JP2017093090A - 力率改善装置、双方向ac/dc変換装置及びコンピュータプログラム - Google Patents
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Abstract
Description
従って、交流電力の入力側に介装された回路内でコンデンサに分流する電流による無効電力を含めたトータルの交流電力の力率を改善することが可能となる。
最初に本発明の実施態様を列記して説明する。なお、以下に記載する実施形態の少なくとも一部を任意に組み合わせてもよい。
これにより、コンバータに入力される交流電圧及び交流電流夫々の大きさ、又は入力される交流電圧及び出力される直流電力夫々の大きさと、上記コンデンサの容量とに応じて、コンデンサに分流する進み位相の無効電流を打ち消すべくコンバータのスイッチング素子のオン/オフ位相を遅らせるための操作量が算出され、算出された操作量に応じて、コンバータに入力される交流電流の位相の遅れ量が制御される。
これにより、コンバータに入力される脈流電圧及び脈流電流夫々の大きさ、又は入力される脈流電圧及び出力される直流電力夫々の大きさと、上記コンデンサの容量とに応じて、コンデンサに分流する進み位相の無効電流を打ち消すべくコンバータのスイッチング素子のオン/オフ位相を遅らせるための操作量が算出され、算出された操作量に応じてコンバータに入力される脈流電流の位相の遅れ量が制御される。
(3)前記第3算出部は、前記検出部で検出した大きさが基準値より小さいほど低減した操作量を算出することが好ましい。
これにより、上記コンデンサに分流する進み位相の無効電流に対して、コンバータに入力される電流又はコンバータから出力される電力が比較的小さくなった場合に、操作量に応じた遅れ位相の交流電流が計算上逆向きの電流となる状況が回避される。
これにより、力率改善を多少犠牲にしてでも全高調波歪の低減が図れる。
これにより、コンバータに入力される電流又はコンバータから出力される電力が減少して操作量が増大した場合であっても、操作量の上限が第1操作量に抑えられるため、操作量に応じた遅れ位相の交流電流が計算上逆向きの電流となる状況が回避される。
これにより、コンバータに入力される電流の大きさ又はコンバータから出力される電力の大きさが減少して所定の閾値より小さくなった場合に、操作量を第2操作量に固定することにより、ある程度の力率改善効果が得られると共に、操作量に応じた遅れ位相の交流電流が計算上逆向きの電流となる状況が回避される。
これにより。交流電力の入力側に介装された回路内でコンデンサに分流する電流による無効電力を含めたトータルの交流電力の力率を改善する力率改善装置が、双方向AC/DC変換装置に適用される。
これにより、コンバータに入力される交流電圧及び交流電流夫々の大きさ、又は入力される交流電圧及び出力される直流電力夫々の大きさと、上記コンデンサの容量とに応じて、コンデンサに分流する進み位相の無効電流を打ち消すべくコンバータのスイッチング素子のオン/オフ位相を遅らせるための操作量が算出され、算出された操作量に応じて、コンバータに入力される交流電流の位相の遅れ量が制御される。
本発明の実施形態に係る力率改善装置、双方向AC/DC変換装置及びコンピュータプログラムの具体例を、以下に図面を参照しつつ説明する。なお、本発明はこれらの例示に限定されるものではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。また、各実施の形態で記載されている技術的特徴は、お互いに組み合わせることが可能である。
図1は、本発明の実施の形態1に係る双方向AC/DC変換装置の構成例を示す回路図である。図中1は双方向AC/DC変換装置であり、双方向AC/DC変換装置1は、例えば、プラグインハイブリッド車、電気自動車等の電動車両に搭載されて交流電圧及び直流電圧を双方向に変換する絶縁型の変換装置である。
図2は、力率改善装置に入力される交流電圧及び交流電流とコンバータ5によるスイッチングのタイミングとを模式的に示す説明図である。図2の上段には、入出力部4を介してコンバータ5に入力される交流電圧及び交流電流並びに交流電流の移動平均値の夫々を、太い実線及び細い実線並びに破線で示し、下段には、コンバータ5におけるIGBT52又は54がオンとなるタイミングを実線で示す。図の縦軸は電圧、電流又はスイッチングの状態を表し、横軸は時間を表す。なお、交流電圧の極性は、交流入出力端T52に対してT51の電圧が高い場合を正とし、交流電流の極性は、交流入出力端T51からコンバータ5に電流が流入する場合を正とする。
iL=Isin(2πft+θ)・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・(2)
但し、
E:系統電源2の交流電圧の波高値(交流電圧の大きさ×√2に相当)
I:コンバータ5に流入する交流電流の波高値(交流電流の大きさ×√2に相当)
f:系統電源2の周波数(Hz)
t:時間
θ:遅れ位相
コンバータ5の入力電力=(E/√2)(I/√2)cosθ・・・・・・・・(4)
I=コンバータ5の出力電力×2/(コンバータ5の効率×Ecosθ)・・・(5)
iac=iC+iL・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・(7)
但し、
2πfCE:無効電流の波高値(無効電流の大きさ×√2に相当)
=(Icosθ)sin(2πft)
+(2πfCE+Isinθ)cos(2πft)・・・・・・・・・(8)
α2=α1×(Target/BaseValue)・・・・・・・・・・・・(11)
α3=α2×Adjustment・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・(12)
α4=α1×Adjustment・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・(13)
但し、
fcount=833(交流電圧の1周期中のスイッチング回数)
Target:コンバータ5の出力電力の大きさ
BaseValue:電力の基準値
Adjustment:0.2〜0.5の範囲内の低減係数(ここでは0.4とする)
なお、ステップS18では、強制的に操作量α4を0としてもよい。
図5は、本発明の実施の形態1に係る双方向AC/DC変換装置1で出力電力に対する力率の変化を示す図表であり、図6は、本発明の実施の形態1に係る双方向AC/DC変換装置1で出力電力に対する全高調波歪の変化を示す図表である。図5及び図6夫々の縦軸は力率及び全高調波歪(%)を表し、何れの図も横軸は出力電力(W)を表す。図5及び図6の何れの場合も、入力される交流電圧の大きさ(実効値)はAC240Vであり、出力電圧はDC300Vである。また、調整による対策前の特性を細い実線で示し、調整による対策後の特性を太い実線で示す。
これにより、コンバータ5に入力される交流電圧及び交流電流夫々の大きさ、又は入力される交流電圧及び出力される直流電力夫々の大きさと、上記コンデンサの容量とに応じて、コンデンサに分流する進み位相の無効電流を打ち消すべくコンバータ5のIGBT52及び54のオン/オフ位相を遅らせるための操作量α1が算出され、算出された操作量α1に応じて、コンバータ5に入力される交流電流の位相の遅れ量が制御される。
従って、交流電力の入力側に介装された回路内でコンデンサに分流する電流による無効電力を含めたトータルの交流電力の力率を改善することが可能となる。
従って、上記コンデンサに分流する進み位相の無効電流に対して、コンバータ5に入力される電流又はコンバータ5から出力される電力が比較的小さくなった場合に、操作量α1に応じた遅れ位相の交流電流が計算上逆向きの電流となる状況を回避することが可能となる。
従って、力率改善を多少犠牲にしてでも全高調波歪の低減を図ることが可能となる。
実施の形態1が、式(12)又は(13)によって操作量α3又はα4を算出し、算出した操作量の大きさを問わない形態であるのに対し、実施の形態2は、算出した操作量の大きさに上限を設ける形態である。実施の形態2における双方向AC/DC変換装置1及びノイズフィルタ3の構成については、実施の形態1と同様であるため、その説明を省略し、制御部10の動作についてフローチャートを用いて説明する。
従って、コンバータ5に入力される電流又はコンバータ5から出力される電力が減少して操作量が増大した場合であっても、操作量の上限が第1操作量に抑えられるため、操作量に応じた遅れ位相の交流電流が計算上逆向きの電流となる状況を回避することが可能となる。
実施の形態1が、操作量α2、α3又はα4を算出する形態であるのに対し、実施の形態3は、力率改善装置が入力する交流電流の大きさ又は力率改善装置が出力する直流電力の大きさが一定の大きさより小さい場合に、操作量を一定値にする形態である。実施の形態3における双方向AC/DC変換装置1及びノイズフィルタ3の構成については、実施の形態1と同様であるため、その説明を省略し、制御部10の動作についてフローチャートを用いて説明する。
その他、実施の形態1に対応する箇所には同様の符号を付して、その説明を省略する。
従って、コンバータ5に入力される電流の大きさ又はコンバータ5から出力される電力の大きさが減少して所定の閾値より小さくなった場合に、操作量を第2操作量に固定することにより、ある程度の力率改善効果が得られると共に、操作量に応じた遅れ位相の交流電流がコンバータ5の入力側から出力すべき電流となる状況を回避することが可能となる。
実施の形態1が、双方向AC/DC変換装置1で交流電圧を直流電圧に変換する形態であるのに対し、実施の形態4は、双方向AC/DC変換装置1で直流電圧を交流電圧に変換する形態である。実施の形態4における双方向AC/DC変換装置1及びノイズフィルタ3の構成については、実施の形態1と同様である。
その他、実施の形態1に対応する箇所には同様の符号を付して、その説明を省略する。
iC=(2πfCE)cos(2πft)・・・・・・・・・・・・・・・・・(6)
β1=(2πfCE/√2)×Adjustment/2・・・・・・・・・・(14)
β2=β1×(Target/BaseValue)・・・・・・・・・・・・(15)
但し、
Target:コンバータ5の入力電力の大きさ
BaseValue:電力の基準値
Adjustment:0.2〜0.5の範囲内の低減係数(ここでは0.4とする)
図9は、本発明の実施の形態4に係る双方向AC/DC変換装置1で補正電流の大きさを算出するDSPの処理手順を示すフローチャートである。図9の処理は、例えば系統電源2の交流電圧の1周期毎に起動される。
図10は、本発明の実施の形態4に係る双方向AC/DC変換装置1で出力電力に対する力率の変化を示す図表であり、図11は、本発明の実施の形態4に係る双方向AC/DC変換装置1で出力電力に対する全高調波歪の変化を示す図表である。図10及び図11夫々の縦軸は力率及び全高調波歪(%)を表し、何れの図も横軸は出力電力(W)を表す。図10及び図11の何れの場合も、入力電圧はDC300Vであり、出力される交流電圧の大きさ(実効値)はAC240Vである。また、調整による対策前の特性を細い実線で示し、調整による対策後の特性を太い実線で示す。
従って、交流電力の入力側に介装された回路内でコンデンサに分流する電流による無効電力を含めたトータルの交流電力の力率を改善する力率改善装置を、双方向AC/DC変換装置1に適用することが可能となる。
実施の形態1及び4は、力率改善装置のコンバータ5がフルブリッジ回路50を有しており、交流電圧及び直流電圧を双方向に変換する形態であるのに対し、実施の形態5は、力率改善装置のコンバータが脈流電圧を直流電圧に変換する形態である。
図12は、本発明の実施の形態5に係る力率改善装置の構成例を示す回路図である。図中100は力率改善装置であり、力率改善装置100は、系統電源2からの交流電力がノイズフィルタ3を介して交流入力端子T1a,T2aから入力されており、直流出力端子T3a,T4aの夫々がバッテリB1のプラス端子及びマイナス端子に接続されている。
これにより、コンバータ5aに入力される脈流電圧及び脈流電流夫々の大きさ、又は入力される脈流電圧及び出力される直流電力夫々の大きさと、上記コンデンサの容量とに応じて、コンデンサに分流する進み位相の無効電流を打ち消すべくコンバータ5aのトランジスタQ1のオン/オフ位相を遅らせるための操作量α1が算出され、算出された操作量α1に応じてコンバータ5aに入力される脈流電流の位相の遅れ量が制御される。
従って、交流電力の入力側に介装された回路内でコンデンサに分流する電流による無効電力を含めたトータルの交流電力の力率を改善することが可能となる。
100 力率改善装置
T1,T2 交流入出力端子
T1a,T2a 交流入力端子
T3,T4 直流入出力端子
T3a,T4a 直流出力端子
2 系統電源
3 ノイズフィルタ
31 コモンモードチョークコイル
32、33、34、35 コンデンサ
4 入出力部
4a 入力部
41、42 リレー接点
43 零相変流器
44 交流電圧検出部
45 交流電流検出部
46 全波整流回路
47 電流センサ
5、5a コンバータ
50 フルブリッジ回路
51,52,53,54 IGBT
55,56,57,58 ダイオード
T51,T52 交流入出力端
T53,T54 直流入出力端
6 インバータ
60 フルブリッジ回路
61,62,63,64 IGBT
65,66,67,68 ダイオード
T61,T62 直流入出力端
T63,T64 交流入出力端
7 変成器
8 インバータ
80 フルブリッジ回路
81,82,83,84 IGBT
85,86,87,88 ダイオード
T81,T82 交流入出力端
T83,T84 直流入出力端
9 コンバータ
10、10a 制御部
11 電流センサ
B1 バッテリ
C1,C2,C3 コンデンサ
D1 ダイオード
L1,L2,L3 インダクタ
Q1 トランジスタ
R1 抵抗器
Claims (8)
- コンデンサに無効電流が流れる回路を介して入力される交流電圧をスイッチングして直流電圧に変換するコンバータと、該コンバータによるスイッチングを制御して前記回路に入力される交流電力の力率を改善する制御部とを備える力率改善装置であって、
前記コンバータに入力される交流電圧の大きさを検出する電圧検出部と、
前記コンバータに入力される交流電流の大きさ又は前記コンバータから出力される直流電力の大きさを検出する検出部と
を備え、
前記制御部は、
前記電圧検出部で検出した大きさ及び前記コンデンサの容量に基づいて、前記交流電圧よりもπ/2進んだ位相で前記回路に流れる無効電流の大きさを算出する第1算出部と、
該第1算出部で算出した大きさ及び前記検出部で検出した大きさに基づいて、前記交流電圧に対する前記交流電流の遅れ位相の目標値を算出する第2算出部と、
該第2算出部で算出した目標値に基づいて、前記スイッチングの位相を遅らせるための操作量を算出する第3算出部と
を有する力率改善装置。 - コンデンサに無効電流が流れる回路を介して入力される交流電圧を全波整流した脈流電圧をスイッチングして直流電圧に変換するコンバータと、該コンバータによるスイッチングを制御して前記回路に入力される交流電力の力率を改善する制御部とを備える力率改善装置であって、
前記コンバータに入力される脈流電圧の大きさを検出する電圧検出部と、
前記コンバータに入力される脈流電流の大きさ又は前記コンバータから出力される直流電力の大きさを検出する検出部と
を備え、
前記制御部は、
前記電圧検出部で検出した大きさ及び前記コンデンサの容量に基づいて、前記交流電圧よりもπ/2進んだ位相で前記回路に流れる無効電流の大きさを算出する第1算出部と、
該第1算出部で算出した大きさ及び前記検出部で検出した大きさに基づいて、前記脈流電圧に対する前記脈流電流の遅れ位相の目標値を算出する第2算出部と、
該第2算出部で算出した目標値に基づいて、前記スイッチングの位相を遅らせるための操作量を算出する第3算出部と
を有する力率改善装置。 - 前記第3算出部は、前記検出部で検出した大きさが基準値より小さいほど低減した操作量を算出する請求項1又は2に記載の力率改善装置。
- 前記第3算出部は、所定の割合で低減した操作量を算出する請求項1から3に記載の力率改善装置。
- 前記第3算出部は、算出した操作量が第1操作量より大きい場合、前記第1操作量を算出した操作量とする請求項1から4の何れか1項に記載の力率改善装置。
- 前記第3算出部は、前記検出部で検出した大きさが所定の閾値より小さい場合、第2操作量を算出した操作量とする請求項1から5の何れか1項に記載の力率改善装置。
- 請求項1から6の何れか1項に記載の力率改善装置と、
直流電圧を双方向に変換するDC/DCコンバータと
を備え、
前記力率改善装置は、前記コンバータにフルブリッジ回路を有して交流電圧及び直流電圧を双方向に変換する双方向AC/DC変換装置。 - コンデンサに無効電流が流れる回路を介して入力される交流電圧をスイッチングして直流電圧に変換するコンバータと、該コンバータに入力される交流電流の大きさ又は前記コンバータから出力される直流電力の大きさを検出する検出部と、前記コンバータに入力される交流電圧の大きさを検出する電圧検出部と、該コンバータによるスイッチングを制御して前記回路に入力される交流電力の力率を改善する制御部とを備える力率改善装置における前記制御部で実行可能なコンピュータプログラムであって、
前記制御部を、
前記電圧検出部で検出した大きさ及び前記コンデンサの容量に基づいて、前記交流電圧よりもπ/2進んだ位相で前記回路に流れる無効電流の大きさを算出する第1算出部、
該第1算出部で算出した大きさ及び前記検出部で検出した大きさに基づいて、前記入力電圧に対する前記入力電流の遅れ位相の目標値を算出する第2算出部、並びに
該第2算出部で算出した目標値に基づいて、前記スイッチングの位相を遅らせるための操作量を算出する第3算出部
として機能させることを特徴とするコンピュータプログラム。
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