JP3309761B2 - ３レベルインバータ装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、３レベルインバー
タ装置に係り、特に変調波信号の振幅を過大にすること
なく、直流中性点電圧の変動を低減するのに最適な３レ
ベルインバータ装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】現在、産業・交通・公共等の分野での動
力源として電動機の可変速駆動が広く適用され、その電
源として電圧形インバータ装置が一般的に適用されてい
る。特に中性点クランプ型の３レベルインバータ装置
は、変換器に用いるスイッチング素子に対して出力電圧
を高圧化できること、またスイッチング素子のスイッチ
ング周波数が低くとも出力電圧の歪が小さいことなどか
ら、大容量の用途に適している。

【０００３】３レベルインバータ装置としては、特開平
1−47277号公報に記載されているような３レベルインバ
ータ装置が一般に知られている。この３レベルインバー
タ装置では、零とプラス側で変化する三角波と零とマイ
ナス側で変化する三角波である２つの搬送波信号と、出
力電圧指令信号である変調波信号とを比較している。そ
して、その大小関係より、スイッチング素子をオンまた
はオフするためのゲート信号を得、得られたゲート信号
によって３レベルインバータを制御している。しかし、
前記従来技術によれば、インバータの直流中性点に出力
周波数の３倍周波数の電流が流れることが知られてい
る。インバータの直流電源としては、インバータと同一
の構成を持つ３レベルコンバータまたは２レベルコンバ
ータの直流出力を２つのコンデンサで分圧したものな
ど、直流中性点の電圧が固定されないものを用いる場合
が多い。そのために、直流中性点に電流が流れると、直
流中性点電圧に変動が発生し、スイッチング素子に過大
な電圧が印加されるという問題や、出力電圧が歪むため
電動機の出力トルクに脈動が発生するという問題が発生
する。

【０００４】特に誘導電動機を駆動する場合には、誘導
電動機の発生トルクが小さい軽負荷時から、発生トルク
を増加していくのとともに、直流中性点電圧の変動は大
きくなっていき、スイッチング素子に印加される電圧や
出力電圧歪みも大きくなるという特性がある。

【０００５】そこで平成７年電気学会産業応用部門全国
大会講演論文集［III］１８７〜１９０頁にあるよう
に、パルス幅変調の変調波信号に補償信号を加算して直
流電圧中性点に流れる電流を零にする３レベルインバー
タ装置が提案されている。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】上記した平成７年電気
学会産業応用部門全国大会講演論文集［III］１８７〜
１９０頁に記載された３レベルインバータ装置は、直流
中性点の電流を完全に零にすることができるため、中性
点電圧変動の抑制には非常に有効である。しかし、出力
電圧と出力電流の位相差が大きいときに、補償信号が非
常に大きな値となり、変調波信号の振幅が補償信号を加
えない場合の最大約１.８ 倍と過大となってしまう。そ
のため、パルス幅変調の飽和を防止するために出力電圧
が小さく制限されてしまうという問題があった。

【０００７】本発明の目的は、変調波信号の振幅を過大
にすることなく、直流中性点電圧の変動を低減できる３
レベルインバータ装置を提供することにある。

【０００８】本発明の他の目的は、高トルク領域におけ
る中性点電圧の変動を抑制できる３レベルインバータ装
置を提供することにある。

【０００９】本発明の他の目的は、簡単な構成によっ
て、変調波信号の振幅を過大にすることなく、直流中性
点電圧の変動を低減できる３レベルインバータ装置を提
供することにある。

【００１０】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成する本
発明の特徴は、中性点を備えた直流電源の陽極と陰極
に、互いに直列に接続された４つのスイッチング素子が
並列に３組接続されている３レベルインバータと、三相
の出力電圧指令値を用いて補償電圧を演算する補償電圧
演算手段と、零とプラス側で変化する三角波である正搬
送波信号及び零とマイナス側で変化する三角波である負
搬送波信号のそれぞれと、前記出力電圧指令値に前記補
償電圧を加算して得られる変調波信号との大小関係に対
応して、前記スイッチング素子をオンまたはオフするた
めのゲート信号を各々の前記スイッチング素子に対して
出力するパルス幅変調手段とを備えたことにある。出力
電圧指令値を用いて補償電圧を求めることにより、補償
電圧は非常に小さな値となり、出力電圧指令値と補償電
圧とを加算して求められる変調波信号の振幅は、過大に
なることなく、且つ中性点電圧の変動を低減できる。従
って、インバータの出力電圧を制限する必要がなく、ま
たスイッチング素子に過大な電圧が印加されるという問
題や、出力電圧が歪むために電動機の出力トルクに脈動
が発生する問題を防止できる。

【００１１】他の目的を達成する本発明の特徴は、中性
点を備えた直流電源の陽極と陰極に、互いに直列に接続
された４つのスイッチング素子が並列に３組接続されて
いる３レベルインバータと、三相のトルク電流指令値と
三相の出力電圧指令値を用いて補償電圧を演算する補償
電圧演算手段と、零とプラス側で変化する三角波である
正搬送波信号及び零とマイナス側で変化する三角波であ
る負搬送波信号のそれぞれと、前記出力電圧指令値に前
記補償電圧を加算して得られる変調波信号との大小関係
に対応して、前記スイッチング素子をオンまたはオフす
るためのゲート信号を各々の前記スイッチング素子に対
して出力するパルス幅変調手段とを備えたことにある。

【００１２】トルク電流指令値及び出力電圧指令値に基
づいて補償電圧を演算するため、補償電圧は非常に小さ
な値となり、出力電圧指令値と補償電圧とを加算して求
められる変調波信号の振幅は、過大になることなく、且
つ中性点電圧の変動を低減できる。また、トルク電流に
起因する中性点電流を完全に零にすることができるた
め、高トルク領域においても中性点電圧の変動を完全に
抑制できる。

【００１３】他の目的を達成する本発明の特徴は、前記
出力電圧指令値をＶｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*とし、前記出力
電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*の中で瞬時値の絶対値
が最大であるものをＶｍ*とした場合、前記補償電圧で
あるΔＶ′は、

【００１４】

【数３】

【００１５】と求められることにある。

【００１６】三相の出力電圧指令値だけから補償電圧を
求めるため、非常に簡単な構成で、変調波信号の振幅が
過大になることなく、中性点電圧の変動を低減できる。
従って、構成の複雑化に伴うコストアップを避けること
ができる。

【００１７】

【発明の実施の形態】以下、図面を用いて本発明の実施
例を詳細に述べる。

【００１８】（実施例１）本発明の好適な一実施例であ
る３レベルインバータ装置を図１、及び図２を用いて説
明する。インバータ１は直流電源１１の電圧を平滑コン
デンサ１２及び１３で分圧した中点を直流中性点とする
中性点クランプ型の３レベルインバータである。このイ
ンバータ１は、直流電力を交流電力に変換して電動機２
に供給し、電動機２を駆動する。図１に示すように、イ
ンバータ１は、直流電源１１，直流電源１１の電圧を分
圧する平滑コンデンサ１２，１３、平滑コンデンサ１
２，１３と並列に接続され、かつそれぞれは直列に接続
されている４つのスイッチング素子Ｓ１Ｗ〜Ｓ４Ｗから
なっている。また、各スイッチング素子Ｓ１Ｗ〜S4Wに
はそれぞれ並列にダイオードが接続されており、更にこ
の４つのスイッチング素子と４つのダイオードの組合せ
が、この他に２組並列に接続されている。

【００１９】一方、インバータ１を制御する制御装置の
構成は、励磁電流指令信号Ｉｄ*、及びトルク電流指令
信号Ｉｑ* を出力する電流指令発生器３，両電流指令信
号の座標変換を行う座標変換器３１，三相の出力電圧指
令信号Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を出力する電流制御器４，
信号Ｉｑ* の座標変換を行う座標変換器６１，補償電圧
信号ΔＶを演算する補償電圧演算器６、及びスイッチン
グ素子Ｓ１Ｕ〜Ｓ４Ｗのゲート信号Ｇ１Ｕ〜Ｇ４Ｗを出
力するパルス幅変調器５などとなっている。この制御装
置は、インバータの出力電流が電流指令発生器３から出
力される信号Ｉｄ*、及び信号Ｉｑ*に適合するようにイ
ンバータを制御する。

【００２０】電流指令発生器３は、電動機２を駆動する
ための信号Ｉｄ*，信号Ｉｑ*、及び基準位相信号θを出
力する。座標変換器３１は信号Ｉｄ*，信号Ｉｑ*、及び
信号θを用いて（数４）に従い、三相の出力電流指令信
号Ｉｕ*，Ｉｖ*，Ｉｗ* を演算して出力する。

【００２１】

【数４】

【００２２】出力電流検出器４１，４２，４３はインバ
ータ１から出力される各相の出力電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，
Ｉｗを検出する。電流制御器４は、信号Ｉｕ* と信号Ｉ
ｕとの偏差，信号Ｉｖ*と信号Ｉｖとの偏差、及び信号
Ｉｗ*と信号Ｉｗとの偏差より、信号Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖ
ｗ*を演算して出力する。座標変換器６１は信号Ｉｑ*、
及び信号θを用いて、(数５)に従い、信号Ｉｑ*を三相
に座標変換した信号Ｉqu,Ｉqv，Ｉqwを演算して出力す
る。

【００２３】

【数５】

【００２４】補償電圧演算器６は信号Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖ
ｗ*と信号Ｉqu，Ｉqv，Ｉqw より信号ΔＶを演算して出
力する。ここで演算される信号ΔＶは、信号Ｖｕ*，Ｖ
ｖ*，Ｖｗ*に加算されて変調波信号Ｅｕ*，Ｅｖ*，Ｅｗ
*として用いられたときに、中性点電流を抑制できるよ
うな値とする必要がある。そのような信号ΔＶの演算方
法について、以下詳細に述べる。尚、本来インバータの
電流はパルス幅変調によるリプルを含むものであるが、
以下においてはＰＷＭ周期における平均値で表わすこと
とする。

【００２５】図１におけるインバータ１の直流中性点に
流れる中性点電流の平均値Ｉｚは（数６）で表わせる。

【００２６】

【数６】

【００２７】ここで、Ｅは搬送波信号の振幅であり、搬
送波信号Ｅc1は０〜＋Ｅの値をとり、搬送波信号Ｅc2は
−Ｅ〜０の値をとる信号である。

【００２８】前述したように信号Ｅｕ*，Ｅｖ*，Ｅｗ*
は信号Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に補償電圧演算器６の出力
である信号ΔＶを加算したものとするので、(数６）は
(数７）で表わせる。

【００２９】

【数７】

【００３０】中性点電圧の変動を抑制するためには、
（数７）に示す中性点電流Ｉｚの値を零とする信号ΔＶ
を求めればよい。しかし、出力電圧と出力電流の位相差
が９０度に近い場合には、上記中性点電流Ｉｚを零にす
るための信号ΔＶは非常に大きな値となるため、信号Ｅ
ｕ*，Ｅｖ*，Ｅｗ*の振幅が大きくなってしまう。

【００３１】そこで、本実施例では出力電圧とほぼ同位
相のトルク電流成分に起因する中性点電流のみ抑制を行
うように信号ΔＶを求め、出力電圧に対して約９０度位
相が遅れている励磁電流成分については中性点電流抑制
を行わないこととする。従って、（数７）の信号Ｉｕ，
Ｉｖ，Ｉｗには、信号Ｉqu，Ｉqv，Ｉqw を代入し、そ
の場合の中性点電流Ｉzqを零とする信号ΔＶを求める。
すなわち、（数８）となる信号ΔＶを求めればよい。

【００３２】

【数８】

【００３３】上記（数８）を信号ΔＶについて解くため
には、各相の信号Ｅｕ*，Ｅｖ*，Ｅｗ*の極性が問題と
なり、場合分けを行う必要がある。そこで、信号Ｖｕ
*，Ｖｖ*，Ｖｗ*の中で瞬時値が最大値となる信号をＶm
ax*，最小値となる信号をＶmin*，残る一つの信号をＶm
id*とし、Ｖmax*，Ｖmid*，Ｖmin*の各々の相に対応す
る信号Ｉqu，Ｉqv，ＩqwをＩqmax，Ｉqmid，Ｉqminとす
ると、（数９）に示すように２通りの解が得られる。

【００３４】

【数９】

【００３５】このようして信号ΔＶは演算され、演算さ
れた信号ΔＶは加算器において信号Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ
*と加算され、その加算結果が信号Ｅｕ*，Ｅｖ*，Ｅｗ*
となる。

【００３６】パルス幅変調器５は求められた信号Ｅｕ
*，Ｅｖ*，Ｅｗ* を入力し、インバータ１のスイッチン
グ素子Ｓ１Ｕ〜Ｓ４Ｗのゲート信号Ｇ１Ｕ〜Ｇ４Ｗを出
力する。

【００３７】図２はパルス幅変調器５の詳細構造を示
す。パルス幅変調器５は２つの搬送波信号Ｅc1，Ｅc2を
出力する搬送波信号発生器５１，搬送波信号Ｅc1を入力
する比較器５２Ｕ，５２Ｖ，５２Ｗ，搬送波信号Ｅc2を
入力する比較器５３Ｕ，５３Ｖ，５３Ｗを備える。信号
Ｅc1，Ｅc2は同位相で直流レベルが異なる三角波であ
り、搬送波信号Ｅc1は零からプラス側で変化する三角
波、搬送波信号Ｅc2は零からマイナス側で変化する三角
波である。

【００３８】比較器５２ＵはＵ相の変調波信号Ｅｕ* と
プラス側の搬送波信号Ｅc1とを比較し、スイッチング素
子Ｓ１Ｕのゲート信号Ｇ１Ｕを出力する。この信号Ｇ１
Ｕは、信号Ｅｕ* の方が信号Ｅc1よりも大きければＯＮ
信号、さもなくばＯＦＦ信号となる。比較器５３Ｕは信
号Ｅｕ* とマイナス側の搬送波信号Ｅc2とを比較し、ス
イッチング素子Ｓ２Ｕのゲート信号Ｇ２Ｕを出力する。
この信号Ｇ２Ｕは、信号Ｅｕ* の方が信号Ｅc2よりも大
きければＯＮ信号、さもなくばＯＦＦ信号となる。信号
Ｇ１Ｕ及びＧ２ＵはＮＯＴ回路により反転され、各々ス
イッチング素子Ｓ３Ｕ,Ｓ４Ｕのゲート信号Ｇ３Ｕ，Ｇ
４Ｕとして出力される。表１および表２に信号Ｅｕ*と
信号Ｅc1，Ｅc2の大小関係に対する信号Ｇ１Ｕ〜Ｇ４Ｕ
を示す。

【００３９】

【表１】

【００４０】

【表２】

【００４１】Ｖ相およびＷ相についても同様にして信号
Ｅｖ*，Ｅｗ*と信号Ｅc1，Ｅc2とを比較し、ゲート信号
Ｇ１Ｖ〜Ｇ４Ｗを出力する。

【００４２】このようにして求められた信号Ｇ１Ｕ〜Ｇ
４Ｗにより各スイッチング素子をオンまたはオフするこ
とにより、インバータ１から交流電力が出力され、その
交流電力により電動機２は駆動される。

【００４３】次に、図３に示す本実施例の動作波形を用
いて、本実施例により得られる効果を具体的に説明す
る。図３（ａ）は信号Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*、図３(ｂ）
は信号Ｉqu，Ｉqv，Ｉqwをそれぞれ示しており、両者は
ほぼ同位相の三相交流信号である。図３(ｃ）は信号Δ
Ｖを示している。信号ΔＶは、信号Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ
*に対して３倍の周波数の信号となる。図３（ｄ）は信
号Ｖｕ*に信号ΔＶを加えた信号Ｅｕ* 、及び信号Ｅc
1，Ｅc2を示している。信号Ｅｕ*は図に示すように、中
央がへこんだ波形となり、その最大振幅値は信号Ｖｕ*
の最大振幅値とほぼ等しくなる。変調波信号Ｅｖ*，Ｅ
ｗ*も同様の形状となる。

【００４４】図３（ｅ）は信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを示し
ている。図３（ｄ）及び（ｅ）に示す信号から、前記
（数６）の関係により図３（ｆ）に示す中性点電流Ｉｚ
が得られ、さらに平滑コンデンサ１２，１３の積分動作
により図３（ｇ）に示す中性点電圧Ｖｚが得られる。図
３（ｆ）と（ｇ）において、太線で示したものは信号Ｖ
ｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に信号ΔＶを加算した信号を信号Ｅ
ｕ*，Ｅｖ*，Ｅｗ*とした場合で、細線で示したものは
信号Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ* をそのまま信号Ｅｕ*,Ｅｖ
*，Ｅｗ*とした場合である。図３（ｆ）及び（ｇ）に示
されるように、補償を加えることにより中性点電流Ｉｚ
が小さくなり、その結果、中性点電圧Ｖｚの変動も小さ
くなることが分かる。

【００４５】このように本実施例を用いることにより、
変調波信号の振幅を過大にすることなく、中性点電圧変
動を低減することができるため、スイッチング素子に過
大な電圧が印加されるという問題や、出力電圧が歪むた
め電動機の出力トルクに脈動が発生するという問題を防
止することができる。

【００４６】本実施例では励磁電流に起因する中性点電
流に関しては、その抑制を一切行っていないが、トルク
電流に起因する中性点電流に比べて、励磁電流に起因す
る中性点電流はさほど問題にはならない。なぜならば、
電動機駆動装置では、一般に励磁電流Ｉｄをほぼ一定に
し、トルク電流Ｉｑを電動機の負荷に応じて変化させて
制御しているからである。この場合、トルク電流の最大
値は励磁電流の数倍になることが多く、電動機無負荷の
場合に比べ、トルク電流が大きくなるにしたがって中性
点電流も大きくなる。すなわち、中性点電流が問題にな
るほど大きくなるのは、トルク電流が大きくなったとき
であり、そのトルク電流に起因する中性点電流について
のみ抑制を行えば、インバータにあたえる中性点電圧変
動の影響は十分に抑えることができる。

【００４７】（実施例２）本発明の他の実施例である３
レベルインバータ装置を図４、及び図５に示す。本実施
例の構成について、主に図１の実施例の構成と異なる箇
所を以下に説明する。

【００４８】本実施例が図１の実施例と異なるのは、出
力電圧指令信号Ｖｕ*,Ｖｖ*,Ｖｗ*に加える補償電圧信
号の演算方法であり、その演算方法とは、補償電圧信号
を信号Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ* だけから演算するものであ
る。従って、本実施例では図に示すように、補償電圧演
算器６′は信号Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ* のみを入力し、補
償電圧信号ΔＶ′を出力する。なお、（実施例１）にあ
った座標変換器６１は必要としないため、本実施例では
備えていない。

【００４９】次に補償電圧演算器６′における信号Δ
Ｖ′の演算方法について、詳細に述べる。本実施例は、
信号Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ* と同相の有効電流に起因する
中性点電流が零になるように、信号Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ
* を補償するものである。出力電流において信号Ｖｕ
*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に同相の有効電流成分信号Ｉru，Ｉr
v，Ｉrwを（数１０）のように表わす。

【００５０】

【数１０】

【００５１】ここでＫは任意の数である。

【００５２】この（数１０）より信号Ｉru，Ｉrv，Ｉrw
に起因する中性点電流を零にする信号ΔＶ′を求める
と、（数１１）の解となる。

【００５３】

【数１１】 (|Ｖｕ*＋ΔＶ′|・Ｉru＋|Ｖｖ*＋ΔＶ′|・Ｉrv＋|Ｖｗ*＋ΔＶ′|・Ｉrw) ＝０ ∴（|Ｖｕ*＋ΔＶ′|・Ｖｕ*＋|Ｖｖ*＋ΔＶ′|・Ｖｖ*＋|Ｖｗ* ＋ΔＶ′|・Ｖｗ*)＝０ …（数１１） （数１１）を解くと、信号Ｉru，Ｉrv，Ｉrwに起因する
中性点電流を零にする信号ΔＶ′は、信号Ｖｕ*，Ｖｖ
*，Ｖｗ*の中で絶対値が最大である信号をＶｍ*とする
とき、（数１２）で与えられる。

【００５４】

【数１２】

【００５５】この（数１２）により得られた信号ΔＶ′
を信号Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ* に加算し、その加算結果で
ある変調波信号Ｅｕ*，Ｅｖ*，Ｅｗ* を用いてパルス幅
変調することで、図１と同様に、変調波信号の振幅を過
大にすることなく、中性点電圧変動を低減することがで
きる。

【００５６】次に、図５に示す本実施例の動作波形を用
いて、本実施例により得られる効果について具体的に説
明する。図５（ａ）は信号Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*、図５
（ｂ)は信号ΔＶ′を示しており、信号ΔＶ′は信号Ｖ
ｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ* に対して３倍の周波数の信号とな
る。図５（ｃ）は信号Ｖｕ* に信号ΔＶ′を加えた信号
Ｅｕ*と搬送波信号Ｅc1，Ｅc2を示している。図に示す
ように信号Ｅｕ*は中央が対象にへこんだ波形となり、
その最大振幅値は信号Ｖｕ*の最大振幅値の約０.９倍と
小さくなる。信号Ｅｖ*，Ｅｗ*も同様の形状となる。

【００５７】図５（ｄ）は出力電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉ
ｗを示しており、この信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと図５
（ｃ）に示す変調波信号から、前記（数６）の関係によ
り図５（ｅ）に示される中性点電流Ｉｚが得られる。さ
らに平滑コンデンサの積分動作により図５（ｆ）に示す
中性点電圧Ｖｚが得られる。図５（ｅ）と（ｆ）におい
て、太線で示したものは信号Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ* に信
号ΔＶ′を加算した信号を信号Ｅｕ*，Ｅｖ*，Ｅｗ*と
する場合で、細線で示したものは信号Ｖｕ*,Ｖｖ*，Ｖ
ｗ*をそのまま信号Ｅｕ*，Ｅｖ*，Ｅｗ*とした場合であ
る。図５（ｅ）及び図５（ｆ）に示されるように、補償
を加えることにより中性点電流Ｉｚが小さくなり、その
結果、中性点電圧Ｖｚの変動も小さくなっていることが
分かる。

【００５８】このように本実施例を用いることにより、
変調波信号の振幅を過大にすることなく、中性点電圧変
動を低減することができるため、スイッチング素子に過
大な電圧が印加されるという問題や、出力電圧が歪むた
めに電動機の出力トルクに脈動が発生するという問題を
防止することができる。また本実施例は、図１の実施例
と比べ、インバータ制御装置の構成が簡単である上に、
変調波信号の振幅も小さいという特長がある。その一方
で、本実施例は、図１の実施例と比べ、中性点電圧変動
の抑制効果は若干劣る。

【００５９】次に、図６、及び図７を用いて各実施例の
効果を詳細に説明する。図６は本発明による中性点電圧
変動低減の効果を、トルク電流と中性点電圧変動量との
関係により示す。また図７は、トルク電流と変調波信号
の振幅との関係を示す。図中、（ａ）は中性点電圧変動
抑制を行わないもの、（ｂ）は図１の実施例、（ｃ）は
図４の実施例、（ｄ）は平成７年電気学会産業応用部門
全国大会講演論文集［III］１８７〜１９０頁にある中
性点電流を零化する方法の結果である。

【００６０】図６及び図７より、本発明の両実施例と
も、（ａ）の補償無しのものに比べ中性点電圧の変動量
が低減され、その値はトルク電流Ｉｐ＝０の無負荷時の
値に近く、ほぼ一定となる。また、変調波信号の振幅は
（ａ）の補償無しのものに比べ、同等かそれ以下になっ
ており、変調波信号の振幅を過大にすることなく、中性
点電圧の変動を低減できている。

【００６１】一方、（ｄ）の中性点電圧零化補償は、中
性点電圧変動がほぼ零になり、(ａ)，（ｂ）、及び
（ｃ）に対して効果が大きいが、変調波信号の振幅は
（ａ），（ｂ）、及び（ｃ）に比べて、大きくなり、イ
ンバータの出力電圧を制限しなければならない恐れがあ
る。

【００６２】これに比べ、本発明によれば、両実施例と
も、（ａ）の補償無しのものに比べて、中性点電圧の変
動量が低減され、変調波信号の振幅は（ａ）の補償無し
のものに比べ、同等かそれ以下になっているため、イン
バータの出力電圧を制限することなしに、中性点電圧の
変動を抑制することができる。

【００６３】なお本明細書では、説明をわかりやすくす
るために、構成及び動作を電気回路とアナログ信号を用
いて説明しているが、マイクロプロセッサ等を用いてデ
ィジタル回路で構成し、ソフトウエアで動作させても本
発明の効果は同様である。

【００６４】

【発明の効果】本発明によれば、補償電圧は非常に小さ
な値となり、出力電圧指令値と補償電圧とを加算して求
められる変調波信号の振幅は、過大になることなく、且
つ中性点電圧の変動を低減できる。従って、インバータ
の出力電圧を制限する必要がなく、またスイッチング素
子に過大な電圧が印加されるという問題や、出力電圧が
歪むために電動機の出力トルクに脈動が発生するという
問題を防止できる。

【００６５】本発明によれば、補償電圧は非常に小さな
値となり、出力電圧指令値と補償電圧とを加算して求め
られる変調波信号の振幅は、過大になることなく、且つ
中性点電圧の変動を低減できる。また、トルク電流に起
因する中性点電流を完全に零にできるため、高トルク領
域においても中性点電圧の変動を完全に抑制できる。

【００６６】本発明によれば、非常に簡単な構成で、変
調波信号の振幅が過大になることなく、中性点電圧の変
動を低減できる。従って、構成の複雑化に伴うコストア
ップを避けることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の好適な一実施例である３レベルインバ
ータ装置の構成図である。

【図２】図１の実施例のパルス幅変調器の構成図であ
る。

【図３】図１の実施例の動作波形図である。

【図４】本発明の他の実施例である３レベルインバータ
装置の構成図である。

【図５】図４の実施例の動作波形図である。

【図６】トルク電流に対する中性点電圧変動量を示す図
である。

【図７】トルク電流に対する変調波信号の振幅を示す図
である。

【符号の説明】

１…インバータ、２…電動機、３…電流指令発生器、４
…電流制御器、５…パルス幅変調器、６，６′…補償電
圧演算器。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 高橋 潤一 茨城県日立市大みか町五丁目２番１号 株式会社 日立製作所 大みか工場内 (56)参考文献 特開 平８−317663（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−15165（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−47277（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−331857（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 7/5387 H02P 7/63

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】中性点を備えた直流電源の陽極と陰極に、
   互いに直列に接続された４つのスイッチング素子が並列
   に３組接続されている３レベルインバータと、三相の出
   力電圧指令値を用いて補償電圧を演算する補償電圧演算
   手段と、零とプラス側で変化する三角波である正搬送波
   信号及び零とマイナス側で変化する三角波である負搬送
   波信号のそれぞれと、前記出力電圧指令値に前記補償電
   圧を加算して得られる変調波信号との大小関係に対応し
   て、前記スイッチング素子をオンまたはオフするための
   ゲート信号を各々の前記スイッチング素子に対して出力
   するパルス幅変調手段とを備え、 前記補償電圧演算手段が、有効電流成分に起因する中性
   点電流を抑制する補償電圧を算出する ことを特徴とする
   ３レベルインバータ装置。
2. 【請求項２】中性点を備えた直流電源の陽極と陰極に、
   互いに直列に接続された４つのスイッチング素子が並列
   に３組接続されている３レベルインバータと、三相のト
   ルク電流指令値と三相の出力電圧指令値を用いて補償電
   圧を演算する補償電圧演算手段と、零とプラス側で変化
   する三角波である正搬送波信号及び零とマイナス側で変
   化する三角波である負搬送波信号のそれぞれと、前記出
   力電圧指令値に前記補償電圧を加算して得られる変調波
   信号との大小関係に対応して、前記スイッチング素子を
   オンまたはオフするためのゲート信号を各々の前記スイ
   ッチング素子に対して出力するパルス幅変調手段とを備
   え、 前記補償電圧演算手段が、トルク電流成分に起因する中
   性点電流を抑制する補償電圧を算出する ことを特徴とす
   る３レベルインバータ装置。
3. 【請求項３】前記出力電圧指令値をＶｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ
   *、前記トルク電流指令値をＩqu，Ｉqv，Ｉqwとし、前
   記出力電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ* の中で瞬時値が
   最大となるものをＶmax*，最小となるものをＶmin*，残
   る一つをＶmid*とし、前記Ｖmax*，Ｖmin*，Ｖmid*の各
   々の相に対応する前記トルク電流指令値Ｉqu，Ｉqv，Ｉ
   qwをＩqmax，Ｉqmin，Ｉqmidとした場合、 前記補償電圧であるΔＶは、 【数１】 と求められることを特徴とする請求項２記載の３レベル
   インバータ装置。
4. 【請求項４】前記出力電圧指令値をＶｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ
   *とし、前記出力電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*の中で
   瞬時値の絶対値が最大であるものをＶｍ*とした場合、 前記補償電圧であるΔＶ′は、 【数２】 と求められることを特徴とする請求項１記載の３レベル
   インバータ装置。