JP5369758B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

この発明は、交流から直流に電力を変換する電力変換装置に関する。

従来の電力変換装置においては、ダイオード整流器のＤＣリンクに非対称ブリッジの電圧発生回路が配置されている。このＤＣリンク電圧発生回路は、１／Ｒの制御器によって電流を制御することで、系統のインピーダンスが低くても、リップル電流、過電流を抑制している。そして、ＤＣリンク電圧発生回路のコンデンサ（電力貯蔵器）の直流電圧も一定になるように制御されている（例えば、非特許文献１参照）。

非特許文献１に示された電力変換装置では、ＤＣリンク電圧発生回路のコンデンサの直流電圧制御は、直流から交流に電力を変換する回生運転に対応していない。このため、回生運転においてもＤＣリンク電圧発生回路の電力貯蔵器の直流電圧を一定にすることができ、ＤＣリンク電圧発生回路に直流電圧源が無くても、運転継続ができる電力変換装置がある（例えば、特許文献１参照）。

特開２００８−２８９２１６号公報（第５−６頁、第４図）

Applied Power Electronics Conference and Exposition, 2005. APEC 2005. Twentieth Annual IEEE Volume 1, 6-10 March 2005 Page(s):522 - 528 Vol. 1, "Ultra compact three-phase rectifier with electronic smoothing inductor"

従来の電力変換装置では、ＤＣリンク電圧発生回路の電力貯蔵器の直流電圧を一定にするために、ＤＣリンク電圧発生回路の電流制御としてＤＣリンク電流の波高値に比例した比例量を出力する電流フィードバックを行っている。電流フィードバックを行うと、電流制御の周波数帯域は回路インピーダンスで決まる。このため、回路インピーダンスが低い場合には、電流制御の周波数帯域が高くなるので、高速応答に対応できる電圧発生回路が別途必要となり、装置のコストが高くなるという問題点があった。

この発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、回路インピーダンスが低い場合でも、電流制御の周波数帯域を高くせずにＤＣリンク電流の高周波成分を打ち消すことができる電力変換装置を得るものである。

この発明に係る電力変換装置は、交流電源に接続されたコンバータ、ＤＣリンクコンデンサ、コンバータとＤＣリンクコンデンサとの間に配置されるＤＣリンク電圧発生回路、及びＤＣリンク電圧発生回路を制御する制御部を備え、コンバータが交流から直流へ電力を変換することによって交流電源側からコンバータを通してＤＣリンクコンデンサ側へ電力を供給する力行動作、及びコンバータが直流から交流へ電力を変換することによってＤＣリンクコンデンサ側からコンバータを通して交流電源側へ電力を供給する回生動作を行う電力変換装置であって、制御部は、ＤＣリンク電圧発生回路に流れるＤＣリンク電流の高周波成分に所定値を乗じた乗算値とＤＣリンク電流の基本波周波数成分の増幅値とに基づいて電圧指令を演算し、電圧指令によってＤＣリンク電圧発生回路を制御し、力行動作には力行動作において最も大きいＤＣリンク電流の高周波成分の次数を設定し、回生動作には回生動作において最も大きいＤＣリンク電流の高周波成分の次数を設定し、力行動作におけるＤＣリンク電流の高周波成分の次数と、回生動作におけるＤＣリンク電流の高周波成分の次数とを異なるように設定するものである。

この発明によれば、制御部は、ＤＣリンク電圧発生回路に流れるＤＣリンク電流の高周波成分の乗算値及びＤＣリンク電流の基本波周波数成分の増幅値に基づいて演算される電圧指令によってＤＣリンク電圧発生回路を制御し、力行動作には力行動作において最も大きいＤＣリンク電流の高周波成分の次数を設定し、回生動作には回生動作において最も大きいＤＣリンク電流の高周波成分の次数を設定し、力行動作におけるＤＣリンク電流の高周波成分の次数と、回生動作におけるＤＣリンク電流の高周波成分の次数とを異なるように設定するので、高速応答に対応できる電圧発生回路を別途用いることなく、ＤＣリンク電流の特定の高調波成分を増幅し、ＤＣリンク電流から差し引くことを行うことができ、ＤＣリンク電流の高周波成分に乗ずる比例定数を大きくしなくても電流制御を行うことができる。このため、直流側の回路インピーダンスが低い場合でも、電流制御の周波数帯域を高くせずにＤＣリンク電流の高周波成分を打ち消すことができる。

本発明の実施の形態１における電力変換装置の構成図である。 本発明の実施の形態１における第１サブ階調コンバータの直流電圧と第２サブ階調コンバータの直流電圧とＤＣリンク電圧発生回路の出力電圧との関係を示す図である。 本発明の実施の形態１における回生運転時の１パルスコンバータの半導体スイッチ素子のゲート信号の生成方法の説明図である。 ＤＣリンクリアクトル電圧測定回路の構成図である。 力行運転の場合の系統電圧やＤＣ電圧の波形を示す図である。 力行運転の場合のＤＣリンク電圧のＦＦＴ解析結果を示す図である。 回生運転の場合の系統電圧やＤＣ電圧の波形を示す図である。 回生運転の場合のＤＣリンク電圧のＦＦＴ解析結果を示す図である。 本発明の実施の形態１における力行運転時の電流制御ブロックの制御ブロック図である。 本発明の実施の形態１におけるハイパスフィルタの伝達関数のゲイン特性の一例を示す図である。 本発明の実施の形態１における回生運転時の電流制御ブロックの制御ブロック図である。 本発明の実施の形態１における電圧一定制御ブロックの制御ブロック図である。 本発明の実施の形態１におけるエネルギー流用制御ブロックの制御ブロック図である。 従来の電力変換装置における力行運転の場合の電流・電圧波形の計算結果を示す図である。 本発明の実施の形態１における力行運転の場合の電流・電圧波形の計算結果を示す図である。 本発明の実施の形態１における回生運転の場合の電流・電圧波形の計算結果を示す図である。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１における、三相交流から直流に電力を変換する電力変換装置の構成図である。電力変換装置１４は、主整流器である１パルスコンバータ（コンバータ）１、ＤＣリンク主コンデンサ（ＤＣリンクコンデンサ）２、及び１パルスコンバータ１とＤＣリンク主コンデンサ２との間に配置されたＤＣリンク電圧発生回路３で構成されている。電力変換装置１４は、三相交流の系統電源（交流電源）９からトランスのインダクタンス７を通して供給された交流電力を直流電力に変換し、ＤＣリンク主コンデンサ２を介して、この直流電力を直流負荷８に供給する。直流負荷８としては、直流モータ、電灯などの直流負荷、又は交流系統、交流モータなどに交流電力を供給する電力変換装置が考えられる。

また、電力変換装置１４は、ＤＣリンク主コンデンサ２側から１パルスコンバータ１を通して系統電源９側に電力を供給する動作を行っている。つまり、電力変換装置１４は、力行運転の場合には、１パルスコンバータ１が交流から直流へ電力を変換することによって系統電源９側から１パルスコンバータ１を通してＤＣリンク主コンデンサ２側へ電力を供給することができる。また、回生運転の場合には、１パルスコンバータ１が直流から交流へ電力を変換することによってＤＣリンク主コンデンサ２側から１パルスコンバータ１を通して系統電源９側へ電力を供給する動作を行うことができる。

交流から直流へ電力を供給する力行運転、及び直流から交流へ電力を返す回生運転に対応するために、１パルスコンバータ１は、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の自己消弧形の半導体スイッチ素子と逆並列ダイオードとの三相ブリッジで構成される。また、力行運転のみに対応する場合には、１パルスコンバータ１を三相のダイオードブリッジで構成してもよい。１パルスコンバータ１は系統電源９の交流電圧の半周期に１パルスの電圧パルスを出力する。このことによって、スイッチング損失を減らし、スイッチング制御の簡易化ができる。

ＤＣリンク電圧発生回路３は、複数の電圧発生回路で構成されるので、この出力電圧は多レベル化され、電圧高調波を抑制できる。このため、系統電源９側の高調波低減用フィルタを小型化することができる。本実施の形態では、図１に示すように、ＤＣリンク電圧発生回路３が、第１サブ階調コンバータ４、及び第２サブ階調コンバータ５の２つの電圧発生回路で構成される場合について説明する。第１サブ階調コンバータ４のコンデンサ（直流の電力貯蔵器）１０の直流電圧値（測定値）をＶｃＨ、第２サブ階調コンバータ５のコンデンサ（直流の電力貯蔵器）１１の直流電圧値（測定値）をＶｃＬとする。ＶｃＨとＶｃＬとの電圧値は、同じであっても良いし（ＶｃＨ：ＶｃＬ＝１：１）、異なっていても良い。

図２に、ＤＣリンク電圧発生回路３の第１サブ階調コンバータ４の直流電圧と第２サブ階調コンバータ５の直流電圧との電圧比率を変化させた場合の、第１サブ階調コンバータ４の直流電圧と第２サブ階調コンバータ５の直流電圧とＤＣリンク電圧発生回路３の出力電圧との関係を示す。図２（ａ）は電圧比率を第１サブ階調コンバータ４の直流電圧：第２サブ階調コンバータ５の直流電圧＝１：１とした場合、図２（ｂ）は電圧比率を第１サブ階調コンバータ４の直流電圧：第２サブ階調コンバータ５の直流電圧＝２：１とした場合、図２（ｃ）は電圧比率を第１サブ階調コンバータ４の直流電圧：第２サブ階調コンバータ５の直流電圧＝３：１とした場合の、第１、第２サブ階調コンバータ４，５の直流電圧とＤＣリンク電圧発生回路３の出力電圧との関係である。図２に示すように、電圧比率が１：１の場合よりも、電圧比率を２：１、３：１に変更した場合の方が、ＤＣリンク電圧発生回路３の出力電圧を多レベル化でき、電圧高調波の抑制効果が期待できる。製品仕様に合わせて、これらの関係以外の電圧の組合せを選択してもよい。なお、本実施の形態では、２つのサブ階調コンバータを組合せた場合について説明したが、３つ以上のサブ階調コンバータを組合せてもよい。これによって、ＤＣリンク電圧発生回路の出力電圧を更に多レベル化することができる。

電圧発生回路である第１サブ階調コンバータ４、及び第２サブ階調コンバータ５は、ダイオードを逆並列に接続した複数個のＩＧＢＴ等の自己消弧型半導体スイッチ素子のフルブリッジ構成のインバータ１５ａ，１５ｂとそれぞれのインバータ１５ａ，１５ｂに接続されたフィルタコンデンサであるコンデンサ１０，１１とで構成される。１パルスコンバータ１でも同様であるが、自己消弧形の半導体スイッチ素子としては、ＩＧＢＴ以外にも、ＧＣＴ（Ｇａｔｅ Ｃｏｍｍｕｔａｔｅｄ Ｔｕｒｎ−ｏｆｆ Ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ）、ＧＴＯ（Ｇａｔｅ Ｔｕｒｎ−Ｏｆｆ Ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ）、トランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｅｒ）等を用いてもよいし、自己消弧機能がないサイリスタ等でも強制転流動作が可能であれば用いてもよい。また、本実施の形態では、電圧発生回路の電力貯蔵器は、コンデンサを例に説明しているが、電荷を蓄えて電気エネルギーを蓄えるものであれば電池でも良い。

次に、この発明の実施の形態１の動作について説明する。１パルスコンバータ１は、１パルスコンバータの制御系１２によって制御される。図１に示すように、１パルスコンバータの制御系１２において、フィルタ１２１によって系統電圧Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔをフィルタリングした後、ＰＬＬ（ｐｈａｓｅ−ｌｏｃｋｅｄ ｌｏｏｐ）１２２によって系統電圧の位相を検出する。この検出された位相から基本波生成部１２３によって、系統電圧と位相同期し、完全に正弦波化した系統電圧の基本波Ｖｒｏ、Ｖｓｏ、Ｖｔｏを生成する。力行・回生判定部１２４において、この系統電圧の基本波Ｖｒｏ、Ｖｓｏ、Ｖｔｏから線間電圧を求めて、この線間電圧とＤＣリンク主コンデンサ２の電圧Ｖｃとを比較して力行運転であるか、回生運転であるかを判断する。

系統の線間電圧が大きい場合は、力行運転となり、図１における１パルスコンバータ１のＩＧＢＴをオフ状態とし、半導体スイッチ素子に対して逆並列接続されたダイオードのみ導通する。系統の線間電圧が小さい場合は、回生運転となる。回生運転の場合には、ゲート生成部１２５によって１パルスコンバータ１の半導体スイッチ素子のゲートをオンするためのゲート信号Ｓｇ１が生成される。ゲート信号Ｓｇ１はゲートドライバ１２６を介して１パルスコンバータ１へ送られる。

図３に、回生運転時の１パルスコンバータ１の半導体スイッチ素子に入力されるゲート信号Ｓｇ１の生成方法の説明図を示す。図３（ａ）は、系統の相電圧の基本波Ｖｉｏ（ｉ＝ｒ、ｓ、ｔ)の電圧値によって半導体スイッチ素子のゲートオンを決定するものである。基本波の電圧が正になり、基本波が判定電圧「Ｖ_{ＨＡＮＴＥＩ}」を越えた時、１パルスコンバータ１の上アームのゲートはオンとなる。基本波の電圧が負になり、基本波が判定電圧「−Ｖ_{ＨＡＮＴＥＩ}」を下回った時、１パルスコンバータ１の下アームのゲートはオンとなる。線間短絡防止のため、各相の上アーム同士、又は下アーム同士のゲートオンのタイミングが重ならないように、各相は位相１２０°以下の通電時間となるように設定されている。また、図３（ｂ）は、系統の相電圧の位相によって半導体スイッチ素子のゲートオンを決定するものである。基本波の電圧が正になり、位相がφ１からφ２までの間、１パルスコンバータ１の上アームのゲートはオンとなり、基本波の電圧が負になり、位相がφ３からφ４までの間、１パルスコンバータ１の下アームのゲートはオンとなる。

次に、図１に示したＤＣリンク電圧発生回路３を制御するＤＣリンク電圧発生回路の制御系１３について説明する。ＤＣリンク電圧発生回路の制御系１３の制御の詳細を説明する前に、ＤＣリンク電圧発生回路３を２００μＨのリアクトルに置き換えて、リアクトルが発生する電圧の周波数解析であるＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）解析を行うことによって、ＤＣリンク電圧発生回路３が発生する電圧について考察する。図４に、ＤＣリンク用リアクトルが発生する電圧を測定するためのＤＣリンクリアクトル電圧測定回路の構成図を示す。ここで、系統電圧の周波数を６０Ｈｚとする。この回路において、ＤＣリンクの２００μＨのリアクトル５０にかかる電圧（ＤＣリンク電圧）を、測定器５１で検出し、ＤＣリンク電圧のＦＦＴ解析を行った。

図４に示したＤＣリンクリアクトル電圧測定回路によって解析したＦＦＴ解析の結果等を図５〜図８に示す。図５に力行運転の場合の系統電圧やＤＣ電圧の波形等、図６に力行運転の場合のＤＣリンク電圧のＦＦＴ解析結果、図７に回生運転の場合の系統電圧やＤＣ電圧の波形等、図８に回生運転の場合のＤＣリンク電圧のＦＦＴ解析結果の一例をそれぞれ示している。図５、図７において、それぞれ図（ａ）には系統電源の相電圧Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔ、図（ｂ）には３相系統電流Ｉｒ、Ｉｓ、Ｉｔ、図（ｃ）にはＤＣリンク電流ＩＤＣＣ、図（ｄ）にはＤＣリンクリアクトル電圧、図（ｅ）にはＤＣリンク主コンデンサの電圧の波形を示す。また、図６、図８は、それぞれ図５（ｄ）、図７（ｄ）に示したＤＣリンクリアクトル電圧をＦＦＴ解析した結果である。

図６のＤＣリンク電圧のＦＦＴ解析結果に示すように、力行運転の場合には、６次高調波成分（３６０Ｈｚ）が最も大きい。また、図８のＤＣリンク電圧のＦＦＴ解析結果に示すように、回生運転の場合には、６次高調波成分（３６０Ｈｚ）よりも１２次高調波成分（７２０Ｈｚ）の方が大きい。これは、ＤＣリンク電圧の出力電圧パルス波形のピーク数が１２パルスになっていることによるものである。

このように、ＤＣリンク電圧発生回路３が発生する電圧には高周波領域が含まれる。特許文献１に示した従来の電力変換装置では、電流制御の伝達関数を用いて、ＤＣリンク電流の高周波領域を打ち消すように電圧指令を生成していた。例えば、高周波領域では、ＤＣリンク電流の波高値に比例したマイナス量を出力し、電圧指令を生成していた。系統電源（交流電源）９に接続されたインダクタンス７のＬが大きく、回路インピーダンスが高い場合には、このようなＤＣリンク電流の高周波領域を打ち消す制御を行うだけで、ＤＣリンク電流の波高値に乗じる所定値である比例定数を大きくし、ＤＣリンク電流の高周波成分に比例定数を乗じた乗算値を大きくすることで高周波成分を抑制することができる。

しかしながら、インダクタンス７のＬが小さく、回路インピーダンスが低い場合には、電流制御の周波数帯域が高くなるので、電流制御が困難となる。特に、電圧指令値を離散化する場合には電流制御が発散する。このため、高速応答に対応できる電圧発生回路を別途設ける必要がある。そこで、本実施の形態においては、高速応答に対応できる電圧発生回路を用いることなく、ＤＣリンク電流の特定の高調波成分を増幅し、ＤＣリンク電流から差し引くことを行う。本実施の形態において、特定の高調波成分とは、力行運転の場合には６次高調波成分（３６０Ｈｚ）であり、回生運転の場合には１２次高調波成分（７２０Ｈｚ）である。このため、力行運転または回生運転に応じて、演算モデルを切り換えて、特定の高調波成分を増幅し差し引く必要がある。

このようなＤＣリンク電圧発生回路３が発生する電圧の特徴を前提として、制御部であるＤＣリンク電圧発生回路の制御系１３について説明する。まず、ＤＣリンク電圧発生回路の制御系１３において行われるＤＣリンク電圧発生回路３の制御の概要について説明する。ＤＣリンク電圧発生回路３によって、ＤＣリンクに流れる電流であるＤＣリンク電流が高周波にならないように、電流制御ブロック１３０にてＤＣリンク電流の高周波成分を打ち消す制御を行う。そして、ＤＣリンク電圧発生回路の制御系１３においてＤＣリンクに流れる電流の制御量が決められ、ゲート生成部１３５からＤＣリンク電圧発生回路３へのゲート信号Ｓｇ２が出力され、このゲート信号Ｓｇ２のスイッチ動作によって、ＤＣリンク電圧発生回路３は電圧を出力する。ゲート信号Ｓｇ２はゲートドライバ１３６を介してＤＣリンク電圧発生回路３へ送られる。そして、図１に示すように、ＤＣリンク電圧発生回路３の第１サブ階調コンバータ４、及び第２サブ階調コンバータ５では、常時運転用の直流電圧源を省くために、第１サブ階調コンバータ４のコンデンサ１０の電圧ＶｃＨ、及び第２サブ階調コンバータ５のコンデンサ１１の電圧ＶｃＬを一定にする制御を行う。

本実施の形態では、コンデンサ１０，１１の電圧ＶｃＨ，ＶｃＬを一定にする制御として、第１サブ階調コンバータ４と第２サブ階調コンバータ５との間のエネルギー流用によって、第１サブ階調コンバータのコンデンサ１０と第２サブ階調コンバータのコンデンサ１１との電圧比率を一定にする制御（エネルギー流用制御）、及び第１サブ階調コンバータ４の第１サブ電圧を一定にする制御（電圧一定制御）を行っている。そして、ＤＣリンク電圧発生回路３の第１サブ階調コンバータ４、第２サブ階調コンバータ５の各アームの半導体スイッチ素子のゲートをオンするためのゲート信号Ｓｇ２を生成する。

以下、ＤＣリンク電圧発生回路の制御系１３の各部分について説明する。図９に、力行運転の場合における、ＤＣリンク電圧発生回路の制御系１３における電流制御ブロック１３０の制御ブロック図を示す。図９の電流制御ブロック１３０において、電流センサ６で検出したＤＣリンク電流ＩＤＣＣの高周波成分をハイパスフィルタ１６によって抽出し、この高周波成分がゼロになるように、比例制御部１８とＤＣリンク電流の基本波周波数成分増幅制御部１９とによってＤＣリンク電圧発生回路３の電圧指令値Ｖｉｉを演算する。ここで、周波数ｆ［Ｈｚ］の系統電源（交流電源）９がｎ相であるとすれば、ＤＣリンクでは基本波の周波数θｒは２ｎ×ｆ［Ｈｚ］となる。図９に示したブロック図は、系統電源（交流電源）９の周波数が６０Ｈｚである三相回路のブロック図であるので、力行運転の場合、ＤＣリンクでは基本波の周波数は３６０Ｈｚ（＝２×３×６０Ｈｚ）となる。

図１０に、ハイパスフィルタ１６の伝達関数のゲイン特性の一例を示す。低周波領域では、ゲインが小さくなっており、高周波領域では、ゲインが高くなっている。系統電源の商用周波数を６０Ｈｚとすると、力行運転の場合には、ＤＣリンク電流の基本波は３６０Ｈｚであるので、カットオフ周波数をそれより低い６０Ｈｚにすると、３６０Ｈｚ（６次）の成分は減衰せず、出力される。また、回生運転の場合でも７２０Ｈｚ（１２次）の成分が大きくなると考えられ、その成分は減衰されず、出力される。

このため、ＤＣリンク電流の基本波周波数成分増幅制御部１９では、６次高調波成分（三相回路における力行運転時の基本波周波数成分）を増幅するように設定されている。ＤＣリンク電流の基本波周波数成分増幅制御部１９は、ＤＣリンク電圧発生回路３における電圧の基本周波数で表される角速度の直流側の基本周波数の位相として周波数６×θｒを入力する。周波数６×θｒの正弦波とＤＣリンク電流ＩＤＣＣの高周波成分との積を時間積分したものに定数「−Ｋｓ」を乗じ、更に周波数６×θｒの正弦波を乗じた第１の補正値と、周波数６×θｒの余弦波とＤＣリンク電流ＩＤＣＣの高周波成分との積を時間積分したものに定数「−Ｋｓ」を乗じ、更に周波数６×θｒの余弦波を乗じた第２の補正値とを求める。第２の補正値は、第１の補正値に対して直交する成分である。第１の補正値と第２の補正値とを加えた補正値によって６次高調波成分の増幅値を求めることができる。

このように基本波周波数成分増幅制御部１９では、６次高調波成分を増幅し、ハイパスフィルタ１６によって抽出したＤＣリンク電流ＩＤＣＣの高周波成分のうちの６次高調波成分を差し引くための増幅値を演算することによって電圧指令値を生成することができる。そして、比例制御部１８では、ＤＣリンク電流ＩＤＣＣの高周波成分に所定値である比例定数「−Ｋ」を乗じた乗算値を演算し、ＤＣリンク電流の高周波領域を打ち消すための電圧指令値を生成することができる。電流制御ブロック１３０では、比例制御部１８で演算した乗算値と基本波周波数成分増幅制御部１９で演算した増幅値とを加算して、電圧指令値Ｖｉｉを出力する。電圧指令値Ｖｉｉは、ＤＣリンク電流ＩＤＣＣの高周波成分から６次高調波成分を減じることができる電圧指令値である。つまり、ＤＣリンク電圧発生回路の制御系１３を構成するＤＣリンク電圧発生回路の制御系１３は、ＤＣリンク電流ＩＤＣＣの高周波成分の乗算値とＤＣリンク電流の基本波周波数成分の増幅値とに基づいて演算される電圧指令によって前記ＤＣリンク電圧発生回路３を制御する。

図１１に、回生運転の場合における、ＤＣリンク電圧発生回路の制御系１３における電流制御ブロック１３１の制御ブロック図を示す。この場合、基本波周波数成分増幅制御部２０は、図９に示した力行運転の場合の２倍の高調波成分を基本波周波数成分としてＤＣリンク電流ＩＤＣＣの高周波成分から減じることができる。

次に、エネルギー流用制御及び電圧一定制御について説明する。図１２に、電圧一定制御ブロック１３３の制御ブロック図を示す。電圧一定制御ブロック１３３では、第１サブ階調コンバータ４のコンデンサ１０の電圧ＶｃＨを一定に制御する電圧一定制御を行う。ＤＣリンク電流ＩＤＣＣの流れる方向を考慮して、第１サブ階調コンバータ４のコンデンサ１０の電圧の指令値（設定値）ＶｃＨ＊と測定値ＶｃＨとの偏差を求める。そして、ＰＩ制御部１３４において、この偏差のＰＩ制御を行う。この偏差のＰＩ制御の操作量Ｖｉｃを電流制御の電圧指令値Ｖｉｉから差し引いた量を電圧指令値Ｖｉとし、ＤＣリンク電圧発生回路３のインバータ１５ａ，１５ｂが電圧指令値Ｖｉに応じた電圧を出力するように、コンデンサ電圧ＶｃＨは指令値ＶｃＨ＊に応じて一定制御される。つまり、ＤＣリンク電圧発生回路３は、コンデンサ１０の直流電圧の設定値と測定値との偏差を小さくするようにインバータ１５ａ，１５ｂの出力電圧を制御している。

なお、後述の第１サブ階調コンバータ４と第２サブ階調コンバータ５との間のエネルギー流用制御とを組み合わせて、第２サブ階調コンバータ５のコンデンサ１１の電圧ＶｃＬも一定に制御される。そして、電圧一定制御に、それぞれのコンデンサ１０，１１の直流電圧値の比率を一定にするエネルギー流用制御を組み合わせることによって、運転時においてＤＣリンク電圧発生回路３に直流電圧源が不要となる。なお、電圧指令値Ｖｉは、離散化ブロック１４０において離散化処理される。本実施の形態では、サンプリング周波数を２０ｋＨｚとした。

図１３に、エネルギー流用制御ブロック１３２の制御ブロック図を示す。エネルギー流用制御ブロック１３２では、第１サブ階調コンバータ４と第２サブ階調コンバータ５との間のエネルギーのやり取りによって、これらのコンデンサ電圧を一定比率に制御するエネルギー流用制御を行う。第１サブ階調コンバータ４、第２サブ階調コンバータ５のそれぞれのコンデンサ１０，１１の電圧ＶｃＨ、ＶｃＬを所定の比率で割った値を比べて、大きい電圧のコンデンサから小さい電圧のコンデンサへエネルギーが流れるように、ＤＣリンク電流ＩＤＣＣを考慮して、第１サブ階調コンバータ４、第２サブ階調コンバータ５は、各々の出力電圧を選択する。例えば、図２（ｂ）の第１サブ階調コンバータ４の直流電圧と第２サブ階調コンバータ５の直流電圧との比が２：１である場合には、ＶｃＨ／２とＶｃＬ／１の大きさを比べる。

図１３には、第１サブ階調コンバータ４、第２サブ階調コンバータ５の直流電圧の設定値がそれぞれ４０Ｖ、２０Ｖである条件の場合を示している。ＶｃＨ／２とＶｃＬ／１との大きさの比較、及び電流ＩＤＣＣの向きによって、ＫＣＨＬを１か−１に決定する。例えば、電圧指令値Ｖｉが１０≦Ｖｉ≦３０になった場合、第１サブ階調コンバータ４の出力電圧指令Ｖ＿ｏｕｔ＿Ｈ、第２サブ階調コンバータ５の出力電圧指令Ｖ＿ｏｕｔ＿Ｌは、ＫＣＨＬの値に応じて、それぞれ４０Ｖ、−２０Ｖ、又はそれぞれ０Ｖ、２０Ｖになり、ＤＣリンク電圧発生回路３が、全体として２０Ｖを出力するように制御されている。また、電圧指令値Ｖｉが−３０≦Ｖｉ≦−１０になった場合、第１サブ階調コンバータ４の出力電圧指令Ｖ＿ｏｕｔ＿Ｈ、第２サブ階調コンバータ５の出力電圧指令Ｖ＿ｏｕｔ＿Ｌは、ＫＣＨＬの値に応じて、それぞれ０Ｖ、−２０Ｖ、又はそれぞれ−４０Ｖ、２０Ｖになり、ＤＣリンク電圧発生回路３が、全体として−２０Ｖを出力するように制御されている。

次に、このような制御を行うことによって得られる電流・電圧波形について説明する。まず、本発明の効果を確認するために、図１４に、比例制御部１８のみで構成され、ＤＣリンク電流の特定の高調波成分を差し引く制御を行っていない従来の電力変換装置における力行運転の場合の電流・電圧波形の計算結果を示す。また、図１５に、ＤＣリンク電流の６次高調波成分を差し引く制御を行っている本発明の電力変換装置における力行運転の場合の電流・電圧波形の計算結果を、図１６にＤＣリンク電流の１２次高調波成分を差し引く制御を行っている本発明の電力変換装置における回生運転の場合の電流・電圧波形の計算結果を示す。図１４〜図１６において、それぞれ図（ａ）には系統電源の相電圧Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔ、図（ｂ）には３相系統電流Ｉｒ、Ｉｓ、Ｉｔ、図（ｃ）にはＤＣリンク電流ＩＤＣＣ、図（ｄ）にはＤＣリンク階調電圧、図（ｅ）にはＤＣリンク主コンデンサ電圧、図（ｆ）にはＤＣリンクサブコンデンサ電圧の各波形を示す。

図１４（ｃ）のＤＣリンク電流と図１５（ｃ）のＤＣリンク電流とを比べると、図１５（ｃ）に示した６次高調波成分を差し引く制御を行った本発明の方が、電流リプルが大幅に減少していることがわかる。具体的には、６次高調波成分を差し引く制御を行い、図１５（ｄ）に示すようにＤＣリンク階調電圧がＤＣリンク電流の基本波周波数に合せて大きく変動するように制御されているので、電流リプルを低減することができる。ＤＣリンク電流のリプルを低減することができるので、図１５（ｅ）に示すようにＤＣリンク主コンデンサ電圧の直流電圧を一定にすることができる。

なお、図１６に示すように、回生運転の場合においても、１２次高調波成分を差し引く制御を行うことによって、ＤＣリンク電流のリプルを低減することができる。このため、ＤＣリンク電圧発生回路のコンデンサ（電力貯蔵器）の直流電圧を一定にすることができ、ＤＣリンク電圧発生回路に直流電圧源が無くても、運転継続ができる。

以上のように、ＤＣリンク電圧発生回路に流れるＤＣリンク電流の高周波成分に所定値を乗じた乗算値だけではなく、ＤＣリンク電流の基本波周波数成分の増幅値を加えてＤＣリンク電圧発生回路への電圧指令を行うので、ＤＣリンク電流の高周波成分に乗ずる比例定数を大きくしなくても電流制御を行うことができる。このため、インダクタンス７のＬが小さく、直流側の回路インピーダンスが低い場合でも、電流制御の周波数帯域を高くせずにＤＣリンク電流の高周波成分を打ち消すことができる。また、インダクタンス７のＬを小さくし、電流制御の周波数帯域が高くなる場合でもＤＣリンク電流のリップル電流等による変動を抑制することができるので、１パルスコンバータ１、交流側の開閉器、電気部品、及びＤＣリンク主コンデンサ２の電流耐量を低くすることができる。

なお、本実施の形態では、ＤＣリンク電圧発生回路３が２つの電圧発生回路で構成される場合について説明したが、１つの電圧発生回路で構成される場合でも、ＤＣリンク電圧発生回路３のコンデンサ電圧を一定にする制御する方法は有効である。ＤＣリンク電流ＩＤＣＣを考慮して、コンデンサ電圧の偏差のＰＩ制御の操作量を電流制御の電圧指令値Ｖｉｉから差し引いた量Ｖｉを電圧として、ＤＣリンク電圧発生回路３のインバータ１５ａ，１５ｂが出力することによって、コンデンサ電圧は一定に制御される。

１ １パルスコンバータ(主整流器)、２ ＤＣリンク主コンデンサ、３ ＤＣリンク電圧発生回路、４ 第１サブ階調コンバータ、５ 第２サブ階調コンバータ、６ 電流センサ、７ インダクタンス、８ 直流負荷、９ 系統電源、１０ 第１サブ階調コンバータのコンデンサ、１１ 第２サブ階調コンバータのコンデンサ、１２ １パルスコンバータの制御系、１３ ＤＣリンク電圧発生回路の制御系、１４ 電力変換装置、１５ａ，１５ｂ インバータ、１６ ハイパスフィルタ、１７ 電流制御部、１８ 比例制御部、１９，２０ ＤＣリンク電流の基本波周波数成分増幅制御部、１２１ フィルタ、１２２ ＰＬＬ、１２３ 基本波生成部、１２４ 力行・回生判定部、１２５，１３５ ゲート生成部、１２６，１３６ ゲートドライバ、１３０，１３１ 電流制御ブロック、１３２ エネルギー流用制御ブロック、１３３ 電圧一定制御ブロック、１３４ ＰＩ制御部、１４０ 離散化ブロック。

Claims (5)

1. 交流電源に接続されたコンバータ、ＤＣリンクコンデンサ、前記コンバータと前記ＤＣリンクコンデンサとの間に配置されるＤＣリンク電圧発生回路、及び前記ＤＣリンク電圧発生回路を制御する制御部を備え、前記コンバータが交流から直流へ電力を変換することによって前記交流電源側から前記コンバータを通して前記ＤＣリンクコンデンサ側へ電力を供給する力行動作、及び前記コンバータが直流から交流へ電力を変換することによって前記ＤＣリンクコンデンサ側から前記コンバータを通して前記交流電源側へ電力を供給する回生動作を行う電力変換装置であって、
   前記制御部は、前記ＤＣリンク電圧発生回路に流れるＤＣリンク電流の高周波成分に所定値を乗じた乗算値と前記ＤＣリンク電流の基本波周波数成分の増幅値とに基づいて電圧指令を演算し、前記電圧指令によって前記ＤＣリンク電圧発生回路を制御し、前記力行動作には前記力行動作において最も大きい前記ＤＣリンク電流の高周波成分の次数を設定し、前記回生動作には前記回生動作において最も大きい前記ＤＣリンク電流の高周波成分の次数を設定し、前記力行動作における前記ＤＣリンク電流の高周波成分の次数と、前記回生動作における前記ＤＣリンク電流の高周波成分の次数とを異なるように設定することを特徴とする電力変換装置。
2. 前記制御部は、前記力行動作における前記ＤＣリンク電流の高周波成分を６次高調波成分とし、前記回生動作における前記ＤＣリンク電流の高周波成分を１２次高調波成分とすることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御部は、前記ＤＣリンク電圧発生回路における直流側の基本周波数の位相の正弦関数と前記位相の余弦関数とに基づいて前記ＤＣリンク電流の基本波周波数成分の増幅値を演算することを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記制御部は、前記ＤＣリンク電圧発生回路における直流側の基本周波数の位相の正弦関数と前記ＤＣリンク電流の高周波成分との積の時間積分値に前記位相の正弦関数を乗じた第１の補正値と、前記位相の余弦関数と前記ＤＣリンク電流の高周波成分との積の時間積分値に前記位相の余弦関数を乗じた第２の補正値とを演算し、前記第１の補正値と前記第２の補正値との和に基づいて前記ＤＣリンク電流の基本波周波数成分の増幅値を演算することを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記ＤＣリンク電圧発生回路は、直列接続された複数の電圧発生回路を備え、それぞれの前記電圧発生回路はインバータと前記インバータに接続された直流の電力貯蔵器とを有することを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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