JP6361539B2 - 変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、主として直流から交流への変換装置に関し、さらには、系統連系を行う変換装置に関する。

直流電源から入力される直流電圧を、絶縁トランスを含むＤＣ／ＤＣコンバータにより昇圧し、さらに、インバータで交流電圧に変換する変換装置は、例えば太陽光発電用のパワーコンディショナ、自立電源、ＵＰＳ（Uninterruptible Power Supply：無停電電源装置）等に多く用いられている。このような変換装置内で、ＤＣ／ＤＣコンバータは常にスイッチング動作を行い、また、インバータも常にスイッチング動作を行っている（例えば特許文献１（図２））。インバータの出力側にはノイズフィルタが設けられ、ノイズフィルタ内には交流リアクトルが設けられている。

特開２００７−２０３７９号公報

上記のような従来の変換装置において、インバータ内ではスイッチング素子が常に高周波でスイッチングを行っているため、大きなスイッチング損失が発生する。また、交流リアクトルでも電力損失（主に鉄損）が発生する。このような損失は、変換装置の変換効率向上を妨げる要因となっている。さらにノイズフィルタにより系統連系時の交流電流に歪みが生じる可能性がある。
かかる従来の問題点に鑑み、本発明は、変換装置の変換効率を向上させ、系統連系時の交流電流の歪みを少なくすることを目的とする。

本発明は、直流電源と商用電力系統との間に介在する変換装置であって、前記直流電源と前記商用電力系統との間に設けられ、平滑用の第１コンデンサが接続されたＤＣバスと、前記直流電源と前記ＤＣバスとの間に設けられ、絶縁トランスを有するＤＣ／ＤＣコンバータ、及び、直流リアクトルを含み、前記直流電源からの直流電圧を、前記商用電力系統の交流波形の絶対値に相当する脈流波形を含む電圧に変換するか又はその逆変換をする第１変換部と、前記ＤＣバスと前記商用電力系統との間に設けられ、前記脈流波形を含む電圧を１周期ごとに極性反転して交流波形に変換するか又はその逆変換をする第２変換部と、前記第２変換部と前記商用電力系統との間に設けられ、交流リアクトル及び第２コンデンサを含むフィルタ回路と、前記第１変換部及び前記第２変換部を制御する制御部と、を備え、
前記制御部は、前記第１コンデンサ、前記直流リアクトル、前記第２コンデンサ、前記交流リアクトル、及び、前記ＤＣバス側に換算した前記絶縁トランスの等価回路を考慮して、前記ＤＣバスの電圧目標値及び前記交流リアクトルの電流目標値を決定することにより、前記商用電力系統との間に流れる系統電流を前記商用電力系統の電圧と同期させる、変換装置である。

本発明の変換装置によれば、変換効率を向上させることができる。また、系統連系が可能であり、系統連系時の交流電流の歪みを少なくすることができる。

本発明の一実施形態に係る変換装置を備えたシステムの概略構成の一例を示すブロック図である。 本発明の一実施形態に係る変換装置の回路図である。 フルブリッジ回路に対するゲート駆動パルスを示す図である。 ゲート駆動パルスの作り方を示す図である。 （ａ）は、第１変換部の出力波形の目標値（理想値）であり、（ｂ）は、実際にＤＣバスに現れる脈流波形の電圧である。 （ａ）は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ１０に対するゲート駆動パルス、（ｂ）は、スイッチング素子Ｑ８，Ｑ９に対するゲート駆動パルスである。 出力される交流電圧を表すグラフであり、（ａ）は目標電圧（理想値）、（ｂ）は実際に検出された交流電圧である。 制御の第２例による、フルブリッジ回路に対するゲート駆動パルスを示す図である。 （ａ）は、図８のゲート駆動パルスによって得ようとしている第１変換部の出力波形の目標値（理想値）であり、（ｂ）は、実際にＤＣバスに現れる脈流波形の電圧である。 （ａ）は、図９の（ｂ）と同様の図に、ゼロクロス近傍の目標電圧の波形を点線で書き加えた図であり、また、図１０の（ｂ）、（ｃ）は、第２変換部２のインバータを構成するスイッチング素子Ｑ７〜Ｑ１０のゲート駆動パルスである。 出力される交流電圧を表すグラフであり、（ａ）は目標電圧（理想値）、（ｂ）は実際に検出された交流電圧である。 図２と同じ回路図であるが、制御部及び電流センサ・電圧センサの図示を省略し、各センサが検出する電気的な諸量その他の記号を追記した回路図である。 交流リアクトルの電流目標値Ｉｇａｃ＿ｉ＊についてのブロック線図である。 インバータの出力電圧目標値Ｖｇａｃ＿ｉ＊についてのブロック線図である。 インバータの参照波Ｖｒｅｆ＿ｉｎｖについてのブロック線図である。 ＤＣバス電圧目標値Ｖｄｃ＊を算出するための、直流リアクトルの電流近似値Ｉｇｄｃ＿ａｐｐｒｏｘ＊についてのブロック線図である。 ＤＣバス電圧目標値Ｖｄｃ＊を算出するブロック線図である。 ２次側（ＤＣバス側）に換算した絶縁トランスの等価回路図である。 電流目標値Ｉｇｄｃ＊を決定するブロック線図である。 第１変換部（ＤＣ／ＤＣコンバータ）の参照波を決定するブロック線図である。 ＤＣバス電圧目標値Ｖｄｃ＊の波形である。 ＤＣバス電圧検出値Ｖｄｃの波形である。 交流リアクトルの電流目標値Ｉｇａｃ＿ｉ＊の波形である。 交流リアクトルの電流検出値Ｉｇａｃ＿ｉの波形である。 系統電流検出値Ｉｇａｃ＿ｏの波形である。 系統電圧検出値Ｖｇａｃの波形である。 ＤＣバス電圧目標値Ｖｄｃ＊の波形である。 ＤＣバス電圧検出値Ｖｄｃの波形である。 交流リアクトルの電流目標値Ｉｇａｃ＿ｉ＊の波形である。 交流リアクトルの電流検出値Ｉｇａｃ＿ｉの波形である。 系統電流検出値Ｉｇａｃ＿ｏの波形である。 系統電圧検出値Ｖｇａｃの波形である。 逆方向への変換装置を備えたシステムの概略構成の一例を示すブロック図である。 本発明の他の実施形態に係る変換装置の回路図である。

［実施形態の要旨］
本発明の実施形態の要旨としては、少なくとも以下のものが含まれる。

（１）これは、直流電源と商用電力系統との間に介在する変換装置であって、前記直流電源と前記商用電力系統との間に設けられ、平滑用の第１コンデンサが接続されたＤＣバスと、前記直流電源と前記ＤＣバスとの間に設けられ、絶縁トランスを有するＤＣ／ＤＣコンバータ、及び、直流リアクトルを含み、前記直流電源からの直流電圧を、前記商用電力系統の交流波形の絶対値に相当する脈流波形を含む電圧に変換するか又はその逆変換をする第１変換部と、前記ＤＣバスと前記商用電力系統との間に設けられ、前記脈流波形を含む電圧を１周期ごとに極性反転して交流波形に変換するか又はその逆変換をする第２変換部と、前記第２変換部と前記商用電力系統との間に設けられ、交流リアクトル及び第２コンデンサを含むフィルタ回路と、前記第１変換部及び前記第２変換部を制御する制御部と、を備えている。そして、前記制御部は、前記第１コンデンサ、前記直流リアクトル、前記第２コンデンサ、前記交流リアクトル、及び、前記ＤＣバス側に換算した前記絶縁トランスの等価回路を考慮して、前記ＤＣバスの電圧目標値及び前記交流リアクトルの電流目標値を決定することにより、前記商用電力系統との間に流れる系統電流を前記商用電力系統の電圧と同期させる。

上記（１）の変換装置では、必要な波形を作るのは主として第１変換部であり、第２変換部のスイッチング回数が大幅に減ることにより、第１変換部及び第２変換部の全体としてのスイッチング損失を低減しつつ、系統連系を行うことができる。

（２）また、（１）の変換装置において、前記直流電源から前記商用交流電力への変換にあたって、前記第１変換部は、前記直流電圧を、前記脈流波形の電圧に変換するようにしてもよい。
この場合、交流波形の基になる（１／２）周期の波形は全て第１変換部によって生成され、第２変換部は出力する交流波形の周波数の２倍の周波数で極性反転のみを行う。すなわち、第２変換部は、高周波のスイッチングを伴うインバータ動作を行わない。そのため、交流リアクトルによる損失を低減することができる。

（３）また、（１）の変換装置において、前記直流電源から前記商用交流電力への変換にあたって、前記第１変換部の出力する電圧が、前記脈流波形の波高値に対して所定の割合以下となる期間内にあるとき、前記制御部は、前記第２変換部を、高周波でインバータ動作させることにより、前記期間内の前記交流波形の電圧を生成するようにしてもよい。

脈流波形の波高値に対して所定の割合以下となる期間内とは、目標電圧のゼロクロス近傍を意味している。すなわちこの場合、目標電圧のゼロクロス近傍では第２変換部が交流波形の生成に寄与し、それ以外は第１変換部が交流波形の生成に寄与する。第１変換部のみによって脈流波形の全域を生成しようとすると、ゼロクロス近傍で波形の歪みが生じる場合があるが、第２変換部のインバータ動作を局部的に活用することにより、このような波形の歪みを防止し、より滑らかな交流波形の出力を得ることができる。第２変換部をインバータ動作させる期間は短いので、従来のインバータ動作に比べて損失が少ない。交流リアクトルによる損失も少なくなる。

（４）また、（３）の変換装置において、前記所定の割合とは、１８％〜３５％であることが好ましい。
この場合、ゼロクロス近傍での波形の歪みを防止し、かつ、損失低減の効果も十分に確保することができる。例えば、「所定の割合」を１８％未満にすると、ゼロクロス近傍での僅かな歪みが残る可能性がある。３５％より大きくすると、第２変換部における高周波のインバータ動作期間が長くなるので、その分、損失低減の効果が薄れる。

（５）また、（１）〜（４）のいずれかの変換装置において、前記第１コンデンサは、スイッチングによる高周波の電圧変動を平滑化するが、前記脈流波形は平滑化しない程度のキャパシタンスを有するべきである。
この場合、スイッチングに伴う高周波の電圧変動は除去しつつ、所望の脈流波形を保つことができる。

（６）また、（１）〜（５）のいずれかの変換装置において、前記直流電源が蓄電池であり、前記直流電源から前記商用電力系統への電力変換を上り方向とすると、前記制御部は、前記第２変換部を下り方向へのＡＣ／ＤＣコンバータとして動作させ、前記第１変換部を下り方向へのＤＣ／ＤＣコンバータとして動作させることにより、下り方向への電力変換を行い、前記蓄電池を充電するようにしてもよい。
この場合、ハードウェア構成は変えなくとも、制御部による制御を変えるだけで、商用電力系統から受電して直流電源を充電することができ、その場合でも、スイッチング損失を低減することができる。

［実施形態の詳細］
以下、実施形態の詳細について、図面を参照して説明する。

＜変換装置の構成及び動作の基本＞
図１は、本発明の一実施形態に係る変換装置を備えたシステムの概略構成の一例を示すブロック図である。図において、変換装置１００の入力端には、直流電源としての太陽光発電パネル８が接続され、出力端には、交流の商用電力系統１０が接続されている。このシステムは、太陽光発電パネル８が発電する直流電力を交流電力に変換し、商用電力系統１０に出力する連系運転を行う。なお、太陽光発電パネル８は一例であり、系統連系が許される他の直流電源装置（例えば風力発電装置）でも同様である。

図において、変換装置１００は、太陽光発電パネル８が出力する直流電力が与えられる第１変換部（ＤＣ／ＤＣコンバータ）１と、第１変換部１の出力を交流電力に変換して商用電力系統１０に出力する第２変換部（インバータ）２と、これらの変換部の動作を制御する制御部３とを備えている。

図２は、本発明の一実施形態に係る変換装置１００の回路図である。
図において、変換装置１００は、第１変換部１と、第２変換部２と、制御部３と、フィルタ回路４を主要な構成要素として、構成されている。第１変換部１には、太陽光発電パネル８の出力が、平滑用のコンデンサ９を介して入力される。コンデンサ９の両端に印加される直流電圧は、電圧センサ２１によって検出され、検出した電圧の情報は、制御部３に送られる。

上記第１変換部１は、ＤＣ／ＤＣコンバータであり、入力側から順に、４つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４によって構成されるフルブリッジ回路１１と、絶縁トランス１２と、２つのスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６によって構成される整流回路１３と、直流リアクトル６とを備え、これらは図示のように接続されている。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６のオン／オフは、制御部３によって制御される。

絶縁トランス１２の２次側巻線１２ｓは、センタータップを有し、ここに、ＤＣバス５の一方の電路が接続されている。スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６は交互にオン動作し、整流出力は、直流リアクトル６を介してＤＣバス５に提供される。直流リアクトル６に流れる電流は電流センサ２２によって検出され、検出した電流の情報は、制御部３に送られる。ＤＣバス５には平滑用のコンデンサ７が接続されている。また、ＤＣバス５の電圧は、電圧センサ２３によって検出され、検出した電圧の情報は、制御部３に送られる。

第２変換部２は、４つのスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８，Ｑ９，Ｑ１０によって構成されるインバータである。第２変換部２の出力は、フィルタ回路４を通って、商用電力系統１０との系統連系に供される。スイッチング素子Ｑ７〜Ｑ１０のオン／オフは、制御部３によって制御される。第２変換部２の出力電圧は電圧センサ２４によって検出され、検出した電圧の情報は、制御部３に送られる。

フィルタ回路４は、交流リアクトル４１及びコンデンサ４２を備えている。交流リアクトル４１に流れる電流は電流センサ２５によって検出され、検出した電流の情報は、制御部３に送られる。また、商用電力系統１０の電圧は電圧センサ２６によって検出され、検出した電圧の情報は、制御部３に送られる。
なお、上記スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ１０としては、例えば図示しているＦＥＴ（Field Effect Transistor）や、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いることができる。

《制御の第１例》
次に、上記変換装置１００の動作について説明する。まず、制御部３は、第１変換部１のフルブリッジ回路１１（スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４）を、ＰＷＭ制御する。
図３は、フルブリッジ回路１１に対するゲート駆動パルスを示す図である。図中、二点鎖線で示す波形が、目標電圧である交流電圧である。ゲート駆動パルスの周波数は、交流電圧の周波数（５０又は６０Ｈｚ）に比べて格段に高周波（例えば２０ｋＨｚ）であるため、個々のパルスは描けないが、交流波形の絶対値のピークでパルス幅が最も広くなり、絶対値が０に近づくほど狭くなる。

図４は、ゲート駆動パルスの作り方を示す図である。上段は、高周波の搬送波と、参照波としての交流波形の正弦波の絶対値とを示す図である。なお、横軸の時間は、非常に短い時間を拡大しているため、参照波は直線状に見えているが、例えば０〜π／２に向かって上昇しているところである。搬送波は２組（太めの線と、細めの線）重ねて表示してあり、時間的に互いに半周期ずれた２つの台形状波形からなる。すなわち、斜めに立ち上がってレベル１を少し保ち、その後０に急落するのが１つの台形波形の１サイクルであり、このような波形が連続的に出現し、かつ、２組の波形は半周期ずれている。

上記のような搬送波と参照波とを比較し、正弦波の絶対値の方が大きい区間に対応したパルスを出現させると、下段に示すＰＷＭ制御されたゲート駆動パルスが得られる。なお、ゲート駆動パルスは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４をオンにするパルスと、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３をオンにするパルスが交互に出力される。これにより、絶縁トランス１２の１次巻線に正電圧と負電圧とが交互に、かつ、均等に与えられる。なお、参照波（正弦波）のゼロクロス近傍は、パルス幅が出にくいので、図３に示した様に、ゼロクロス近傍はゲート駆動パルスが出力されないに等しい状態となる。

上記のようなゲート駆動パルスで駆動されたフルブリッジ回路１１の出力は絶縁トランス１２によって所定の巻数比で変圧された後、整流回路１３によって整流されるとともに、直流リアクトル６及びコンデンサ７によって平滑化される。平滑は高周波のスイッチングの痕跡を消す程度には作用するが、商用周波数程度の低周波を平滑化することはできない。すなわち、そのような結果となるよう、直流リアクトル６のインダクタンス及びコンデンサ７のキャパシタンスは、適正値に選定されている。キャパシタンスが適正値より格段に大きいと、商用周波数程度の低周波まで平滑化されて、波形の形状がなまってしまう。適正値を選択することにより、スイッチングに伴う高周波の電圧変動は除去しつつ、所望の脈流波形を得ることができる。

なお、整流回路１３は、制御部３からゲート駆動パルスを与えなくても（スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６が双方オフでも）、素子内蔵のダイオードにより整流を行うことができるが、ゲート駆動パルスを与えれば同期整流を行うことができる。すなわち、ダイオード整流をする場合にダイオードに電流が流れるタイミングで、制御部３からスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６にゲート駆動パルスを与える。そうすれば同期整流方式となって、電流は半導体素子の方を流れるため、整流回路１３全体の電力損失を低減することができる。なお、同期整流を行うには、ＩＧＢＴは不適で、ＦＥＴを使用する必要がある。

図５の（ａ）は、このようにして得ようとする第１変換部１の出力波形の目標値（理想値）である。なお、横軸が時間、縦軸が電圧を表している。すなわち、これは、交流電圧の交流波形を全波整流した脈流波形となる。この場合、目標電圧である交流電圧の周波数は、例えば５０Ｈｚである。従って、脈流波形の１周期は、（１／５０）秒＝０．０２秒のさらに１／２であり、０．０１秒である。また、この例では、波高値が２８２．８Ｖ（２００×２^１／２）、実効値は２００Ｖである。
また、図５の（ｂ）は、実際にＤＣバス５（コンデンサ７の両端）に現れる脈流波形の電圧である。（ａ）との比較により明らかなように、ほぼ、目標値通りの脈流波形が得られる。

図６は、第２変換部２のインバータを構成するスイッチング素子Ｑ７〜Ｑ１０のゲート駆動パルスである。（ａ）は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ１０に対するゲート駆動パルス、（ｂ）は、スイッチング素子Ｑ８，Ｑ９に対するゲート駆動パルスである。図示のように、交互に１／０となることにより、図５に示した脈流波形は、脈流１周期ごとに極性反転する。

図７は、このようにして出力される交流電圧を表すグラフであり、（ａ）は目標電圧（理想値）、（ｂ）は実際に検出された交流電圧である。ゼロクロス付近に若干の歪みはあるが、概ね正確な交流波形が得られている。

以上のように、上記の変換装置１００によれば、第１変換部１のハードウェア構成はＤＣ／ＤＣコンバータであるが、直流電圧を、単なる直流電圧に変換するのではなく、交流波形の絶対値に相当する脈流波形に変換する。従って、交流波形の基になる波形は第１変換部１によって生成される。そして、第２変換部２は、脈流波形を含む電圧を１周期ごとに極性反転して交流波形の目標電圧に変換する。

この場合の、第２変換部２のインバータは、従来のインバータ動作に比べてスイッチング回数が激減する。すなわち、例えば２０ｋＨｚ程度の高周波から、１００Ｈｚ（例えば５０Ｈｚの交流１周期あたりに２回）に激減（１／２００）する。また、第２変換部２がスイッチングを行うのは、ゼロクロスのタイミングであるため、スイッチングをする際の電圧が極めて低い（理想的には０Ｖ）。従って、第２変換部２のスイッチング損失が大幅に低減される。

以上のような損失の低減により、変換装置１００の変換効率を格段に向上させることができる。

《制御の第２例》
図８は、制御の第２例による、フルブリッジ回路１１に対するゲート駆動パルスを示す図である。図中、二点鎖線で示す波形が、目標電圧の交流電圧である。ゲート駆動パルスの周波数は、交流電圧の周波数（５０又は６０Ｈｚ）に比べて格段に高周波（例えば２０ｋＨｚ）であるため、個々のパルスは描けないが、交流波形の絶対値のピークでパルス幅が最も広くなり、絶対値が０に近づくほど狭くなる。図３との違いは、交流波形のゼロクロス近傍において図３よりも広い範囲で、ゲート駆動パルスが出力されない点である。

図９の（ａ）は、図８のゲート駆動パルスによって得ようとしている第１変換部１の出力波形の目標値（理想値）である。なお、横軸が時間、縦軸が電圧を表している。すなわち、これは、交流電圧の交流波形を全波整流したような脈流波形を含むものとなっている。この場合、目標電圧である交流電圧の周波数は、例えば５０Ｈｚである。従って、脈流波形の１周期は、（１／５０）秒＝０．０２秒のさらに１／２であり、０．０１秒である。また、この例では、波高値が２８２．８Ｖ（２００×２^１／２）である。

また、図９の（ｂ）は、実際にＤＣバス５（コンデンサ７の両端）に現れる脈流波形の電圧である。（ａ）との比較により明らかなように、ほぼ、目標値通りの脈流波形が得られるが、目標電圧の波高値に対して所定の割合以下、例えば１００Ｖ以下の電圧となる期間内で、波形が少し歪んでいる。

図１０の（ａ）は、図９の（ｂ）と同様の図に、ゼロクロス近傍の目標電圧の波形を点線で書き加えた図である。また、図１０の（ｂ）、（ｃ）は、第２変換部２のインバータを構成するスイッチング素子Ｑ７〜Ｑ１０のゲート駆動パルスである。（ｂ）は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ１０に対するゲート駆動パルス、（ｃ）は、スイッチング素子Ｑ８，Ｑ９に対するゲート駆動パルスである。図中の縦方向の細かい線が入っている領域は、高周波のスイッチングによりＰＷＭ制御が行われる。

図示のように、（ｂ）、（ｃ）のゲート駆動パルスは交互に１／０となる。これにより、（ａ）の脈流波形は、脈流１周期ごとに反転する。また、制御部３は、（ｂ）すなわちスイッチング素子Ｑ７，Ｑ１０の制御に関して、（ａ）に示す、第１変換部１が出力する電圧が例えば１００Ｖ以下である場合には、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ１０を高周波でスイッチングさせ、インバータ動作を行わせる。これにより、ゼロクロス近傍での目標電圧に近づくように第２変換部２から電圧が出力される。また、制御部３は、（ｃ）においても同様に、例えば１００Ｖ以下の電圧である場合には、スイッチング素子Ｑ８，Ｑ９を高周波でスイッチングさせ、インバータ動作を行わせる。これにより、ゼロクロス近傍での目標電圧の電圧に近づくように、第２変換部２から電圧が出力される。

図１１は、このようにして出力される交流電圧を表すグラフであり、（ａ）は目標電圧（理想値）、（ｂ）は実際に検出された交流電圧である。（ｂ）に示すように、ゼロクロス付近の歪みも無く、高精度に、目標電圧通りの交流波形が得られている。

以上のように、制御の第２例を適用する変換装置１００によれば、第１変換部１のハードウェア構成はＤＣ／ＤＣコンバータであるが、直流電圧を、単なる直流電圧に変換するのではなく、交流波形の絶対値に相当する脈流波形（但し、ゼロクロス近傍を除く。）に変換する。従って、交流波形の基になる波形は主として第１変換部１によって生成される。また、第２変換部２は、第１変換部１が出力した脈流波形を含む電圧を１周期ごとに極性反転して交流波形の目標電圧に変換する。さらに、第２変換部２は、ゼロクロス近傍についてのみ、インバータ動作を行って第１変換部１が生成しなかったゼロクロス近傍の交流波形を生成し、出力する。

すなわちこの場合、目標電圧のゼロクロス近傍では第２変換部２が交流波形の生成に寄与し、それ以外は第１変換部１が交流波形の生成に寄与する。第１変換部１のみによって脈流波形の全域を生成しようとすると、ゼロクロス近傍で波形の歪みが生じる場合があるが、第２変換部２のインバータ動作を局部的に活用することにより、このような波形の歪みを防止し、より滑らかな交流波形の出力を得ることができる。

なお、第２変換部２をインバータ動作させる期間は短いので、従来のインバータ動作に比べれば損失が極めて少ない。また、交流リアクトル４１による損失も、従来のインバータ動作に比べれば少ない。さらに、インバータ動作するゼロクロス近傍の期間は比較的電圧が低いことも、スイッチングによる損失及び交流リアクトル４１による損失を低減させることに寄与する。
以上のような損失の低減により、変換装置１００の変換効率を向上させることができ、しかも、より滑らかな交流波形の出力を得ることができる。

なお、第２変換部２を高周波でインバータ動作させる期間を決める基準は、波高値に対して所定の割合以下となること、である。上記の例では波高値２８２．８Ｖに対して所定の割合とする閾値を１００Ｖとしたので、所定の割合とは、１００Ｖ／２８２．８Ｖ≒０．３５である。但し１００Ｖは、余裕を見た値であり、図５の（ｂ）では５０Ｖ以下で歪みが現れている。従って、閾値を５０Ｖまで下げてもよい。５０Ｖの場合には、所定の割合とは、５０Ｖ／２８２．８Ｖ≒０．１８である。

従って、「所定の割合」としては、１８％〜３５％が好適であると考えられる。電圧の実効値が２００Ｖ以外の場合も同様に、波高値に対して１８％〜３５％が好適である。「所定の割合」を１８％未満にすると、ゼロクロス近傍での僅かな歪みが残る可能性がある。３５％より大きくすると、第２変換部２における高周波のインバータ動作期間が長くなるので、その分、損失低減の効果が薄れる。

＜系統連系のための制御＞
図１２は、図２と同じ回路図であるが、制御部３及び電流センサ・電圧センサの図示を省略し、各センサが検出する以下の電気的な諸量その他の記号を追記した回路図である。
Ｖｇｄｃ：コンデンサ９の両端に印加される直流電源電圧検出値
Ｉｇｄｃ：直流リアクトル６に流れる電流検出値
Ｖｄｃ：ＤＣバス電圧検出値
Ｖｇａｃ＿ｉ：第２変換部２の出力電圧検出値
Ｉｇａｃ＿ｉ：交流リアクトル４１の電流検出値
Ｖｇａｃ：系統電圧
なお、変換装置１００から商用電力系統１０に流れる系統電流Ｉｇａｃ＿ｏは、制御上必要な量ではないので、電流センサを設けなかったが、実験等では図示しない電流センサにより実測される。
以下、図１２を参照して、系統連系に必要な制御について説明する。

《第２変換部の制御》
まず、第２変換部２から商用電力系統１０へ最終的に出力される出力電流目標値Ｉｇａｃ＿ｏ＊を、正弦波の電流とすると、
Ｉｇａｃ＿ｏ＊＝Ａ_ｍｓｉｎωｔ ・・・（１）
である。ここで、Ａ_ｍは定数、ωは商用電力系統の周波数ｆに対する角周波数、ｔは時間である。
なお、末尾の記号「＊」は、当該記号を付さない記号が表す物理量の目標値又はその近似値であることを意味する（以下同様。）。

図１３は、交流リアクトル４１の電流目標値Ｉｇａｃ＿ｉ＊についてのブロック線図である。この図は、電流目標値Ｉｇａｃ＿ｉ＊が、出力電流目標値Ｉｇａｃ＿ｏ＊に、コンデンサ４２に流れる無効電流を加味したものであることを表している。すなわち、商用電力系統１０の系統電圧をＶｇａｃ、コンデンサ４２のキャパシタンスをＣ３とすると、
Ｉｇａｃ＿ｉ＊＝Ｉｇａｃ＿ｏ＊ ＋ Ｃ３×ｄ（Ｖｇａｃ）／ｄｔ ・・・（２）
となる。

図１４は、インバータ２の出力電圧目標値Ｖｇａｃ＿ｉ＊についてのブロック線図である。この図は、出力電圧目標値Ｖｇａｃ＿ｉ＊が、系統電圧Ｖｇａｃに、交流リアクトル４１による電圧降下を加味したものであることを表している。すなわち、交流リアクトル４１のインダクタンスをＬ２とすると、
Ｖｇａｃ＿ｉ＊＝Ｖｇａｃ ＋ Ｌ２×ｄ（Ｉｇａｃ＿ｉ＊）／ｄｔ ・・・（３）
である。

図１５は、インバータ２の参照波Ｖｒｅｆ＿ｉｎｖについてのブロック線図である。図に示すように、交流リアクトル４１の電流目標値Ｉｇａｃ＿ｉ＊と電流検出値Ｉｇａｃ＿ｉとの偏差を求め、比例制御を働かせる。その出力値に外乱補償として系統電圧Ｖｇａｃを足し、その和の値をＤＣバス電圧検出値Ｖｄｃで割る。そしてリミッタを作用させてインバータ２の参照波Ｖｒｅｆ＿ｉｎｖを算出する。

《第１変換部の制御》
図１６は、ＤＣバス電圧目標値Ｖｄｃ＊を算出するための、直流リアクトル６（インダクタンスＬ１）の電流近似値Ｉｇｄｃ＿ａｐｐｒｏｘ＊についてのブロック線図である。なお、ここでの電流近似値Ｉｇｄｃ＿ａｐｐｒｏｘ＊には、直流リアクトル６と絶縁トランス１２の電圧降下の影響分が考慮されていない。ＤＣバス電圧目標値Ｖｄｃ＊の算出については、後述する。図において、インバータ２の出力電圧目標値Ｖｇａｃ＿ｉ＊及び出力電流目標値Ｉｇａｃ＿ｉ＊からインバータ出力電力を計算し、それをＤＣバス電圧目標値Ｖｄｃ＊で割り、その値をＡとする。すなわち、
Ａ＝Ｖｇａｃ＿ｉ＊ × Ｉｇａｃ＿ｉ＊ ／ Ｖｄｃ＊ ・・・（４）
である。

次に別項として、コンデンサ７（中間コンデンサ）への電流を算出するため、ＤＣバス電圧目標値Ｖｄｃ＊をＡ／Ｄ変換周期の１回分遅らせて、その値を微分器に通し、コンデンサ７のキャパシタンスＣ２を乗じ、その値をＢとする。すなわち、
Ｂ＝Ｃ２×ｄ（Ｖｄｃ＊）／ｄｔ ・・・（５）
である。

なお、Ａ／Ｄ変換周期の１回分を遅らせる理由は、理想としては制御計算中には即時の値を使用したい。しかし、Ｉｇｄｃ＿ａｐｐｒｏｘ＊を算出するのにＶｄｃ＊を使用し、次段落でＶｄｃ＊を算出するのにＩｇｄｃ＿ａｐｐｒｏｘ＊を使用しているため、近似としてＩｇｄｃ＿ａｐｐｒｏｘ＊を算出する際のＶｄｃ＊に関してＡ／Ｄ変換１回前の値を使用するようにしているのである。
そして上記ＡとＢとを互いに足し、直流リアクトル６の電流近似値Ｉｇｄｃ＿ａｐｐｒｏｘ＊とする。
Ｉｇｄｃ＿ａｐｐｒｏｘ＊＝Ａ＋Ｂ ・・・（６）

図１７は、ＤＣバス電圧目標値Ｖｄｃ＊を算出するブロック線図である。また、図１８は、ＤＣバス側（２次側）に換算した絶縁トランス１２の等価回路図である。絶縁トランス１２は、１次側の漏れインダクタンスＬｔｒ１、抵抗Ｒｔｒ１、２次側の漏れインダクタンスＬｔｒ２、抵抗Ｒｔｒ２、及び、励磁インダクタンスＬｔｒ３を、Ｔ型接続した図示の回路と等価である。

図１７の左上ブロックでは、インバータ２の出力電圧目標値Ｖｇａｃ＿ｉ＊の絶対値と、直流リアクトル６の電流近似値Ｉｇｄｃ＿ａｐｐｒｏｘ＊から直流リアクトル６の電圧降下分を算出した値とが、互いに加算される。
そして、その値に図１８のようなＤＣバス側換算とした絶縁トランス１２の等価回路を考えたときの抵抗値と漏れインダクタンス値から絶縁トランス１２の電圧降下分を算出した値を足し合わせ、その値をＣとする。

ここで図１８の等価回路において並列に接続されている励磁インダクタンスＬｔｒ３は漏れインダクタンスＬｔｒ１，Ｌｔｒ２に比べインダクタンス値が大きい。そのため、励磁インダクタンスＬｔｒ３へ分流する電流を０と近似したが、等価回路の各線路に流れる正確な電流値を計算する際は各インピーダンス成分から計算すればよい。
Ｃ＝｜Ｖｇａｃ＿ｉ＊｜ ＋
Ｌ１×ｄ（Ｉｇｄｃ＿ａｐｐｒｏｘ＊）／ｄｔ ＋
Ｌｔｒ１×ｄ（Ｉｇｄｃ＿ａｐｐｒｏｘ＊）／ｄｔ ＋
Ｌｔｒ２×ｄ（Ｉｇｄｃ＿ａｐｐｒｏｘ＊）／ｄｔ ＋
Ｒｔｒ１×Ｉｇｄｃ＿ａｐｐｒｏｘ＊ ＋
Ｒｔｒ２×Ｉｇｄｃ＿ａｐｐｒｏｘ＊ ・・・（７）

そしてＤＣバス電圧下限値を適切な値に指定し、Ｃとその値とを比較したとき最大（大きい方）となる値をＤＣバス電圧目標値Ｖｄｃ＊とする。
当該ＤＣバス電圧下限値とは、前述の《制御の第１例》の場合は０である。また、《制御の第２例》の場合は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ１０(図２)を高周波でスイッチングさせてインバータ動作を開始する電圧であり、その値は、前述のように例えば１００Ｖである。

そして図１９のブロック線図において、ＤＣバス電圧目標値Ｖｄｃ＊とＤＣバス電圧検出値Ｖｄｃとの偏差を計算し、比例積分制御によって直流リアクトル６の電流目標値Ｉｇｄｃ＊を決定する。
そして図２０のブロック線図において、直流リアクトル６の電流目標値Ｉｇｄｃ＊と電流検出値Ｉｇｄｃとの偏差に比例積分制御を働かせ、その結果にＤＣバス電圧検出値Ｖｄｃを足し、直流電源電圧Ｖｇｄｃで割ることで、第１変換部（ＤＣ／ＤＣコンバータ）１の参照波Ｖｒｅｆ＿ｃｎｖを決定する。ここで直流電源電圧検出値Ｖｇｄｃについては絶縁トランス１２の巻き数比を考慮する必要があり、例えば絶縁トランス１２の巻数比が、１：２である場合は、ＤＣバス側換算で電圧センサ２１による検出値の２倍の値とすることができる。

《検証》
以上の制御方式により得られる結果を、図２１〜図３２に示す。
図２１〜２６は、ＤＣバス電圧目標値の下限値を０Ｖとした《制御の第１例》の結果であり、図２１は、ＤＣバス電圧目標値Ｖｄｃ＊の波形である。横軸は時間[秒]、縦軸は電圧[Ｖ]を表している。図２２は、ＤＣバス電圧検出値Ｖｄｃの波形である。横軸は時間[秒]、縦軸は電圧[Ｖ]を表している。ＤＣバス電圧検出値Ｖｄｃは、下限値が０Ｖより若干上がっているが、概ね、ＤＣバス電圧目標値Ｖｄｃ＊と合っている。

図２３は、交流リアクトル４１の電流目標値Ｉｇａｃ＿ｉ＊の波形である。横軸は時間[秒]、縦軸は電流[Ａ]を表している。図２４は、交流リアクトル４１の電流検出値Ｉｇａｃ＿ｉの波形である。横軸は時間[秒]、縦軸は電流[Ａ]を表している。電流検出値Ｉｇａｃ＿ｉは、電流目標値Ｉｇａｃ＿ｉ＊に正確に追従していることがわかる。

図２５は、系統電流検出値Ｉｇａｃ＿ｏの波形である。横軸は時間[秒]、縦軸は電流[Ａ]を表している。図２６は、系統電圧検出値Ｖｇａｃの波形である。横軸は時間[秒]、縦軸は電圧[Ｖ]を表している。系統電流検出値すなわち、系統への逆潮流電流は正弦波状になり系統電圧と同期し、位相が良く一致している。
以上の結果から《制御の第１例》の制御方式を実行する変換装置１００は、系統連系ができることが示された。

図２７〜３２は、ＤＣバス電圧目標値の下限値を１００Ｖとした《制御の第２例》の結果であり、図２７は、ＤＣバス電圧目標値Ｖｄｃ＊の波形である。横軸は時間[秒]、縦軸は電圧[Ｖ]を表している。図２８は、ＤＣバス電圧検出値Ｖｄｃの波形である。横軸は時間[秒]、縦軸は電圧[Ｖ]を表している。ＤＣバス電圧検出値Ｖｄｃは、１００Ｖ付近で若干歪んでいるが、概ね、ＤＣバス電圧目標値Ｖｄｃ＊と合っている。

図２９は、交流リアクトル４１の電流目標値Ｉｇａｃ＿ｉ＊の波形である。横軸は時間[秒]、縦軸は電流[Ａ]を表している。図３０は、交流リアクトル４１の電流検出値Ｉｇａｃ＿ｉの波形である。横軸は時間[秒]、縦軸は電流[Ａ]を表している。電流検出値Ｉｇａｃ＿ｉは、電流目標値Ｉｇａｃ＿ｉ＊に正確に追従していることがわかる。

図３１は、系統電流検出値Ｉｇａｃ＿ｏの波形である。横軸は時間[秒]、縦軸は電流[Ａ]を表している。図３２は、系統電圧検出値Ｖｇａｃの波形である。横軸は時間[秒]、縦軸は電圧[Ｖ]を表している。系統電流検出値すなわち、系統への逆潮流電流は歪が少ない正弦波状になり系統電圧と同期し、位相が良く一致している。
以上の結果から《制御の第２例》の制御方式を実行する変換装置１００は、系統連系ができることが示された。

《まとめ》
以上のように、系統電圧の位相と周波数に同期して制御することにより歪が少ない正弦波状の系統電流を生成することができた。
インバータの高周波スイッチング停止期間があることから一般的なインバータと比較して、スイッチング損失が少なく、交流リアクトル４１の鉄損も少なくなり、変換装置１００全体の効率が向上する。効率向上に際し、一般的な絶縁型変換装置の回路に部品を追加することなく、制御部３の制御方法を変更するだけであることも注目に値する。

＜逆方向への変換装置＞
なお、以上の説明では、太陽光発電パネル８から商用電力系統１０への系統連系について述べたが、逆に、商用電力系統１０から蓄電池への充電動作も可能である。
図３３は、かかる逆方向への変換装置を備えたシステムの概略構成の一例を示すブロック図である。図において、変換装置１００の入力端（右）には、交流の商用電力系統１０が接続されている。変換装置１００の出力端には、蓄電池３０が接続されている。このシステムは、商用電力系統の交流電力を変換装置１００が直流電力に変換し、蓄電池３０に充電するものである。変換装置１００のハードウェアは図２と同様である。

この場合、図２における第２変換部２はＡＣ／ＤＣコンバータとなって、交流を直流に変換する。第１変換部１はＤＣ／ＤＣコンバータであって、ＤＣバス５の電圧を、蓄電池３０の充電に適した電圧に変更する。
その場合には、制御部３は、第２変換部２として系統連系インバータの出力（マイナスの出力すなわち入力）電流目標値Ｉａ＊を
Ｉａ＊ ＝ −Ａ_ｍｓｉｎωｔ ・・・（８）
というように、系統電圧と逆位相になるように指定すればよい。このような逆方向の場合でも、インバータの高周波スイッチング停止期間があることから一般的なインバータと比較して、スイッチング損失が少なく、交流リアクトル４１の鉄損も少なくなり、変換装置１００全体の効率が向上し、また、歪みが少なく系統電圧と同期した系統電流を生成することができる。

＜その他＞
なお、図２においては第１変換部１のＤＣ／ＤＣコンバータとして絶縁トランス１２の２次側がセンタータップ方式となっている回路を採用したが、絶縁トランス１２の１次側をセンタータップ方式として、２次側はフルブリッジ回路としてもよい。さらには、１次側・２次側共に、フルブリッジ回路とすることもできる。

図３４は、本発明の他の実施形態に係る変換装置１００の回路図である。
図１２との違いは、第１変換部１における整流回路１３がフルブリッジ回路１３Ｆ（スイッチング素子Ｑ５，Ｑ５ａ，Ｑ６，Ｑ６ａ）に置き換わり、直流リアクトル６が、絶縁トランス１２の１次側及び２次側にそれぞれ１次側インダクタンスＬｐ，２次側インダクタンスＬｓとして存在している点である。これにより、第１変換部１は、デュアルアクティブコンバータとなっている。その他の構成は図１２と同様である。
このように、第１変換部１は、絶縁トランス１２の１次側・２次側が共にフルブリッジ回路１１，１３Ｆで構成され、フルブリッジと絶縁トランス１２との間に直流リアクトル６（１次側インダクタンスＬｐ、２次側インダクタンスＬｓ）が設けられた回路であってもよい。

なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。

１ 第１変換部
２ 第２変換部
３ 制御部
４ フィルタ回路
５ ＤＣバス
６ 直流リアクトル
７ コンデンサ
８ 太陽光発電パネル
９ コンデンサ
１０ 商用電力系統
１１ フルブリッジ回路
１２ 絶縁トランス
１２ｓ ２次側巻線
１３ 整流回路
１３Ｆ フルブリッジ回路
２１ 電圧センサ
２２ 電流センサ
２３ 電圧センサ
２４ 電圧センサ
２５ 電流センサ
２６ 電圧センサ
３０ 蓄電池
４１ 交流リアクトル
４２ コンデンサ
１００ 変換装置
Ｑ１〜Ｑ１０，Ｑ５ａ，Ｑ６ａ スイッチング素子

Claims (6)

1. 直流電源と商用電力系統との間に介在する変換装置であって、
   前記直流電源と前記商用電力系統との間に設けられ、平滑用の第１コンデンサが接続されたＤＣバスと、
   前記直流電源と前記ＤＣバスとの間に設けられ、絶縁トランスを有するＤＣ／ＤＣコンバータ、及び、直流リアクトルを含み、前記直流電源からの直流電圧を、前記商用電力系統の交流波形の絶対値に相当する脈流波形を含む電圧に変換するか又はその逆変換をする第１変換部と、
   前記ＤＣバスと前記商用電力系統との間に設けられ、前記脈流波形を含む電圧を１周期ごとに極性反転して交流波形に変換するか又はその逆変換をする第２変換部と、
   前記第２変換部と前記商用電力系統との間に設けられ、交流リアクトル及び第２コンデンサを含むフィルタ回路と、
   前記第１変換部及び前記第２変換部を制御する制御部と、を備え、
   前記制御部は、前記第１コンデンサ、前記直流リアクトル、前記第２コンデンサ、前記交流リアクトル、及び、前記ＤＣバス側に換算した前記絶縁トランスの等価回路を考慮して、前記ＤＣバスの電圧目標値及び前記交流リアクトルの電流目標値を決定することにより、前記商用電力系統との間に流れる系統電流を前記商用電力系統の電圧と同期させる、変換装置。
2. 前記直流電源から前記商用交流電力への変換にあたって、前記第１変換部は、前記直流電圧を、前記脈流波形の電圧に変換する請求項１に記載の変換装置。
3. 前記直流電源から前記商用交流電力への変換にあたって、前記第１変換部の出力する電圧が、前記脈流波形の波高値に対して所定の割合以下となる期間内にあるとき、前記制御部は、前記第２変換部を、高周波でインバータ動作させることにより、前記期間内の前記交流波形の電圧を生成する請求項１に記載の変換装置。
4. 前記所定の割合とは、１８％〜３５％である請求項３に記載の変換装置。
5. 前記第１コンデンサは、スイッチングによる高周波の電圧変動を平滑化するが、前記脈流波形は平滑化しない程度のキャパシタンスを有する請求項１〜請求項４のいずれか１項に記載の変換装置。
6. 前記直流電源が蓄電池であり、前記直流電源から前記商用電力系統への電力変換を上り方向とすると、前記制御部は、前記第２変換部を下り方向へのＡＣ／ＤＣコンバータとして動作させ、前記第１変換部を下り方向へのＤＣ／ＤＣコンバータとして動作させることにより、下り方向への電力変換を行い、前記蓄電池を充電する、請求項１〜請求項５のいずれか１項に記載の変換装置。