JP3112589B2 - インバータ制御装置 - Google Patents
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、直流電力を交流電力に
変換するインバータ装置に対し、その出力電圧の制御を
行うインバータ制御装置に関するものである。
変換するインバータ装置に対し、その出力電圧の制御を
行うインバータ制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図５は従来のインバータ制御装置の構成
を示すブロック図である。図５において、１はバッテリ
による直流電源、２は主インバータ、３はインバータト
ランス、４はフィルタコンデンサ、５は負荷、６は出力
電圧基準を発生する電圧基準発生器、７はこのインバー
タ装置の出力電圧と電圧基準発生器８からの出力電圧基
準との偏差を出力する比較器、８は出力電圧基準に応じ
てこのインバータ装置の出力電圧を制御する、比例制御
器，積分制御器あるいはこれらの組み合わせにより構成
される制御器、９は制御器８の出力と出力電圧基準とを
加算し、インバータの変調率を求める加算器、１０はパ
ルス幅変調制御のパルス幅を決める搬送波発生器、１１
は前記インバータの変調率からインバータを駆動するＰ
ＷＭゲート信号を出力するゲート信号発生器である。ゲ
ート信号発生器１１については公知の技術であるＰＷＭ
制御法を用いているので詳細な説明は省略する。
を示すブロック図である。図５において、１はバッテリ
による直流電源、２は主インバータ、３はインバータト
ランス、４はフィルタコンデンサ、５は負荷、６は出力
電圧基準を発生する電圧基準発生器、７はこのインバー
タ装置の出力電圧と電圧基準発生器８からの出力電圧基
準との偏差を出力する比較器、８は出力電圧基準に応じ
てこのインバータ装置の出力電圧を制御する、比例制御
器，積分制御器あるいはこれらの組み合わせにより構成
される制御器、９は制御器８の出力と出力電圧基準とを
加算し、インバータの変調率を求める加算器、１０はパ
ルス幅変調制御のパルス幅を決める搬送波発生器、１１
は前記インバータの変調率からインバータを駆動するＰ
ＷＭゲート信号を出力するゲート信号発生器である。ゲ
ート信号発生器１１については公知の技術であるＰＷＭ
制御法を用いているので詳細な説明は省略する。
【０００３】次に、図５の動作につき説明する。まず、
このインバータ装置の出力電圧と、電圧基準発生器８か
らの出力電圧基準とを比較器７で逐次比較すると、出力
電圧と出力電圧基準との偏差が得られる。この偏差を制
御器８で演算した出力と、出力電圧基準とを加算すると
インバータ装置の変調率が得られる。
このインバータ装置の出力電圧と、電圧基準発生器８か
らの出力電圧基準とを比較器７で逐次比較すると、出力
電圧と出力電圧基準との偏差が得られる。この偏差を制
御器８で演算した出力と、出力電圧基準とを加算すると
インバータ装置の変調率が得られる。
【０００４】そして、インバータ装置の出力電圧の変調
率と搬送波発生器１０の出力とを比較することにより、
インバータ２のゲート信号を得ることができる。このゲ
ート信号でインバータ２を駆動することにより、インバ
ータ装置の出力電圧が正弦波に制御される。
率と搬送波発生器１０の出力とを比較することにより、
インバータ２のゲート信号を得ることができる。このゲ
ート信号でインバータ２を駆動することにより、インバ
ータ装置の出力電圧が正弦波に制御される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかし、上記のインバ
ータ制御装置による電圧制御では、制御器８の応答速度
の問題から、インバータ２の出力電圧に高調波が発生し
やすかった。特に、負荷５が整流器負荷などの非線形負
荷である場合に高調波成分が大きく、このため負荷５が
誤動作したり、安定した運転ができない場合があった。
ータ制御装置による電圧制御では、制御器８の応答速度
の問題から、インバータ２の出力電圧に高調波が発生し
やすかった。特に、負荷５が整流器負荷などの非線形負
荷である場合に高調波成分が大きく、このため負荷５が
誤動作したり、安定した運転ができない場合があった。
【０００６】本発明は上記の欠点をなくすために成され
たもので、特に、負荷が非線形負荷である場合に発生し
やすい特定の周波数成分だけをインバータ装置の出力電
圧から除去し、高調波成分の小さい電圧を負荷に供給す
ることのできるインバータ制御装置を提供することを目
的としている。
たもので、特に、負荷が非線形負荷である場合に発生し
やすい特定の周波数成分だけをインバータ装置の出力電
圧から除去し、高調波成分の小さい電圧を負荷に供給す
ることのできるインバータ制御装置を提供することを目
的としている。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明は上記課題を解決
するための手段として、ＰＷＭ制御されるインバータ装
置からのフィードバック出力と基準信号発生源からの基
準値との偏差を求め、この偏差に対して比例制御もしく
は積分制御または比例積分制御についての演算を行な
い、この演算結果と前記基準値とを加算することにより
前記インバータ装置の出力の変調率を求め、この変調率
に基いて前記インバータ装置の出力を制御するインバー
タ制御装置において、所定周波数の余弦信号及び正弦信
号を出力する高調波信号発生器と、前記高調波信号発生
器から出力される余弦信号及び正弦信号と、前記偏差と
をそれぞれ乗算する第１，第２の乗算器と、前記第１，
第２の乗算器の乗算結果に対し、比例制御もしくは積分
制御または比例積分制御についての演算を行うことによ
り、前記所定周波数のみについての余弦成分及び正弦成
分の振幅を出力する第１，第２の制御器と、前記第１，
第２の制御器の出力と、前記高調波信号発生器からの余
弦信号及び正弦信号とをそれぞれ乗算する第３，第４の
乗算器と、から成る高調波除去回路を備え、前記演算結
果と前記基準値と、この高調波除去回路の出力とを加算
することにより前記インバータ装置の出力の変調率を求
めることを特徴とするものである。
するための手段として、ＰＷＭ制御されるインバータ装
置からのフィードバック出力と基準信号発生源からの基
準値との偏差を求め、この偏差に対して比例制御もしく
は積分制御または比例積分制御についての演算を行な
い、この演算結果と前記基準値とを加算することにより
前記インバータ装置の出力の変調率を求め、この変調率
に基いて前記インバータ装置の出力を制御するインバー
タ制御装置において、所定周波数の余弦信号及び正弦信
号を出力する高調波信号発生器と、前記高調波信号発生
器から出力される余弦信号及び正弦信号と、前記偏差と
をそれぞれ乗算する第１，第２の乗算器と、前記第１，
第２の乗算器の乗算結果に対し、比例制御もしくは積分
制御または比例積分制御についての演算を行うことによ
り、前記所定周波数のみについての余弦成分及び正弦成
分の振幅を出力する第１，第２の制御器と、前記第１，
第２の制御器の出力と、前記高調波信号発生器からの余
弦信号及び正弦信号とをそれぞれ乗算する第３，第４の
乗算器と、から成る高調波除去回路を備え、前記演算結
果と前記基準値と、この高調波除去回路の出力とを加算
することにより前記インバータ装置の出力の変調率を求
めることを特徴とするものである。
【０００８】
【作用】一般に、任意の周期関数ｆ（Ｘ）は次式で表さ
れるフーリエ級数に展開できる。
れるフーリエ級数に展開できる。
【０００９】
【数１】 従って、インバータ装置の出力電圧をＶ（ｔ）、出力電
圧基本波の角周波数をωとすれば、出力電圧Ｖ（ｔ）は
次式でフーリエ級数表現ができる。
圧基本波の角周波数をωとすれば、出力電圧Ｖ（ｔ）は
次式でフーリエ級数表現ができる。
【００１０】
【数２】 一方、任意の自然数ｎ，ｍに関して次式が成立する。
【００１１】
【数３】 式（３）〜（５）から、該インバータ装置の出力電圧Ｖ
（ｔ）にｃｏｓ（ｎωｔ）を乗じて、区間［Ｔ，Ｔ＋２
π／ω］、すなわち出力電圧基本波の一周期で積分すれ
ば、
（ｔ）にｃｏｓ（ｎωｔ）を乗じて、区間［Ｔ，Ｔ＋２
π／ω］、すなわち出力電圧基本波の一周期で積分すれ
ば、
【００１２】
【数４】 となる。ここでＴは任意の時刻である。
【００１３】つまり特定周波数の余弦関数及び正弦関数
をインバータ装置の出力電圧に乗じた結果に、積分を含
む演算を施すと、前記出力電圧に含まれる特定周波数成
分だけの余弦成分及び正弦成分の振幅が得られる。
をインバータ装置の出力電圧に乗じた結果に、積分を含
む演算を施すと、前記出力電圧に含まれる特定周波数成
分だけの余弦成分及び正弦成分の振幅が得られる。
【００１４】そこで、このような原理を利用して、第
１，第２の乗算器において、インバータ装置の出力電圧
と出力電圧基準との偏差に、余弦関数及び正弦関数を乗
じ、その出力に対して第１，第２の制御器により所定の
演算を施すと、特定周波数だけの高調波電圧の余弦成分
及び正弦成分の振幅が得られる。
１，第２の乗算器において、インバータ装置の出力電圧
と出力電圧基準との偏差に、余弦関数及び正弦関数を乗
じ、その出力に対して第１，第２の制御器により所定の
演算を施すと、特定周波数だけの高調波電圧の余弦成分
及び正弦成分の振幅が得られる。
【００１５】第３，第４の乗算器において、この余弦成
分及び正弦成分の振幅に、再び余弦信号及び正弦信号を
乗じると、特定周波数だけの高調波電圧の余弦成分及び
正弦成分の瞬時値が得られる。
分及び正弦成分の振幅に、再び余弦信号及び正弦信号を
乗じると、特定周波数だけの高調波電圧の余弦成分及び
正弦成分の瞬時値が得られる。
【００１６】この余弦成分及び正弦成分の瞬時値を、イ
ンバータ装置の出力電圧と出力電圧基準との差に加算
し、この和を更に出力電圧基準に加算すると、特定周波
数だけの高調波を補償するインバータの変調率が得られ
る。
ンバータ装置の出力電圧と出力電圧基準との差に加算
し、この和を更に出力電圧基準に加算すると、特定周波
数だけの高調波を補償するインバータの変調率が得られ
る。
【００１７】したがって、この出力電圧の変調率と搬送
波とを比較することによりインバータのゲート信号が得
られるので、このインバータのゲート信号でインバータ
を駆動することにより、インバータ装置の出力電圧から
特定周波数だけの高調波を除去することができる。
波とを比較することによりインバータのゲート信号が得
られるので、このインバータのゲート信号でインバータ
を駆動することにより、インバータ装置の出力電圧から
特定周波数だけの高調波を除去することができる。
【００１８】
【実施例】以下、本発明の実施例を図１乃至図４に基き
説明する。但し、図５と同様の構成要素には同一符号を
付し、重複した説明を省略する。図１は請求項１の発明
の第１実施例で、第３次高調波を出力電圧から除去する
単相インバータ制御装置に関するものである。
説明する。但し、図５と同様の構成要素には同一符号を
付し、重複した説明を省略する。図１は請求項１の発明
の第１実施例で、第３次高調波を出力電圧から除去する
単相インバータ制御装置に関するものである。
【００１９】図１において、高調波除去回路１０１は、
第３次高調波の余弦信号及び正弦信号を出力する高調波
発生器１２と、比較器７の出力にこの余弦信号及び正弦
信号を乗じる第１，第２の乗算器１３ａ，１３ｂと、第
１，第２の乗算器１３ａ，１３ｂの出力を入力とし、比
例制御器、積分制御器あるいはそれらの組み合わせで構
成される第１，第２の制御器１４ａ，１４ｂと、第１，
第２の制御器１４ａ，１４ｂの出力である余弦成分及び
正弦成分の振幅に、余弦信号及び正弦信号をそれぞれ乗
じ、第３次高調波電圧の余弦成分及び正弦成分の瞬時値
を出力する第１，第２の乗算器１５ａ，１５ｂと、から
構成されている。
第３次高調波の余弦信号及び正弦信号を出力する高調波
発生器１２と、比較器７の出力にこの余弦信号及び正弦
信号を乗じる第１，第２の乗算器１３ａ，１３ｂと、第
１，第２の乗算器１３ａ，１３ｂの出力を入力とし、比
例制御器、積分制御器あるいはそれらの組み合わせで構
成される第１，第２の制御器１４ａ，１４ｂと、第１，
第２の制御器１４ａ，１４ｂの出力である余弦成分及び
正弦成分の振幅に、余弦信号及び正弦信号をそれぞれ乗
じ、第３次高調波電圧の余弦成分及び正弦成分の瞬時値
を出力する第１，第２の乗算器１５ａ，１５ｂと、から
構成されている。
【００２０】そして、第３，第４の乗算器１５ａ，１５
ｂの出力と、制御器８の出力とは加算器１６で加算さ
れ、その加算値はさらに加算器９へ送られるようになっ
ている。
ｂの出力と、制御器８の出力とは加算器１６で加算さ
れ、その加算値はさらに加算器９へ送られるようになっ
ている。
【００２１】次に、図１の動作につき説明する。第１，
第２の乗算器１３ａ，１３ｂで、比較器７の出力に、高
調波発生器１２より得られた第３次高調波の余弦信号及
び正弦信号を乗じ、その出力をそれぞれ第１，第２の制
御器１４ａ，１４ｂで変換すると、出力電圧のうち第３
次高調波電圧だけの余弦成分及び正弦成分の振幅が得ら
れる。
第２の乗算器１３ａ，１３ｂで、比較器７の出力に、高
調波発生器１２より得られた第３次高調波の余弦信号及
び正弦信号を乗じ、その出力をそれぞれ第１，第２の制
御器１４ａ，１４ｂで変換すると、出力電圧のうち第３
次高調波電圧だけの余弦成分及び正弦成分の振幅が得ら
れる。
【００２２】そして第３，第４の乗算器１５ａ，１５ｂ
において、第３次高調波電圧だけの余弦成分及び正弦成
分の振幅に、余弦信号及び正弦信号を再び乗じると、第
３次高調波電圧だけの余弦成分及び正弦成分の瞬時値が
得られる。
において、第３次高調波電圧だけの余弦成分及び正弦成
分の振幅に、余弦信号及び正弦信号を再び乗じると、第
３次高調波電圧だけの余弦成分及び正弦成分の瞬時値が
得られる。
【００２３】第３次高調波電圧の余弦成分及び正弦成分
の瞬時値を、制御器８の出力に加算器１６で加算し、更
に加算器１６の出力と電圧基準発生器６の出力基準とを
加算器９で加算すると、インバータの変調率が得られ
る。
の瞬時値を、制御器８の出力に加算器１６で加算し、更
に加算器１６の出力と電圧基準発生器６の出力基準とを
加算器９で加算すると、インバータの変調率が得られ
る。
【００２４】このインバータの変調率と搬送波発生器１
０の搬送波とをゲート信号発生器１１で比較することに
よりインバータのゲート信号が得られる。このゲート信
号でインバータ２を駆動することにより、インバータ装
置の出力電圧から第３次高調波電圧を除去することがで
きる。すなわち、インバータ装置の出力電圧から第３次
高調波電圧だけの余弦成分及び正弦成分の瞬時値を取り
出し、これを補償したインバータのゲート信号でインバ
ータ装置を駆動することにより、インバータ装置の出力
電圧から第３次高調波電圧を除去することができる。
０の搬送波とをゲート信号発生器１１で比較することに
よりインバータのゲート信号が得られる。このゲート信
号でインバータ２を駆動することにより、インバータ装
置の出力電圧から第３次高調波電圧を除去することがで
きる。すなわち、インバータ装置の出力電圧から第３次
高調波電圧だけの余弦成分及び正弦成分の瞬時値を取り
出し、これを補償したインバータのゲート信号でインバ
ータ装置を駆動することにより、インバータ装置の出力
電圧から第３次高調波電圧を除去することができる。
【００２５】図２は請求項２の発明の実施例であり、第
３次高調波を出力電圧から除去する単相インバータ装置
である。
３次高調波を出力電圧から除去する単相インバータ装置
である。
【００２６】図２において、高調波除去回路１０２は、
第３次高調波の余弦信号及び正弦信号を出力する高調波
発生器１２と、インバータ装置の出力電圧にこの余弦信
号及び正弦信号を乗じる第１，第２の乗算器１３ａ，１
３ｂと、比較器３８ａ，基準発生器３９ａから成る第１
の補正回路４３Ａ、及び比較器３８ａ，基準発生器３９
ｂから成る第２の補正回路４３Ｂと、比較器３８ａ，３
８ｂの出力を入力し、比較制御器、積分制御器あるいは
それらの組み合わせで構成される第１，第２の制御器１
４ａ，１４ｂと、第１，第２の制御器１４ａ，１４ｂの
出力である余弦成分及び正弦成分の振幅に、余弦信号及
び正弦信号をそれぞれ乗じ、第３次高調波電圧の余弦成
分及び正弦成分の瞬時値を出力する第１，第２の乗算器
１５ａ，１５ｂと、から構成されている。
第３次高調波の余弦信号及び正弦信号を出力する高調波
発生器１２と、インバータ装置の出力電圧にこの余弦信
号及び正弦信号を乗じる第１，第２の乗算器１３ａ，１
３ｂと、比較器３８ａ，基準発生器３９ａから成る第１
の補正回路４３Ａ、及び比較器３８ａ，基準発生器３９
ｂから成る第２の補正回路４３Ｂと、比較器３８ａ，３
８ｂの出力を入力し、比較制御器、積分制御器あるいは
それらの組み合わせで構成される第１，第２の制御器１
４ａ，１４ｂと、第１，第２の制御器１４ａ，１４ｂの
出力である余弦成分及び正弦成分の振幅に、余弦信号及
び正弦信号をそれぞれ乗じ、第３次高調波電圧の余弦成
分及び正弦成分の瞬時値を出力する第１，第２の乗算器
１５ａ，１５ｂと、から構成されている。
【００２７】図２における第１，第２の乗算器１３ａ，
１３ｂは、第１図の場合と異なり、インバータ装置の出
力電圧をそのまま余弦信号及び正弦信号に乗じているの
で、その乗算結果は第１，第２の補正回路４３Ａ，４３
Ｂにより、図１に置ける第１，第２の乗算器１３ａ，１
３ｂの乗算結果と同じになるように補正される。
１３ｂは、第１図の場合と異なり、インバータ装置の出
力電圧をそのまま余弦信号及び正弦信号に乗じているの
で、その乗算結果は第１，第２の補正回路４３Ａ，４３
Ｂにより、図１に置ける第１，第２の乗算器１３ａ，１
３ｂの乗算結果と同じになるように補正される。
【００２８】次に、図２の動作につき説明する。第１，
第２の乗算器１３ａ，１３ｂで、インバータ装置の出力
電圧に、高調波発生器１２より得られた第３次高調波の
余弦信号及び正弦信号を乗じる。
第２の乗算器１３ａ，１３ｂで、インバータ装置の出力
電圧に、高調波発生器１２より得られた第３次高調波の
余弦信号及び正弦信号を乗じる。
【００２９】そして、比較器３８ａ，３８ｂにおいて、
第１，第２の乗算器１３ａ，１３ｂの出力と基準発生器
３９ａ，３９ｂの出力との差が得られる。
第１，第２の乗算器１３ａ，１３ｂの出力と基準発生器
３９ａ，３９ｂの出力との差が得られる。
【００３０】この比較器３８ａ，３８ｂの出力をそれぞ
れ第１，第２の制御器１４ａ，１４ｂで変換すると、イ
ンバータ装置の出力電圧のうち第３次高調波電圧だけの
余弦成分及び正弦成分の振幅が得られる。
れ第１，第２の制御器１４ａ，１４ｂで変換すると、イ
ンバータ装置の出力電圧のうち第３次高調波電圧だけの
余弦成分及び正弦成分の振幅が得られる。
【００３１】第３，第４の乗算器１５ａ，１５ｂにおい
て、第３次高調波電圧だけの余弦成分及び正弦成分の振
幅に、余弦信号及び正弦信号を再び乗じると、第３次高
調波電圧だけの余弦成分及び正弦成分の瞬時値が得られ
る。
て、第３次高調波電圧だけの余弦成分及び正弦成分の振
幅に、余弦信号及び正弦信号を再び乗じると、第３次高
調波電圧だけの余弦成分及び正弦成分の瞬時値が得られ
る。
【００３２】第３次高調波電圧の余弦成分及び正弦成分
の瞬時値を、制御器８の出力に加算器１６で加算し、更
に加算器１６の出力と出力電圧基準とを加算器９で加算
するとインバータの変調率が得られる。
の瞬時値を、制御器８の出力に加算器１６で加算し、更
に加算器１６の出力と出力電圧基準とを加算器９で加算
するとインバータの変調率が得られる。
【００３３】このインバータの変調率と搬送波とをゲー
ト信号発生器１１で比較することによりインバータのゲ
ート信号が得られる。このインバータのゲート信号でイ
ンバータ２を駆動することにより、インバータ装置の出
力電圧から第３次高調波電圧を除去することができる。
ト信号発生器１１で比較することによりインバータのゲ
ート信号が得られる。このインバータのゲート信号でイ
ンバータ２を駆動することにより、インバータ装置の出
力電圧から第３次高調波電圧を除去することができる。
【００３４】図３は請求項１の発明の第２実施例であ
る。この実施例は単相インバータ装置の出力電圧から、
第３次高調波成分と共に第５次，第７次，第９次及び第
１１次の高調波成分を除去する高調波除去回路１０３を
備えたものである。
る。この実施例は単相インバータ装置の出力電圧から、
第３次高調波成分と共に第５次，第７次，第９次及び第
１１次の高調波成分を除去する高調波除去回路１０３を
備えたものである。
【００３５】本実施例は、図１で説明した第３次高調波
の電圧補償ループに加え、第５次以降第１１次までの奇
数次高調波成分の電圧補償ループを追加したものであ
る。各次数個別の電圧補償ループの構成，動作は図１と
同じであるので説明は省略する。
の電圧補償ループに加え、第５次以降第１１次までの奇
数次高調波成分の電圧補償ループを追加したものであ
る。各次数個別の電圧補償ループの構成，動作は図１と
同じであるので説明は省略する。
【００３６】各次高調波電圧の余弦成分及び正弦成分の
瞬時値を加算器１７で合計し、その出力を制御器８の出
力に加算器１６で加算した結果を、更に加算器９で出力
電圧基準に加算すると、第３次，第５次，第７次，第９
次及び第１１次の高調波電圧を補償する出力電圧の変調
率が求まる。
瞬時値を加算器１７で合計し、その出力を制御器８の出
力に加算器１６で加算した結果を、更に加算器９で出力
電圧基準に加算すると、第３次，第５次，第７次，第９
次及び第１１次の高調波電圧を補償する出力電圧の変調
率が求まる。
【００３７】この出力電圧の変調率と搬送波とをゲート
信号発生器１１で比較することによりインバータのゲー
ト信号が得られる。このインバータのゲート信号でイン
バータ２を点弧することにより、インバータ装置の出力
電圧から第３次，第５次，第７次，第９次及び第１１次
の高調波電圧を除去することができる。
信号発生器１１で比較することによりインバータのゲー
ト信号が得られる。このインバータのゲート信号でイン
バータ２を点弧することにより、インバータ装置の出力
電圧から第３次，第５次，第７次，第９次及び第１１次
の高調波電圧を除去することができる。
【００３８】本発明によれば、このように単独の特定高
調波電圧を除去するだけでなく、複数の高調波電圧をイ
ンバータ装置の出力電圧から除去することもできる。
調波電圧を除去するだけでなく、複数の高調波電圧をイ
ンバータ装置の出力電圧から除去することもできる。
【００３９】図４は請求項１の発明の第３実施例であ
る。この実施例は、図１のように帰還入力を出力電圧で
はなく、電流検出器４０により検出した出力電流として
おり、出力電流から第３次高調波電流を除去するもので
ある。この実施例の高調波除去回路１０４における第３
次高調波電流の補償ループの構成は、図１の第３次高調
波電圧の補償ループと同じであるので説明は省略する。
る。この実施例は、図１のように帰還入力を出力電圧で
はなく、電流検出器４０により検出した出力電流として
おり、出力電流から第３次高調波電流を除去するもので
ある。この実施例の高調波除去回路１０４における第３
次高調波電流の補償ループの構成は、図１の第３次高調
波電圧の補償ループと同じであるので説明は省略する。
【００４０】まず、高調波除去回路１０４から出力され
る第３次高調波除去回路１０４から出力される第３次高
調波電流の余弦成分及び正弦成分の瞬時値を、制御器８
の出力に加算器１６で加算する。
る第３次高調波除去回路１０４から出力される第３次高
調波電流の余弦成分及び正弦成分の瞬時値を、制御器８
の出力に加算器１６で加算する。
【００４１】そして、電流基準発生器４１の出力を入力
とした制御器４２の出力と、加算器１６の出力とを加算
器９で加算すると出力電圧の変調率が得られる。
とした制御器４２の出力と、加算器１６の出力とを加算
器９で加算すると出力電圧の変調率が得られる。
【００４２】この出力電圧の変調率と搬送波とをゲート
信号発生器１１で比較することによりインバータのゲー
ト信号が得られる。このインバータのゲート信号でイン
バータ２を駆動することにより、インバータ装置の出力
電流から第３次高調波電流を除去することができる。
信号発生器１１で比較することによりインバータのゲー
ト信号が得られる。このインバータのゲート信号でイン
バータ２を駆動することにより、インバータ装置の出力
電流から第３次高調波電流を除去することができる。
【００４３】本発明は、このように帰還入力を出力電圧
ではなく出力電流とした場合でも、インバータ装置の出
力電流から特定高調波電流を除去することができる。
ではなく出力電流とした場合でも、インバータ装置の出
力電流から特定高調波電流を除去することができる。
【００４４】
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、特定周
波数の余弦関数及び正弦関数をインバータ装置の出力電
圧に乗じた結果に所定の演算を施すと、その出力電圧に
含まれる特定周波数成分だけの余弦成分及び正弦成分の
振幅を得ることができるという原理を利用した構成とし
たので、インバータ装置の出力電圧から特定周波数成分
を除去することができ、したがって、高調波成分の小さ
い電圧を負荷に供給することが可能となる。
波数の余弦関数及び正弦関数をインバータ装置の出力電
圧に乗じた結果に所定の演算を施すと、その出力電圧に
含まれる特定周波数成分だけの余弦成分及び正弦成分の
振幅を得ることができるという原理を利用した構成とし
たので、インバータ装置の出力電圧から特定周波数成分
を除去することができ、したがって、高調波成分の小さ
い電圧を負荷に供給することが可能となる。
【図１】請求項１の発明の第１実施例の構成を示すブロ
ック図。
ック図。
【図２】請求項２の発明の実施例の構成を示すブロック
図。
図。
【図３】請求項１の発明の第２実施例の構成を示すブロ
ック図。
ック図。
【図４】請求項１の発明の第３実施例の構成を示すブロ
ック図。
ック図。
【図５】従来例の構成を示すブロック図。
２ インバータ ５ 負荷 ６ 電圧基準発生器 ８ 制御器 １０ 搬送波発生器 １１ ゲート信号発生器 １２ 第３次高調波発生器 １３ａ，１３ｂ 第１，第２の乗算器 １４ａ，１４ｂ 第１，第２の制御器 １５ａ，１５ｂ 第３，第４の乗算器 ４３Ａ，４３Ｂ 第１，第２の補正回路 １０１〜１０４ 高調波除去回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/48 H02M 1/12
Claims (2)
- 【請求項１】ＰＷＭ制御されるインバータ装置からのフ
ィードバック出力と基準信号発生源からの基準値との偏
差を求め、この偏差に対して比例制御もしくは積分制御
または比例積分制御についての演算を行ない、この演算
結果と前記基準値とを加算することにより前記インバー
タ装置の出力の変調率を求め、この変調率に基いて前記
インバータ装置の出力を制御するインバータ制御装置に
おいて、 所定周波数の余弦信号及び正弦信号を出力する高調波信
号発生器と、 前記高調波信号発生器から出力される余弦信号及び正弦
信号と、前記偏差とをそれぞれ乗算する第１，第２の乗
算器と、 前記第１，第２の乗算器の乗算結果に対し、比例制御も
しくは積分制御または比例積分制御についての演算を行
うことにより、前記所定周波数のみについての余弦成分
及び正弦成分の振幅を出力する第１，第２の制御器と、 前記第１，第２の制御器の出力と、前記高調波信号発生
器からの余弦信号及び正弦信号とをそれぞれ乗算する第
３，第４の乗算器と、 から成る高調波除去回路を備え、前記演算結果と前記基
準値と、この高調波除去回路の出力とを加算することに
より前記インバータ装置の出力の変調率を求めることを
特徴とするインバータ制御装置。 - 【請求項２】ＰＷＭ制御されるインバータ装置からのフ
ィードバック出力と基準信号発生源からの基準値との偏
差を求め、この偏差に対して比例制御もしくは積分制御
または比例積分制御についての演算を行ない、この演算
結果と前記基準値とを加算することにより前記インバー
タ装置の出力の変調率を求め、この変調率に基いて前記
インバータ装置の出力を制御するインバータ制御装置に
おいて、 所定周波数の余弦信号及び正弦信号を出力する高調波信
号発生器と、 前記高調波信号発生器から出力される余弦信号及び正弦
信号と、前記インバータ装置からのフィードバック出力
とをそれぞれ乗算する第１，第２の乗算器と、 前記第１，第２の乗算器の乗算結果を、前記余弦信号及
び正弦信号と前記偏差とをそれぞれ乗算した値に補正す
る第１，第２の補正回路と、 前記第１，第２の補正回路の補正値に対し、比例制御も
しくは積分制御または比例積分制御についての演算を行
うことにより、前記所定周波数のみについての余弦成分
及び正弦成分の振幅を出力する第１，第２の制御器と、 前記第１，第２の制御器の出力と、前記高調波信号発生
器からの余弦信号及び正弦信号とをそれぞれ乗算する第
３，第４の乗算器と、 から成る高調波除去回路を備え、前記演算結果と前記基
準値と、この高調波除去回路の出力とを加算することに
より前記インバータ装置の出力の変調率を求めることを
特徴とするインバータ制御装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05009853A JP3112589B2 (ja) | 1993-01-25 | 1993-01-25 | インバータ制御装置 |
| KR1019930030581A KR0182333B1 (ko) | 1993-01-25 | 1993-12-29 | 인버터용 제어장치 |
| CN94100324A CN1034149C (zh) | 1993-01-25 | 1994-01-22 | 变换器的控制装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05009853A JP3112589B2 (ja) | 1993-01-25 | 1993-01-25 | インバータ制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06225542A JPH06225542A (ja) | 1994-08-12 |
| JP3112589B2 true JP3112589B2 (ja) | 2000-11-27 |
Family
ID=11731698
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP05009853A Expired - Fee Related JP3112589B2 (ja) | 1993-01-25 | 1993-01-25 | インバータ制御装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3112589B2 (ja) |
| KR (1) | KR0182333B1 (ja) |
| CN (1) | CN1034149C (ja) |
Families Citing this family (5)
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|---|---|---|---|---|
| US7355865B2 (en) * | 2004-08-13 | 2008-04-08 | Rockwell Automation Technologies, Inc. | Method and apparatus for rejecting the second harmonic current in an active converter with an unbalanced AC line voltage source |
| JP4614439B2 (ja) * | 2005-03-23 | 2011-01-19 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 無停電電源装置及びその入力電流制御方法 |
| JP5364303B2 (ja) * | 2008-06-17 | 2013-12-11 | 山洋電気株式会社 | 電流制御型電力変換器及び電流制御型電力変換器の出力電流波形改善方法 |
| JP5369758B2 (ja) * | 2009-02-27 | 2013-12-18 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| JP2018151188A (ja) | 2017-03-10 | 2018-09-27 | 日立建機株式会社 | 電動式作業車両 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62163589A (ja) * | 1986-01-13 | 1987-07-20 | Hitachi Ltd | パルス幅変調インバ−タによる誘導電動機の制御装置 |
| JPH01152969A (ja) * | 1987-12-07 | 1989-06-15 | Toshiba Corp | インバータ制御装置 |
| DE69011312T2 (de) * | 1990-01-29 | 1994-12-01 | Toshiba Kawasaki Kk | Wechselrichtersteuerungsgerät. |
-
1993
- 1993-01-25 JP JP05009853A patent/JP3112589B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1993-12-29 KR KR1019930030581A patent/KR0182333B1/ko not_active IP Right Cessation
-
1994
- 1994-01-22 CN CN94100324A patent/CN1034149C/zh not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR0182333B1 (ko) | 1999-05-15 |
| CN1034149C (zh) | 1997-02-26 |
| KR940019050A (ko) | 1994-08-19 |
| CN1098827A (zh) | 1995-02-15 |
| JPH06225542A (ja) | 1994-08-12 |
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|---|---|---|---|
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