JP4303433B2 - 系統連系用電力変換装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電力系統と連系して動作する電力変換装置に係り、特に電力系統から流入する交流電流を正弦波状に制御することができるようにした正弦波コンバータと呼ばれる電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、太陽電池や燃料電池などで発電した直流電力を交流に変換し、電力系統に連系して配電系統に潮流させたり、或いは配電系統から交流電力を取り込み、直流に変換して蓄電池に充電させることにより、電力の有効利用が図れるようにした系統連系用電力変換装置が注目を集めている。
【０００３】
ところで、このような電力変換装置には、電力系統に潮流する電流が正確な正弦波形の電流に制御できることが必要で、このため交流電源の位相を検出し、交流電源に同期した位相データを作成して、電力変換装置の主回路部(スイッチング主回路)を制御するようになっている。
【０００４】
そこで、この位相データを作成するための位相指令系について、図６により説明すると、この図６に示した位相指令系２では、図７の式(数１)から(数５)に示されているα−β変換と、図８の式(数６)から(数１０)に示されているｄ−ｑ変換演算を用いて位相データを作成する方式の位相指令系２を示したもので、まず電源周波数５０Ｈｚ又は６０Ｈｚを基準周波数ω０_Ｓとし、これと周波数補正分Δ_ωの加算結果を積算することにより位相データθ１を作成する。
【０００５】
そして、この位相データθ１に(＋)π／２が加算されることにより位相データθｄを生成させ、これによりＳＩＮ／ＣＯＳテーブル１１Ａが検索され、データｓｉｎθｄ、ｃｏｓθｄが導き出される。そして、これらのデータｓｉｎθｄ、ｃｏｓθｄが、電源電圧データＶＲ_ＤＴ、ＶＳ_ＤＴ、ＶＴ_ＤＴと共に、α−β変換／ｄ−ｑ変換ブロック部８に供給され、ここで(数１)から(数１０)によるα−β演算とｄ−ｑ演算を用いて、ｄ軸フィードバック電圧Ｖｄ_Ｆが演算される。
【０００６】
従って、このｄ軸フィードバック電圧Ｖｄ_Ｆの大きさは、位相データθ１と実際の電源電圧の基準位相θＲとの位相差により変化し、位相差に応じて正弦のデータを示す。例えば位相差が０のとき、Ｖｄ_Ｆは０となる。そして、位相差が生じたとき、θ１がθＲに対して位相遅れの場合は(＋)、進み位相では(−)となる。例えば９０度遅れなら、電圧のピーク値と同じ正の値となる。
【０００７】
よって、このｄ軸フィードバック電圧Ｖｄ_Ｆが常に０となるように基準値Ｖｄ(＝０)との比較を行い、この偏差を比例・積分器１７で補償することにより周波数補正分Δ_ωを得、これを、上記したように、基準周波数ω０_Ｓに加算すれば帰還ループが形成され、この結果、位相データθ１は、図９に示すように、θＲの１８０度点から始まり、次の１８０度点で同期するような位相データに収束する。このとき、位相θｄの同期状態も、図９に示すようになる。
【０００８】
そこで、次に、この位相指令系２を備えた系統連系用電力変換装置の従来技術における制御回路ついて、図１０を用いて説明すると、ここでは、まず有効パワー電流指令系３が直流電源の電圧ＶＰ_ＤＡＴＡとその指令値ＶＰ_Ｓを比較し、これらの偏差を比例・積分器２４と出力リミッタ２５で調節することにより有効パワー分電流指令Ｉｑ_ｓを出力するようになっていて、これを直流ＡＣＲ系４に供給する。
【０００９】
また、この直流ＡＣＲ系４には、一次遅れソフトフィルタ１５から出力される交流出力電流データＩＲ_ＤＴ、ＩＴ_ＤＴと、ＳＩＮ／ＣＯＳテーブル１１Ｃから出力されるデータｓｉｎθｄ、ｃｏｓθｄも入力される。
【００１０】
このとき、実際の運用における利便性の見地から、補正データ発生部１３を設け、ＳＩＮ／ＣＯＳテーブル１１Ｃの検索に使用される位相データθｄに、電流制御系位相補正データＴＨＴＡ_ＩＦによる微小位相が加算できるようにし、これにより、電源の電圧検出と電流検出に際してのフィルタ遅れや、主回路フィルタによる電力変換装置の出力電流の遅れが、必要に応じて補正できるようになっている。
【００１１】
そこで、直流ＡＣＲ系４は、α−β変換／ｄ−ｑ変換ブロック部９により、ＳＩＮ／ＣＯＳテーブルＣから出力されるデータｓｉｎθｄ、ｃｏｓθｄと、一次遅れソフトフィルタ１５から供給される交流出力電流データＩＲ_ＤＴ、ＩＴ_ＤＴに基づいて、これも上記した位相データ作成時と同様にα−β変換演算とｄ−ｑ変換演算を行ない、このコンバータ装置の交流出力電流である有効分帰還電流Ｉｑ_Ｆと無効分帰還電流Ｉｄ_Ｆの直流量に変換される。
【００１２】
そして、有効分帰還電流Ｉｑ_Ｆは、この直流ＡＣＲ系４に入力された有効パワー分電流指令Ｉｑ_ｓと比較され、他方、無効分帰還電流Ｉｄ_Ｆは基準値Ｉｄ_ｓ(＝０)と比較され、これらの偏差を夫々比例・積分器２１と出力リミッタ２２で調節した後、電流制御系非干渉補償データ２３を加減算することにより、この直流ＡＣＲ系４において、いわゆる直流ＡＣＲ方式と呼ばれる電流制御処理が行なわれ、有効電圧指令Ｖｑ_ｓと無効電圧指令Ｖｄ_ｓが出力される。
【００１３】
ここで、電流制御系非干渉補償データ２３とは、電源協調交流リアクトル３７によるインダクタンス値(ωＬ)に相当するデータのことであり、この電流制御の出力結果である有効電圧指令Ｖｑ_ｓと無効電圧指令Ｖｄ_ｓが電圧指令系５の中にある逆ｄ−ｑ変換２相／３相変換部１０に入力される。
【００１４】
そして、これら有効電圧指令Ｖｑ_ｓと無効電圧指令Ｖｄ_ｓは、ＳＩＮ／ＣＯＳテーブル１１Ｂから供給されるデータｓｉｎθｄ、ｃｏｓθｄと共に逆ｄ−ｑ変換２相／３相変換部１０に入力され、ここで、一方では図１１に示す式(数１１)から(数１３)の演算によって逆ｄ−ｑ変換処理され、他方では図１２に示す式(数１４)から(数１９)の演算によって２相／３相変換処理された結果、電力変換装置の出力電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが得られることになる。
【００１５】
そこで、この出力電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗをコンバータ装置などの電力変換装置(図示してない)に供給することにより、搬送周波数に応じたＰＷＭデ−タが作成され、電力変換装置の主スイッチング素子がスッチング駆動された結果、電力系統に連系して動作する電力変換装置が得られることになる。
【００１６】
ここで、自動変調率計算回路１６は、コンバータ起動時、直流電圧の大きさに応じてデータＶＲ_ＳＯを発生し、電圧指令を自動変調する働きをする。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来技術は、不平衡電圧の存在について配慮がされているとは言えず、制御精度の低下に問題があった。
【００１８】
すなわち、従来技術は、高応答性で電力系統の周波数変動等に対する追従性が良く、ノイズによる誤動作の虞れが少ないという利点がある反面、電力系統の電圧に不平衡が存在した場合には、ｄ軸フィードバック電圧Ｖｄ_Ｆの値が０に収束せず、バイアスを伴った値となり、且つ第２調波のリップル成分を伴ったものとなってしまう。
【００１９】
このため、従来技術では、位相データθｄの精度が悪化し、前述の電流制御のｄ−ｑ変換、電圧指令作成の逆ｄ−ｑ変換に影響を与え、コンバータ装置の出力電圧精度悪化の問題が誘発する。
【００２０】
また、従来技術では、上記のように電流制御に直流ＡＣＲ方式を採用している場合、電源電圧不平衡による各相電流のアンバランス状態を相毎の変化として捉えることができず、各相毎の電流補償が困難で、出力電流のアンバランスや歪み率が増大され、過電流停止などの問題も誘発されてしまう。
【００２１】
更に従来技術では、出力電圧指令を作成するために採用されている逆ｄ−ｑ変換理論と２相／３相変換理論が三相平衡条件のもとでしか精度が得られないものになっているため、この点でも電源電圧の不平衡状態によって電流に大きなアンバランスと歪みが生じ、また過電流などの不具合を生じてしまう。
【００２２】
ここで、図１３は、従来技術において、不平衡状態によってアンバランスになった電流波形の一例を示したもので、このように、従来技術では、電源電圧に不平衡が存在した場合は位相データθｄに精度悪化を生じたり、制御原理上(電流制御方式に直流ＡＣＲ方式用いている)各相毎の電流補償が困難なため、上記した種々の問題が生じてしまうのである。
【００２３】
本発明の目的は、連系した電力系統に不平衡があっても制御精度が低下する虞れの無い系統連系用電力変換装置を提供することにある。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
上記目的は、交流電源と直流電源の間に電源協調用交流リアクトルを介して設置された電力変換部を備え、前記交流電源の位相と同期した位相データを作成して前記電力変換部を制御し、交流電力と直流電力の相互変換を行う系統連系用電力変換装置において、前記交流電源の各相電圧の最大振幅値を加算し、１／３化した値により基準となる電圧の振幅データを作成する手段と、前記基準となる振幅データに対する各相電圧の不平衡分と等価となる振幅比率を作成する手段とを設け、各相の電圧不平衡な電圧検出値を前記各相の振幅比率で除算することにより、振幅値が同じとした各相の修正電圧を位相同期制御回路に入力することで、前記各位相データのずれを修正し、修正された位相データを基に直流ＡＣＲ系に交流を直流に変換するための位相データとして用いることにより有効電流成分と無効電流成分のぶれを取るようにして達成される。
【００２５】
このとき、前記直流電源の電圧と、前記電力変換部に対する直流電源の指令値から有効パワー分電流指令を作成する手段と、前記電力変換部の交流出力電流を有効分帰還電流と無効分帰還電流に変換する手段と、前記有効パワー分電流指令が前記有効分帰還電流に収束し、前記無効分帰還電流が零に収束するように補償する電流制御手段と、前記電流制御手段による有効分電圧指令と無効分電圧指令より、前記電力変換部の三相電圧指令を逆変換し演算する手段と、前記振幅比率を前記三相電圧指令に乗算補正する手段とが備えられているようにしても、上記目的を達成することができる。
【００２６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明による系統連系用電力変換装置について、図示の実施の形態により詳細に説明する。
【００２７】
まず、図１は、本発明をＰＷＭ方式の電力変換装置に適用してインバータ動作させ、太陽電池４４ａが発電した直流電力を交流電力に変換して配電系統３４に潮流させるようにした場合の一実施形態で、ここで、制御系も含めた電力変換装置全体を１で表わしてあり、電力変換装置の主回路部についてはスイッチング主回路３９で示してある。
【００２８】
この図１に示した電力変換装置１において、太陽電池４４ａで発電された直流電力は平滑コンデンサ４０に入力され、電力変換装置の主回路部を構成するスイッチング主回路３９により交流に変換された後、電源協調交流リアクトル３７と高周波リップル除去フィルタ３６、絶縁トランス３５、それに継電器(接点)４６を介して配電系統３４に供給されるようになっている。
【００２９】
このときの電力変換装置１の制御は、ＰＴ(電源電圧検出用の絶縁トランス)１４と直流電圧検出器４１、それにＣＴ(電流検出用の絶縁トランス)３８により検出された情報に基づいて行なわれるが、このとき、絶縁トランス３５は必須という訳ではなく、無くてもかまわない。
【００３０】
また、このとき、図２に示すように、太陽電池４４ａに代えて蓄電池４４ｂを設け、蓄電池４４ｂから配電系統３４に電力を潮流させるインバータ動作に加えて、配電系統３４から蓄電池４４ｂを充電するコンバータとしても動作するようにしても良く、従って、この図２は、本発明の第２の実施形態を示したもので、図１の実施形態は第１の実施形態となる。
【００３１】
次に、図３は、本発明の第３の実施形態で、この図３は、電力変換装置１にインバータ装置４４ｃを組合わせ、誘導電動機４５を運転するようにした場合の一実施形態で、この場合、平滑コンデンサ４０は、動作開始時、初充電電流抑制抵抗４７、絶縁トランス３５、高周波リップル除去フィルタ３６、電源協調交流リアクトル３７、電流検出器３８、それにスイッチング主回路３９の各スイッチング素子に並列に接続されているフリーホイールダイオードを介して、最初に充電される。
【００３２】
そして、この充電により電圧が確立した後、継電器４６が投入され、スイッチング主回路３９のスイッチング制御が開始されることにより、直流電力がインバータ装置４４ｃに供給されるようになり、この結果、このインバータ装置４４ｃによる電動機４５の運転が可能になり、回生運転時には、スイッチング主回路３９がインバータ動作をする。
【００３３】
このときも、電力変換装置１の制御は、ＰＴ１４と直流電圧検出器４１、それにＣＴ３８により検出された情報に基づいて行なわれるが、ここでも絶縁トランス３５は必須という訳ではなく、無くてもかまわない。
【００３４】
次に、これら実施形態の動作について説明する。ここで、上記した第１から第３の各実施形態の何れにおいても、制御方法は基本的には同じで、このとき有効電流指令の極性が電力の向きにより、つまりインバータ動作かコンバータ動作かにより、正になるか負になるかが異なるだけであるから、以下、各実施形態の制御について共通に説明する。
【００３５】
ここで、上記実施形態の場合、制御系は何れも同じ構成で、基本的に大きく次の４系統のブロックに分れている。
【００３６】
そして、まず第１のブロックは、電源電圧の入力から、電源と同期した位相データθ１及びθｄを作成する位相指令系２で構成され、次に第２のブロックは、直流電圧と、その指令値を比較し、その偏差を比例・積分調整して出力する有効パワー電流指令系３で構成されている。
【００３７】
また第３のブロックは、コンバータ装置の交流出力電流を有効帰還電流Ｉｑ_Ｆと無効帰還電流Ｉｄ_Ｆの直流量に変換し、これらを第２のブロックから供給される有効パワー電流指令Ｉｑ_ｓ及び基準指令Ｉｄ_ｓ(＝０)と比較して電流制御を行う直流ＡＣＲ系４で構成されている。
【００３８】
更に第４のブロックは、第３のブロックから出力される有効電圧指令Ｖｑ_Ｓと無効電圧指令Ｖｄ_Ｓの直流量を三相の電圧指令に変換し、電圧指令Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗを出力させる電圧指令系５で構成されている。
【００３９】
ここで、まず、これらのブロックにおける各変換部８(図６)、９、１０での変換処理は、夫々従来技術と同じである。
【００４０】
従って、これらの実施形態が、夫々従来技術と大きく異なっている点は、図１と図２、それに図３から明らかなように、第１のブロックを構成している位相指令系２の前に不平衡修正回路６が付加されている点と、第４のブロックを構成している電圧指令系５の中に不平衡修正補償回路７が付加されている点にある。
【００４１】
更に、ここでも、実際の運用における利便性の見地から補正データ発生部１２を設け、ＳＩＮ／ＣＯＳテーブル１１Ｂの検索に使用される位相データθｄに、電圧制御系位相補正データＴＨＴＡ_ＰＷＭが加算でき、これにより位相を微小調整し、電源電圧検出におけるフィルタ遅れや、ＰＷＭデ−タの制御周期遅れが必要に応じて補正できるようになっている。
【００４２】
ところで、これら図１〜図３の何れの実施形態でも、搬送波発生回路４２とＰＷＭパルス信号発生回路４３を備えていて、電圧指令系５から出力される電圧指令Ｅｕ、Ｅｖ、ＥｗがＰＷＭパルス信号発生回路４３に供給され、ここで搬送波発生回路４２から供給されている鋸歯状波信号を変調することによりＰＷＭ信号が生成されるようになっている。そして、このＰＷＭ信号によりスイッチング主回路３９がスイッチング制御され、インバータ又はコンバータとして必要な動作をすることになる。
【００４３】
次に、これら実施形態における不平衡修正回路６と、不平衡修正補償回路７について、図４、図５を用いて説明する。ここで、まず図４は、不平衡修正回路６と不平衡修正補償回路７の詳細を示した図で、図５は、不平衡修正処理回路２６の詳細を示した図である。
【００４４】
これら図４と図５において、まず電力系統の各相の電源電圧はＰＴ１４により低圧化され、この後、Ａ／Ｄ変換器３１によってデジタル変換され、データＶＲ_ＡＤ、ＶＳ_ＡＤ、ＶＴ_ＡＤとなってＡ／Ｄ変換データ取込回路３２に取込まれる。そして、この後、ソフトフィルタ３３により１次遅れ化され、夫々のデータＶＲ_ＤＡＴＡ、ＶＳ_ＤＡＴＡ、ＶＴ_ＤＡＴＡに加工され、不平衡修正回路６に供給される。
【００４５】
不平衡修正回路６に入力されたこれらのデータは、一方では不平衡修正処理回路２６にそのまま供給されるが、他方、最大値選択回路２７にも供給される。そして、最大値選択回路２７で各相毎の絶対ピーク値データＳ_ＶＯＬＵ、Ｓ_ＶＯＬＶ、Ｓ_ＶＯＬＷが制御周期毎に検出され、次いで波高値検出回路２８により各相の振幅データＨＣ_ＶＯＬＵ、ＨＣ_ＶＯＬＶ、ＨＣ_ＶＯＬＷが、電源１周期毎のピーク値として検出された後、同じく不平衡修正処理回路２６に供給される。
【００４６】
不平衡修正処理回路２６では、図５に詳しく示されているように、各相の振幅データＨＣ_ＶＯＬＵ、ＨＣ_ＶＯＬＶ、ＨＣ_ＶＯＬＷをそのまま加算し、１／３化して、基準となる振幅データＶ_ＡＶに加工する。また、これと並行して、各相毎に演算子２９Ａを乗算する。そして、この乗算結果を振幅データＶ_ＡＶにより除算し、各相の振幅比率を表わすデータＫＲ、ＫＳ、ＫＴに加工する。
【００４７】
従って、このときの不平衡修正処理回路２６による演算処理の関係式は、次の(数２０)、(数２１)、(数２２)に示す通りになる。
【００４８】
ＶＲ_ＤＴ＝ＶＲ_ＤＡＴＡ／ＫＲ…………(数２０)
ＶＳ_ＤＴ＝ＶＳ_ＤＡＴＡ／ＫＳ…………(数２１)
ＶＴ_ＤＴ＝ＶＴ_ＤＡＴＡ／ＫＴ…………(数２２)
これらの振幅比率ＫＲ、ＫＳ、ＫＴは、一方ではこのまま不平衡修正処理回路２６から出力され、各相の振幅比率データ３０(図４)として電圧指令系５内の不平衡修正補償回路７に供給される。
【００４９】
また、この不平衡修正処理回路２６では、１次遅れソフトフィルタ３３からそのまま入力されたデータＶＲ_ＤＡＴＡ、ＶＳ_ＤＡＴＡ、ＶＴ_ＤＡＴＡに演算子２９Ｂを乗算し、次いでこれら各相毎の値を各相の振幅比率ＫＲ、ＫＳ、ＫＴで除算し、修正データＶＲ_ＤＴ、ＶＳ_ＤＴ、ＶＴ_ＤＴに加工する。
【００５０】
そこで、これら修正データを位相指令系２に供給し、図６で説明したようにして処理することにより、電源電圧に不平衡があっても、位相指令系２に入力される電源電圧データＶＲ_ＤＴ、ＶＳ_ＤＴ、ＶＴ_ＤＴとしては、常に平衡修正されたデータ、すなわち修正データＶＲ_ＤＴ、ＶＳ_ＤＴ、ＶＴ_ＤＴにされ、この結果、例えば電源電圧に１０％もの不平衡があっても、位相データに同期ずれや、ぶれが生じる虞れは無くなり、位相データθ１、θｄの精度を高くすることができる。
【００５１】
図４に戻り、電圧指令系５の中にある不平衡修正補償回路７には、直流ＡＣＲ指令系４の出力結果である有効電圧指令Ｖｑ_Ｓと無効電圧指令Ｖｄ_Ｓが逆ｄ−ｑ変換２相／３相変換部１０で加工して得た電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが入力されている。
【００５２】
そこで、この不平衡修正補償回路７では、まず、これら各相の振幅比率ＫＲ、ＫＳ、ＫＴに電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを乗算し、次いで演算子２９Ｃを除算した後、−１を乗算して反転をとり、電圧指令Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗに加工する。
【００５３】
この結果、電源電圧に不平衡があると、この不平衡による電圧の振幅比に応じて各相の電圧指令Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗも不平衡状態にされることになる。
【００５４】
ここで、−１を掛け反転をとっているのは、位相データθ１を基準位相θＲに対して１８０度差で取り扱っているためである。
【００５５】
従って、このときの不平衡修正補償回路７による演算処理の基本関係式は次の(数２３)、(数２４)、(数２５)に示す通りになる。
【００５６】
Ｅｕ＝Ｖｕ＊ＫＲ…………(数２３)
Ｅｖ＝Ｖｖ＊ＫＳ…………(数２４)
Ｅｗ＝Ｖｗ＊ＫＴ…………(数２５)
そこで、これら各相の電圧指令Ｅｕ、Ｅｖ、ＥｗをＰＷＭパルス信号発生回路４３に供給してやれば、電源電圧と電力変換装置の出力の間のインピーダンスに現れてしまう差電圧を各相間で等しくすることができ、この結果、電源電圧に不平衡があっても電流が不平衡になるのが抑えられ、歪み率を改善することができる。
【００５７】
従って、上記実施形態によれば、例えば電源電圧に１０％もの不平衡があっても位相データに同期ずれやぶれが生じる虞れが無くなるので、位相データの精度を高くすることができ、且つ、電源電圧に不平衡があっても電流が不平衡になるのが抑えられるので、歪み率を改善することができ、この結果、連系した電力系統に不平衡があっても制御精度が低下する虞れの無い系統連系用電力変換装置を容易に得ることができる。
【００５８】
【発明の効果】
本発明によれば、例えば商用電源の電圧不平衡によって生じる電源電流のアンバランスや、電源電流歪みを小さくすることができ、また装置を過電流停止させない等の効果が得られる。
【００５９】
また、本発明によれば、不平衡による直流成分電流が抑えられるので、電源トランスに偏磁現象を発生する虞れがないという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による系統連系用電力変換装置の第１の実施形態を示すブロック図である。
【図２】本発明による系統連系用電力変換装置の第２の実施形態を示すブロック図である。
【図３】 本発明による系統連系用電力変換装置の第３の実施形態を示すブロック図である。
【図４】本発明の実施形態における不平衡修正回路を含む制御系の一例を示すブロック図である。
【図５】本発明の実施形態における不平衡修正回路の詳細を示すブロック図である。
【図６】電力変換装置における位相指令系の一例を示すブロック図である。
【図７】電力変換装置におけるα−β変換式の説明図である。
【図８】電力変換装置におけるｄ−ｑ変換式の説明図である。
【図９】電力変換装置における位相データの同期状態の一例を示す波形図である。
【図１０】従来技術による系統連系用電力変換装置における制御回路の一例を示すブロック図である。
【図１１】電力変換装置における逆ｄ−ｑ変換式の説明図である。
【図１２】電力変換装置における２相／３相変換式の説明図である。
【図１３】従来技術による電力変換装置において電源電圧に不平衡があった場合の出力電流の一例を示す波形図である。
【符号の説明】
１ 電力変換装置(制御ブロックを含む全体）)
２ 位相指令系
３ 有効パワー電流指令系
４ 直流ＡＣＲ系
５ 電圧指令系
６ 不平衡修正回路
７ 不平衡修正補償回路
８ α−β変換／ｄ−ｑ変換ブロック部
９ α−β変換／ｄ−ｑ変換ブロック部
１０ 逆ｄ−ｑ変換２相／３相変換部
１１Ａ、１１Ｂ、１１Ｃ ＳＩＮ／ＣＯＳテーブル
１２ 電圧指令系位相補正データ発生部
１３ 電流制御系位相補正データ発生部
１４ ＰＴ(電源電圧検出用絶縁トランス)
１５ コンバータ出力電流検出部一次遅れソフトフィルタ
１６ コンバータ起動時の自動変調率計算回路
１７、２１、２４ 比例・積分器
１８、２２，２５ 比例・積分器、出力リミッタ
１９ 基準周波数
２０ 周波数シフト調整データ
２３ 電流制御系非干渉補償データ(電源協調交流リアクトル３７のインダクタンス値ωＬ)
２６ 不平衡修正処理回路
２７ 最大値選択回路
２８ 波高値検出回路
２９Ａ、２９Ｂ、２９Ｃ 演算子(十進数１００を表す演算子：Ｄ'１００)
３０ 電源電圧波形の各相の振幅比率
３１ Ａ／Ｄ変換器
３２ Ａ／Ｄ変換データ取込回路
３３ 電源電圧検出部１次遅れソフトフィルタ
３４ 配電系統(配電系統電源)
３５ 絶縁変圧器
３６ 高周波リップル除去フィルタ
３７ 電源協調交流リアクトル
３８ ＣＴ(電流検出用絶縁トランス：変流器)
３９ スイッチング主回路
４０ 平滑コンデンサ
４１ 直流電圧検出回路
４２ 搬送波発生回路
４３ ＰＷＭパルス信号発生回路
４４a 太陽電池
４４ｂ 蓄電池装置
４４ｃ インバータ装置
４５ 電動機
４６ 継電器器
４７ 初充電電流抑制抵抗
ＶＲ，ＶＳ，ＶＴ 配電系統の電源電圧
ＶＵ，ＶＶ，ＶＷ 電力変換装置の出力電圧
ＩＵ_Ｆ 電力変換装置のＵ相電流
ＩＷ_Ｆ 電力変換装置のＷ相電流
ＩＲ_ＤＡＴＡ 電力変換装置のＵ相電流データ
ＩＴ_ＤＡＴＡ 電力変換装置のＷ相電流データ
ＶＰ_ＤＡＴＡ 電力変換装置の直流電圧データ
ＶＰ_直流電圧指令
ＰＷＭ ＰＷＭパルス信号
θｄ、θ１ 指令データ
Ｖｄ-Ｆ ｄ軸電圧フィードバック
Ｖｑ-Ｆ ｑ軸電圧フィードバック
ＶＲ_Ｓ 基準電圧指令
Ｖｕ 補正前Ｕ相電圧指令
Ｖｖ 補正前Ｖ相電圧指令
Ｖｗ 補正前Ｗ相電圧指令
Ｅｕ 補正後Ｕ相電圧指令
Ｅｖ 補正後Ｖ相電圧指令
Ｅｗ 補正後Ｗ相電圧指令
ＴＨＴＡ_ＰＷＭ 電圧指令系位相補償データ
ＴＨＴＡ_ＩＦ 直流ＡＣＲ(電流制御系)位相補償データ
Ｉｑ_Ｓ 有効パワー電流指令
Ｉｄ_Ｓ 無効効パワー電流指令
Ｉｑ_Ｆ 有効パワー帰還電流
Ｉｄ_Ｆ 無効パワー帰還電流
Ｖｑ_Ｓ ｑ軸有効電圧指令
Ｖｄ_Ｓ ｄ軸無効電圧指令
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電力系統と連系して動作する電力変換装置に係り、特に電力系統から流入する交流電流を正弦波状に制御することができるようにした正弦波コンバータと呼ばれる電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、太陽電池や燃料電池などで発電した直流電力を交流に変換し、電力系統に連系して配電系統に潮流させたり、或いは配電系統から交流電力を取り込み、直流に変換して蓄電池に充電させることにより、電力の有効利用が図れるようにした系統連系用電力変換装置が注目を集めている。
【０００３】
ところで、このような電力変換装置には、電力系統に潮流する電流が正確な正弦波形の電流に制御できることが必要で、このため交流電源の位相を検出し、交流電源に同期した位相データを作成して、電力変換装置の主回路部(スイッチング主回路)を制御するようになっている。
【０００４】
そこで、この位相データを作成するための位相指令系について、図６により説明すると、この図６に示した位相指令系２では、図７の式(数１)から(数５)に示されているα−β変換と、図８の式(数６)から(数１０)に示されているｄ−ｑ変換演算を用いて位相データを作成する方式の位相指令系２を示したもので、まず電源周波数５０Ｈｚ又は６０Ｈｚを基準周波数ω０_Ｓとし、これと周波数補正分Δ_ωの加算結果を積算することにより位相データθ１を作成する。
【０００５】
そして、この位相データθ１に(＋)π／２が加算されることにより位相データθｄを生成させ、これによりＳＩＮ／ＣＯＳテーブル１１Ａが検索され、データｓｉｎθｄ、ｃｏｓθｄが導き出される。そして、これらのデータｓｉｎθｄ、ｃｏｓθｄが、電源電圧データＶＲ_ＤＴ、ＶＳ_ＤＴ、ＶＴ_ＤＴと共に、α−β変換／ｄ−ｑ変換ブロック部８に供給され、ここで(数１)から(数１０)によるα−β演算とｄ−ｑ演算を用いて、ｄ軸フィードバック電圧Ｖｄ_Ｆが演算される。
【０００６】
従って、このｄ軸フィードバック電圧Ｖｄ_Ｆの大きさは、位相データθ１と実際の電源電圧の基準位相θＲとの位相差により変化し、位相差に応じて正弦のデータを示す。例えば位相差が０のとき、Ｖｄ_Ｆは０となる。そして、位相差が生じたとき、θ１がθＲに対して位相遅れの場合は(＋)、進み位相では(−)となる。例えば９０度遅れなら、電圧のピーク値と同じ正の値となる。
【０００７】
よって、このｄ軸フィードバック電圧Ｖｄ_Ｆが常に０となるように基準値Ｖｄ(＝０)との比較を行い、この偏差を比例・積分器１７で補償することにより周波数補正分Δ_ωを得、これを、上記したように、基準周波数ω０_Ｓに加算すれば帰還ループが形成され、この結果、位相データθ１は、図９に示すように、θＲの１８０度点から始まり、次の１８０度点で同期するような位相データに収束する。このとき、位相θｄの同期状態も、図９に示すようになる。
【０００８】
そこで、次に、この位相指令系２を備えた系統連系用電力変換装置の従来技術における制御回路ついて、図１０を用いて説明すると、ここでは、まず有効パワー電流指令系３が直流電源の電圧ＶＰ_ＤＡＴＡとその指令値ＶＰ_Ｓを比較し、これらの偏差を比例・積分器２４と出力リミッタ２５で調節することにより有効パワー分電流指令Ｉｑ_ｓを出力するようになっていて、これを直流ＡＣＲ系４に供給する。
【０００９】
また、この直流ＡＣＲ系４には、一次遅れソフトフィルタ１５から出力される交流出力電流データＩＲ_ＤＴ、ＩＴ_ＤＴと、ＳＩＮ／ＣＯＳテーブル１１Ｃから出力されるデータｓｉｎθｄ、ｃｏｓθｄも入力される。
【００１０】
このとき、実際の運用における利便性の見地から、補正データ発生部１３を設け、ＳＩＮ／ＣＯＳテーブル１１Ｃの検索に使用される位相データθｄに、電流制御系位相補正データＴＨＴＡ_ＩＦによる微小位相が加算できるようにし、これにより、電源の電圧検出と電流検出に際してのフィルタ遅れや、主回路フィルタによる電力変換装置の出力電流の遅れが、必要に応じて補正できるようになっている。
【００１１】
そこで、直流ＡＣＲ系４は、α−β変換／ｄ−ｑ変換ブロック部９により、ＳＩＮ／ＣＯＳテーブルＣから出力されるデータｓｉｎθｄ、ｃｏｓθｄと、一次遅れソフトフィルタ１５から供給される交流出力電流データＩＲ_ＤＴ、ＩＴ_ＤＴに基づいて、これも上記した位相データ作成時と同様にα−β変換演算とｄ−ｑ変換演算を行ない、このコンバータ装置の交流出力電流である有効分帰還電流Ｉｑ_Ｆと無効分帰還電流Ｉｄ_Ｆの直流量に変換される。
【００１２】
そして、有効分帰還電流Ｉｑ_Ｆは、この直流ＡＣＲ系４に入力された有効パワー分電流指令Ｉｑ_ｓと比較され、他方、無効分帰還電流Ｉｄ_Ｆは基準値Ｉｄ_ｓ(＝０)と比較され、これらの偏差を夫々比例・積分器２１と出力リミッタ２２で調節した後、電流制御系非干渉補償データ２３を加減算することにより、この直流ＡＣＲ系４において、いわゆる直流ＡＣＲ方式と呼ばれる電流制御処理が行なわれ、有効電圧指令Ｖｑ_ｓと無効電圧指令Ｖｄ_ｓが出力される。
【００１３】
ここで、電流制御系非干渉補償データ２３とは、電源協調交流リアクトル３７によるインダクタンス値(ωＬ)に相当するデータのことであり、この電流制御の出力結果である有効電圧指令Ｖｑ_ｓと無効電圧指令Ｖｄ_ｓが電圧指令系５の中にある逆ｄ−ｑ変換２相／３相変換部１０に入力される。
【００１４】
そして、これら有効電圧指令Ｖｑ_ｓと無効電圧指令Ｖｄ_ｓは、ＳＩＮ／ＣＯＳテーブル１１Ｂから供給されるデータｓｉｎθｄ、ｃｏｓθｄと共に逆ｄ−ｑ変換２相／３相変換部１０に入力され、ここで、一方では図１１に示す式(数１１)から(数１３)の演算によって逆ｄ−ｑ変換処理され、他方では図１２に示す式(数１４)から(数１９)の演算によって２相／３相変換処理された結果、電力変換装置の出力電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが得られることになる。
【００１５】
そこで、この出力電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗをコンバータ装置などの電力変換装置(図示してない)に供給することにより、搬送周波数に応じたＰＷＭデ−タが作成され、電力変換装置の主スイッチング素子がスッチング駆動された結果、電力系統に連系して動作する電力変換装置が得られることになる。
【００１６】
ここで、自動変調率計算回路１６は、コンバータ起動時、直流電圧の大きさに応じてデータＶＲ_ＳＯを発生し、電圧指令を自動変調する働きをする。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来技術は、不平衡電圧の存在について配慮がされているとは言えず、制御精度の低下に問題があった。
【００１８】
すなわち、従来技術は、高応答性で電力系統の周波数変動等に対する追従性が良く、ノイズによる誤動作の虞れが少ないという利点がある反面、電力系統の電圧に不平衡が存在した場合には、ｄ軸フィードバック電圧Ｖｄ_Ｆの値が０に収束せず、バイアスを伴った値となり、且つ第２調波のリップル成分を伴ったものとなってしまう。
【００１９】
このため、従来技術では、位相データθｄの精度が悪化し、前述の電流制御のｄ−ｑ変換、電圧指令作成の逆ｄ−ｑ変換に影響を与え、コンバータ装置の出力電圧精度悪化の問題が誘発する。
【００２０】
また、従来技術では、上記のように電流制御に直流ＡＣＲ方式を採用している場合、電源電圧不平衡による各相電流のアンバランス状態を相毎の変化として捉えることができず、各相毎の電流補償が困難で、出力電流のアンバランスや歪み率が増大され、過電流停止などの問題も誘発されてしまう。
【００２１】
更に従来技術では、出力電圧指令を作成するために採用されている逆ｄ−ｑ変換理論と２相／３相変換理論が三相平衡条件のもとでしか精度が得られないものになっているため、この点でも電源電圧の不平衡状態によって電流に大きなアンバランスと歪みが生じ、また過電流などの不具合を生じてしまう。
【００２２】
ここで、図１３は、従来技術において、不平衡状態によってアンバランスになった電流波形の一例を示したもので、このように、従来技術では、電源電圧に不平衡が存在した場合は位相データθｄに精度悪化を生じたり、制御原理上(電流制御方式に直流ＡＣＲ方式用いている)各相毎の電流補償が困難なため、上記した種々の問題が生じてしまうのである。
【００２３】
本発明の目的は、連系した電力系統に不平衡があっても制御精度が低下する虞れの無い系統連系用電力変換装置を提供することにある。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
上記目的は、交流電源と直流電源の間に電源協調用交流リアクトルを介して設置された電力変換部を備え、前記交流電源の位相と同期した位相データを作成して前記電力変換部を制御し、交流電力と直流電力の相互変換を行う系統連系用電力変換装置において、前記交流電源の各相電圧の最大振幅値を加算し、１／３化した値により基準となる電圧の振幅データを作成する手段と、前記基準となる振幅データに対する各相電圧の不平衡分と等価となる振幅比率を作成する手段とを設け、各相の電圧不平衡な電圧検出値を前記各相の振幅比率で除算することにより、振幅値が同じとした各相の修正電圧を位相同期制御回路に入力することで、前記各位相データのずれを修正し、修正された位相データを基に直流ＡＣＲ系に交流を直流に変換するための位相データとして用いることにより有効電流成分と無効電流成分のぶれを取るようにして達成される。
【００２５】
このとき、前記直流電源の電圧と、前記電力変換部に対する直流電源の指令値から有効パワー分電流指令を作成する手段と、前記電力変換部の交流出力電流を有効分帰還電流と無効分帰還電流に変換する手段と、前記有効パワー分電流指令が前記有効分帰還電流に収束し、前記無効分帰還電流が零に収束するように補償する電流制御手段と、前記電流制御手段による有効分電圧指令と無効分電圧指令より、前記電力変換部の三相電圧指令を逆変換し演算する手段と、前記振幅比率を前記三相電圧指令に乗算補正する手段とが備えられているようにしても、上記目的を達成することができる。
【００２６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明による系統連系用電力変換装置について、図示の実施の形態により詳細に説明する。
【００２７】
まず、図１は、本発明をＰＷＭ方式の電力変換装置に適用してインバータ動作させ、太陽電池４４ａが発電した直流電力を交流電力に変換して配電系統３４に潮流させるようにした場合の一実施形態で、ここで、制御系も含めた電力変換装置全体を１で表わしてあり、電力変換装置の主回路部についてはスイッチング主回路３９で示してある。
【００２８】
この図１に示した電力変換装置１において、太陽電池４４ａで発電された直流電力は平滑コンデンサ４０に入力され、電力変換装置の主回路部を構成するスイッチング主回路３９により交流に変換された後、電源協調交流リアクトル３７と高周波リップル除去フィルタ３６、絶縁トランス３５、それに継電器(接点)４６を介して配電系統３４に供給されるようになっている。
【００２９】
このときの電力変換装置１の制御は、ＰＴ(電源電圧検出用の絶縁トランス)１４と直流電圧検出器４１、それにＣＴ(電流検出用の絶縁トランス)３８により検出された情報に基づいて行なわれるが、このとき、絶縁トランス３５は必須という訳ではなく、無くてもかまわない。
【００３０】
また、このとき、図２に示すように、太陽電池４４ａに代えて蓄電池４４ｂを設け、蓄電池４４ｂから配電系統３４に電力を潮流させるインバータ動作に加えて、配電系統３４から蓄電池４４ｂを充電するコンバータとしても動作するようにしても良く、従って、この図２は、本発明の第２の実施形態を示したもので、図１の実施形態は第１の実施形態となる。
【００３１】
次に、図３は、本発明の第３の実施形態で、この図３は、電力変換装置１にインバータ装置４４ｃを組合わせ、誘導電動機４５を運転するようにした場合の一実施形態で、この場合、平滑コンデンサ４０は、動作開始時、初充電電流抑制抵抗４７、絶縁トランス３５、高周波リップル除去フィルタ３６、電源協調交流リアクトル３７、電流検出器３８、それにスイッチング主回路３９の各スイッチング素子に並列に接続されているフリーホイールダイオードを介して、最初に充電される。
【００３２】
そして、この充電により電圧が確立した後、継電器４６が投入され、スイッチング主回路３９のスイッチング制御が開始されることにより、直流電力がインバータ装置４４ｃに供給されるようになり、この結果、このインバータ装置４４ｃによる電動機４５の運転が可能になり、回生運転時には、スイッチング主回路３９がインバータ動作をする。
【００３３】
このときも、電力変換装置１の制御は、ＰＴ１４と直流電圧検出器４１、それにＣＴ３８により検出された情報に基づいて行なわれるが、ここでも絶縁トランス３５は必須という訳ではなく、無くてもかまわない。
【００３４】
次に、これら実施形態の動作について説明する。ここで、上記した第１から第３の各実施形態の何れにおいても、制御方法は基本的には同じで、このとき有効電流指令の極性が電力の向きにより、つまりインバータ動作かコンバータ動作かにより、正になるか負になるかが異なるだけであるから、以下、各実施形態の制御について共通に説明する。
【００３５】
ここで、上記実施形態の場合、制御系は何れも同じ構成で、基本的に大きく次の４系統のブロックに分れている。
【００３６】
そして、まず第１のブロックは、電源電圧の入力から、電源と同期した位相データθ１及びθｄを作成する位相指令系２で構成され、次に第２のブロックは、直流電圧と、その指令値を比較し、その偏差を比例・積分調整して出力する有効パワー電流指令系３で構成されている。
【００３７】
また第３のブロックは、コンバータ装置の交流出力電流を有効帰還電流Ｉｑ_Ｆと無効帰還電流Ｉｄ_Ｆの直流量に変換し、これらを第２のブロックから供給される有効パワー電流指令Ｉｑ_ｓ及び基準指令Ｉｄ_ｓ(＝０)と比較して電流制御を行う直流ＡＣＲ系４で構成されている。
【００３８】
更に第４のブロックは、第３のブロックから出力される有効電圧指令Ｖｑ_Ｓと無効電圧指令Ｖｄ_Ｓの直流量を三相の電圧指令に変換し、電圧指令Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗを出力させる電圧指令系５で構成されている。
【００３９】
ここで、まず、これらのブロックにおける各変換部８(図６)、９、１０での変換処理は、夫々従来技術と同じである。
【００４０】
従って、これらの実施形態が、夫々従来技術と大きく異なっている点は、図１と図２、それに図３から明らかなように、第１のブロックを構成している位相指令系２の前に不平衡修正回路６が付加されている点と、第４のブロックを構成している電圧指令系５の中に不平衡修正補償回路７が付加されている点にある。
【００４１】
更に、ここでも、実際の運用における利便性の見地から補正データ発生部１２を設け、ＳＩＮ／ＣＯＳテーブル１１Ｂの検索に使用される位相データθｄに、電圧制御系位相補正データＴＨＴＡ_ＰＷＭが加算でき、これにより位相を微小調整し、電源電圧検出におけるフィルタ遅れや、ＰＷＭデ−タの制御周期遅れが必要に応じて補正できるようになっている。
【００４２】
ところで、これら図１〜図３の何れの実施形態でも、搬送波発生回路４２とＰＷＭパルス信号発生回路４３を備えていて、電圧指令系５から出力される電圧指令Ｅｕ、Ｅｖ、ＥｗがＰＷＭパルス信号発生回路４３に供給され、ここで搬送波発生回路４２から供給されている鋸歯状波信号を変調することによりＰＷＭ信号が生成されるようになっている。そして、このＰＷＭ信号によりスイッチング主回路３９がスイッチング制御され、インバータ又はコンバータとして必要な動作をすることになる。
【００４３】
次に、これら実施形態における不平衡修正回路６と、不平衡修正補償回路７について、図４、図５を用いて説明する。ここで、まず図４は、不平衡修正回路６と不平衡修正補償回路７の詳細を示した図で、図５は、不平衡修正処理回路２６の詳細を示した図である。
【００４４】
これら図４と図５において、まず電力系統の各相の電源電圧はＰＴ１４により低圧化され、この後、Ａ／Ｄ変換器３１によってデジタル変換され、データＶＲ_ＡＤ、ＶＳ_ＡＤ、ＶＴ_ＡＤとなってＡ／Ｄ変換データ取込回路３２に取込まれる。そして、この後、ソフトフィルタ３３により１次遅れ化され、夫々のデータＶＲ_ＤＡＴＡ、ＶＳ_ＤＡＴＡ、ＶＴ_ＤＡＴＡに加工され、不平衡修正回路６に供給される。
【００４５】
不平衡修正回路６に入力されたこれらのデータは、一方では不平衡修正処理回路２６にそのまま供給されるが、他方、最大値選択回路２７にも供給される。そして、最大値選択回路２７で各相毎の絶対ピーク値データＳ_ＶＯＬＵ、Ｓ_ＶＯＬＶ、Ｓ_ＶＯＬＷが制御周期毎に検出され、次いで波高値検出回路２８により各相の振幅データＨＣ_ＶＯＬＵ、ＨＣ_ＶＯＬＶ、ＨＣ_ＶＯＬＷが、電源１周期毎のピーク値として検出された後、同じく不平衡修正処理回路２６に供給される。
【００４６】
不平衡修正処理回路２６では、図５に詳しく示されているように、各相の振幅データＨＣ_ＶＯＬＵ、ＨＣ_ＶＯＬＶ、ＨＣ_ＶＯＬＷをそのまま加算し、１／３化して、基準となる振幅データＶ_ＡＶに加工する。また、これと並行して、各相毎に演算子２９Ａを乗算する。そして、この乗算結果を振幅データＶ_ＡＶにより除算し、各相の振幅比率を表わすデータＫＲ、ＫＳ、ＫＴに加工する。
【００４７】
従って、このときの不平衡修正処理回路２６による演算処理の関係式は、次の(数２０)、(数２１)、(数２２)に示す通りになる。
【００４８】
ＶＲ_ＤＴ＝ＶＲ_ＤＡＴＡ／ＫＲ…………(数２０)
ＶＳ_ＤＴ＝ＶＳ_ＤＡＴＡ／ＫＳ…………(数２１)
ＶＴ_ＤＴ＝ＶＴ_ＤＡＴＡ／ＫＴ…………(数２２)
これらの振幅比率ＫＲ、ＫＳ、ＫＴは、一方ではこのまま不平衡修正処理回路２６から出力され、各相の振幅比率データ３０(図４)として電圧指令系５内の不平衡修正補償回路７に供給される。
【００４９】
また、この不平衡修正処理回路２６では、１次遅れソフトフィルタ３３からそのまま入力されたデータＶＲ_ＤＡＴＡ、ＶＳ_ＤＡＴＡ、ＶＴ_ＤＡＴＡに演算子２９Ｂを乗算し、次いでこれら各相毎の値を各相の振幅比率ＫＲ、ＫＳ、ＫＴで除算し、修正データＶＲ_ＤＴ、ＶＳ_ＤＴ、ＶＴ_ＤＴに加工する。
【００５０】
そこで、これら修正データを位相指令系２に供給し、図６で説明したようにして処理することにより、電源電圧に不平衡があっても、位相指令系２に入力される電源電圧データＶＲ_ＤＴ、ＶＳ_ＤＴ、ＶＴ_ＤＴとしては、常に平衡修正されたデータ、すなわち修正データＶＲ_ＤＴ、ＶＳ_ＤＴ、ＶＴ_ＤＴにされ、この結果、例えば電源電圧に１０％もの不平衡があっても、位相データに同期ずれや、ぶれが生じる虞れは無くなり、位相データθ１、θｄの精度を高くすることができる。
【００５１】
図４に戻り、電圧指令系５の中にある不平衡修正補償回路７には、直流ＡＣＲ指令系４の出力結果である有効電圧指令Ｖｑ_Ｓと無効電圧指令Ｖｄ_Ｓが逆ｄ−ｑ変換２相／３相変換部１０で加工して得た電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが入力されている。
【００５２】
そこで、この不平衡修正補償回路７では、まず、これら各相の振幅比率ＫＲ、ＫＳ、ＫＴに電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを乗算し、次いで演算子２９Ｃを除算した後、−１を乗算して反転をとり、電圧指令Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗに加工する。
【００５３】
この結果、電源電圧に不平衡があると、この不平衡による電圧の振幅比に応じて各相の電圧指令Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗも不平衡状態にされることになる。
【００５４】
ここで、−１を掛け反転をとっているのは、位相データθ１を基準位相θＲに対して１８０度差で取り扱っているためである。
【００５５】
従って、このときの不平衡修正補償回路７による演算処理の基本関係式は次の(数２３)、(数２４)、(数２５)に示す通りになる。
【００５６】
Ｅｕ＝Ｖｕ＊ＫＲ…………(数２３)
Ｅｖ＝Ｖｖ＊ＫＳ…………(数２４)
Ｅｗ＝Ｖｗ＊ＫＴ…………(数２５)
そこで、これら各相の電圧指令Ｅｕ、Ｅｖ、ＥｗをＰＷＭパルス信号発生回路４３に供給してやれば、電源電圧と電力変換装置の出力の間のインピーダンスに現れてしまう差電圧を各相間で等しくすることができ、この結果、電源電圧に不平衡があっても電流が不平衡になるのが抑えられ、歪み率を改善することができる。
【００５７】
従って、上記実施形態によれば、例えば電源電圧に１０％もの不平衡があっても位相データに同期ずれやぶれが生じる虞れが無くなるので、位相データの精度を高くすることができ、且つ、電源電圧に不平衡があっても電流が不平衡になるのが抑えられるので、歪み率を改善することができ、この結果、連系した電力系統に不平衡があっても制御精度が低下する虞れの無い系統連系用電力変換装置を容易に得ることができる。
【００５８】
【発明の効果】
本発明によれば、例えば商用電源の電圧不平衡によって生じる電源電流のアンバランスや、電源電流歪みを小さくすることができ、また装置を過電流停止させない等の効果が得られる。
【００５９】
また、本発明によれば、不平衡による直流成分電流が抑えられるので、電源トランスに偏磁現象を発生する虞れがないという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による系統連系用電力変換装置の第１の実施形態を示すブロック図である。
【図２】本発明による系統連系用電力変換装置の第２の実施形態を示すブロック図である。
【図３】 本発明による系統連系用電力変換装置の第３の実施形態を示すブロック図である。
【図４】本発明の実施形態における不平衡修正回路を含む制御系の一例を示すブロック図である。
【図５】本発明の実施形態における不平衡修正回路の詳細を示すブロック図である。
【図６】電力変換装置における位相指令系の一例を示すブロック図である。
【図７】電力変換装置におけるα−β変換式の説明図である。
【図８】電力変換装置におけるｄ−ｑ変換式の説明図である。
【図９】電力変換装置における位相データの同期状態の一例を示す波形図である。
【図１０】従来技術による系統連系用電力変換装置における制御回路の一例を示すブロック図である。
【図１１】電力変換装置における逆ｄ−ｑ変換式の説明図である。
【図１２】電力変換装置における２相／３相変換式の説明図である。
【図１３】従来技術による電力変換装置において電源電圧に不平衡があった場合の出力電流の一例を示す波形図である。
【符号の説明】
１ 電力変換装置(制御ブロックを含む全体）)
２ 位相指令系
３ 有効パワー電流指令系
４ 直流ＡＣＲ系
５ 電圧指令系
６ 不平衡修正回路
７ 不平衡修正補償回路
８ α−β変換／ｄ−ｑ変換ブロック部
９ α−β変換／ｄ−ｑ変換ブロック部
１０ 逆ｄ−ｑ変換２相／３相変換部
１１Ａ、１１Ｂ、１１Ｃ ＳＩＮ／ＣＯＳテーブル
１２ 電圧指令系位相補正データ発生部
１３ 電流制御系位相補正データ発生部
１４ ＰＴ(電源電圧検出用絶縁トランス)
１５ コンバータ出力電流検出部一次遅れソフトフィルタ
１６ コンバータ起動時の自動変調率計算回路
１７、２１、２４ 比例・積分器
１８、２２，２５ 比例・積分器、出力リミッタ
１９ 基準周波数
２０ 周波数シフト調整データ
２３ 電流制御系非干渉補償データ(電源協調交流リアクトル３７のインダクタンス値ωＬ)
２６ 不平衡修正処理回路
２７ 最大値選択回路
２８ 波高値検出回路
２９Ａ、２９Ｂ、２９Ｃ 演算子(十進数１００を表す演算子：Ｄ'１００)
３０ 電源電圧波形の各相の振幅比率
３１ Ａ／Ｄ変換器
３２ Ａ／Ｄ変換データ取込回路
３３ 電源電圧検出部１次遅れソフトフィルタ
３４ 配電系統(配電系統電源)
３５ 絶縁変圧器
３６ 高周波リップル除去フィルタ
３７ 電源協調交流リアクトル
３８ ＣＴ(電流検出用絶縁トランス：変流器)
３９ スイッチング主回路
４０ 平滑コンデンサ
４１ 直流電圧検出回路
４２ 搬送波発生回路
４３ ＰＷＭパルス信号発生回路
４４a 太陽電池
４４ｂ 蓄電池装置
４４ｃ インバータ装置
４５ 電動機
４６ 継電器器
４７ 初充電電流抑制抵抗
ＶＲ，ＶＳ，ＶＴ 配電系統の電源電圧
ＶＵ，ＶＶ，ＶＷ 電力変換装置の出力電圧
ＩＵ_Ｆ 電力変換装置のＵ相電流
ＩＷ_Ｆ 電力変換装置のＷ相電流
ＩＲ_ＤＡＴＡ 電力変換装置のＵ相電流データ
ＩＴ_ＤＡＴＡ 電力変換装置のＷ相電流データ
ＶＰ_ＤＡＴＡ 電力変換装置の直流電圧データ
ＶＰ_直流電圧指令
ＰＷＭ ＰＷＭパルス信号
θｄ、θ１ 指令データ
Ｖｄ-Ｆ ｄ軸電圧フィードバック
Ｖｑ-Ｆ ｑ軸電圧フィードバック
ＶＲ_Ｓ 基準電圧指令
Ｖｕ 補正前Ｕ相電圧指令
Ｖｖ 補正前Ｖ相電圧指令
Ｖｗ 補正前Ｗ相電圧指令
Ｅｕ 補正後Ｕ相電圧指令
Ｅｖ 補正後Ｖ相電圧指令
Ｅｗ 補正後Ｗ相電圧指令
ＴＨＴＡ_ＰＷＭ 電圧指令系位相補償データ
ＴＨＴＡ_ＩＦ 直流ＡＣＲ(電流制御系)位相補償データ
Ｉｑ_Ｓ 有効パワー電流指令
Ｉｄ_Ｓ 無効効パワー電流指令
Ｉｑ_Ｆ 有効パワー帰還電流
Ｉｄ_Ｆ 無効パワー帰還電流
Ｖｑ_Ｓ ｑ軸有効電圧指令
Ｖｄ_Ｓ ｄ軸無効電圧指令
Claims (2)
- 交流電源と直流電源の間に電源協調用交流リアクトルを介して設置された電力変換部を備え、前記交流電源の位相と同期した位相データを作成して前記電力変換部を制御し、交流電力と直流電力の相互変換を行う系統連系用電力変換装置において、
前記交流電源の各相電圧の最大振幅値を加算し、１／３化した値により基準となる電圧の振幅データを作成する手段と、
前記基準となる振幅データに対する各相電圧の不平衡分と等価となる振幅比率を作成する手段と、
を設け、
各相の電圧不平衡な電圧検出値を前記各相の振幅比率で除算することにより、振幅値が同じとした各相の修正電圧を位相同期制御回路に入力することで、前記各位相データのずれを修正し、修正された位相データを基に直流ＡＣＲ系に交流を直流に変換するための位相データとして用いることにより有効電流成分と無効電流成分のぶれを取ることを特徴とする系統連系用電力変換装置。 - 請求項１に記載の発明において、
前記直流電源の電圧と、前記電力変換部に対する直流電源の指令値から有効パワー分電流指令を作成する手段と、
前記電力変換部の交流出力電流を有効分帰還電流と無効分帰還電流に変換する手段と、
前記有効パワー分電流指令が前記有効分帰還電流に収束し、前記無効分帰還電流が零に収束するように補償する電流制御手段と、
前記電流制御手段による有効分電圧指令と無効分電圧指令より、前記電力変換部の三相電圧指令を逆変換し演算する手段と、
前記振幅比率を前記三相電圧指令に乗算補正する手段とが備えられていることを特徴とする系統連系用電力変換装置。
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