を用いて、下記（１１）式のように算出される。

以下に、上記（１１）式の伝達関数の行列Ｇ_PIで表される処理を行う信号処理装置を系統連系インバータシステムに適用した場合を、本発明の第１実施形態として説明する。

図５は、第１実施形態に係る系統連系インバータシステムを説明するためのブロック図である。

同図に示すように、系統連系インバータシステムＡは、直流電源１、インバータ回路２、フィルタ回路３、変圧回路４、電流センサ５、電圧センサ６、および制御回路７を備えている。

直流電源１は、インバータ回路２に接続している。インバータ回路２、フィルタ回路３、および変圧回路４は、この順で、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の出力電圧の出力ラインに直列に接続されて、三相交流の電力系統Ｂ（以下、「系統Ｂ」と略称する。）に接続している。電流センサ５および電圧センサ６は、変圧回路４の出力側に設置されている。制御回路７は、インバータ回路２に接続されている。系統連系インバータシステムＡは、直流電源１が出力する直流電力を交流電力に変換して系統Ｂに供給する。なお、系統連系インバータシステムＡの構成は、これに限られない。例えば、電流センサ５および電圧センサ６を変圧回路４の入力側に設けてもよいし、インバータ回路２の制御に必要な他のセンサを設けていてもよい。また、変圧回路４をフィルタ回路３の入力側に設けるようにしてもよいし、変圧回路４を設けない、いわゆるトランスレス方式にしてもよい。また、直流電源１とインバータ回路２との間にＤＣ／ＤＣコンバータ回路を設けるようにしてもよい。

直流電源１は、直流電力を出力するものであり、例えば太陽電池を備えている。太陽電池は、太陽光エネルギーを電気エネルギーに変換することで、直流電力を生成する。直流電源１は、生成された直流電力を、インバータ回路２に出力する。なお、直流電源１は、太陽電池により直流電力を生成するものに限定されない。例えば、直流電源１は、燃料電池、蓄電池、電気二重層コンデンサやリチウムイオン電池であってもよいし、ディーゼルエンジン発電機、マイクロガスタービン発電機や風力タービン発電機などにより生成された交流電力を直流電力に変換して出力する装置であってもよい。

インバータ回路２は、直流電源１から入力される直流電圧を交流電圧に変換して、フィルタ回路３に出力するものである。インバータ回路２は、三相インバータであり、図示しない３組６個のスイッチング素子を備えたＰＷＭ制御型インバータ回路である。インバータ回路２は、制御回路７から入力されるＰＷＭ信号に基づいて、各スイッチング素子のオンとオフとを切り替えることで、直流電源１から入力される直流電圧を交流電圧に変換する。なお、インバータ回路２はこれに限定されず、例えば、マルチレベルインバータであってもよい。

フィルタ回路３は、インバータ回路２から入力される交流電圧から、スイッチングによる高周波成分を除去するものである。フィルタ回路３は、リアクトルとコンデンサとからなるローパスフィルタを備えている。フィルタ回路３で高周波成分を除去された交流電圧は、変圧回路４に出力される。なお、フィルタ回路３の構成はこれに限定されず、高周波成分を除去するための周知のフィルタ回路であればよい。変圧回路４は、フィルタ回路３から出力される交流電圧を系統Ｂの電圧（以下では、「系統電圧」という。）とほぼ同一のレベルに昇圧または降圧する。

電流センサ５は、変圧回路４から出力される各相の交流電流（すなわち、系統連系インバータシステムＡの出力電流）を検出するものである。検出された交流電流信号Ｉ（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）は、制御回路７に入力される。電圧センサ６は、系統Ｂの各相の系統電圧を検出するものである。検出された系統電圧信号Ｖｓ（Ｖｓｕ，Ｖｓｖ，Ｖｓｗ）は、制御回路７に入力される。

制御回路７は、インバータ回路２を制御するものであり、例えばマイクロコンピュータなどによって実現されている。制御回路７は、電流センサ５から入力される交流電流信号Ｉ、および、電圧センサ６から入力される系統電圧信号Ｖｓに基づいて、ＰＷＭ信号を生成してインバータ回路２に出力する。制御回路７は、系統連系インバータシステムＡが出力する出力電圧の波形を指令するための指令値信号を各センサから入力される検出信号に基づいて生成し、当該指令値信号に基づいて生成されるパルス信号をＰＷＭ信号として出力する。インバータ回路２は、入力されるＰＷＭ信号に基づいて各スイッチング素子のオンとオフとを切り替えることで、指令値信号に対応した波形の交流電圧を出力する。制御回路７は、指令値信号の波形を変化させて系統連系インバータシステムＡの出力電圧の波形を変化させることで、出力電流を制御している。これにより、制御回路７は、各種フィードバック制御を行っている。

図５においては、出力電流制御を行うための構成のみを記載して、その他の制御のための構成を省略している。実際には、制御回路７は、直流電圧制御（入力直流電圧が予め設定された電圧目標値となるように行うフィードバック制御）や無効電力制御（出力無効電力が予め設定された無効電力目標値となるように行うフィードバック制御）なども行っている。なお、制御回路７が行う制御の手法は、これに限られない。例えば、出力電圧制御や有効電力制御を行うようにしてもよい。

制御回路７は、系統対抗分生成部７２、三相/二相変換部７３、電流コントローラ７４、二相/三相変換部７６、およびＰＷＭ信号生成部７７を備えている。

系統対抗分生成部７２は、電圧センサ６から系統電圧信号Ｖｓを入力されて、系統指令値信号Ｋｕ，Ｋｖ，Ｋｗを生成して出力する。系統指令値信号Ｋｕ，Ｋｖ，Ｋｗは系統連系インバータシステムＡが出力する出力電圧の波形を指令するための指令値信号の基準となるものであり、系統指令値信号Ｋｕ，Ｋｖ，Ｋｗが後述する補正値信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗで補正されることにより指令値信号が生成される。

三相/二相変換部７３は、図１４に示す三相/二相変換部７３と同じものであり、電流センサ５より入力される３つの電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを、α軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβに変換するものである。三相/二相変換部７３で行われる変換処理は、上記（１）式に示す行列式で表される。

電流コントローラ７４は、三相/二相変換部７３より出力されるα軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβとそれぞれの目標値との偏差を入力され、電流制御のための補正値信号Ｘα，Ｘβを出力するものである。電流コントローラ７４は、上記（１１）式の伝達関数の行列Ｇ_PIで表される処理を行う。つまり、α軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβとそれぞれの目標値との偏差をそれぞれΔＩαおよびΔＩβとすると、下記（１２）式に示す処理を行っている。角周波数ω₀は系統電圧の基本波の角周波数（例えば、ω₀＝１２０π[rad/sec]（６０[Ｈｚ]））があらかじめ設定されている。また、比例ゲインＫ_Pおよび積分ゲインＫ_Iは、あらかじめ設計されている。

本実施形態において、α軸電流目標値およびβ軸電流目標値には、ｄ軸電流目標値およびｑ軸電流目標値を静止座標変換したものが用いられる。ｄ軸電流目標値には図示しない直流電圧制御のための補正値が用いられ、ｑ軸電流目標値には、図示しない無効電力制御のための補正値が用いられる。なお、三相の電流目標値が与えられる場合は、当該目標値を三相/二相変換して、α軸電流目標値およびβ軸電流目標値とすればよい。また、α軸電流目標値およびβ軸電流目標値が直接与えられる場合は、当該目標値をそのまま用いればよい。

図６は、行列Ｇ_PIの各要素である伝達関数を解析するためのボード線図である。同図（ａ）は行列Ｇ_PIの１行１列要素（以下では、「（１，１）要素」と記載する。他の要素についても同様に記載する。）および（２，２）要素の伝達関数を示しており、同図（ｂ）は行列Ｇ_PIの（１，２）要素の伝達関数を示しており、同図（ｃ）は行列Ｇ_PIの（２，１）要素の伝達関数を示している。同図は、系統電圧の基本波の周波数（以下では、「中心周波数」とする。また、中心周波数に対応する角周波数を「中心角周波数」とする。）が６０Ｈｚの場合（すなわち、角周波数ω₀＝１２０πの場合）のものであり、積分ゲインＫ_Iを１に固定して、比例ゲインＫ_Pを「０．１」，「１」，「１０」，「１００」とした場合を示している。

同図（ａ）が示す振幅特性は中心周波数にピークがあり、比例ゲインＫ_Pが大きくなると、中心周波数以外の振幅特性が大きくなっている。また、位相特性は、中心周波数で０度になる。つまり、行列Ｇ_PIの（１，１）要素および（２，２）要素の伝達関数は、中心周波数（中心角周波数）の信号を位相を変化させることなく通過させる。なお、電流コントローラ７４のうち行列Ｇ_PIの（１，１）要素および（２，２）要素に対応する部分が、本発明の「第３の処理手段」に相当する。

同図（ｂ）および（ｃ）が示す振幅特性も、中心周波数にピークがある。また、振幅特性および位相特性は、比例ゲインＫ_Pに関係なく一定である。また、同図（ｂ）が示す位相特性は、中心周波数で９０度になる。つまり、行列Ｇ_PIの（１，２）要素の伝達関数は、中心周波数（中心角周波数）の信号の位相を９０度進めて通過させる。一方、同図（ｃ）が示す位相特性は、中心周波数で−９０度になる。つまり、行列Ｇ_PIの（２，１）要素の伝達関数は、中心周波数（中心角周波数）の信号の位相を９０度遅らせて通過させる。なお、電流コントローラ７４のうち行列Ｇ_PIの（１，２）要素に対応する部分が、本発明の「第１の処理手段」に相当し、（２，１）要素に対応する部分が、本発明の「第２の処理手段」に相当する。

二相/三相変換部７６は、図１４に示す二相/三相変換部７６と同じものであり、電流コントローラ７４から入力される補正値信号Ｘα，Ｘβを、３つの補正値信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗに変換するものである。二相/三相変換部７６で行われる変換処理は、上記（４）式に示す行列式で表される。

系統対抗分生成部７２が出力する系統指令値信号Ｋｕ，Ｋｖ，Ｋｗと、二相/三相変換部７６が出力する補正値信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗとがそれぞれ加算されて、指令値信号Ｘ’ｕ，Ｘ’ｖ，Ｘ’ｗが算出され、ＰＷＭ信号生成部７７に入力される。

ＰＷＭ信号生成部７７は、入力される指令値信号Ｘ’ｕ，Ｘ’ｖ，Ｘ’ｗと、所定の周波数（例えば、４ｋＨｚ）の三角波信号として生成されたキャリア信号とに基づいて、三角波比較法によりＰＷＭ信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを生成する。三角波比較法では、指令値信号Ｘ’ｕ，Ｘ’ｖ，Ｘ’ｗとキャリア信号とがそれぞれ比較され、例えば、指令値信号Ｘ’ｕがキャリア信号より大きい場合にハイレベルとなり、小さい場合にローレベルとなるパルス信号がＰＷＭ信号Ｐｕとして生成される。生成されたＰＷＭ信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗは、インバータ回路２に出力される。

本実施形態において、制御回路７は、回転座標変換および静止座標変換を行うことなく、静止座標系で制御を行っている。上述したように、伝達関数の行列Ｇ_PIは、回転座標変換を行ってからＰＩ制御を行った後に静止座標変換を行う処理と等価の処理を示す伝達関数の行列である。したがって、伝達関数の行列Ｇ_PIで表される処理を行う電流コントローラ７４は、図１４に示す回転座標変換部７８、静止座標変換部７９、ＰＩ制御部７４ｂおよび７５ｂで行われる処理と等価の処理を行っている。また、図６の各ボード線図が示すように、行列Ｇ_PIの各要素の伝達関数の振幅特性は、中心周波数でピークを形成している。つまり、電流コントローラ７４は、中心周波数成分だけがハイゲインになっている。したがって、図１４に示すＬＰＦ７４ａおよび７５ａを設ける必要がない。

また、電流コントローラ７４で行われる処理は、伝達関数の行列Ｇ_PIで示されるので、線形時不変の処理である。また、制御回路７には非線形時変処理である回転座標変換処理および静止座標変換処理が含まれておらず、電流制御システム全体が線形時不変システムになっている。したがって、線形制御理論を用いた制御系設計やシステム解析が可能となる。

このように、上記（１０）式に示す行列を用いることで、パワーエレクトロニクスの分野で多く用いられてきた回転座標変換を行ってから伝達関数Ｆ（ｓ）で表される処理を行った後に静止座標変換を行う非線形の処理を、線形時不変の多入出力系へ帰着させることができ、これによりシステム解析や制御系設計が容易になる。

なお、上記実施形態においては、電流コントローラ７４で上記（１２）式に示す処理を行っているが、行列Ｇ_PIの各要素の比例ゲインＫ_Pおよび積分ゲインＫ_Iに要素毎に異なる値を用いるようにしてもよい。すなわち、各要素である伝達関数毎に異なる比例ゲインＫ_Pおよび積分ゲインＫ_Iを設計して用いるようにしてもよい。この場合でも、各要素である伝達関数の位相特性は変化しない。したがって、（１，１）要素および（２，２）要素の伝達関数は中心周波数の信号を位相を変化させることなく通過させ、（１，２）要素の伝達関数は中心周波数の信号の位相を９０度進めて通過させ、（２，１）要素の伝達関数は中心周波数の信号の位相を９０度遅らせて通過させることができる。

上記実施形態においては、３つの電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをα軸電流信号Ｉαおよびβ軸電流信号Ｉβに変換して制御する場合について説明したが、これに限られない。例えば、３つの電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを用いて直接制御するようにしてもよい。以下に、この場合の実施形態を第２実施形態として説明する。

図７は、第２実施形態に係る制御回路を説明するためのブロック図である。同図において、図５に示す制御回路７と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

図７に示す制御回路７’は、三相/二相変換部７３および二相/三相変換部７６を備えておらず、電流コントローラ７４’が３つの電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを用いて直接制御を行う点で、第１実施形態に係る制御回路７と異なる（図５参照）。

三相/二相変換および二相/三相変換は、上記（１）式および（４）式で表されるので、三相/二相変換を行ってから伝達関数の行列Ｇで表される処理を行った後に二相/三相変換を行う処理は、下記（１３）式に示す伝達関数の行列Ｇ’で表される。

したがって、電流コントローラ７４’が行う処理を表す伝達関数の行列Ｇ’_PIは、下記（１４）式で表される。

電流コントローラ７４’は、電流センサ５より出力される３つの電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗとそれぞれの目標値との偏差を入力され、電流制御のための補正値信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗを出力するものである。電流コントローラ７４’は、上記（１４）式の伝達関数の行列Ｇ’_PIで表される処理を行う。つまり、電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗとそれぞれの目標値との偏差をそれぞれΔＩｕ，ΔＩｖ，ΔＩｗとすると、下記（１５）式に示す処理を行っている。

本実施形態において、電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの目標値には、ｄ軸電流目標値およびｑ軸電流目標値を静止座標変換してさらに二相/三相変換したものが用いられる。なお、三相の電流目標値が直接与えられる場合は、当該目標値をそのまま用いればよい。また、α軸電流目標値およびβ軸電流目標値が与えられる場合は、二相/三相変換したものを用いればよい。

本実施形態において、伝達関数の行列Ｇ’_PIで表される処理を行う電流コントローラ７４’は、図１４に示す三相/二相変換部７３、二相/三相変換部７６、回転座標変換部７８、静止座標変換部７９、ＰＩ制御部７４ｂおよび７５ｂで行われる処理と等価の処理を行っている。また、電流コントローラ７４’で行われる処理は、伝達関数の行列Ｇ’_PIで示されるので、線形時不変の処理である。したがって、電流制御システム全体が線形時不変システムになっているので、線形制御理論を用いた制御系設計やシステム解析が可能となる。

上記第１および第２実施形態においては、電流コントローラ７４（７４’）がＰＩ制御を行う場合について説明したがこれに限られない。例えば、Ｉ制御（積分制御）を行うようにしてもよい。

Ｉ制御コントローラの伝達関数は、積分ゲインをＫ_Iとすると、Ｆ（ｓ）＝Ｋ_I／ｓで表される。したがって、図８に示す処理、すなわち、回転座標変換を行ってからＩ制御を行った後に静止座標変換を行う処理と等価の処理を示す伝達関数の行列Ｇ_Iは、上記（１０）式を用いて、下記（１６）式のように算出される。

したがって、電流コントローラ７４（７４’）がＩ制御を行うようにする場合は、上記（１６）式に示される伝達関数の行列Ｇ_Iを用いればよい。

図９は、行列Ｇ_Iの各要素である伝達関数を解析するためのボード線図である。同図（ａ）は行列Ｇ_Iの（１，１）要素および（２，２）要素の伝達関数を示しており、同図（ｂ）は行列Ｇ_Iの（１，２）要素の伝達関数を示しており、同図（ｃ）は行列Ｇ_Iの（２，１）要素の伝達関数を示している。同図は、中心周波数が６０Ｈｚの場合のものであり、積分ゲインＫ_Iを「０．１」，「１」，「１０」，「１００」とした場合を示している。

同図（ａ），（ｂ）および（ｃ）が示す振幅特性は、いずれも、中心周波数にピークがあり、積分ゲインＫ_Iが大きくなると、振幅特性が大きくなっている。また、同図（ａ）が示す位相特性は、中心周波数で０度になる。つまり、行列Ｇ_Iの（１，１）要素および（２，２）要素の伝達関数は、中心周波数（中心角周波数）の信号を位相を変化させることなく通過させる。同図（ｂ）が示す位相特性は、中心周波数で９０度になる。つまり、行列Ｇ_Iの（１，２）要素の伝達関数は、中心周波数（中心角周波数）の信号の位相を９０度進めて通過させる。一方、同図（ｃ）が示す位相特性は、中心周波数で−９０度になる。つまり、行列Ｇ_Iの（２，１）要素の伝達関数は、中心周波数（中心角周波数）の信号の位相を９０度遅らせて通過させる。

上記第１および第２実施形態においては、電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの基本波成分（正相分）の制御を行う場合について説明したが、これに限られない。電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの逆相分の制御を行うようにしてもよい。

三相/二相変換部７３（図５参照）から出力されるα軸電流信号Ｉαの中心周波数成分は、β軸電流信号Ｉβの中心周波数成分より９０度位相が進んでいる。したがって、目標値との偏差ΔＩαの中心周波数成分もΔＩβの中心周波数成分より９０度位相が進んでいる。偏差ΔＩαに行列Ｇ_PIの（１，１）要素の伝達関数に示す処理を行うと、中心周波数成分の位相は変化しない（図６（ａ）参照）。また、偏差ΔＩβに行列Ｇ_PIの（１，２）要素の伝達関数に示す処理を行うと、中心周波数成分の位相が９０度進む（図６（ｂ）参照）。したがって、両者の位相が偏差ΔＩαの中心周波数成分と同じ位相になるので、両者を加算することで強め合うことになる。一方、偏差ΔＩαに行列Ｇ_PIの（２，１）要素の伝達関数に示す処理を行うと、中心周波数成分の位相が９０度遅れる（図６（ｃ）参照）。また、偏差ΔＩβに行列Ｇ_PIの（２，２）要素の伝達関数に示す処理を行うと、中心周波数成分の位相は変化しない。したがって、両者の位相が偏差ΔＩβの中心周波数成分と同じ位相になるので、両者を加算することで強め合うことになる。

逆相分は相順が正相分とは逆方向になっている成分である。したがって、三相/二相変換部７３より出力されるβ軸電流信号Ｉβにおいて、正相分とは位相が１８０度異なる成分として含まれている。偏差ΔＩβに行列Ｇ_PIの（１，２）要素の伝達関数に示す処理を行うと、逆相分の位相も９０度進んで、偏差ΔＩαの中心周波数成分と逆位相になり、打ち消し合うことになる。また、偏差ΔＩαに行列Ｇ_PIの（２，１）要素の伝達関数に示す処理を行うと位相が９０度遅れて、偏差ΔＩβの逆相分と逆位相になり、打ち消し合うことになる。したがって、電流コントローラ７４は、正相分の制御を行ない、逆相分の制御は行なわない。

伝達関数の行列Ｇ_PIの（１，２）要素と(２，１)要素とを入れ換えた場合、上記とは逆に、正相分が打ち消しあって、逆相成分が強めあうことになる。したがって、第１実施形態において逆相分の制御を行う場合には、伝達関数の行列Ｇ_PI（Ｇ_I）の（１，２）要素と(２，１)要素とを入れ換えた行列を用いればよい。また、第２実施形態において逆相分の制御を行う場合には、伝達関数の行列Ｇ’_PIの要素の内、Ｇ_PI12（ｓ）、Ｇ_PI23（ｓ）およびＧ_PI31（ｓ）と、Ｇ_PI13（ｓ）、Ｇ_PI21（ｓ）およびＧ_PI32（ｓ）とを入れ換えた行列（すなわち、行列Ｇ’_PIの転置行列）を用いればよい。Ｉ制御の場合は伝達関数の行列を記載していないが、ＰＩ制御の場合と同様である。

上記第１および第２実施形態においては、本発明に係る信号処理装置をＰＩ制御（Ｉ制御）に用いた場合について説明したが、本発明の適用範囲はこれに限られない。本発明は、回転座標変換を行ってから所定の処理を行った後に静止座標変換を行うのと等価の処理を行う信号処理装置であり、所定の処理が線形時不変の処理であれば、信号処理装置全体として線形時不変とすることができる。したがって、例えば、所定の処理をＤ制御（微分制御：伝達関数は、微分ゲインをＫ_Dとすると、Ｆ（ｓ）＝Ｋ_D・ｓで表される。）、Ｐ制御（比例制御：伝達関数は、比例ゲインをＫ_Pとすると、Ｆ（ｓ）＝Ｋ_Pで表される。）、ＰＤ制御、ＩＤ制御、ＰＩＤ制御などとした場合にも、本発明を適用することができる。また、例えば、所定の処理をフィルタ処理とした場合などにも、本発明を適用することができる。

ローパスフィルタの伝達関数は、時定数をＴとすると、Ｆ（ｓ）＝１／（Ｔｓ＋１）で表される。したがって、図１０（ａ）に示す処理、すなわち、回転座標変換を行ってからローパスフィルタ処理を行った後に静止座標変換を行う処理と等価の処理を示す伝達関数の行列Ｇ_LPFは、上記（１０）式を用いて、下記（１７）式のように算出される。

図１１は、行列Ｇ_LPFの各要素である伝達関数を解析するためのボード線図である。同図（ａ）は行列Ｇ_LPFの（１，１）要素および（２，２）要素の伝達関数を示しており、同図（ｂ）は行列Ｇ_LPFの（１，２）要素の伝達関数を示しており、同図（ｃ）は行列Ｇ_LPFの（２，１）要素の伝達関数を示している。同図は、中心角周波数が６０Ｈｚの場合のものであり、時定数Ｔを「０．１」，「１」，「１０」，「１００」とした場合を示している。

同図（ａ），（ｂ）および（ｃ）が示す振幅特性は、いずれも、中心周波数にピークがあり、時定数Ｔが大きくなると、通過帯域が小さくなっている。また、同図（ａ）が示す位相特性は、中心周波数で０度になる。つまり、行列Ｇ_LPFの（１，１）要素および（２，２）要素の伝達関数は、中心周波数（中心角周波数）の信号を位相を変化させることなく通過させる。同図（ｂ）が示す位相特性は、中心周波数で９０度になる。つまり、行列Ｇ_LPFの（１，２）要素の伝達関数は、中心周波数（中心角周波数）の信号の位相を９０度進めて通過させる。一方、同図（ｃ）が示す位相特性は、中心周波数で−９０度になる。つまり、行列Ｇ_LPFの（２，１）要素の伝達関数は、中心周波数（中心角周波数）の信号の位相を９０度遅らせて通過させる。

また、図１１（ａ），（ｂ）および（ｃ）が示す振幅特性のピークは、−６ｄＢ（＝１／２）である。三相/二相変換後の２つの信号αとβ（αの中心周波数成分の位相がβの中心周波数成分の位相より９０度進んでいるとする）に対する伝達関数の行列Ｇ_LPFに示す処理を考える。信号αに行列Ｇ_LPFの（１，１）要素の伝達関数に示す処理を行うと、中心周波数成分の振幅が半分になって位相が変化しない（図１１（ａ）参照）。また、信号βに行列Ｇ_LPFの（１，２）要素の伝達関数に示す処理を行うと、中心周波数成分の振幅が半分になって位相が９０度進む（図１１（ｂ）参照）。したがって、両者を加算することで、信号αの中心周波数成分が抽出できる。一方、信号αに行列Ｇ_LPFの（２，１）要素の伝達関数に示す処理を行うと、中心周波数成分の振幅が半分になって位相が９０度遅れる（図１１（ｃ）参照）。また、信号βに行列Ｇ_LPFの（２，２）要素の伝達関数に示す処理を行うと、中心周波数成分の振幅が半分になって位相は変化しない。したがって、両者を加算することで、信号βの中心周波数成分が抽出できる。つまり、伝達関数の行列Ｇ_LPFに示す処理は、信号αとβから中心周波数成分を抽出するものである。

信号βに行列Ｇ_LPFの（１，２）要素の伝達関数に示す処理を行うと、逆相分の位相も９０度進んで、信号αの逆相分と逆位相になり、打ち消し合うことになる。また、信号αに行列Ｇ_LPFの（２，１）要素の伝達関数に示す処理を行うと、逆相分の位相も９０度遅れて、信号βの逆相分と逆位相になり、打ち消し合うことになる。したがって、伝達関数の行列Ｇ_LPFに示す処理は、逆相分を遮断する。

なお、中心周波数成分（正相分）ではなく、逆相分を抽出する場合には、伝達関数の行列Ｇ_LPFの（１，２）要素と(２，１)要素とを入れ換えた行列を用いればよい。

ハイパスフィルタの伝達関数は、時定数をＴとすると、Ｆ（ｓ）＝Ｔｓ／（Ｔｓ＋１）で表される。したがって、図１０（ｂ）に示す処理、すなわち、回転座標変換を行ってからハイパスフィルタ処理を行った後に静止座標変換を行う処理と等価の処理を示す伝達関数の行列Ｇ_HPFは、上記（１０）式を用いて、下記（１８）式のように算出される。

図１２は、行列Ｇ_HPFの各要素である伝達関数を解析するためのボード線図である。同図（ａ）は行列Ｇ_HPFの（１，１）要素および（２，２）要素の伝達関数を示しており、同図（ｂ）は行列Ｇ_HPFの（１，２）要素の伝達関数を示しており、同図（ｃ）は行列Ｇ_HPFの（２，１）要素の伝達関数を示している。同図は、中心角周波数が６０Ｈｚの場合のものであり、時定数Ｔを「０．１」，「１」，「１０」，「１００」とした場合を示している。

同図（ａ）が示す振幅特性は、中心周波数のみが減衰している。また、時定数Ｔが大きくなると、遮断帯域が小さくなっている。同図（ｂ）および（ｃ）が示す振幅特性は、いずれも、中心周波数にピークがあり、時定数Ｔが大きくなると、通過帯域が小さくなっている。また、同図（ａ）が示す位相特性は、中心周波数で０度になる。つまり、行列Ｇ_HPFの（１，１）要素および（２，２）要素の伝達関数は、中心周波数（中心角周波数）の信号を位相を変化させることなく通過させる。同図（ｂ）が示す位相特性は、中心周波数で−９０度になる。つまり、行列Ｇ_HPFの（１，２）要素の伝達関数は、中心周波数（中心角周波数）の信号の位相を９０度遅らせて通過させる。一方、同図（ｃ）が示す位相特性は、中心周波数で９０度になる。つまり、行列Ｇ_HPFの（２，１）要素の伝達関数は、中心周波数（中心角周波数）の信号の位相を９０度進めて通過させる。

図１２（ｂ）および（ｃ）が示す振幅特性のピークは、−６ｄＢ（＝１／２）である。また、図１２（ａ）が示す振幅特性も、中心周波数で−６ｄＢ（＝１／２）である。三相/二相変換後の２つの信号αとβ（αの中心周波数成分の位相がβの中心周波数成分の位相より９０度進んでいるとする）に対する伝達関数の行列Ｇ_HPFに示す処理を考える。信号αに行列Ｇ_HPFの（１，１）要素の伝達関数に示す処理を行うと、中心周波数成分の振幅が半分になって位相が変化せず、他の成分はそのまま通過する（図１２（ａ）参照）。また、信号βに行列Ｇ_HPFの（１，２）要素の伝達関数に示す処理を行うと、中心周波数成分の振幅が半分になって位相が９０度遅れる（図１２（ｂ）参照）。したがって、両者を加算すると中心周波数成分が打ち消しあうので、信号αの中心周波数成分だけが除去される。一方、信号αに行列Ｇ_HPFの（２，１）要素の伝達関数に示す処理を行うと、中心周波数成分の振幅が半分になって位相が９０度進む（図１２（ｃ）参照）。また、信号βに行列Ｇ_HPFの（２，２）要素の伝達関数に示す処理を行うと、中心周波数成分の振幅が半分になって位相は変化せず、他の成分はそのまま通過する。したがって、両者を加算すると中心周波数成分が打ち消しあうので、信号βの中心周波数成分だけが除去される。つまり、伝達関数の行列Ｇ_HPFに示す処理は、信号αとβから中心周波数成分だけを除去するものであり、ノッチフィルタの特性を有する。

信号βに行列Ｇ_HPFの（１，２）要素の伝達関数に示す処理を行うと、逆相分の位相も９０度遅れて、信号αの逆相分と同位相になり、強め合うことになる。また、信号αに行列Ｇ_HPFの（２，１）要素の伝達関数に示す処理を行うと位相が９０度進んで、信号βの逆相分と同位相になり、強め合うことになる。したがって、伝達関数の行列Ｇ_HPFに示す処理は、逆相分を通過させる。

なお、中心周波数成分（正相分）ではなく、逆相分を遮断する場合には、伝達関数の行列Ｇ_HPFの（１，２）要素と(２，１)要素とを入れ換えた行列を用いればよい。

上記第１および第２実施形態においては、本発明に係る信号処理装置を系統連系インバータシステムに用いた場合について説明したが、これに限られない。本発明に係る信号処理装置は、どのようなシステムにおいても、用いることができる。すなわち、従来、回転座標変換を行って回転座標系で処理を行っていた信号処理を、本発明に係る信号処理装置の処理に置き換えることができる。例えば、アクティブフィルタや電動モータ、発電機、高周波電源、通信機器、画像処理装置、音響装置などの制御装置にも、本発明に係る信号処理装置を用いることができる。

本発明に係る信号処理装置および信号処理方法は、上述した実施形態に限定されるものではない。本発明に係る信号処理装置および信号処理方法の各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。

Ａ 系統連系インバータシステム
１ 直流電源
２ インバータ回路
３ フィルタ回路
４ 変圧回路
５ 電流センサ
６ 電圧センサ
７，７’ 制御回路
７２ 系統対抗分生成部
７３ 三相/二相変換部
７４，７４’ 電流コントローラ（信号処理装置）
７６ 二相/三相変換部
７７ ＰＷＭ信号生成部
Ｂ 電力系統

Claims (11)

1. 入力された信号のうち所定の角周波数の正弦波信号の位相を９０度進ませるか９０度遅らせる第１の処理手段と、
   入力された信号のうち前記所定の角周波数の正弦波信号の位相を９０度遅らせるか９０度進ませる第２の処理手段と、
   入力された信号のうち前記所定の角周波数の正弦波信号の位相を変化させない第３の処理手段と、
   を備えていることを特徴とする信号処理装置。
2. 第１の入力信号と第２の入力信号とを入力する入力手段と、
   前記第１の入力信号を前記第３の処理手段によって信号処理し、前記第２の入力信号を前記第１の処理手段によって信号処理し、両者を加算した第３の信号を生成する第１の信号処理手段と、
   前記第１の入力信号を前記第２の処理手段によって信号処理し、前記第２の入力信号を前記第３の処理手段によって信号処理し、両者を加算した第４の信号を生成する第２の信号処理手段と、
   前記第３の信号と前記第４の信号とを出力する出力手段と、
   を備えている、請求項１に記載の信号処理装置。
3. 所定の伝達関数をＦ（ｓ）とし、前記所定の角周波数をω₀、虚数単位をｊとした場合、
   請求項１または２に記載の信号処理装置。
4. 前記所定の伝達関数がＦ（ｓ）＝Ｋ_I／ｓ（但し、Ｋ_Iは積分ゲイン）であって、
   請求項３に記載の信号処理装置。
5. 前記所定の伝達関数がＦ（ｓ）＝Ｋ_P＋Ｋ_I／ｓ（但し、Ｋ_PおよびＫ_Iは、それぞれ比例ゲインおよび積分ゲイン）であって、
   
   請求項３に記載の信号処理装置。
6. 前記所定の伝達関数がＦ（ｓ）＝１／（Ｔ・ｓ＋１）（但し、Ｔは、時定数）であって、
   請求項３に記載の信号処理装置。
7. 前記所定の伝達関数がＦ（ｓ）＝Ｔ・ｓ／（Ｔ・ｓ＋１）（但し、Ｔは、時定数）であって、
   請求項３に記載の信号処理装置。
8. 入力された信号のうち所定の角周波数の正弦波信号の位相を１２０度進ませるか１２０度遅らせる第１の処理手段と、
   入力された信号のうち前記所定の角周波数の正弦波信号の位相を１２０度遅らせるか１２０度進ませる第２の処理手段と、
   入力された信号のうち前記所定の角周波数の正弦波信号の位相を変化させない第３の処理手段と、
   を備えていることを特徴とする信号処理装置。
9. 第１の入力信号、第２の入力信号、および第３の入力信号を入力する入力手段と、
   前記第１の入力信号を前記第３の処理手段によって信号処理し、前記第２の入力信号を前記第１の処理手段によって信号処理し、前記第３の入力信号を前記第２の処理手段によって信号処理し、これらを加算した第４の信号を生成する第１の信号処理手段と、
   前記第１の入力信号を前記第２の処理手段によって信号処理し、前記第２の入力信号を前記第３の処理手段によって信号処理し、前記第３の入力信号を前記第１の処理手段によって信号処理し、これらを加算した第５の信号を生成する第２の信号処理手段と、
   前記第１の入力信号を前記第１の処理手段によって信号処理し、前記第２の入力信号を前記第２の処理手段によって信号処理し、前記第３の入力信号を前記第３の処理手段によって信号処理し、これらを加算した第６の信号を生成する第３の信号処理手段と、
   前記第４の信号、前記第５の信号、および前記第６の信号を出力する出力手段と、
   を備えている、請求項８に記載の信号処理装置。
10. 所定の伝達関数をＦ（ｓ）とし、前記所定の角周波数をω₀、虚数単位をｊとした場合、
    
    請求項８または９に記載の信号処理装置。
11. 第１の入力信号と第２の入力信号とを入力する第１の工程と、
    前記第１の入力信号に第３の伝達関数で表される信号処理を行い、前記第２の入力信号に第１の伝達関数で表される信号処理を行い、両者を加算した第３の信号を生成する第２の工程と、
    前記第１の入力信号に前記第２の伝達関数で表される信号処理を行い、前記第２の入力信号に前記第３の伝達関数で表される信号処理を行い、両者を加算した第４の信号を生成する第３の工程と、
    前記第３の信号と前記第４の信号とを出力する第４の工程と、
    を備えており、
    であることを特徴とする信号処理方法。