JP6361539B2 - 変換装置 - Google Patents
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Description
かかる従来の問題点に鑑み、本発明は、変換装置の変換効率を向上させ、系統連系時の交流電流の歪みを少なくすることを目的とする。
前記制御部は、前記第1コンデンサ、前記直流リアクトル、前記第2コンデンサ、前記交流リアクトル、及び、前記DCバス側に換算した前記絶縁トランスの等価回路を考慮して、前記DCバスの電圧目標値及び前記交流リアクトルの電流目標値を決定することにより、前記商用電力系統との間に流れる系統電流を前記商用電力系統の電圧と同期させる、変換装置である。
本発明の実施形態の要旨としては、少なくとも以下のものが含まれる。
この場合、交流波形の基になる(1/2)周期の波形は全て第1変換部によって生成され、第2変換部は出力する交流波形の周波数の2倍の周波数で極性反転のみを行う。すなわち、第2変換部は、高周波のスイッチングを伴うインバータ動作を行わない。そのため、交流リアクトルによる損失を低減することができる。
この場合、ゼロクロス近傍での波形の歪みを防止し、かつ、損失低減の効果も十分に確保することができる。例えば、「所定の割合」を18%未満にすると、ゼロクロス近傍での僅かな歪みが残る可能性がある。35%より大きくすると、第2変換部における高周波のインバータ動作期間が長くなるので、その分、損失低減の効果が薄れる。
この場合、スイッチングに伴う高周波の電圧変動は除去しつつ、所望の脈流波形を保つことができる。
この場合、ハードウェア構成は変えなくとも、制御部による制御を変えるだけで、商用電力系統から受電して直流電源を充電することができ、その場合でも、スイッチング損失を低減することができる。
以下、実施形態の詳細について、図面を参照して説明する。
図1は、本発明の一実施形態に係る変換装置を備えたシステムの概略構成の一例を示すブロック図である。図において、変換装置100の入力端には、直流電源としての太陽光発電パネル8が接続され、出力端には、交流の商用電力系統10が接続されている。このシステムは、太陽光発電パネル8が発電する直流電力を交流電力に変換し、商用電力系統10に出力する連系運転を行う。なお、太陽光発電パネル8は一例であり、系統連系が許される他の直流電源装置(例えば風力発電装置)でも同様である。
図において、変換装置100は、第1変換部1と、第2変換部2と、制御部3と、フィルタ回路4を主要な構成要素として、構成されている。第1変換部1には、太陽光発電パネル8の出力が、平滑用のコンデンサ9を介して入力される。コンデンサ9の両端に印加される直流電圧は、電圧センサ21によって検出され、検出した電圧の情報は、制御部3に送られる。
なお、上記スイッチング素子Q1〜Q10としては、例えば図示しているFET(Field Effect Transistor)や、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)を用いることができる。
次に、上記変換装置100の動作について説明する。まず、制御部3は、第1変換部1のフルブリッジ回路11(スイッチング素子Q1〜Q4)を、PWM制御する。
図3は、フルブリッジ回路11に対するゲート駆動パルスを示す図である。図中、二点鎖線で示す波形が、目標電圧である交流電圧である。ゲート駆動パルスの周波数は、交流電圧の周波数(50又は60Hz)に比べて格段に高周波(例えば20kHz)であるため、個々のパルスは描けないが、交流波形の絶対値のピークでパルス幅が最も広くなり、絶対値が0に近づくほど狭くなる。
また、図5の(b)は、実際にDCバス5(コンデンサ7の両端)に現れる脈流波形の電圧である。(a)との比較により明らかなように、ほぼ、目標値通りの脈流波形が得られる。
図8は、制御の第2例による、フルブリッジ回路11に対するゲート駆動パルスを示す図である。図中、二点鎖線で示す波形が、目標電圧の交流電圧である。ゲート駆動パルスの周波数は、交流電圧の周波数(50又は60Hz)に比べて格段に高周波(例えば20kHz)であるため、個々のパルスは描けないが、交流波形の絶対値のピークでパルス幅が最も広くなり、絶対値が0に近づくほど狭くなる。図3との違いは、交流波形のゼロクロス近傍において図3よりも広い範囲で、ゲート駆動パルスが出力されない点である。
以上のような損失の低減により、変換装置100の変換効率を向上させることができ、しかも、より滑らかな交流波形の出力を得ることができる。
図12は、図2と同じ回路図であるが、制御部3及び電流センサ・電圧センサの図示を省略し、各センサが検出する以下の電気的な諸量その他の記号を追記した回路図である。
Vgdc:コンデンサ9の両端に印加される直流電源電圧検出値
Igdc:直流リアクトル6に流れる電流検出値
Vdc:DCバス電圧検出値
Vgac_i:第2変換部2の出力電圧検出値
Igac_i:交流リアクトル41の電流検出値
Vgac:系統電圧
なお、変換装置100から商用電力系統10に流れる系統電流Igac_oは、制御上必要な量ではないので、電流センサを設けなかったが、実験等では図示しない電流センサにより実測される。
以下、図12を参照して、系統連系に必要な制御について説明する。
まず、第2変換部2から商用電力系統10へ最終的に出力される出力電流目標値Igac_o*を、正弦波の電流とすると、
Igac_o*=Amsinωt ・・・(1)
である。ここで、Amは定数、ωは商用電力系統の周波数fに対する角周波数、tは時間である。
なお、末尾の記号「*」は、当該記号を付さない記号が表す物理量の目標値又はその近似値であることを意味する(以下同様。)。
Igac_i*=Igac_o* + C3×d(Vgac)/dt ・・・(2)
となる。
Vgac_i*=Vgac + L2×d(Igac_i*)/dt ・・・(3)
である。
図16は、DCバス電圧目標値Vdc*を算出するための、直流リアクトル6(インダクタンスL1)の電流近似値Igdc_approx*についてのブロック線図である。なお、ここでの電流近似値Igdc_approx*には、直流リアクトル6と絶縁トランス12の電圧降下の影響分が考慮されていない。DCバス電圧目標値Vdc*の算出については、後述する。図において、インバータ2の出力電圧目標値Vgac_i*及び出力電流目標値Igac_i*からインバータ出力電力を計算し、それをDCバス電圧目標値Vdc*で割り、その値をAとする。すなわち、
A=Vgac_i* × Igac_i* / Vdc* ・・・(4)
である。
B=C2×d(Vdc*)/dt ・・・(5)
である。
そして上記AとBとを互いに足し、直流リアクトル6の電流近似値Igdc_approx*とする。
Igdc_approx*=A+B ・・・(6)
そして、その値に図18のようなDCバス側換算とした絶縁トランス12の等価回路を考えたときの抵抗値と漏れインダクタンス値から絶縁トランス12の電圧降下分を算出した値を足し合わせ、その値をCとする。
C=|Vgac_i*| +
L1×d(Igdc_approx*)/dt +
Ltr1×d(Igdc_approx*)/dt +
Ltr2×d(Igdc_approx*)/dt +
Rtr1×Igdc_approx* +
Rtr2×Igdc_approx* ・・・(7)
当該DCバス電圧下限値とは、前述の《制御の第1例》の場合は0である。また、《制御の第2例》の場合は、スイッチング素子Q7,Q10(図2)を高周波でスイッチングさせてインバータ動作を開始する電圧であり、その値は、前述のように例えば100Vである。
そして図20のブロック線図において、直流リアクトル6の電流目標値Igdc*と電流検出値Igdcとの偏差に比例積分制御を働かせ、その結果にDCバス電圧検出値Vdcを足し、直流電源電圧Vgdcで割ることで、第1変換部(DC/DCコンバータ)1の参照波Vref_cnvを決定する。ここで直流電源電圧検出値Vgdcについては絶縁トランス12の巻き数比を考慮する必要があり、例えば絶縁トランス12の巻数比が、1:2である場合は、DCバス側換算で電圧センサ21による検出値の2倍の値とすることができる。
以上の制御方式により得られる結果を、図21〜図32に示す。
図21〜26は、DCバス電圧目標値の下限値を0Vとした《制御の第1例》の結果であり、図21は、DCバス電圧目標値Vdc*の波形である。横軸は時間[秒]、縦軸は電圧[V]を表している。図22は、DCバス電圧検出値Vdcの波形である。横軸は時間[秒]、縦軸は電圧[V]を表している。DCバス電圧検出値Vdcは、下限値が0Vより若干上がっているが、概ね、DCバス電圧目標値Vdc*と合っている。
以上の結果から《制御の第1例》の制御方式を実行する変換装置100は、系統連系ができることが示された。
以上の結果から《制御の第2例》の制御方式を実行する変換装置100は、系統連系ができることが示された。
以上のように、系統電圧の位相と周波数に同期して制御することにより歪が少ない正弦波状の系統電流を生成することができた。
インバータの高周波スイッチング停止期間があることから一般的なインバータと比較して、スイッチング損失が少なく、交流リアクトル41の鉄損も少なくなり、変換装置100全体の効率が向上する。効率向上に際し、一般的な絶縁型変換装置の回路に部品を追加することなく、制御部3の制御方法を変更するだけであることも注目に値する。
なお、以上の説明では、太陽光発電パネル8から商用電力系統10への系統連系について述べたが、逆に、商用電力系統10から蓄電池への充電動作も可能である。
図33は、かかる逆方向への変換装置を備えたシステムの概略構成の一例を示すブロック図である。図において、変換装置100の入力端(右)には、交流の商用電力系統10が接続されている。変換装置100の出力端には、蓄電池30が接続されている。このシステムは、商用電力系統の交流電力を変換装置100が直流電力に変換し、蓄電池30に充電するものである。変換装置100のハードウェアは図2と同様である。
その場合には、制御部3は、第2変換部2として系統連系インバータの出力(マイナスの出力すなわち入力)電流目標値Ia*を
Ia* = −Amsinωt ・・・(8)
というように、系統電圧と逆位相になるように指定すればよい。このような逆方向の場合でも、インバータの高周波スイッチング停止期間があることから一般的なインバータと比較して、スイッチング損失が少なく、交流リアクトル41の鉄損も少なくなり、変換装置100全体の効率が向上し、また、歪みが少なく系統電圧と同期した系統電流を生成することができる。
なお、図2においては第1変換部1のDC/DCコンバータとして絶縁トランス12の2次側がセンタータップ方式となっている回路を採用したが、絶縁トランス12の1次側をセンタータップ方式として、2次側はフルブリッジ回路としてもよい。さらには、1次側・2次側共に、フルブリッジ回路とすることもできる。
図12との違いは、第1変換部1における整流回路13がフルブリッジ回路13F(スイッチング素子Q5,Q5a,Q6,Q6a)に置き換わり、直流リアクトル6が、絶縁トランス12の1次側及び2次側にそれぞれ1次側インダクタンスLp,2次側インダクタンスLsとして存在している点である。これにより、第1変換部1は、デュアルアクティブコンバータとなっている。その他の構成は図12と同様である。
このように、第1変換部1は、絶縁トランス12の1次側・2次側が共にフルブリッジ回路11,13Fで構成され、フルブリッジと絶縁トランス12との間に直流リアクトル6(1次側インダクタンスLp、2次側インダクタンスLs)が設けられた回路であってもよい。
2 第2変換部
3 制御部
4 フィルタ回路
5 DCバス
6 直流リアクトル
7 コンデンサ
8 太陽光発電パネル
9 コンデンサ
10 商用電力系統
11 フルブリッジ回路
12 絶縁トランス
12s 2次側巻線
13 整流回路
13F フルブリッジ回路
21 電圧センサ
22 電流センサ
23 電圧センサ
24 電圧センサ
25 電流センサ
26 電圧センサ
30 蓄電池
41 交流リアクトル
42 コンデンサ
100 変換装置
Q1〜Q10,Q5a,Q6a スイッチング素子
Claims (6)
- 直流電源と商用電力系統との間に介在する変換装置であって、
前記直流電源と前記商用電力系統との間に設けられ、平滑用の第1コンデンサが接続されたDCバスと、
前記直流電源と前記DCバスとの間に設けられ、絶縁トランスを有するDC/DCコンバータ、及び、直流リアクトルを含み、前記直流電源からの直流電圧を、前記商用電力系統の交流波形の絶対値に相当する脈流波形を含む電圧に変換するか又はその逆変換をする第1変換部と、
前記DCバスと前記商用電力系統との間に設けられ、前記脈流波形を含む電圧を1周期ごとに極性反転して交流波形に変換するか又はその逆変換をする第2変換部と、
前記第2変換部と前記商用電力系統との間に設けられ、交流リアクトル及び第2コンデンサを含むフィルタ回路と、
前記第1変換部及び前記第2変換部を制御する制御部と、を備え、
前記制御部は、前記第1コンデンサ、前記直流リアクトル、前記第2コンデンサ、前記交流リアクトル、及び、前記DCバス側に換算した前記絶縁トランスの等価回路を考慮して、前記DCバスの電圧目標値及び前記交流リアクトルの電流目標値を決定することにより、前記商用電力系統との間に流れる系統電流を前記商用電力系統の電圧と同期させる、変換装置。 - 前記直流電源から前記商用交流電力への変換にあたって、前記第1変換部は、前記直流電圧を、前記脈流波形の電圧に変換する請求項1に記載の変換装置。
- 前記直流電源から前記商用交流電力への変換にあたって、前記第1変換部の出力する電圧が、前記脈流波形の波高値に対して所定の割合以下となる期間内にあるとき、前記制御部は、前記第2変換部を、高周波でインバータ動作させることにより、前記期間内の前記交流波形の電圧を生成する請求項1に記載の変換装置。
- 前記所定の割合とは、18%〜35%である請求項3に記載の変換装置。
- 前記第1コンデンサは、スイッチングによる高周波の電圧変動を平滑化するが、前記脈流波形は平滑化しない程度のキャパシタンスを有する請求項1〜請求項4のいずれか1項に記載の変換装置。
- 前記直流電源が蓄電池であり、前記直流電源から前記商用電力系統への電力変換を上り方向とすると、前記制御部は、前記第2変換部を下り方向へのAC/DCコンバータとして動作させ、前記第1変換部を下り方向へのDC/DCコンバータとして動作させることにより、下り方向への電力変換を行い、前記蓄電池を充電する、請求項1〜請求項5のいずれか1項に記載の変換装置。
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