JPH02261063A - インバータ装置と交流電動機駆動システム - Google Patents
インバータ装置と交流電動機駆動システムInfo
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- JPH02261063A JPH02261063A JP1078248A JP7824889A JPH02261063A JP H02261063 A JPH02261063 A JP H02261063A JP 1078248 A JP1078248 A JP 1078248A JP 7824889 A JP7824889 A JP 7824889A JP H02261063 A JPH02261063 A JP H02261063A
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 31
- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims abstract description 28
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 8
- 238000000034 method Methods 0.000 abstract description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 11
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 6
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 3
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 2
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 2
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は直列多重パルス幅変調インバータ装置において
、特に中性点に流れる電流を防止し、出力電流リプルを
低減するのに好適なインバータ装置とそのインバータ装
置を用いた交流電動機駆動システムに関する。
、特に中性点に流れる電流を防止し、出力電流リプルを
低減するのに好適なインバータ装置とそのインバータ装
置を用いた交流電動機駆動システムに関する。
交流電動機の回転速度を制御する場合、ＰＷＭインバー
タ装置が用いられるが、ＰＷＭインバータの出力電圧は
正、負の２レベルのため、出力電流に含まれる高調波成
分が大きいという問題がある。
タ装置が用いられるが、ＰＷＭインバータの出力電圧は
正、負の２レベルのため、出力電流に含まれる高調波成
分が大きいという問題がある。
そこで、従来ではＰＷＭインバータの出力電流に含まれ
る高調波成分を低減する方法として特開昭５６−７４０
８８号に記載のように、ＰＷＭインバータを直列に多重
化してインバータの出力電圧を正。
る高調波成分を低減する方法として特開昭５６−７４０
８８号に記載のように、ＰＷＭインバータを直列に多重
化してインバータの出力電圧を正。
０、負の３レベルにして高調波成分を低減する方法が提
案されている。
案されている。
しかしながら、上記従来技術はインバータの出力電圧が
Ｏとなる期間において出力電流が直流電源の中性点に流
れ、またそれは直流平滑コンデンサに流入する。そのた
め、直流電圧がインバータ出力周波数の３倍周波数で変
動し、平滑コンデンサに流入するリプル電流が増大する
。
Ｏとなる期間において出力電流が直流電源の中性点に流
れ、またそれは直流平滑コンデンサに流入する。そのた
め、直流電圧がインバータ出力周波数の３倍周波数で変
動し、平滑コンデンサに流入するリプル電流が増大する
。
前記リプル成分を取り除くために平滑コンデンサに大容
量のものを使用する必要があった。
量のものを使用する必要があった。
本発明の目的は、この中性点電流を０とするように制御
して直流電圧の変動をなくし、コンデンサ容量の低減を
可能にした高調波の少ない交流出力を出力し得るインバ
ータ装置を提供することにある。
して直流電圧の変動をなくし、コンデンサ容量の低減を
可能にした高調波の少ない交流出力を出力し得るインバ
ータ装置を提供することにある。
上記目的は、中性点電流を低減するために、中性点電流
の検出値又は出力電圧指令値の大きさに基づいて零相電
圧の大きさを演算して、この零相電圧をインバータ各相
の出力電圧指令に加算することにより達成される。
の検出値又は出力電圧指令値の大きさに基づいて零相電
圧の大きさを演算して、この零相電圧をインバータ各相
の出力電圧指令に加算することにより達成される。
直列多重インバータの中性点電流は各相の出力電圧が零
レベルのとき流れる。零電圧出力の期間は出力電圧の零
相分を変化させることにより変わる。したがって、各相
の中性点電流は零相電圧に応じて変化する。各相の中性
点電流の和が零となるように零相電圧を制御することに
より、中性点電流の零化ができる。このとき、零相電圧
付加により出力電流は何ら影響を受けることなく、本来
の制御性能には問題を生じない。
レベルのとき流れる。零電圧出力の期間は出力電圧の零
相分を変化させることにより変わる。したがって、各相
の中性点電流は零相電圧に応じて変化する。各相の中性
点電流の和が零となるように零相電圧を制御することに
より、中性点電流の零化ができる。このとき、零相電圧
付加により出力電流は何ら影響を受けることなく、本来
の制御性能には問題を生じない。
本発明の一実施例を第１図に示す。
第１図において、直列多重インバータ１は直流電圧を正
、０．負の３レベルの交流電圧に変換し、交流電動機２
に３相の交流電圧を供給する。直列多重インバータ１を
構成するスイッチング素子はＰＷＭ信号演算器３より、
出力電圧指令Ｖ−＊。
、０．負の３レベルの交流電圧に変換し、交流電動機２
に３相の交流電圧を供給する。直列多重インバータ１を
構成するスイッチング素子はＰＷＭ信号演算器３より、
出力電圧指令Ｖ−＊。
ｙ ｙ＊＊ 、 Ｖ−’と搬送波信号とを比較して作ら
れるオン、オフパルスが与えられる。電圧指令演算器４
は回転磁界座標系の励磁電流指令１ａ＊、トルク電流指
令Ｉｑ＊及び−成鳥周波数指令ω１＊に基づいて回転磁
界座標系の電圧指令Ｖ ａ ＊ 、 Ｖ ｑ ＊を演算
して座標変換器５及び電圧位相基準演算器６に出力され
る。積分器７は一成鳥周波数指令ω１＊から座標変換基
準指令ω１＊ｔを演算して座標変換器５及び電圧位相基
準演算器６に出力する。座標変換器５では座標変換基準
指令ω１＊ｔに基づいて電圧指令Ｖ ｄ＊ 、 Ｖ ｑ
＊を固定子座標系の３相交流電圧指令Ｖｕ＊ｇ Ｖｖ
＊、 Ｖ−に変換して加算器８Ｕ、８Ｖ。
れるオン、オフパルスが与えられる。電圧指令演算器４
は回転磁界座標系の励磁電流指令１ａ＊、トルク電流指
令Ｉｑ＊及び−成鳥周波数指令ω１＊に基づいて回転磁
界座標系の電圧指令Ｖ ａ ＊ 、 Ｖ ｑ ＊を演算
して座標変換器５及び電圧位相基準演算器６に出力され
る。積分器７は一成鳥周波数指令ω１＊から座標変換基
準指令ω１＊ｔを演算して座標変換器５及び電圧位相基
準演算器６に出力する。座標変換器５では座標変換基準
指令ω１＊ｔに基づいて電圧指令Ｖ ｄ＊ 、 Ｖ ｑ
＊を固定子座標系の３相交流電圧指令Ｖｕ＊ｇ Ｖｖ
＊、 Ｖ−に変換して加算器８Ｕ、８Ｖ。
８Ｗに出力する。電圧位相基準演算器６では座標変換基
準指令ω１＊ｔと電圧指令Ｖ ａ ＊ 、 Ｖ ｑ ＊
に基づいて電圧位相基準指令ω１ｔ を零相電圧指令演
算器９に出力する。力率角演算器１０は励磁電流指令Ｉ
ａ＊、トルク電流指令工、＊及び電圧指令Ｖｄ＊。
準指令ω１＊ｔと電圧指令Ｖ ａ ＊ 、 Ｖ ｑ ＊
に基づいて電圧位相基準指令ω１ｔ を零相電圧指令演
算器９に出力する。力率角演算器１０は励磁電流指令Ｉ
ａ＊、トルク電流指令工、＊及び電圧指令Ｖｄ＊。
ｖｑ＊に基づいて力率角θを演算して零相電圧指令演算
器９に出力する。零相電圧指令演算器９では電圧位相基
準指令ω１ｔ と力率角Ｏに基づいて零相電圧指令ｖＮ
＊を演算して加算器８Ｕ、８Ｖ、８Ｗに出力する。加算
器８Ｕ、８Ｖ、８Ｗは３相交流電圧指令と零相電圧指令
を加算して出力電圧指令Ｖ −＊ ＨＶ ｖ＊＊ 、
Ｖ−＊を得てＰＷＭパルス演算器３に出力する。
器９に出力する。零相電圧指令演算器９では電圧位相基
準指令ω１ｔ と力率角Ｏに基づいて零相電圧指令ｖＮ
＊を演算して加算器８Ｕ、８Ｖ、８Ｗに出力する。加算
器８Ｕ、８Ｖ、８Ｗは３相交流電圧指令と零相電圧指令
を加算して出力電圧指令Ｖ −＊ ＨＶ ｖ＊＊ 、
Ｖ−＊を得てＰＷＭパルス演算器３に出力する。
次に動作を第２〜第８図を参照して説明する。
第２図は直列多重インバータ１の詳細な回路構成である
。１１は直流電源であり、平滑コンデンサ１２．１３を
直列接続したものを直流電源１１に並列接続する。これ
ら２つの平滑コンデンサ１２゜１３の相互接続点は電源
中性点として利用する。
。１１は直流電源であり、平滑コンデンサ１２．１３を
直列接続したものを直流電源１１に並列接続する。これ
ら２つの平滑コンデンサ１２゜１３の相互接続点は電源
中性点として利用する。
スイッチング回路は１〜ランジスタ５ＩＵ−８４Ｗおよ
びフライホイルダイオードＤＩＵ−Ｄ４Ｗおよび各出力
端子Ｕ、Ｖ、Ｗを中性点電位にクランプするためのクラ
ンプダイオードＣＤＩＵ −ＣＤ２υから構成される。
びフライホイルダイオードＤＩＵ−Ｄ４Ｗおよび各出力
端子Ｕ、Ｖ、Ｗを中性点電位にクランプするためのクラ
ンプダイオードＣＤＩＵ −ＣＤ２υから構成される。
この直列多重インバータ１を構成するトランジスタＳ１
．Ｕ−３４，Ｗは出力電圧指令Ｖ ｕ” 、Ｖ ｖ”
Ｈ■−＊と搬送波信号とを比較して得られるパルス幅変
調（ＰＷＭ）信号によってオン、オフするが、制御にお
いてはＳｌとＳ３及びＳ２とＳ４の各々が一組のインバ
ータとしてオン、オフをするように動作する。その結果
、オンする条件と出力端の電圧との関係は第３図のよう
になる。例えばＵ相についてみると、ＳＩＵとＳ２Ｕが
オンすると（Ｓ３Ｕ、Ｓ４Ｕはオフ）出力端子Ｕは＋Ｅ
の電位となる。逆にＳ３Ｕと８４− Ｕがオンすると（
ＳＩＵ、Ｓ２Ｕはオフ）出力端子Ｕは−Ｅの電位となる
。また、Ｓ２ＵとＳ３Ｕがオンすると（ＳＩＵ、Ｓ４Ｕ
はオフ）出力端子ＵはＳ２Ｕ。
．Ｕ−３４，Ｗは出力電圧指令Ｖ ｕ” 、Ｖ ｖ”
Ｈ■−＊と搬送波信号とを比較して得られるパルス幅変
調（ＰＷＭ）信号によってオン、オフするが、制御にお
いてはＳｌとＳ３及びＳ２とＳ４の各々が一組のインバ
ータとしてオン、オフをするように動作する。その結果
、オンする条件と出力端の電圧との関係は第３図のよう
になる。例えばＵ相についてみると、ＳＩＵとＳ２Ｕが
オンすると（Ｓ３Ｕ、Ｓ４Ｕはオフ）出力端子Ｕは＋Ｅ
の電位となる。逆にＳ３Ｕと８４− Ｕがオンすると（
ＳＩＵ、Ｓ２Ｕはオフ）出力端子Ｕは−Ｅの電位となる
。また、Ｓ２ＵとＳ３Ｕがオンすると（ＳＩＵ、Ｓ４Ｕ
はオフ）出力端子ＵはＳ２Ｕ。
Ｓ３ＵおよびクランプダイオードＣＤＩＵ、ＣＤ２ｔｌ
を介して平滑コンデンサ］２と１３の接続点に接続され
、出力端子Ｕは電源中性点のＯ電位に固定される。この
動作の結果、出力端子Ｕの電位は＋Ｅ、Ｏ，−Ｅの間で
変化し、インバータ出力の高調波含有率が低減される。
を介して平滑コンデンサ］２と１３の接続点に接続され
、出力端子Ｕは電源中性点のＯ電位に固定される。この
動作の結果、出力端子Ｕの電位は＋Ｅ、Ｏ，−Ｅの間で
変化し、インバータ出力の高調波含有率が低減される。
しかしながら、この０電位の期間中の出力電流はすべて
電源中性点に流れるため、平滑コンデンサ１２と１３の
電位が変化する問題がある。出力端子■、Ｗについても
同様である。そこで、本発明では平滑コンデンサ１２と
１３の電位変化が、電源中性点に流れる中性点電流によ
って発生することに着目し、この中性点電流を抑制する
零相電圧指令を第１図に示すようなフィードフォワード
制御回路あるいは、第２図に示す電流検出器１．４．１
５あるいは電圧検出器１６の検出信号に基づいて演算す
るようにしている。
電源中性点に流れるため、平滑コンデンサ１２と１３の
電位が変化する問題がある。出力端子■、Ｗについても
同様である。そこで、本発明では平滑コンデンサ１２と
１３の電位変化が、電源中性点に流れる中性点電流によ
って発生することに着目し、この中性点電流を抑制する
零相電圧指令を第１図に示すようなフィードフォワード
制御回路あるいは、第２図に示す電流検出器１．４．１
５あるいは電圧検出器１６の検出信号に基づいて演算す
るようにしている。
＝１１−
以下本発明の動作原理を説明する。
第４図は１相分の出力端子がＯ電位の期間中に電源中性
点に流れる中性点電流の通路を示したものである。中性
点電流は出力電圧がＯの期間にその時の出力電流ｉの極
性によって、（ａ）〜（ｄ）の破線で示すように流れる
。また、出力端子電圧が０でない期間中の出力電流は（
ａ）〜（ｄ）の実線で示す通路を流れる。この第４図の
交流通路の関係から明らかなように、中性点電流は出力
電流と出力端子がＯ電位となる期間の割合との積に比例
する。この出力端子がＯ電位となる期間の割合Ｒｕ。
点に流れる中性点電流の通路を示したものである。中性
点電流は出力電圧がＯの期間にその時の出力電流ｉの極
性によって、（ａ）〜（ｄ）の破線で示すように流れる
。また、出力端子電圧が０でない期間中の出力電流は（
ａ）〜（ｄ）の実線で示す通路を流れる。この第４図の
交流通路の関係から明らかなように、中性点電流は出力
電流と出力端子がＯ電位となる期間の割合との積に比例
する。この出力端子がＯ電位となる期間の割合Ｒｕ。
Ｒｖ、Ｒｗは各相の出力電圧指令■。”Ｉ Ｖｖ’ｌ、
Ｖｗ”に対して次式で表わされる。
Ｖｗ”に対して次式で表わされる。
ここに、Ｅは直流電源１１の半分の大きさである。
また、３相分を合成した中性点電流ｉＮは出力電流１ｕ
ｙｉｖ、ＩＷに対して次式で表わされる。
ｙｉｖ、ＩＷに対して次式で表わされる。
ｉ＋ｖ＝Ｒｕ＊ｉｕ＋Ｒｖ＊ｉｖ＋Ｒｔｖ＊ｉｗ
”’（２）第５図は各相のＯ電位期間の割合Ｒｕ
、 Ｒｖ、ＲｗとＵ相の出力電圧指令■ｕ＊及び中性点
電流ｊＮの波形である。この第５図の波形から明らかな
ように、中性点電流ｉ〜は出力電圧指令■−の周波数の
３倍で、その大きさは出力電流の大きさに比例する。し
たがって平滑コンデンサ１２．１３の電圧はインバータ
の出力周波数と出力電流の大きさによって大きく変動す
る。
”’（２）第５図は各相のＯ電位期間の割合Ｒｕ
、 Ｒｖ、ＲｗとＵ相の出力電圧指令■ｕ＊及び中性点
電流ｊＮの波形である。この第５図の波形から明らかな
ように、中性点電流ｉ〜は出力電圧指令■−の周波数の
３倍で、その大きさは出力電流の大きさに比例する。し
たがって平滑コンデンサ１２．１３の電圧はインバータ
の出力周波数と出力電流の大きさによって大きく変動す
る。
そこで、本発明では中性点電流ｉＮが０となるように各
相の出力電圧指令を制御するようにしている。すなわち
、中性点電流ｉＮが各相のＯ電位期間の割合Ｒ，，Ｒｖ
、ＲＷと出力電流１ｕ、１．ｖ。
相の出力電圧指令を制御するようにしている。すなわち
、中性点電流ｉＮが各相のＯ電位期間の割合Ｒ，，Ｒｖ
、ＲＷと出力電流１ｕ、１．ｖ。
ｉ ｗとの積で発生することに着目し、各々の積の和が
常にＯとなるように、各相の出力電圧指令に零相電圧指
令を加算するようにしている。
常にＯとなるように、各相の出力電圧指令に零相電圧指
令を加算するようにしている。
次に本発明の零相電圧指令ｖＮ＊の演算内容を具体的に
説明する。各相の出力電圧指令ＶｕＪ Ｖｖ”。
説明する。各相の出力電圧指令ＶｕＪ Ｖｖ”。
■−に零相電圧指令ＶＮ”を加算して得られる新しい出
力電圧指令Ｖ ｕ” ＨＶ −” 、 Ｖ ｗ”は次式
で表わされる。
力電圧指令Ｖ ｕ” ＨＶ −” 、 Ｖ ｗ”は次式
で表わされる。
一方、各相の出力端子が０電位となる期間の割合Ｒ，，
Ｒｖ、Ｒ，は（１）式から求まるが、中性点電流ｉＮは
（２）式に示すように３相分の合成となるため、第６図
に示す６つの期間にわけて演算する。
Ｒｖ、Ｒ，は（１）式から求まるが、中性点電流ｉＮは
（２）式に示すように３相分の合成となるため、第６図
に示す６つの期間にわけて演算する。
第６図は出力電圧指令Ｖ ｕ＊＊ 、 Ｖ ｖ＊＊、
Ｖ ｗ＊＊の極性が変化しない６つの期間Ａ−Ｆに分割
したものである。これより、中性点電流ｉＮを０とする
零相電圧指令ｖＮ＊の大きさが各期間毎に求まる。ここ
に、電圧位相基準指令ω１ｔ と座標変換基準指令ω１
＊ｔとの関係は次式で表わされる。
Ｖ ｗ＊＊の極性が変化しない６つの期間Ａ−Ｆに分割
したものである。これより、中性点電流ｉＮを０とする
零相電圧指令ｖＮ＊の大きさが各期間毎に求まる。ここ
に、電圧位相基準指令ω１ｔ と座標変換基準指令ω１
＊ｔとの関係は次式で表わされる。
ωｔｔ＝ｉ＋ｃ＋＋ｔ＊ｔ＋ｊａｎ−”（−Ｖｄ＊／Ｖ
ｑ＊） −（４）ここに、Ｖｄｔ、 Ｖｑ＊は電圧指
令演算器４の出力信号である。（４）式の演算が電□圧
位相基準演算器６の内容である。
ｑ＊） −（４）ここに、Ｖｄｔ、 Ｖｑ＊は電圧指
令演算器４の出力信号である。（４）式の演算が電□圧
位相基準演算器６の内容である。
第７図は第６図の各区間Ａ−Ｆに対する中性点電流ｉＮ
をＯとする零相電圧指令ｖＮ＊の大きさである。これら
の関係式は（１）〜（３）式より得ることができる。第
７図の演算が零相電圧指令演算器９の内容である。また
、電圧指令Ｖ、＊、Ｖｑ＊及び力率角θの演算は次式で
表わされる。
をＯとする零相電圧指令ｖＮ＊の大きさである。これら
の関係式は（１）〜（３）式より得ることができる。第
７図の演算が零相電圧指令演算器９の内容である。また
、電圧指令Ｖ、＊、Ｖｑ＊及び力率角θの演算は次式で
表わされる。
θ ＝ ＋ｔａｎ−１（Ｖ＋＋’に／Ｖｑ＊） ｔ
ａｎ−”（Ｉｑ＊／Ｉｄ＊） −（６）ここに、
ｒ１ニー次抵抗 Ｑｘ、Ｒ２ニー次、二次漏れインダク タンス Ｍ ：相互インダクタンス （５）式が電圧指令演算器４の内容であり、（６）式が
力率角演算器１０の内容である。また、座標変換器５に
おける演算は次式のように表わせる。
ａｎ−”（Ｉｑ＊／Ｉｄ＊） −（６）ここに、
ｒ１ニー次抵抗 Ｑｘ、Ｒ２ニー次、二次漏れインダク タンス Ｍ ：相互インダクタンス （５）式が電圧指令演算器４の内容であり、（６）式が
力率角演算器１０の内容である。また、座標変換器５に
おける演算は次式のように表わせる。
第８図は本発明の方法を用いて零相電圧指令ＶＮネを演
算し、各相の出力電圧指令Ｖ ｕ’ｋ ＨＶ −。
算し、各相の出力電圧指令Ｖ ｕ’ｋ ＨＶ −。
７ｗ本に加算した場合の０電位期間の割合Ｒｕ、Ｒｖ。
Ｒ１とＵ相の出力電圧指令Ｖｕ＊、零相電圧指令ｖＮ＊
及び中性点電流ｊＮの波形である。第８図と第５図の波
形より明らかなように零相電圧指令ｖＮ＊を加算するこ
とにより中性点電流ｉＮが抑制できる。
及び中性点電流ｊＮの波形である。第８図と第５図の波
形より明らかなように零相電圧指令ｖＮ＊を加算するこ
とにより中性点電流ｉＮが抑制できる。
上記の第１実施例では、電圧、電流の指令を用いて中性
点電圧指令ｖＮ＊を演算したが、検出値を用いても同様
の効果が得られることは明らかである。
点電圧指令ｖＮ＊を演算したが、検出値を用いても同様
の効果が得られることは明らかである。
第９図は本発明の第２実施例である。第１実施例の第１
図と異なる点は、第１実施例では電流指令Ｉ ａ＊ＨＩ
ｑ’ｌ及び−成句周波数指令ω１＊から中性点電流を
Ｏにする零相電圧指令ｖＮ＊を演算してフィードフォワ
ード補償するようにしていたのに対して１本実施例では
第２図に示すように平滑コンデンサ１２と１３の相互接
続点に流れる電流を検出する電流検出器１４を設け、こ
の電流検出器１４の検出信号ｉＮを第９図に示す加算器
１７にフィードバックし、この中性点電流ｉＮがＯとな
るように中性点電流調節器１８で制御するようにした点
である。中性点電流調節器］８の出力信号ＶＮ＊は第一
実施例と同様に、加算器８Ｕ〜８Ｗで各相の出力電圧指
令Ｖ−，Ｖｖ”、Ｖｗ”に加算される。本実施例によれ
ば、中性点電流の検出信号から中性点電圧指令ｖＮ＊を
得ることができる。
図と異なる点は、第１実施例では電流指令Ｉ ａ＊ＨＩ
ｑ’ｌ及び−成句周波数指令ω１＊から中性点電流を
Ｏにする零相電圧指令ｖＮ＊を演算してフィードフォワ
ード補償するようにしていたのに対して１本実施例では
第２図に示すように平滑コンデンサ１２と１３の相互接
続点に流れる電流を検出する電流検出器１４を設け、こ
の電流検出器１４の検出信号ｉＮを第９図に示す加算器
１７にフィードバックし、この中性点電流ｉＮがＯとな
るように中性点電流調節器１８で制御するようにした点
である。中性点電流調節器］８の出力信号ＶＮ＊は第一
実施例と同様に、加算器８Ｕ〜８Ｗで各相の出力電圧指
令Ｖ−，Ｖｖ”、Ｖｗ”に加算される。本実施例によれ
ば、中性点電流の検出信号から中性点電圧指令ｖＮ＊を
得ることができる。
第１０図は本発明の第３実施例である。第２実施例と異
なる点は、第２実施例では平滑コンデンサ１２と１３の
相互接続点に流れる電流を検出していたのに対し、本実
施例では平滑コンデンサ１２あるいは１３に流れる電流
を第２図に示すように電流検出器１５を設け、この電流
検出器１５の検出信号ｉ（に含まれる中性点電流成分が
Ｏとなるように中性点電流調節器１８で制御するように
した点である。本実施例によっても第２実施例と同様の
効果が得られる。
なる点は、第２実施例では平滑コンデンサ１２と１３の
相互接続点に流れる電流を検出していたのに対し、本実
施例では平滑コンデンサ１２あるいは１３に流れる電流
を第２図に示すように電流検出器１５を設け、この電流
検出器１５の検出信号ｉ（に含まれる中性点電流成分が
Ｏとなるように中性点電流調節器１８で制御するように
した点である。本実施例によっても第２実施例と同様の
効果が得られる。
第１１図は本発明の第４実施例である。第２実施例と異
なる点は、本実施例では平滑コンデンサ１２あるいは１
３あるいは直流電圧を第２図に示すように電圧検出器１
６により検出し、直流電圧指令Ｅｄ’にあるいは直流電
圧平均値に対する変動が零となるように調節器１８の出
力で零相電圧を制御するようにした点である。１９は直
流電圧平均値演算回路である。本実施例によっても第１
実施例と同様の効果を得ることができる。
なる点は、本実施例では平滑コンデンサ１２あるいは１
３あるいは直流電圧を第２図に示すように電圧検出器１
６により検出し、直流電圧指令Ｅｄ’にあるいは直流電
圧平均値に対する変動が零となるように調節器１８の出
力で零相電圧を制御するようにした点である。１９は直
流電圧平均値演算回路である。本実施例によっても第１
実施例と同様の効果を得ることができる。
本発明によれば直列多重インバータの平滑コンデンサに
流入する中性点電流を零化できるので、直流電源電圧の
変動を低減できる。また、平滑コンデンサに流れるリプ
ル電流も低減できるので、同コンデンサの容量を小さく
することができる。
流入する中性点電流を零化できるので、直流電源電圧の
変動を低減できる。また、平滑コンデンサに流れるリプ
ル電流も低減できるので、同コンデンサの容量を小さく
することができる。
さらに、本発明により出力電流のリプルが低減できるた
め、交流電動機のトルクリプルの発生が低減され、騒音
の発生を抑制できるという効果も有する。
め、交流電動機のトルクリプルの発生が低減され、騒音
の発生を抑制できるという効果も有する。
第１図は本発明の実施例を示す構成図、第２図は直列多
重インバータの回路を示す結線図、第３図は直列多重イ
ンバータのスイッチング素子のオンとインバータ出力電
圧の関係を示すテーブル、第４図は中性点電流の通路を
示す回路図、第５図は中性点電流を説明するための波形
図、第６図は本発明の適用区間を説明するための波形図
、第７図は本発明の零相電圧指令の演算内容を示すテー
ブル、第８図は本発明の詳細な説明する波形図、第９図
は本発明の第２実施例を示す構成図、第１０図は本発明
の第３実施例を示す構成図、第１１図は本発明の第４実
施例を示す構成図である。 １・・・直列多重インバータ、２・・交流電動機、３Ｐ
ＷＭパルス演算器、６・・・電圧位相基準演算器、９・
・零相電圧指令演算器、１０・・力率角演算器、１１・
・・直流電源、１２．１３・・平滑コンデンサ。 １４．１５・・・電流検出器、１８・・・中性点電流調
節器、１Ｇ・・電圧検出器。 第 図 第 図 ■ ｆ会７１−ワ θ：力率角 ω１ ： 出力角周波数 第 図 第 図
重インバータの回路を示す結線図、第３図は直列多重イ
ンバータのスイッチング素子のオンとインバータ出力電
圧の関係を示すテーブル、第４図は中性点電流の通路を
示す回路図、第５図は中性点電流を説明するための波形
図、第６図は本発明の適用区間を説明するための波形図
、第７図は本発明の零相電圧指令の演算内容を示すテー
ブル、第８図は本発明の詳細な説明する波形図、第９図
は本発明の第２実施例を示す構成図、第１０図は本発明
の第３実施例を示す構成図、第１１図は本発明の第４実
施例を示す構成図である。 １・・・直列多重インバータ、２・・交流電動機、３Ｐ
ＷＭパルス演算器、６・・・電圧位相基準演算器、９・
・零相電圧指令演算器、１０・・力率角演算器、１１・
・・直流電源、１２．１３・・平滑コンデンサ。 １４．１５・・・電流検出器、１８・・・中性点電流調
節器、１Ｇ・・電圧検出器。 第 図 第 図 ■ ｆ会７１−ワ θ：力率角 ω１ ： 出力角周波数 第 図 第 図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、直流電源、前記直流電源のリプル電流を吸収するた
めの平滑コンデンサで構成され、前記直流電源の出力端
子の他に、中性点出力端子を備えた直流回路と、第１〜
第４の４つのスイッチング素子を直列に接続し、前記ス
イッチング素子の両端子を前記直流回路の両端子に接続
し、かつ前記第２と第３のスイッチング素子の相互接続
点はインバータ出力端子に接続され、第１と第２のスイ
ッチング素子の相互接続点と第３と第４のスイッチング
素子の相互接続点は前記直流回路の中性点とダイオード
を介して接続される構成とし、前記第１と第３のスイッ
チング素子、及び第２と第４のスイッチング素子が互い
に共役な関係でオン・オフ制御するインバータ装置にお
いて、前記直流回路の中性点に流れる電流が減少するよ
うにインバータの出力電圧の零相分を制御する手段を備
えたことを特徴とするインバータ装置。 ２、請求項第１項において、前記直流電源に並列に２つ
の平滑コンデンサを直列接続し、前記平滑コンデンサの
接続点から中性点出力を出すように構成した直流回路を
備えたことを特徴とするインバータ装置。 ３、請求項第２項において、インバータの出力電圧指令
に応じて出力電圧をパルス幅変調する手段を備え、前記
直流回路の中性点に流れる電流が減少するように前記出
力電圧指令に零相電圧指令を加算する手段を備えたこと
を特徴とするインバータ装置。 ４、請求項第３項において、前記零相電圧指令を前記イ
ンバータの出力電圧指令値及び出力電流値あるいは出力
電流指令値に基づいて演算する手段を備えたことを特徴
とするインバータ装置。 ５、請求項第３項において、前記直流回路の中性点に流
れる電流を検出し、前記検出電流に基づいて前記零相電
圧指令を得る手段を設けたことを特徴とするインバータ
装置。 ６、請求項第３項において、前記平滑コンデンサの電流
あるいはリプル電圧を検出し、前記検出信号に基づいて
前記零相電圧指令値を得る手段を備えたことを特徴とす
るインバータ装置。 ７、請求項第４項において、インバータの出力電圧が零
レベルである期間に関係した信号とインバータの出力電
流に基づいて、前記直流回路の中性点に流れる電流を演
算検出し、前記検出信号に基づいて前記零相電圧指令を
得る手段を備えたことを特徴とするインバータ装置。 ８、直流電源、前記直流電源に対して並列に接続された
平滑コンデンサから成り、中性点出力端子を備えた直流
回路と、第１〜第４の４つのスイッチング素子を直列に
接続し、前記スイッチング素子の両端子を前記直流回路
の両端子に接続し、かつ前記第２と第３のスイッチング
素子の相互接続点はインバータ出力端子に接続され、第
１と第２のスイッチング素子の相互接続点と第３と第４
のスイッチング素子の相互接続点は前記直流回路の中性
点とダイオードを介して接続されたインバータを単位イ
ンバータとし、複数の単位インバータで構成し、前記第
１と第３のスイッチング素子、及び第２と第４のスイッ
チング素子が互いに共役な関係でオン・オフ制御するイ
ンバータ装置において、前記直流回路の中性点に流れる
電流が減少するようにインバータの出力電圧の零相分を
制御する手段を備えたことを特徴とするインバータ制御
装置。 ９、請求項第８項において、前記直流電源に並列に２つ
の平滑コンデンサを直列接続し、前記平滑コンデンサの
接続点から中性点出力を出すように構成した直流回路を
備えたことを特徴とするインバータ装置。 １０、請求項第９項において、インバータの出力電圧指
令に応じて各相の出力電圧をパルス幅変調する手段を備
え、前記直流回路の中性点に流れる電流が減少するよう
に前記各相の出力電圧指令に零相電圧指令を加算する手
段を備えたことを特徴とするインバータ装置。 １１、請求項第１０項において、前記零相電圧指令を前
記インバータの出力電圧指令値及び出力電流値あるいは
出力電流指令値に基づいて演算する手段を備えたことを
特徴とするインバータ装置。 １２、請求項第１０項において、前記直流回路の中性点
に流れる電流を検出し、前記検出電流に基づいて前記零
相電圧指令を得る手段を設けたことを特徴とするインバ
ータ装置。 １３、請求項第１０項において、前記平滑コンデンサの
電流あるいはリプル電圧を検出し、前記検出信号に基づ
いて前記零相電圧指令値を得る手段を備えたことを特徴
とするインバータ装置。 １４、請求項第１１項において、インバータの出力電圧
が零レベルである期間に関係した信号とインバータの出
力電流に基づいて、前記直流回路の中性点に流れる電流
を演算検出し、前記検出信号に基づいて前記零相電圧指
令を得る手段を備えたことを特徴とするインバータ装置
。 １５、直流電源と、直列に接続された２つの平滑コンデ
ンサを前記直流電源に並列に接続し、前記コンデンサの
相互接続点から中性点出力を出す中性点端子を備えた直
流回路と、第１〜第４の４つのスイッチング素子が直列
に接続され、前記スイッチング素子の両端子を前記直流
回路の両端子に接続し、前記中性点端子を前記第２と第
３のスイッチング素子と並列に接続され同一方向に直列
接続された２つのダイオードの相互接続点に接続した単
位インバータを少なくとも３組以上有する直列多重イン
バータ装置により前記直流電圧を３相の交流電圧に変換
して、交流電動機を駆動する交流電動機駆動システムに
おいて、前記直列多重インバータの前記直流回路の中性
点端子へ流入する電流又は電圧の検出値又は零相電圧指
令に基づいて、前記中性点電流が減少するように制御す
る制御手段を備えたことを特徴とする交流電動機駆動シ
ステム。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1078248A JP2821168B2 (ja) | 1989-03-31 | 1989-03-31 | インバータ装置と交流電動機駆動システム |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1078248A JP2821168B2 (ja) | 1989-03-31 | 1989-03-31 | インバータ装置と交流電動機駆動システム |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02261063A true JPH02261063A (ja) | 1990-10-23 |
| JP2821168B2 JP2821168B2 (ja) | 1998-11-05 |
Family
ID=13656703
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1078248A Expired - Fee Related JP2821168B2 (ja) | 1989-03-31 | 1989-03-31 | インバータ装置と交流電動機駆動システム |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2821168B2 (ja) |
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04275059A (ja) * | 1991-02-28 | 1992-09-30 | Toshiba Corp | 中性点クランプ式電力変換器の制御装置 |
| JPH04275058A (ja) * | 1991-02-28 | 1992-09-30 | Toshiba Corp | 中性点クランプ式電力変換器の制御装置 |
| JPH04275057A (ja) * | 1991-02-28 | 1992-09-30 | Toshiba Corp | 中性点クランプ式電力変換器の制御装置 |
| DE4312019A1 (de) * | 1992-04-13 | 1993-11-04 | Mitsubishi Electric Corp | Drei-pegel-drei-phasen-invertervorrichtung |
| US5321599A (en) * | 1992-02-12 | 1994-06-14 | Hitachi, Ltd. | Control apparatus for suppressing a third harmonic neutral point voltage in a three level inverter |
| US6795323B2 (en) | 2000-12-07 | 2004-09-21 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Three-level neutral point clamping pwn inverter and neutral point voltage controller |
| WO2006137590A1 (en) * | 2005-06-24 | 2006-12-28 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Ac voltage output apparatus and hybrid vehicle including the same |
| JP2015006055A (ja) * | 2013-06-20 | 2015-01-08 | 株式会社豊田中央研究所 | 中性点クランプ式電力変換システム |
| CN107408913A (zh) * | 2015-03-13 | 2017-11-28 | 三星电子株式会社 | 电机驱动设备 |
| JP2018186626A (ja) * | 2017-04-25 | 2018-11-22 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | ３レベル電力変換装置 |
| DE112021005439T5 (de) | 2020-12-17 | 2023-08-03 | Hitachi Astemo, Ltd. | Motorsteuerungsvorrichtung, elektromechanische integrierte einheit, aufwärtswandlersystem, elektrofahrzeugsystem, und motorsteuerungsverfahren |
-
1989
- 1989-03-31 JP JP1078248A patent/JP2821168B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (18)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04275059A (ja) * | 1991-02-28 | 1992-09-30 | Toshiba Corp | 中性点クランプ式電力変換器の制御装置 |
| JPH04275058A (ja) * | 1991-02-28 | 1992-09-30 | Toshiba Corp | 中性点クランプ式電力変換器の制御装置 |
| JPH04275057A (ja) * | 1991-02-28 | 1992-09-30 | Toshiba Corp | 中性点クランプ式電力変換器の制御装置 |
| US5321599A (en) * | 1992-02-12 | 1994-06-14 | Hitachi, Ltd. | Control apparatus for suppressing a third harmonic neutral point voltage in a three level inverter |
| DE4312019A1 (de) * | 1992-04-13 | 1993-11-04 | Mitsubishi Electric Corp | Drei-pegel-drei-phasen-invertervorrichtung |
| US5355297A (en) * | 1992-04-13 | 1994-10-11 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Three-level three-phase inverter apparatus |
| DE4312019C2 (de) * | 1992-04-13 | 1999-05-12 | Mitsubishi Electric Corp | Dreipunkt-Dreiphasen-Wechselrichter |
| US6795323B2 (en) | 2000-12-07 | 2004-09-21 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Three-level neutral point clamping pwn inverter and neutral point voltage controller |
| WO2006137590A1 (en) * | 2005-06-24 | 2006-12-28 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Ac voltage output apparatus and hybrid vehicle including the same |
| US7688604B2 (en) | 2005-06-24 | 2010-03-30 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | AC voltage output apparatus and hybrid vehicle including the same |
| JP2015006055A (ja) * | 2013-06-20 | 2015-01-08 | 株式会社豊田中央研究所 | 中性点クランプ式電力変換システム |
| CN107408913A (zh) * | 2015-03-13 | 2017-11-28 | 三星电子株式会社 | 电机驱动设备 |
| EP3254371A4 (en) * | 2015-03-13 | 2018-02-14 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Motor driving apparatus |
| US10084368B2 (en) | 2015-03-13 | 2018-09-25 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Motor driving apparatus |
| RU2678834C1 (ru) * | 2015-03-13 | 2019-02-04 | Самсунг Электроникс Ко., Лтд. | Устройство приведения в действие двигателя |
| CN107408913B (zh) * | 2015-03-13 | 2020-01-24 | 三星电子株式会社 | 电机驱动设备 |
| JP2018186626A (ja) * | 2017-04-25 | 2018-11-22 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | ３レベル電力変換装置 |
| DE112021005439T5 (de) | 2020-12-17 | 2023-08-03 | Hitachi Astemo, Ltd. | Motorsteuerungsvorrichtung, elektromechanische integrierte einheit, aufwärtswandlersystem, elektrofahrzeugsystem, und motorsteuerungsverfahren |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2821168B2 (ja) | 1998-11-05 |
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