JPH10164856A - ３レベルインバータ・３レベルコンバータの制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 中性点電位の変動に関わらず出力電圧に高調
波電圧が重畳するのを抑制すること。 【解決手段】 搬送波信号発生回路Ｇｃから発生する多
重搬送波のうち第１搬送波とコンデンサＣ１の両端電圧
Ｖｄｃｐとを乗算するとともに、第２搬送波とコンデン
サＣ２の両端電圧Ｖｄｃｎとを乗算し、第１搬送波Ｅｃ
１、第２搬送波Ｅｃ２を生成する。すなわちＶｄｃｐ＞
Ｖｄｃｎのときには第１搬送波Ｅｃ１の振幅を大きく
し、Ｅｃ２の振幅を小さくし、検出電圧Ｖｄｃｐ、Ｖｄ
ｃｎの比に応じてＥｃ１、Ｅｃ２の振幅を調整し、これ
らの搬送波と変調波電圧指令値Ｖｕ＊との比較結果によ
りパルス幅変調信号のパルス幅を調整する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、インバータおよび
コンバータの制御装置に係り、特に、直流電力を交流電
力に変換する３レベルインバータの制御装置と交流電力
を直流電力に変換する３レベルコンバータの制御装置に
関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、電力変換器として、パルス幅変調
制御により、直流電力を交流電力に変換するインバータ
や、パルス幅変調制御により、交流電力を直流電力に変
換するコンバータが知られている。これら電力変換器の
うちインバータによって誘導電動機等の負荷を駆動する
に際しては、インバータの交流出力電圧に含まれる高調
波成分は少ないことが望ましい。また高圧大容量化を比
較的容易にできるといった要求に対して、特開昭５６−
７４０８８号公報に記載されているように、３レベルイ
ンバータが提案されている。

【０００３】また、コンバータによって交流電力を直流
電力に変換するに際しては、コンバータから交流電源に
回生される電力には高調波成分が少ないことが望まし
い。そして、高圧大容量化を比較的容易に実現するとい
った要求に対して、３レベルインバータと対をなす電力
変換器として３レベルコンバータが提案されている。

【０００４】３レベルインバータは、直列接続された一
対の平滑コンデンサと負荷との間に配置されて、各平滑
コンデンサからの直流電圧をパルス幅変調信号に応答し
て、正・負・零の３レベルの電位を有する交流相電圧に
変換するようになっており、１相分の素子として、一対
の平滑コンデンサの両端に接続された４個のスイッチン
グ素子と、各スイッチング素子に逆並列接続されたフリ
ーホイールダイオードと、平滑コンデンサの直列接続点
となる中性点と、正側スイッチング素子の直列接続点と
の間に挿入された正側クランプ用ダイオードと、中性点
と負側スイッチング素子の直列接続点との間に挿入され
た負側クランプ用ダイオードを備えて構成されている。
なお、３レベルコンバータは３レベルインバータと素子
構成は同一である。

【０００５】上記構成による３レベルインバータおよび
３レベルコンバータにおいては、平滑コンデンサの中性
点が直流的に変動したり、交流的に変動したりすると、
出力に高調波成分が重畳することがある。中性点の直流
的変動は、各平滑コンデンサの特性差に起因し、各平滑
コンデンサの両端電圧の間に偏差が生じると、この偏差
に応じて、出力電圧波形の正側ゲインと負側ゲインとが
異なり、出力電圧に歪が生じる。

【０００６】一方、中性点の交流的変動については、３
レベルインバータにおけるスイッチングパターンによ
り、中性点がスイッチング素子およびダイオードを介し
て交流電動機に接続される期間に、中性点を流れる中性
点電流に起因していることが知られている。さらに、こ
の中性点電位の変動はインバータの基本周波数の３倍の
周波数となることも知られている（「３レベルインバー
タの中性点電位の交流的変動の抑圧」平成４年電気学会
産業応用部門全国大会Ｎｏ．９１）。また３レベルコン
バータの中性点の交流的変動については、３レベルコン
バータおけるスイッチングパターンにより、中性点がス
イッチング素子およびダイオードを介して交流電源に接
続される期間に、中性点を流れる中性点電流に起因する
ことが知られている。また中性点電位の変動は交流電源
の周波数の３倍の周波数となる。そして中性点が交流的
に変動すると、出力電圧波形のゲインが中性点の電位変
動に比例して変動し、出力電圧波形に歪が生じる。

【０００７】このように、中性点電位が変動すると、３
レベルインバータの出力電圧に歪が生じ、３レベルイン
バータとして所望の電圧波形が得られず、交流電動機の
制御性能に悪影響を与える恐れがある。また３レベルコ
ンバータにおいても、中性点電位の変動は３レベルイン
バータと同様に、交流側端子の相電圧に歪を生じ、交流
電源に悪影響を及ぼす恐れがある。

【０００８】そこで、中性点の電位の変動を抑制するよ
うにしたものとして、例えば、特許第２５００１４０
号、文献：「３レベルインバータの中性点電位変動抑制
平成７年電気学会産業応用部門全国大会」に記載され
ているように、中性点の電位を０に制御することで、高
調波の発生を抑制するようにしたものが提案されてい
る。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】従来技術のうち前者の
ものは、中性点電圧を検出し、この検出値を基にフィー
ドバック制御によって中性点電圧を０に抑制するように
しているが、フィードバック制御によって中性点電位の
変動を０に抑制しているため、フィードバック制御に伴
う応答遅れが存在し、中性点電位の変動を０に抑制する
にも、抑制可能な交流的中性点電位の変動には限界があ
る。また後者のものは、３相の変調率と、相電流瞬時値
とから補償量を求め、この補償量を電圧指令に加算し、
この加算値に基づいて中性点の電位の変動を抑制するよ
うにしているが、電圧指令に加算する補償量は、その時
点での変調率に比例するため、電圧指令が大きいほど補
償量が大きくなり、電圧の利用率が悪化する。

【００１０】本発明の目的は、中性点電位の変動にも関
わらず出力電圧に高調波成分が重畳するのを抑制するこ
とができる３レベルインバータの制御装置および３レベ
ルコンバータの制御装置を提供することにある。

【００１１】

【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に、本発明は、直列接続点を中性点として互いに直列に
接続された複数の平滑コンデンサと負荷との間に配置さ
れて、複数の平滑コンデンサからの直流電圧をパルス幅
変調信号に応答して正・負・零の３レベルの電位を有す
る交流相電圧に変換する３レベルインバータにおいて、
前記３レベルインバータの交流側の端子に出力させる相
電圧の振幅指令と周波数指令に基づいて基本波の変調波
電圧指令値を発生する変調波発生手段と、前記変調波発
生手段から発生する変調波電圧指令値に対応した多重搬
送波信号を発生する搬送波信号発生手段と、前記変調波
発生手段から発生する変調波電圧指令値と搬送波信号発
生手段から発生する多重搬送波とを比較し、この比較結
果に応じて、前記３レベルインバータの交流側の端子か
ら正・負・零の３レベルの電位を有する交流相電圧を発
生させるためのパルス幅変調信号を生成して３レベルイ
ンバータに供給する変調手段と、前記各平滑コンデンサ
の電圧をそれぞれ検出する複数の電圧検出手段と、各電
圧検出手段の検出出力に応じて変調手段の生成に関連す
るパルス幅変調信号のパルス幅を調整するパルス幅調整
手段とを備えていることを特徴とする３レベルインバー
タの制御装置を構成したものである。

【００１２】また、本発明は、直列接続点を中性点とし
て互いに直列に接続された複数の平滑コンデンサと交流
電源との間に配置されて、交流電源からの交流電圧をパ
ルス幅変調信号に応答して正・負・零の３レベルの電位
を有するパルス列の信号に変換する３レベルコンバータ
において、前記３レベルコンバータの交流側の端子に出
力させる相電圧の振幅指令と周波数指令に基づいて基本
波の変調波電圧指令値を発生する変調波発生手段と、前
記変調波発生手段から発生する変調波電圧指令値に対応
した多重搬送波信号を発生する搬送波信号発生手段と、
前記変調波発生手段から発生する変調波電圧指令値と搬
送波信号発生手段から発生する多重搬送波とを比較し、
この比較結果に応じて、前記３レベルコンバータの直流
側の端子から正・負・零の３レベルの電位を有するパル
ス列の信号を発生させるためのパルス幅変調信号を生成
して３レベルコンバータに供給する変調手段と、前記各
平滑コンデンサの電圧をそれぞれ検出する複数の電圧検
出手段と、各電圧検出手段の検出出力に応じて変調手段
の生成に関連するパルス幅変調信号のパルス幅を調整す
るパルス幅調整手段とを備えていることを特徴とする３
レベルコンバータの制御装置を構成したものである。

【００１３】前記各制御装置を構成するに際しては、以
下の要素を付加することができる。

【００１４】（１）パルス幅調整手段は、搬送波信号発
生手段の多重搬送波を構成する第１搬送波のゲインと第
２搬送波のゲインとの比を各電圧検出手段の検出出力の
比に応じて調整してなる。

【００１５】（２）パルス幅調整手段は、変調波発生手
段から発生する変調波電圧指令値の正負のゲイン比を各
電圧検出手段の検出出力の比に応じて調整してなる。

【００１６】（３）搬送波信号発生手段の多重搬送波を
構成する第１搬送波と第２搬送波との間にはレベルが重
複する重複領域が設定され、変調波発生手段の変調波電
圧指令値が多重搬送波の重複領域内のレベルに対応づけ
て設定されている。

【００１７】前記した手段によれば、各平滑コンデンサ
の両端電圧を検出し、この検出出力に応じてパルス幅変
調信号のパルス幅をフィードフォワード的に調整するよ
うにしているため、中性点電位の変動を０に抑制するこ
となく、すなわち中性点電位が変動したままでも、出力
電圧に高調波成分が重畳するのを抑制することができ
る。

【００１８】

【発明の実施の形態】以下、本発明の一実施形態を図面
に基づいて説明する。

【００１９】図１は、本発明に係る３レベルインバータ
の制御装置の一実施形態を示す全体構成図である。図１
において、３レベルインバータは、互いに直列に接続さ
れた平滑コンデンサＣ１、Ｃ２と負荷となる交流電動機
Ｍとの間に配置されており、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相ごとに、
自己消弧型スイッチング素子Ｓ１ｕ〜Ｓ４ｕ、Ｓ１ｖ〜
Ｓ４ｖ、Ｓ１ｗ〜Ｓ４ｗ、フリーホイーリングダイオー
ドＤ１ｕ〜Ｄ４ｕ、Ｄ１ｖ〜Ｄ４ｖ、Ｄ１ｗ〜Ｄ４ｗ、
クランプ用ダイオードＣＤ１ｕ、ＣＤ２ｕ、ＣＤ１ｖ、
ＣＤ２ｖ、ＣＤ１ｗ、ＣＤ２ｗを備えて構成されてい
る。コンデンサＣ１、Ｃ２の直列接続点は中性点Ｏとし
て接地されており、コンデンサＣ１の正側端子Ｐとコン
デンサＣ２の負側端子Ｎがそれぞれ直流電源Ｓｄに接続
されている。そして３レベルインバータは平滑コンデン
サＣ１、Ｃ２からの直流電圧をパルス幅変調信号に応答
して正・負・零の３レベルの電位を有する交流相電圧に
変換して交流電動機Ｍに出力するようになっている。な
お、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相は同一の構成であるため、以下Ｕ
相についてのみ説明する。

【００２０】一方、３レベルインバータの制御装置とし
て、平滑コンデンサＣ１、Ｃ２の両端電圧をそれぞれ検
出する電圧検出手段としての電圧検出器ＰＴ１、ＰＴ
２、変調波電圧指令発生回路Ｇｒｅｆ、搬送波信号発生
回路Ｇｃ、除算回路１０、加減算器ＡＬ１、ＡＬ２、除
算回路１２、乗算回路ＭＬ１、ＭＬ２、比較器Ｃ１ｕ、
Ｃ２ｕ、ＮＯＴ回路１４、１６、ゲートアンプＧＡ１ｕ
〜ＧＡ４ｕを備えて構成されている。

【００２１】変調波電圧指令発生回路Ｇｒｅｆは、３レ
ベルインバータの交流側端子に出力させる相電圧の振幅
指令および周波数指令に基づいて、基本波による交流の
変調波電圧指令値Ｖｕ＊を発生する変調波発生手段とし
て構成されており、変調波電圧指令値Ｖｕ＊が各比較器
Ｃ１ｕ、Ｃ２ｕにそれぞれ入力されている。

【００２２】搬送波発生回路Ｇｃは、下ピーク値が−
１、上ピーク値が＋１の三角波信号を発生するようにな
っており、この三角波信号が搬送波信号の指令値として
除算回路１０に入力されている。この三角波信号が除算
回路１０によって２で除算されると、三角波信号の振幅
が１／２となる。そして除算回路１０の出力信号が加減
算器ＡＬ１、ＡＬ２に入力され、ここで除算回路１２か
らの信号によって一方に２分の１のレベルが加算され、
他方には２分の１のレベルが減算される。そして加減算
器ＡＬ１からは０よりもレベルの高い搬送波信号出力さ
れ、加減算器ＡＬ２からは０よりもレベルの低い搬送波
信号が出力され、各搬送波信号がそれぞれ乗算回路ＭＬ
１、ＭＬ２に入力されている。すなわち搬送波信号発生
回路Ｇｃ、除算回路１０、１２、加減算器ＡＬ１、ＡＬ
２は第１搬送波Ｅｃ１、第２搬送波Ｅｃ２を含む多重搬
送波信号を発生する搬送波信号発生手段として構成され
ている。

【００２３】乗算回路ＭＬ１、ＭＬ２はそれぞれ電圧検
出器ＰＴ１、ＰＴ２の検出電圧Ｖｄｃｐ、Ｖｄｃｎと第
１搬送波Ｅｃ１、第２搬送波Ｅｃ２とをそれぞれ乗算
し、乗算結果に応じた第１搬送波Ｅｃ１、Ｅｃ２をそれ
ぞれ比較器Ｃ１ｕ、Ｃ２ｕに出力するようになってい
る。すなわち乗算回路ＭＬ１、ＭＬ２は、第１搬送波Ｅ
ｃ１のゲインと第２搬送波Ｅｃ２のゲインとの比を検出
電圧ＶｄｃｐとＶｄｃｎとの比に応じて調整するパルス
幅調整手段として構成されている。

【００２４】比較器Ｃ１ｕ、Ｃ２ｕは変調波電圧指令値
Ｖｕ＊と第１搬送波Ｅｃ１および第２搬送波Ｅｃ２との
レベルを比較し、比較結果に応じた信号として、二値か
らなるＰＷＭパルス列のＰＷＭパルス信号（パルス幅変
調信号）を出力するようになっている。そして比較器Ｃ
１ｕ、Ｃ２ｕの出力信号はゲートアンプＧＡ１ｕ、ＧＡ
２ｕに直接入力されるとともに、ＮＯＴ回路１４、１６
を介してゲートアンプＧＡ３ｕ、ＧＡ４ｕに入力され
る。このとき、各ゲートアンプＧＡ１ｕ〜ＧＡ４ｕに
は、図２（ｂ）に示すようなＰＷＭパルス信号が入力さ
れる。これらのＰＷＭパルス信号はゲートアンプＧＡ１
ｕ〜ＧＡ４Ｕで増幅された後、スイッチング素子Ｓ１ｕ
〜Ｓ４ｕのゲート端子に入力され、各スイッチング素子
のスイッチング動作が制御される。すなわち比較器Ｃ１
ｕ、Ｃ２ｕ、ＮＯＴ回路１４、１６、ゲートアンプＧＡ
１ｕ〜ＧＡ４ｕはパルス幅変調信号を生成する変調手段
として構成されている。そしてパルス幅変調信号によっ
てスイッチング素子Ｓ１ｕ〜Ｓ４ｕがスイッチング動作
すると、３レベルインバータからは、正・負・零の３レ
ベルの電位を有する交流相電圧が出力される。

【００２５】すなわち、３レベルインバータの出力相電
圧Ｖｕｐは４つのスイッチング素子Ｓ１ｕ〜Ｓ４ｕをオ
ン・オフさせることにより、次のように与えられる。た
だし、平滑コンデンサＣ１、Ｃ２の直流電圧をＶｄｃ
ｐ、Ｖｄｃｎとし、直流電圧を２Ｅｄｃとし、２Ｅｄｃ
＝Ｖｄｃｐ＋Ｖｄｃｎとする。

【００２６】まず、スイッチング素子Ｓ１ｕ、Ｓ２ｕが
オン、スイッチング素子Ｓ３ｕ、Ｓ４ｕがオフのときに
は、Ｖｕｐ＝Ｖｄｃｐとなる。

【００２７】次に、スイッチング素子Ｓ２ｕ、Ｓ３ｕが
オン、スイッチング素子Ｓ１ｕ、Ｓ４ｕがオフのときに
は、Ｖｕｐ＝０となる。

【００２８】一方、スイッチング素子Ｓ３ｕ、Ｓ４ｕが
オン、スイッチング素子Ｓ１ｕ、Ｓ２ｕがオフのときに
は、Ｖｕｐ＝−Ｖｄｃｎとなる。

【００２９】次に、３レベルインバータの中性点電位の
直流的変動があるとき、すなわち、Ｖｄｃｐ、Ｖｄｃｎ
が時不変な値（変動した状態を維持したときの値）とな
り、Ｖｄｃｐ／Ｖｄｃｎ＝Ｘとなったときの動作を図２
にしたがって説明する。

【００３０】まず、搬送波信号発生回路Ｇｃから搬送波
信号が出力され、加減算器ＡＬ１、ＡＬ２から多重搬送
波信号が出力されると、多重搬送波を構成する第１搬送
波と第２搬送波がそれぞれ乗算回路ＭＬ１、ＭＬ２にお
いて検出電圧Ｖｄｃｐ、Ｖｄｃｎと掛け算される。この
ときＶｄｃｐ＞Ｖｄｃｎのときには、図２（ａ）に示す
ように、検出電圧ＶｄｃｐとＶｄｃｎとの比に応じて第
１搬送波Ｅｃ１と第２搬送波Ｅｃ２のレベルの比が調整
される。すなわち第１搬送波Ｅｃ１の振幅が大きくな
り、第２の搬送波Ｅｃ２の振幅が小さくなる。そして第
１搬送波Ｅｃ１、第２搬送波Ｅｃ２がそれぞれ変調波電
圧指令値Ｖｕ＊と比較されると、図２（ｂ）に示すよう
なオンオフ信号が生成される。

【００３１】Ｖｕ＊≧Ｅｃ１のとき、ｇ１ｕ＝１、ｇ２
ｕ＝１、ｇ３ｕ＝０、ｇ４ｕ＝０となり、スイッチング
素子Ｓ１ｕ＝オン、Ｓ２ｕ＝オン、Ｓ３ｕ＝オフ、Ｓ４
ｕ＝オフとなる。

【００３２】Ｅｃ２≦Ｖｕ＊＜Ｅｃ１のとき、ｇ１ｕ＝
０、ｇ２ｕ＝１、ｇ３ｕ＝１、ｇ４ｕ＝０となり、スイ
ッチング素子Ｓ１ｕ＝オフ、Ｓ２ｕ＝オン、Ｓ３ｕ＝オ
ン、Ｓ４ｕ＝オフとなる。

【００３３】Ｖｕ＊＜Ｅｃ２のとき、ｇ１ｕ＝０、ｇ２
ｕ＝０、ｇ３ｕ＝１、ｇ４ｕ＝１となり、スイッチング
素子Ｓ１ｕ＝オフ、Ｓ２ｕ＝オフ、Ｓ３ｕ=オン、Ｓ４
ｕ＝オンとなる。

【００３４】スイッチング素子Ｓ１ｕ〜Ｓ４ｕがオンオ
フ信号に従ってスイッチング動作することにより、Ｕ相
出力相の電圧波形Ｖｕｐは図２（ｃ）のような波形とな
る。すなわち、第１搬送波Ｅｃ１、第２搬送波Ｅｃ２が
それぞれ乗算回路ＭＬ１、ＭＬ２において検出電圧Ｖｄ
ｃｐ、Ｖｄｃｎと掛け算されることにより、乗算回路Ｍ
Ｌ１、ＭＬ２がないときと比較して、Ｖｕ＝Ｖｄｃｐを
とる時間幅が（Ｘ＋１）／２Ｘ倍され、またＶｕ＝−Ｖ
ｄｃｎをとる時間幅が２Ｘ／（Ｘ＋１）倍される。この
結果、出力電圧の平均値Ｖｕは図２（ｃ）のような歪の
ない波形となる。これは、図３（ａ）に示すように、乗
算回路ＭＬ１、ＭＬ２がないときの出力電圧＝Ｖｄｃｐ
をとる時間幅をＡとし、乗算回路ＭＬ１、ＭＬ２がある
ときの出力電圧＝Ｖｄｃｐをとる時間幅をＢとしたとき
に、Ｂ／Ａ＝（Ｘ＋１）／２Ｘの関係を示している。さ
らに、図３（ｂ）に示すように、Ｖｄｃｐ＞Ｖｄｃｎの
ときに、第１搬送波Ｅｃ１の振幅が大きくなると、乗算
回路ＭＬ１がないときに比べて、第１搬送波Ｅｃ１と変
調波電圧指令値Ｖｕ＊との比較から得られるパルス幅は
狭くなることが分かる。すなわち中点電位の直流的変動
がないときよりもパルス幅が狭くなり、結果として出力
電圧が低くなる。なお、第２搬送波Ｅｃ２はレベルが低
くなるので、変調波電圧指令値Ｖｕ＊との比較によって
生成されるパルスのパルス幅は広くなり、このパルスか
ら得られる出力電圧のレベルは高くなる。

【００３５】次に、３レベルインバータの中性点電位の
交流的変動がある場合、すなわち、Ｖｄｃｐ、Ｖｄｃｎ
が時変な値（時間とともに変化する値）をとり、Ｖｄｃ
ｐ（ｔ）／Ｖｄｃｎ（ｔ）＝Ｘ（ｔ）となる場合の動作
を図４のタイムチャートにしたがって説明する。

【００３６】中性点電位が交流的に変動すると、検出電
圧Ｖｄｃｐ、Ｖｄｃｎも時間とともに変化し、第１搬送
波Ｅｃ１、第２搬送波Ｅｃ２は図４（ａ）に示すような
波形となる。このとき、Ｅｃ１は下側ピーク値が０、上
側ピーク値がＶｄｃｐ（ｔ）、Ｅｃ２は下側ピーク値が
−Ｖｄｃｎ（ｔ）、上側ピーク値が０をとる三角波とな
る。これらの搬送波が変調波電圧指令値Ｖｕ＊と比較さ
れると、図４（ｂ）に示すようなオンオフ信号が生成さ
れ、３レベルインバータのＵ相の出力相の電圧波形は、
図４（ｃ）に示すような波形となる。すなわち、乗算回
路ＭＬ１、ＭＬ２により、乗算回路ＭＬ１、ＭＬ２がな
いときと比較して、Ｖｕ＝Ｖｄｃｐ（ｔ）をとる時間幅
が（Ｘ（ｔ＋１）／２Ｘ（ｔ）倍され、またＶｕ＝−Ｖ
ｄｃｎ（ｔ）をとる時間幅が２Ｘ（ｔ）／（Ｘ（ｔ）＋
１）倍される。この結果、出力電圧の平均値Ｖｕは、
（ｃ）に示すように、歪のない波形となる。このため、
本実施形態においては、中性点電位が交流的に変化した
ときでも、出力電圧に高調波成分が重畳するのを抑制す
ることができる。

【００３７】次に、本発明の第２実施形態を図５にした
がって説明する。

【００３８】本実施形態は、搬送波信号発生回路Ｇｃか
らの搬送波信号を乗算回路ＭＬ１、ＭＬ２に導き、この
乗算回路ＭＬ１、ＭＬ２で搬送波信号と検出電圧Ｖｄｃ
ｐ、Ｖｄｃｎとをそれぞれ乗算し、各乗算結果を加減算
器ＡＬ１、ＡＬ２に導き、除算回路１８の出力による除
算値Ｅｄｃ／２を一方の乗算値に加算し他方の乗算値か
ら減算して第１搬送波Ｅｃ１、第２搬送波Ｅｃ２を生成
するようにしたものあり、他の構成は図１と同様であ
る。すなわち、本実施形態では、図６（ａ）に示すよう
に、第１搬送波Ｅｃ１、第２搬送波Ｅｃ２を生成すると
きに、各搬送波の間にはレベルが重複する重複領域が形
成されるようにし、この重複領域内のレベルに対応づけ
て変調波電圧指令値Ｖｕ＊のレベルを設定するようにし
たものである。

【００３９】第１搬送波Ｅｃ１、第２搬送波Ｅｃ２およ
び変調波電圧指令値Ｖｕ＊のレベルを設定するに際し
て、上記の関係でレベルを設定すると、交流電動機Ｍが
低速駆動されるときのように、変調波電圧指令値Ｖｕ＊
と各搬送波Ｅｃ１、Ｅｃ２との比較結果から生成される
パルス信号のパルス幅が狭く（各搬送波Ｅｃ１、Ｅｃ２
と変調波電圧指令値Ｖｕ＊とが各搬送波Ｅｃ１、Ｅｃ２
の頂点近傍で交差するような場合）、狭いパスル幅のパ
ルス信号ではスイッチング素子の応答が困難なときで
も、パルス幅を拡げてスイッチング素子を確実に応答さ
せることができる。すなわち、出力電圧はパルス幅に比
例するため、パルス幅全体の面積を一定とすれば出力電
圧は同じになる。そこで、図６（ｃ）に示すように、ス
イッチング素子を駆動するためのパルスＰ２のパルス幅
を拡げ、その前後にパルスＰ１、Ｐ３を挿入する。この
場合、各パルス信号は、パルス幅の面積として、Ｐ２＝
Ｐ１＋Ｐ３の関係にある。このように、パルス幅の狭い
パルス信号のパルス幅を広げることで、交流電動機Ｍが
低速駆動されるときでも、スイッチング素子を確実に駆
動することができる。

【００４０】次に、本実施形態における３レベルインバ
ータの中性点電位の直流的変動があるとき、すなわち、
Ｖｄｃｐ、Ｖｄｃｎが時不変な値となり、Ｖｄｃｐ／Ｖ
ｄｃｎ＝Ｘとなる場合の動作を図６にしたがって説明す
る。

【００４１】まず搬送波信号発生回路Ｇｃから多重搬送
波が出力され、多重搬送波が乗算回路ＭＬ１、ＭＬ２に
入力され、多重搬送波が検出電圧Ｖｄｃｐ、Ｖｄｃｎと
乗算された後、これらの乗算値にＥｄｃ／２が加算また
は減算されると、（ａ）に示すような第１搬送波Ｅｃ
１、第２搬送波Ｅｃ２が生成される。Ｅｃ１は０〜Ｖｄ
ｃｐ間で変化する三角波であり、Ｅｃ２は−Ｖｄｃｎ〜
０間で変化する三角波であり、各搬送波は同位相となっ
ている。各搬送波と変調波電圧指令値Ｖｕ＊とが比較さ
れると、（ｂ）に示すようなオンオフ信号が生成され
る。この結果、３レベルインバータのＵ相の出力相電圧
波形Ｖｕｐは（ｃ）に示すような波形となる。すなわ
ち、乗算回路ＭＬ１、ＭＬ２により、乗算回路ＭＬ１、
ＭＬ２がないときと比較して、Ｖｕ＝Ｖｄｃｐをとる時
間幅が（Ｘ＋１）／２Ｘ倍され、またＶｕ＝−Ｖｄｃｎ
をとる時間幅が２Ｘ／（Ｘ＋１）倍される。この結果、
出力電圧の平均値Ｖｕは図示のような歪のない波形とな
る。

【００４２】次に、３レベルインバータの中性点電位の
交流的変動がある場合は、図７に示すように、Ｖｄｃ
ｐ、Ｖｄｃｎが時変な値をとり、Ｖｄｃｐ（ｔ）／Ｖｄ
ｃｎ（ｔ）＝Ｘ（ｔ）となる。ここで、Ｅｃ１は下側ピ
ーク値が０、上側ピーク値がＶｄｃｐ（ｔ）で、Ｅｃ２
は下側ピーク値が−Ｖｄｃｎ（ｔ）、上側ピーク値が０
をとる三角波となる。そして各搬送波Ｅｃ１、Ｅｃ２が
変調波電圧指令値Ｖｕ＊と比較されると、（ｂ）に示す
ようなオンオフ信号が生成され、３レベルインバータの
Ｕ相の出力相の電圧波形Ｖｕｐは、（ｃ）に示すような
波形となる。すなわち、乗算回路ＭＬ１、ＭＬ２によ
り、これらの乗算回路がないときに比較して、Ｖｕ＝Ｖ
ｄｃｐ（ｔ）をとる時間幅が（Ｘ（ｔ）＋１）／２Ｘ
（ｔ）倍され、またＶｕ＝−Ｖｄｃｎ（ｔ）をとる時間
幅が２Ｘ（ｔ）／（Ｘ（ｔ）＋１）倍される。この結
果、出力電圧の平均値Ｖｕは図示のような歪のない波形
となる。

【００４３】次に、本発明の第３実施形態を図８にした
がって説明する。

【００４４】本実施形態は、図１に示す乗算回路ＭＬ
１、ＭＬ２の代わりに、加減算器ＡＬ１、ＡＬ２の出力
にそれぞれＥｄｃを乗算する乗算回路２０、２２を設け
て第１搬送波Ｅｃ１、第２搬送波Ｅｃ２を生成し、変調
波電圧指令値Ｖｕ＊を除算回路ＤＬ１、ＤＬ２で除算
し、除算して得られた値をそれぞれ比較器Ｃ１ｕ、Ｃ２
ｕに出力するようにしたものであり、他の構成は図１と
同様である。

【００４５】すなわち、本実施形態においては、中性点
電位の変動に合わせてパルス幅を調整するに際して、変
調波電圧指令値Ｖｕ＊の正負のゲイン比を検出電圧Ｖｄ
ｃｐ、Ｖｄｃｎの比に応じて調整するパルス幅調整手段
として除算回路ＤＬ１、ＤＬ２を設けたものである。こ
の除算回路ＤＬ１、ＤＬ２は変調波電圧指令値Ｖｕ＊を
検出電圧Ｖｄｃｐ／Ｅｄｃで除算するとともに、検出電
圧Ｖｄｃｎ／Ｅｄｃで除算するように構成されている。

【００４６】次に、３レベルインバータの中性点電位の
直流的変動があるとき、すなわち、Ｖｄｃｐ、Ｖｄｃｎ
が時不変な値となり、Ｖｄｃｐ／Ｖｄｃｎ＝Ｘとなる場
合の動作を図９のタイムチャートにしたがって説明す
る。ここで、第１搬送波Ｅｃ１、第２搬送波Ｅｃ２は常
に一定の状態に維持されており、Ｅｃ１は０〜Ｖｄｃ間
で変化する三角波、Ｅｃ２は−Ｖｄｃｎ〜０間で変化す
る三角波である。そして、Ｖｄｃｐ＞Ｖｄｃｎとなった
ときには、図９（ａ）に示すように、Ｖｕ＊の正のゲイ
ンが小さくなり、負のゲインが大きくなる。そしてこの
指令値Ｖｕ＊とＥｃ１、Ｅｃ２とが比較されると、
（ｂ）に示すようなオンオフ信号が生成される。この結
果、３レベルインバータのＵ相の出力の相電圧波形Ｖｕ
ｐは（ｃ）に示すような波形となる。すなわち、除算回
路ＤＬ１、ＤＬ２により、これらの回路がないときに比
較して、Ｖｕ＝Ｖｄｃｐをとる時間幅が（ｘ＋１）／２
Ｘ倍され、またＶｕ＝−Ｖｄｃｎをとる時間幅が２Ｘ／
（Ｘ＋１）倍される。この結果、出力電圧の平均値Ｖｕ
は図示のような歪のない波形となる。

【００４７】次に、３レベルインバータの中性点電位の
交流的変動がある場合、すなわち、Ｖｄｃｐ、Ｖｄｃｎ
が時変な値となり、Ｖｄｃｐ（ｔ）／Ｖｄｃｎ（ｔ）＝
Ｘ（ｔ）となる場合の動作を図１０にしたがって説明す
る。

【００４８】中性点電位が交流的に変化すると、この変
化に合わせて除算回路ＤＬ１、ＤＬ２の除算値も変化す
るため、指令値Ｖｕ＊の波形は（ａ）に示すような波形
となる。そしてＶｕ＊とＥｃ１、Ｅｃ２とが比較される
と、（ｂ）に示すようなオンオフ信号が生成される。そ
してこのオンオフ信号にしたがって各スイッチング素子
が動作すると、３レベルインバータのＵ相出力の相電圧
波形Ｖｕｐは（ｃ）に示すような波形となる。すなわ
ち、除算回路ＤＬ１、ＤＬ２により、これらの回路がな
いときと比較して、Ｖｕ＝Ｖｄｃｐ（ｔ）をとる時間幅
が（Ｘ（ｔ）＋１）／２Ｘ（ｔ）倍され、またＶｕ＝−
Ｖｄｃｎ（ｔ）をとる時間幅が２Ｘ（ｔ）／（Ｘ（ｔ＋
１））倍される。この結果、出力電圧の平均値Ｖｕは図
示のような歪のない波形となる。

【００４９】次に、本発明の第４実施形態を図１１にし
たがって説明する。

【００５０】本実施形態は、図８に示す除算回路１０を
削除したものであり、他の構成は図８に示す第３実施形
態と同様である。すなわち、本実施形態では、第１搬送
波Ｅｃ１、第２搬送波Ｅｃ２を生成するに際して、第２
実施形態と同様に、各搬送波の間にはレベルが重複する
重複領域が形成されるように、各搬送波のレベルを設定
するとともに、変調波電圧指令値Ｖｕ＊を各搬送波の重
複領域内のレベルに対応づけて設定したものである。

【００５１】次に、本実施形態による３レベルインバー
タの中性点電位を直流的変動があるとき、すなわち、Ｖ
ｄｃｐ、Ｖｄｃｎが時不変な値となり、Ｖｄｃｐ／Ｖｄ
ｃｎ＝Ｘとなる場合の動作を図１２のフローチャートに
したがって説明する。

【００５２】多重搬送波として重複領域を有する第１搬
送波Ｅｃ１、第２搬送波Ｅｃ２が生成されると、これら
の搬送波は（ａ）に示すような波形となる。このとき中
性点電位の直流的変動に伴って、Ｖｄｃｐ＞Ｖｄｃｎと
なると、Ｖｕ＊の正のゲインが小さく、負のゲインが大
きくなる。そしてＶｕ＊と各搬送波が比較されると、
（ｂ）に示すようなオンオフ信号が生成される。そして
このオンオフ信号によって各スイッチング素子がスイッ
チング動作すると、３レベルインバータのＵ相出力の相
電圧波形Ｖｕｐは（ｃ）に示すような波形となる。すな
わち、除算回路ＤＬ１、ＤＬ２により、これらの回路が
ない場合と比較して、Ｖｕ＝Ｖｄｃｐをとる時間幅が
（Ｘ＋１）／２Ｘ）倍され、またＶｕ＝−Ｖｄｃｎをと
る時間幅が２Ｘ／（Ｘ＋１）倍される。この結果、出力
電圧の平均値Ｖｕは図示のような歪のない波形となる。

【００５３】次に、３レベルインバータの中性点電位の
交流的変動がある場合、すなわち、Ｖｄｃｐ、Ｖｄｃｎ
が時変な値をとり、Ｖｄｃｐ（ｔ）／Ｖｄｃｎ（ｔ）＝
Ｘ（ｔ）となる場合の動作を図１３にしたがって説明す
る。

【００５４】中性点電位の交流的変動が生じると、中性
点電位の交流的変動に合わせて検出電圧Ｖｄｃｐ、Ｖｄ
ｃｎが変化するため、Ｖｕ＊は（ａ）に示すような波形
となる。そしてＶｕ＊と搬送波Ｅｃ１、Ｅｃ２とが比較
されると、（ｂ）に示すようなオンオフ信号が生成さ
れ、これらのオンオフ信号によって各スイッチング素子
がスイッチング動作する。これにより、３レベルインバ
ータのＵ相出力の相電圧波形Ｖｕｐは（ｃ）に示すよう
な波形となる。すなわち、除算回路ＤＬ１、ＤＬ２によ
り、これらの回路がない場合と比較し、Ｖｕ＝Ｖｄｃｐ
（ｔ）をとる時間幅が（Ｘ（ｔ）＋１）／２Ｘ（ｔ）倍
され、またＶｕ＝−Ｖｄｃｎ（ｔ）をとる時間幅が２Ｘ
（ｔ）／（Ｘ（ｔ）＋１）倍される。この結果、出力電
圧の平均値Ｖｕは図示のような歪のない波形となる。

【００５５】前記各実施形態においては、３レベルイン
バータについて述べたが、本発明を３レベルコンバータ
に適応することもできる。

【００５６】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
中性点の電位の変動に合わせてパルス幅変調信号のパル
ス幅を調整するようにしたため、中性点電位の変動に関
わらず出力電圧に高調波成分が重畳するのを抑制するこ
とができる。この結果、３レベルインバータにおいて
は、交流負荷に安定した交流電力を供給することができ
る。また３レベルコンバータにおいては、交流電源に対
して力率の高い負荷として機能することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施形態を示す３レベルインバー
タの全体構成図である。

【図２】第１実施形態における直流的変動の動作を説明
するための波形図である。

【図３】搬送波のゲインの調整法を説明するための波形
図である。

【図４】第１実施形態において交流的変動が生じたとき
の動作を説明するための波形図である。

【図５】本発明の第２実施形態を示す全体構成図であ
る。

【図６】第２実施形態において直流的変動が生じたとき
の動作を説明するための波形図である。

【図７】第２実施形態において交流的変動が生じたとき
の動作を説明するための波形図である。

【図８】本発明の第３実施形態を示す全体構成図であ
る。

【図９】第３実施形態において直流的変動が生じたとき
の動作を説明するための波形図である。

【図１０】第３実施形態において交流的変動が生じたと
きの動作を説明するための波形図である。

【図１１】本発明の第４実施形態を示す全体構成図であ
る。

【図１２】第４実施形態において直流的変動が生じたと
きの動作を説明するための波形図である。

【図１３】第４実施形態において交流的変動が生じたと
きの動作を説明するための波形図である。

【符号の説明】

Ｓｄ 直流電源 Ｃ１、Ｃ２ 平滑コンデンサ Ｓ１ｕ〜Ｓ４ｕ、Ｓ１ｖ〜Ｓ４ｖ、Ｓ１ｗ〜Ｓ４ｗ ス
イッチング素子 Ｄ１ｕ〜Ｄ４ｕ、Ｄ１ｖ〜Ｄ４ｖ、Ｄ１ｗ〜Ｄ４ｑｗ
フライホイーリングダイオード ＣＤ１ｕ、ＣＤ２ｕ、ＣＤ１ｖ、ＣＤ２ｖ、ＣＤ１ｗ、
ＣＤ２ｗ クランプ用ダイオード Ｍ 交流電動機 Ｇｒｅｆ 変調波電圧指令発生回路 Ｇｃ 搬送波信号発生回路 ＡＬ１、ＡＬ２ 加減算器 ＭＬ１、ＭＬ２ 乗算回路 ＤＬ１、ＤＬ２ 除算回路 Ｃ１ｕ、Ｃ２ｕ 比較器 ＧＡ１ｕ〜ＧＡ４ｕ ゲートアンプ

フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号 ＦＩ Ｈ０２Ｐ 7/63 ３０２ Ｈ０２Ｐ 7/63 ３０２Ｄ

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直列接続点を中性点として互いに直列に
   接続された複数の平滑コンデンサと負荷との間に配置さ
   れて、複数の平滑コンデンサからの直流電圧をパルス幅
   変調信号に応答して正・負・零の３レベルの電位を有す
   る交流相電圧に変換する３レベルインバータにおいて、
   前記３レベルインバータの交流側の端子に出力させる相
   電圧の振幅指令と周波数指令に基づいて基本波の変調波
   電圧指令値を発生する変調波発生手段と、前記変調波発
   生手段から発生する変調波電圧指令値に対応した多重搬
   送波信号を発生する搬送波信号発生手段と、前記変調波
   発生手段から発生する変調波電圧指令値と搬送波信号発
   生手段から発生する多重搬送波とを比較し、この比較結
   果に応じて、前記３レベルインバータの交流側の端子か
   ら正・負・零の３レベルの電位を有する交流相電圧を発
   生させるためのパルス幅変調信号を生成して３レベルイ
   ンバータに供給する変調手段と、前記各平滑コンデンサ
   の電圧をそれぞれ検出する複数の電圧検出手段と、各電
   圧検出手段の検出出力に応じて変調手段の生成に関連す
   るパルス幅変調信号のパルス幅を調整するパルス幅調整
   手段とを備えていることを特徴とする３レベルインバー
   タの制御装置。
2. 【請求項２】 パルス幅調整手段は、搬送波信号発生手
   段の多重搬送波を構成する第１搬送波のゲインと第２搬
   送波のゲインとの比を各電圧検出手段の検出出力の比に
   応じて調整してなることを特徴とする請求項１記載の３
   レベルインバータの制御装置。
3. 【請求項３】 パルス幅調整手段は、変調波発生手段か
   ら発生する変調波電圧指令値の正負のゲイン比を各電圧
   検出手段の検出出力の比に応じて調整してなることを特
   徴とする請求項１記載の３レベルインバータの制御装
   置。
4. 【請求項４】 搬送波信号発生手段の多重搬送波を構成
   する第１搬送波と第２搬送波との間にはレベルが重複す
   る重複領域が設定され、変調波発生手段の変調波電圧指
   令値が多重搬送波の重複領域内のレベルに対応づけて設
   定されていることを特徴とする請求項２または３記載の
   ３レベルインバータの制御装置。
5. 【請求項５】 直列接続点を中性点として互いに直列に
   接続された複数の平滑コンデンサと交流電源との間に配
   置されて、交流電源からの交流電圧をパルス幅変調信号
   に応答して正・負・零の３レベルの電位を有するパルス
   列の信号に変換する３レベルコンバータにおいて、前記
   ３レベルコンバータの交流側の端子に出力させる相電圧
   の振幅指令と周波数指令に基づいて基本波の変調波電圧
   指令値を発生する変調波発生手段と、前記変調波発生手
   段から発生する変調波電圧指令値に対応した多重搬送波
   信号を発生する搬送波信号発生手段と、前記変調波発生
   手段から発生する変調波電圧指令値と搬送波信号発生手
   段から発生する多重搬送波とを比較し、この比較結果に
   応じて、前記３レベルコンバータの直流側の端子から正
   ・負・零の３レベルの電位を有するパルス列の信号を発
   生させるためのパルス幅変調信号を生成して３レベルコ
   ンバータに供給する変調手段と、前記各平滑コンデンサ
   の電圧をそれぞれ検出する複数の電圧検出手段と、各電
   圧検出手段の検出出力に応じて変調手段の生成に関連す
   るパルス幅変調信号のパルス幅を調整するパルス幅調整
   手段とを備えていることを特徴とする３レベルコンバー
   タの制御装置。
6. 【請求項６】 パルス幅調整手段は、搬送波信号発生手
   段の多重搬送波を構成する第１搬送波のゲインと第２搬
   送波のゲインとの比を各電圧検出手段の検出出力の比に
   応じて調整してなることを特徴とする請求項５記載の３
   レベルコンバータの制御装置。
7. 【請求項７】 パルス幅調整手段は、変調波発生手段か
   ら発生する変調波電圧指令値の正負のゲイン比を各電圧
   検出手段の検出出力の比に応じて調整してなることを特
   徴とする請求項５記載の３レベルコンバータの制御装
   置。
8. 【請求項８】 搬送波信号発生手段の多重搬送波を構成
   する第１搬送波と第２搬送波との間にはレベルが重複す
   る重複領域が設定され、変調波発生手段の変調波電圧指
   令値が多重搬送波の重複領域内のレベルに対応づけて設
   定されていることを特徴とする請求項６または７記載の
   ３レベルコンバータの制御装置。