JP3265397B2 - 電力変換装置の制御方法及びその方法を用いてなる電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置の制御方法及びその方法を用いてなる電力変換装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、変圧器を介して負荷に
交流電力を供給する電力変換装置の制御方法及びその方
法を用いてなる電力変換装置に関する。
交流電力を供給する電力変換装置の制御方法及びその方
法を用いてなる電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、例えば無停電電源用の電力変換装
置としてのインバータなどにおいて、負荷との間の絶縁
が要求される場合、インバータの出力を変圧器を介して
負荷に供給することが一般的である。
置としてのインバータなどにおいて、負荷との間の絶縁
が要求される場合、インバータの出力を変圧器を介して
負荷に供給することが一般的である。
【０００３】このような電力変換装置の出力周波数と出
力電圧を目標値に制御するため、通常、変圧器の出力側
の電圧を検出し、この検出電圧Ｖdetを目標周波数を有
する目標出力電圧Ｖrefに一致させるようにインバータ
を制御する電圧制御ループが設けられている。
力電圧を目標値に制御するため、通常、変圧器の出力側
の電圧を検出し、この検出電圧Ｖdetを目標周波数を有
する目標出力電圧Ｖrefに一致させるようにインバータ
を制御する電圧制御ループが設けられている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来技術によれば、電圧制御ループを形成するインバータ
本体、電圧制御演算回路、パルス幅変調等のゲート制御
回路等で、直流分が発生した場合、インバータの出力交
流に直流分が含まれてしまうことについて配慮されてい
なかった。このように、インバータの出力交流に直流分
が含まれると、出力に接続された変圧器が直流偏磁され
るため、変圧器の損失が増大するという問題がある。最
悪の場合は、変圧器が飽和し、負荷へ電力を供給できな
くなったり、インバータの出力電流が過大となり、イン
バータに著しく悪影響を与え、信頼性を損ない、かつ負
荷に安定した電力を供給できなくなるといった問題点が
ある。
来技術によれば、電圧制御ループを形成するインバータ
本体、電圧制御演算回路、パルス幅変調等のゲート制御
回路等で、直流分が発生した場合、インバータの出力交
流に直流分が含まれてしまうことについて配慮されてい
なかった。このように、インバータの出力交流に直流分
が含まれると、出力に接続された変圧器が直流偏磁され
るため、変圧器の損失が増大するという問題がある。最
悪の場合は、変圧器が飽和し、負荷へ電力を供給できな
くなったり、インバータの出力電流が過大となり、イン
バータに著しく悪影響を与え、信頼性を損ない、かつ負
荷に安定した電力を供給できなくなるといった問題点が
ある。
【０００５】本発明の目的は、以上の点を考慮し、イン
バータの出力交流から直流分を除去して変圧器の飽和を
抑制することができる電力変換装置の制御方法及びこれ
を用いた電力変換装置を提供することにある。
バータの出力交流から直流分を除去して変圧器の飽和を
抑制することができる電力変換装置の制御方法及びこれ
を用いた電力変換装置を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明は、直流を交流に変換し変圧器を介して負荷
に供給するインバータの各スイッチング素子を、電圧制
御指令に基づいて駆動して前記インバータの出力周波数
と出力電圧とを制御する電力変換装置の制御方法におい
て、前記インバータの出力に含まれる直流分を検出し、
該直流分に基づいて前記電圧制御指令を補正して前記変
圧器の偏磁を防止することを基本とする。
め、本発明は、直流を交流に変換し変圧器を介して負荷
に供給するインバータの各スイッチング素子を、電圧制
御指令に基づいて駆動して前記インバータの出力周波数
と出力電圧とを制御する電力変換装置の制御方法におい
て、前記インバータの出力に含まれる直流分を検出し、
該直流分に基づいて前記電圧制御指令を補正して前記変
圧器の偏磁を防止することを基本とする。
【０００７】この場合において、インバータの出力に含
まれる直流分の検出は、前記変圧器の出力電圧を検出
し、該検出電圧に目標出力電圧の折り返し値を乗算し、
該乗算値に含まれる直流分を抽出することにより行う。
また、前記変圧器の出力電圧と前記目標出力電圧をそれ
ぞれ周波数分析し、各周波数ごとに前記乗算と直流分の
抽出を行うことが好ましい。インバータが３相の場合
は、前記直流分の検出は、前記インバータの出力電圧を
検出し、該検出電圧を直交２相成分に分解し、目標出力
電圧を直交２相成分に分解してそれぞれ折り返し値を求
め、それぞれ対応する２相成分ごとに検出電圧と目標出
力電圧とを乗算し、該乗算値に含まれる直流分を抽出す
ることにより行うことができる。
まれる直流分の検出は、前記変圧器の出力電圧を検出
し、該検出電圧に目標出力電圧の折り返し値を乗算し、
該乗算値に含まれる直流分を抽出することにより行う。
また、前記変圧器の出力電圧と前記目標出力電圧をそれ
ぞれ周波数分析し、各周波数ごとに前記乗算と直流分の
抽出を行うことが好ましい。インバータが３相の場合
は、前記直流分の検出は、前記インバータの出力電圧を
検出し、該検出電圧を直交２相成分に分解し、目標出力
電圧を直交２相成分に分解してそれぞれ折り返し値を求
め、それぞれ対応する２相成分ごとに検出電圧と目標出
力電圧とを乗算し、該乗算値に含まれる直流分を抽出す
ることにより行うことができる。
【０００８】
【作用】このように構成することにより、本発明によれ
ば次の作用により目的が達成される。インバータの出力
電圧に直流分が含まれると、出力交流波形は図２（ｃ）
に示すように全体にシフトされたものとなる。ところ
が、変圧器は直流分を通さないので変圧器の出力電圧の
波形は、図２（ｄ）に示すように、振幅が抑えられた扁
平部分を含んだものとなる。すなわち、変圧器の出力電
圧は直流分を直接含んでいないから、その検出電圧Ｖre
fから直流分を直接検出できない。そこで、目標出力電
圧指令の波形を電気角πごとに折り返してなる折り返し
値を乗算すると、図２の（ｅ）に示すように、インバー
タの出力電圧Ｖinvの波形に相似のものが得られる。但
し、直流分の影響は図示のように出力電圧Ｖinvと逆の
関係になる。このようにして得られた乗算値から交流分
を除去すれば、図２の（ｆ）に示したような直流分が抽
出できる。この抽出は１次遅れの伝達関数回路等のフィ
ルタを用いればよい。
ば次の作用により目的が達成される。インバータの出力
電圧に直流分が含まれると、出力交流波形は図２（ｃ）
に示すように全体にシフトされたものとなる。ところ
が、変圧器は直流分を通さないので変圧器の出力電圧の
波形は、図２（ｄ）に示すように、振幅が抑えられた扁
平部分を含んだものとなる。すなわち、変圧器の出力電
圧は直流分を直接含んでいないから、その検出電圧Ｖre
fから直流分を直接検出できない。そこで、目標出力電
圧指令の波形を電気角πごとに折り返してなる折り返し
値を乗算すると、図２の（ｅ）に示すように、インバー
タの出力電圧Ｖinvの波形に相似のものが得られる。但
し、直流分の影響は図示のように出力電圧Ｖinvと逆の
関係になる。このようにして得られた乗算値から交流分
を除去すれば、図２の（ｆ）に示したような直流分が抽
出できる。この抽出は１次遅れの伝達関数回路等のフィ
ルタを用いればよい。
【０００９】そして、抽出された直流分に応じてインバ
ータの電圧制御指令を補正することにより、インバータ
の出力から直流分を除去できる。これにより、変圧器の
偏磁を防止でき、またインバータをより安定に制御する
ことが可能となる。したがって、安定した出力電圧が得
られ、安定な電力を負荷に供給することができる。
ータの電圧制御指令を補正することにより、インバータ
の出力から直流分を除去できる。これにより、変圧器の
偏磁を防止でき、またインバータをより安定に制御する
ことが可能となる。したがって、安定した出力電圧が得
られ、安定な電力を負荷に供給することができる。
【００１０】
【実施例】以下、本発明を図示実施例を用いて説明す
る。図１に本発明の一実施例の単相インバータを用いて
なる電力変換装置の全体構成図を示す。図において、主
回路部は、直流電源１、インバータ２、変圧器３から成
り、変圧器３の出力に接続された出力端子４から、負荷
へ交流電力を供給するようになっている。一方、制御装
置は、変圧器３の出力電圧を検出する電圧変成器５と、
これにより検出された検出電圧Ｖdetと与えられる目標
出力電圧Ｖrefの偏差を求め、この偏差を比例積分処理
して電圧制御指令Ｄｏを生成出力する制御演算回路６
と、この電圧制御指令Ｄｏを入力しパルス幅変調によ
り、インバータ２の各スイッチング素子を駆動するゲー
トパルスＧを発生するゲートパルス発生回路７と、この
ゲートパルスＧを増幅して各ゲートに供給するゲートパ
ルス増幅回路８とを含んで構成されている。以上の構成
は、従来と同一である。
る。図１に本発明の一実施例の単相インバータを用いて
なる電力変換装置の全体構成図を示す。図において、主
回路部は、直流電源１、インバータ２、変圧器３から成
り、変圧器３の出力に接続された出力端子４から、負荷
へ交流電力を供給するようになっている。一方、制御装
置は、変圧器３の出力電圧を検出する電圧変成器５と、
これにより検出された検出電圧Ｖdetと与えられる目標
出力電圧Ｖrefの偏差を求め、この偏差を比例積分処理
して電圧制御指令Ｄｏを生成出力する制御演算回路６
と、この電圧制御指令Ｄｏを入力しパルス幅変調によ
り、インバータ２の各スイッチング素子を駆動するゲー
トパルスＧを発生するゲートパルス発生回路７と、この
ゲートパルスＧを増幅して各ゲートに供給するゲートパ
ルス増幅回路８とを含んで構成されている。以上の構成
は、従来と同一である。
【００１１】ここで、本発明の特徴部にかかる偏磁補償
制御手段の構成について説明する。偏磁補償制御回路１
０は折り返し手段１１と乗算手段１２とフィルタ１３と
を有してなる。折り返し手段１１は極性判定手段１１ａ
と乗算手段１１ｂとからなる。極性判定手段１１ａは目
標出力電圧指令Ｖrefを入力し、その極性が正の期間は
「１」、負の期間は「−１」の信号を乗算手段１１ｂに
出力する。乗算手段１１ｂは目標出力電圧指令Ｖrefを
入力し、これに極性判定手段１１ａの出力信号を乗じて
出力する。すなわち、折り返し手段１１は目標出力電圧
指令を電気角πごとに折り返してなる折り返し値｜Ｖre
f｜を出力する。次の乗算手段１２は電圧変成器５から
検出電圧Ｖdetを取り込み、これに折り返し値｜Ｖref｜
を乗じて出力する。フィルタ１３は例えば１次遅れの伝
達関数（ｋ／（１＋Ｔｓ））を有し、入力される乗算値
の直流分Ｄ1を抽出して出力するようになっている。こ
のＤ1は加算器９に−入力され、これにより電圧制御指
令ＤｏはＤ1だけ減算補正されるようになっている。
制御手段の構成について説明する。偏磁補償制御回路１
０は折り返し手段１１と乗算手段１２とフィルタ１３と
を有してなる。折り返し手段１１は極性判定手段１１ａ
と乗算手段１１ｂとからなる。極性判定手段１１ａは目
標出力電圧指令Ｖrefを入力し、その極性が正の期間は
「１」、負の期間は「−１」の信号を乗算手段１１ｂに
出力する。乗算手段１１ｂは目標出力電圧指令Ｖrefを
入力し、これに極性判定手段１１ａの出力信号を乗じて
出力する。すなわち、折り返し手段１１は目標出力電圧
指令を電気角πごとに折り返してなる折り返し値｜Ｖre
f｜を出力する。次の乗算手段１２は電圧変成器５から
検出電圧Ｖdetを取り込み、これに折り返し値｜Ｖref｜
を乗じて出力する。フィルタ１３は例えば１次遅れの伝
達関数（ｋ／（１＋Ｔｓ））を有し、入力される乗算値
の直流分Ｄ1を抽出して出力するようになっている。こ
のＤ1は加算器９に−入力され、これにより電圧制御指
令ＤｏはＤ1だけ減算補正されるようになっている。
【００１２】このように構成される実施例の動作を、図
２に示した各部の波形図を参照して説明する。図２にお
いて、(ａ）は目標出力電圧指令Ｖref、(ｂ）は目標出
力電圧指令の折り返し値｜Ｖref｜、（ｃ）は直流分を
含んだインバータ２の出力電圧、（ｄ）は電圧変成器５
で検出された検出電圧Ｖdet、（ｅ）は乗算手段１２の
出力、（ｆ）はフィルタ１３の出力Ｄ1、（ｇ）は電圧
制御指令Ｄｏ、（ｈ）は補正された電圧制御指令Ｄを示
している。なお、図２では目標出力電圧指令の一周期分
のみに着目して示している。
２に示した各部の波形図を参照して説明する。図２にお
いて、(ａ）は目標出力電圧指令Ｖref、(ｂ）は目標出
力電圧指令の折り返し値｜Ｖref｜、（ｃ）は直流分を
含んだインバータ２の出力電圧、（ｄ）は電圧変成器５
で検出された検出電圧Ｖdet、（ｅ）は乗算手段１２の
出力、（ｆ）はフィルタ１３の出力Ｄ1、（ｇ）は電圧
制御指令Ｄｏ、（ｈ）は補正された電圧制御指令Ｄを示
している。なお、図２では目標出力電圧指令の一周期分
のみに着目して示している。
【００１３】（ａ）の目標出力電圧指令Ｖrefは折り返
し手段１１により、半周期を基準にして同図（ｂ）に示
すような波形の折り返し値｜Ｖref｜に変換される。次
に、乗算手段１２により（ｂ）に示す折り返し値｜Ｖre
f｜と（ｄ）に示す検出電圧Ｖdetとの乗算を行う。な
お、ここでは（ｃ）に示すように出力電圧に直流分が含
まれ変圧器３が飽和しているとし、かつ変圧器３は直流
分を通さないため電圧変成器５で検出する検出電圧Ｖde
tが（ｄ）のようになる場合を考えている。したがっ
て、（ｅ）のような乗算結果が得られる。さらに、
（ｅ）の乗算結果を一次遅れ要素で成るフィルタ１３に
より、交流分の影響が出ないように出力電圧の周期の５
倍以上の時定数で積分すると、（ｅ）の乗算結果の正負
の大きさの違いによって、電圧指令値の周期以上の長い
時間を考えた場合は、（ｆ）に示すようなフィルタ１３
の出力Ｄ1、すなわち、インバータ２の出力電圧に含ま
れている直流分が検出される。
し手段１１により、半周期を基準にして同図（ｂ）に示
すような波形の折り返し値｜Ｖref｜に変換される。次
に、乗算手段１２により（ｂ）に示す折り返し値｜Ｖre
f｜と（ｄ）に示す検出電圧Ｖdetとの乗算を行う。な
お、ここでは（ｃ）に示すように出力電圧に直流分が含
まれ変圧器３が飽和しているとし、かつ変圧器３は直流
分を通さないため電圧変成器５で検出する検出電圧Ｖde
tが（ｄ）のようになる場合を考えている。したがっ
て、（ｅ）のような乗算結果が得られる。さらに、
（ｅ）の乗算結果を一次遅れ要素で成るフィルタ１３に
より、交流分の影響が出ないように出力電圧の周期の５
倍以上の時定数で積分すると、（ｅ）の乗算結果の正負
の大きさの違いによって、電圧指令値の周期以上の長い
時間を考えた場合は、（ｆ）に示すようなフィルタ１３
の出力Ｄ1、すなわち、インバータ２の出力電圧に含ま
れている直流分が検出される。
【００１４】そこで、（ｇ）に示す制御演算回路６の出
力である電圧制御指令Ｄｏに、偏磁補償制御回路１０の
出力である直流分Ｄ1を除去するように加算器９で加算
し、（ｈ）に示す加算結果Ｄを得る。このとき加算器９
の符号関係を図示のようにし、直流分Ｄ1は出力電圧の
直流分を除去するような極性に、フィルタ１３で変換す
る。このＤを電圧制御指令としてゲートパルスＧを作成
するゲートパルス発生回路７に与える。ゲートパルス発
生回路７では、電圧制御指令Ｄを変調波とするパルス幅
変調により、電圧制御指令Ｄに応じたパルス幅のパルス
列からなるゲートパルスＧをゲートパルス増幅回路８に
出力する。ゲートパルス増幅回路８はゲートパルスＧを
増幅してインバータ２の各スイッチング素子のゲートに
ゲート信号を出力する。このようにして、インバータ２
は、制御演算回路６の出力である電圧制御指令Ｄｏと偏
磁補償制御回路１０の出力Ｄ1を加算器９で出力電圧の
直流分を除去するように補正した電圧制御指令Ｄによっ
て制御されることになる。したがって、インバータ２の
出力電圧に含まれる直流分を除去することが可能とな
る。
力である電圧制御指令Ｄｏに、偏磁補償制御回路１０の
出力である直流分Ｄ1を除去するように加算器９で加算
し、（ｈ）に示す加算結果Ｄを得る。このとき加算器９
の符号関係を図示のようにし、直流分Ｄ1は出力電圧の
直流分を除去するような極性に、フィルタ１３で変換す
る。このＤを電圧制御指令としてゲートパルスＧを作成
するゲートパルス発生回路７に与える。ゲートパルス発
生回路７では、電圧制御指令Ｄを変調波とするパルス幅
変調により、電圧制御指令Ｄに応じたパルス幅のパルス
列からなるゲートパルスＧをゲートパルス増幅回路８に
出力する。ゲートパルス増幅回路８はゲートパルスＧを
増幅してインバータ２の各スイッチング素子のゲートに
ゲート信号を出力する。このようにして、インバータ２
は、制御演算回路６の出力である電圧制御指令Ｄｏと偏
磁補償制御回路１０の出力Ｄ1を加算器９で出力電圧の
直流分を除去するように補正した電圧制御指令Ｄによっ
て制御されることになる。したがって、インバータ２の
出力電圧に含まれる直流分を除去することが可能とな
る。
【００１５】図３に、上記実施例における制御演算回路
６と偏磁補償制御回路１０の処理をマイクロコンピュー
タを用いて実現する場合の処理内容をフロー図で示す。
図示のように、目標出力電圧指令Ｖrefと検出電圧Ｖdet
を取り込む処理ブロック３０１、３０２、制御演算回路
６における電圧制御指令Ｄｏの演算をする処理ブロック
３０３、目標出力電圧指令の折り返し値｜Ｖref｜を算
出する処理ブロック３０４、目標出力電圧指令の折り返
し値｜Ｖref｜と検出電圧Ｖdetとの乗算を行う処理ブロ
ック３０５、乗算結果を積分によりフィルタ処理する処
理ブロック３０６、積分結果を電圧制御指令Ｄｏから減
算する処理ブロック３０７、この処理ブロック３０７の
演算結果をに基づいてＰＷＭ処理によりゲートパルス信
号を発生する処理ブロック３０８により構成できる。
６と偏磁補償制御回路１０の処理をマイクロコンピュー
タを用いて実現する場合の処理内容をフロー図で示す。
図示のように、目標出力電圧指令Ｖrefと検出電圧Ｖdet
を取り込む処理ブロック３０１、３０２、制御演算回路
６における電圧制御指令Ｄｏの演算をする処理ブロック
３０３、目標出力電圧指令の折り返し値｜Ｖref｜を算
出する処理ブロック３０４、目標出力電圧指令の折り返
し値｜Ｖref｜と検出電圧Ｖdetとの乗算を行う処理ブロ
ック３０５、乗算結果を積分によりフィルタ処理する処
理ブロック３０６、積分結果を電圧制御指令Ｄｏから減
算する処理ブロック３０７、この処理ブロック３０７の
演算結果をに基づいてＰＷＭ処理によりゲートパルス信
号を発生する処理ブロック３０８により構成できる。
【００１６】図４に、本発明の他の実施例の主要部構成
図を示す。本実施例は図１実施例の偏磁補償制御回路１
０の部分を変形したものである。本実施例の偏磁補償制
御回路2０は、目標出力電圧指令Ｖrefと検出電圧Ｖdet
をそれぞれ基本波成分と高調波成分に分割し、各周波数
成分に対応した直流分を検出するようにしたことであ
る。このために、折り返し手段２１内に目標出力電圧指
令Ｖrefを基本波成分と高調波成分に分割する複数の高
調波発生回路２２（２２−１、…、２２−ｎ）が設けら
れ、これに合わせて乗算手段２３（２３−０、…２３−
ｎ）が設けられている。但し、極性判定手段２４は共通
に一つ設けられている。また、乗算手段２５も、検出電
圧Ｖdetを基本波成分と高調波成分に分割して検出する
複数の高調波検出回路２６（２６−０、…２６−ｎ）
と、これに合わせて乗算部２７（２７−０、…２７−
ｎ）が設けられている。また、各周波数成分の直流分を
抽出するため複数のフィルタ２８（２８−０、…２８−
ｎ）が設けられ、それらの出力ｄｏ，…ｄｎは加算器９
の−入力端子に入力されている。
図を示す。本実施例は図１実施例の偏磁補償制御回路１
０の部分を変形したものである。本実施例の偏磁補償制
御回路2０は、目標出力電圧指令Ｖrefと検出電圧Ｖdet
をそれぞれ基本波成分と高調波成分に分割し、各周波数
成分に対応した直流分を検出するようにしたことであ
る。このために、折り返し手段２１内に目標出力電圧指
令Ｖrefを基本波成分と高調波成分に分割する複数の高
調波発生回路２２（２２−１、…、２２−ｎ）が設けら
れ、これに合わせて乗算手段２３（２３−０、…２３−
ｎ）が設けられている。但し、極性判定手段２４は共通
に一つ設けられている。また、乗算手段２５も、検出電
圧Ｖdetを基本波成分と高調波成分に分割して検出する
複数の高調波検出回路２６（２６−０、…２６−ｎ）
と、これに合わせて乗算部２７（２７−０、…２７−
ｎ）が設けられている。また、各周波数成分の直流分を
抽出するため複数のフィルタ２８（２８−０、…２８−
ｎ）が設けられ、それらの出力ｄｏ，…ｄｎは加算器９
の−入力端子に入力されている。
【００１７】このように構成され実施例の動作を、図５
に示した各部の波形を参照して説明する。図５（ａ）は
目標出力電圧指令Ｖref、（ｂ）は第３次高調波成分の
折り返し値、（ｃ）はインバータ２の出力電圧Ｖinv、
（ｄ）は検出電圧Ｖdet、（ｅ）は同図（ｂ）と（ｄ）
の乗算結果、（ｆ）は第３次高調波成分に含まれる直流
成分を示す。まず、目標出力電圧指令Ｖrefの基本波成
分は、そのまま乗算手段２３−０に入力され、ここにお
いて極性判定手段２４からの極性判定信号に従って基本
波の折り返し値が作成される。また、目標出力電圧指令
Ｖrefの高調波成分は、高調波発生回路２２（２２−
１、…、２２−ｎ）で分割され、それぞれの成分の折り
返し値が乗算手段２３（２３−０、…２３−ｎ）で作成
される。図５（ｂ）に第３次高調波成分の折り返し値を
例示する。図示のように、同図（ａ）の基本波の電気角
でπごとに折り返したものとなる。次に、各成分の折り
返し値と高調波検出回路２６（２６−０、…２６−ｎ）
の出力とが乗算手段２５（２５−０、…２５−ｎ）で求
められる。この乗算結果がフィルタ２８（２８−０、…
２８−ｎ）で積分され、これにより各成分に含まれる直
流分ｄｏ，…ｄｎが検出される。そして、この直流分ｄ
ｏ，…ｄｎを除去するように加算器９により、電圧制御
指令Ｄｏに加算される。この加算補正の結果、図１実施
例と同様にインバータ２の出力電圧に含まれる各成分の
直流分を除去することが可能となる。
に示した各部の波形を参照して説明する。図５（ａ）は
目標出力電圧指令Ｖref、（ｂ）は第３次高調波成分の
折り返し値、（ｃ）はインバータ２の出力電圧Ｖinv、
（ｄ）は検出電圧Ｖdet、（ｅ）は同図（ｂ）と（ｄ）
の乗算結果、（ｆ）は第３次高調波成分に含まれる直流
成分を示す。まず、目標出力電圧指令Ｖrefの基本波成
分は、そのまま乗算手段２３−０に入力され、ここにお
いて極性判定手段２４からの極性判定信号に従って基本
波の折り返し値が作成される。また、目標出力電圧指令
Ｖrefの高調波成分は、高調波発生回路２２（２２−
１、…、２２−ｎ）で分割され、それぞれの成分の折り
返し値が乗算手段２３（２３−０、…２３−ｎ）で作成
される。図５（ｂ）に第３次高調波成分の折り返し値を
例示する。図示のように、同図（ａ）の基本波の電気角
でπごとに折り返したものとなる。次に、各成分の折り
返し値と高調波検出回路２６（２６−０、…２６−ｎ）
の出力とが乗算手段２５（２５−０、…２５−ｎ）で求
められる。この乗算結果がフィルタ２８（２８−０、…
２８−ｎ）で積分され、これにより各成分に含まれる直
流分ｄｏ，…ｄｎが検出される。そして、この直流分ｄ
ｏ，…ｄｎを除去するように加算器９により、電圧制御
指令Ｄｏに加算される。この加算補正の結果、図１実施
例と同様にインバータ２の出力電圧に含まれる各成分の
直流分を除去することが可能となる。
【００１８】以上のように、本実施例においても、イン
バータ２の出力電圧の基本波成分と高調波成分に含まれ
る直流分が検出できるため、制御演算回路６の出力に偏
磁補償制御回路２０の出力を加算し、ゲートパルス信号
を補正してインバータ２を制御することにより、出力電
圧に含まれる直流分を除去することができる。その結
果、変圧器３の偏磁を防止でき、インバータ２を安定に
制御することが可能となり、安定した出力電圧を得るこ
とができるという効果がある。
バータ２の出力電圧の基本波成分と高調波成分に含まれ
る直流分が検出できるため、制御演算回路６の出力に偏
磁補償制御回路２０の出力を加算し、ゲートパルス信号
を補正してインバータ２を制御することにより、出力電
圧に含まれる直流分を除去することができる。その結
果、変圧器３の偏磁を防止でき、インバータ２を安定に
制御することが可能となり、安定した出力電圧を得るこ
とができるという効果がある。
【００１９】さらに、基本波成分と高調波成分とに分割
していることから、出力電圧に含まれる高調波成分の大
きさに応じて直流分ｄ１，ｄ２，……，ｄｎに重み付け
をすることが可能となり、高調波成分の大きさに応じた
直流分を除去することができ、より安定した出力電圧を
得ることができるという効果がある。
していることから、出力電圧に含まれる高調波成分の大
きさに応じて直流分ｄ１，ｄ２，……，ｄｎに重み付け
をすることが可能となり、高調波成分の大きさに応じた
直流分を除去することができ、より安定した出力電圧を
得ることができるという効果がある。
【００２０】図６に、本発明の更に他の実施例を示す。
本実施例は図１に示した単相出力の実施例に対し、３相
出力の電力変換装置に適用した実施例である。図示のよ
うに、主回路部は、直流電源３１、３相インバータ３
２、変圧器３３から成り、３４は負荷へ接続される出力
端子である。また、制御装置は、電圧変成器３５から出
力される検出電圧Ｖdetを直交2軸のｄ，ｑ軸成分Ｖｄ，
Ｖｑに分解する３／２相変換手段４０と、３相の目標出
力電圧指令Ｖrefからいわゆる直交２軸のｄ軸、ｑ軸の
指令値Ｖdr、Ｖqrに変換する３相／２相変換回路４１と
を備え、これらｄ，ｑ軸成分を一致させるように制御す
る構成となっている。すなわち、ｄ軸の目標出力電圧指
令Ｖdrと検出電圧Ｖｄの偏差を除去するように電圧制御
指令Ｄｏｄを算出する制御演算回路４２ｄ、ｑ軸の目標
出力電圧指令Ｖqrと検出電圧Ｖｑとの偏差を除去するよ
うに電圧制御指令Ｄｏｑを算出する制御演算回路４２ｑ
と、加算手段４３ｄ，４３ｑを介して入力される電圧制
御指令ＤｄとＤｑを、３相正弦波状の電圧制御指令Ｄｏ
に変換して出力する２相／３相変換回路４４、２相／３
相変換回路４４により３相に変換された電圧制御指令Ｄ
ｏの値に応じてゲートパルス信号Ｇを作成するゲートパ
ルス発生回路４５、このゲートパルスを増幅して３相イ
ンバータ３２の各スイッチング素子のゲートに出力する
ゲートパルス増幅回路４６を含んで構成される公知の部
分に加え、図１実施例と同様の偏磁補償制御回路５０
ｄ，５０ｑがそれぞれｄ，ｑ軸に対応させて設けられて
いる。
本実施例は図１に示した単相出力の実施例に対し、３相
出力の電力変換装置に適用した実施例である。図示のよ
うに、主回路部は、直流電源３１、３相インバータ３
２、変圧器３３から成り、３４は負荷へ接続される出力
端子である。また、制御装置は、電圧変成器３５から出
力される検出電圧Ｖdetを直交2軸のｄ，ｑ軸成分Ｖｄ，
Ｖｑに分解する３／２相変換手段４０と、３相の目標出
力電圧指令Ｖrefからいわゆる直交２軸のｄ軸、ｑ軸の
指令値Ｖdr、Ｖqrに変換する３相／２相変換回路４１と
を備え、これらｄ，ｑ軸成分を一致させるように制御す
る構成となっている。すなわち、ｄ軸の目標出力電圧指
令Ｖdrと検出電圧Ｖｄの偏差を除去するように電圧制御
指令Ｄｏｄを算出する制御演算回路４２ｄ、ｑ軸の目標
出力電圧指令Ｖqrと検出電圧Ｖｑとの偏差を除去するよ
うに電圧制御指令Ｄｏｑを算出する制御演算回路４２ｑ
と、加算手段４３ｄ，４３ｑを介して入力される電圧制
御指令ＤｄとＤｑを、３相正弦波状の電圧制御指令Ｄｏ
に変換して出力する２相／３相変換回路４４、２相／３
相変換回路４４により３相に変換された電圧制御指令Ｄ
ｏの値に応じてゲートパルス信号Ｇを作成するゲートパ
ルス発生回路４５、このゲートパルスを増幅して３相イ
ンバータ３２の各スイッチング素子のゲートに出力する
ゲートパルス増幅回路４６を含んで構成される公知の部
分に加え、図１実施例と同様の偏磁補償制御回路５０
ｄ，５０ｑがそれぞれｄ，ｑ軸に対応させて設けられて
いる。
【００２１】各偏磁補償制御回路５０ｄ，５０ｑは、目
標出力電圧指令Ｖdr、Ｖqrの折返し値を作成する折り返
し手段と、この折り返し値と検出電圧Ｖｄ、Ｖｑを乗算
する乗算手段、及び乗算結果を積分するフィルタから構
成されており、具体的には、図１と同様の構成であるこ
とから説明を省略する。
標出力電圧指令Ｖdr、Ｖqrの折返し値を作成する折り返
し手段と、この折り返し値と検出電圧Ｖｄ、Ｖｑを乗算
する乗算手段、及び乗算結果を積分するフィルタから構
成されており、具体的には、図１と同様の構成であるこ
とから説明を省略する。
【００２２】このように構成される実施例の動作は、直
交２軸成分に分けて直流分を検出する点を除き図１実施
例と同様である。すなわち、ｄ軸に対応した偏磁補償制
御回路５０ｄ出力である直流分Ｄｄ１と、制御演算回路
４２ｄの出力である電圧制御指令Ｄｄｏを直流分を除去
するように加算手段４３ｄで加算する。また、ｑ軸に対
応した偏磁補償制御回路５０ｑの出力である直流分Ｄｑ
１と、制御演算回路４２ｑの出力である電圧制御指令Ｄ
ｑｏを直流分を除去するように加算手段４３ｑで加算す
る。次に、これらの加算結果Ｄｄ、Ｄｑを２相／３相変
換回路４４で３相の電圧制御指令Ｄを作成し、これに基
づいてゲートパルス発生回路４５により３相のゲートパ
ルス信号Ｇを作成する。これに基づいてゲートパルス増
幅回路４６は３相インバータ３２の各スイッチング素子
を駆動制御し、３相インバータ回路３２の出力から直流
分が除去される。
交２軸成分に分けて直流分を検出する点を除き図１実施
例と同様である。すなわち、ｄ軸に対応した偏磁補償制
御回路５０ｄ出力である直流分Ｄｄ１と、制御演算回路
４２ｄの出力である電圧制御指令Ｄｄｏを直流分を除去
するように加算手段４３ｄで加算する。また、ｑ軸に対
応した偏磁補償制御回路５０ｑの出力である直流分Ｄｑ
１と、制御演算回路４２ｑの出力である電圧制御指令Ｄ
ｑｏを直流分を除去するように加算手段４３ｑで加算す
る。次に、これらの加算結果Ｄｄ、Ｄｑを２相／３相変
換回路４４で３相の電圧制御指令Ｄを作成し、これに基
づいてゲートパルス発生回路４５により３相のゲートパ
ルス信号Ｇを作成する。これに基づいてゲートパルス増
幅回路４６は３相インバータ３２の各スイッチング素子
を駆動制御し、３相インバータ回路３２の出力から直流
分が除去される。
【００２３】本実施例によれば、３相出力の電力変換装
置の場合も、偏磁補償制御回路５０ｄ，ｑによってイン
バータ３２の出力電圧に含まれる直流分を検出でき、こ
れにより電圧制御指令を補正することにより、インバー
タ出力電圧に含まれる直流成分を除去することができ
る。その結果、変圧器３３の偏磁を防止でき、インバー
タ３２を安定に制御することが可能となり、安定した出
力電圧が得られ、負荷に安定な３相交流電力を供給でき
るという効果がある。また、３相の目標出力電圧指令値
あるいは出力電圧の検出電圧をｄ軸、ｑ軸の２相に変換
する手段を用いることにより、３相出力の電力変換装置
の場合でも容易に本発明を実現できる。
置の場合も、偏磁補償制御回路５０ｄ，ｑによってイン
バータ３２の出力電圧に含まれる直流分を検出でき、こ
れにより電圧制御指令を補正することにより、インバー
タ出力電圧に含まれる直流成分を除去することができ
る。その結果、変圧器３３の偏磁を防止でき、インバー
タ３２を安定に制御することが可能となり、安定した出
力電圧が得られ、負荷に安定な３相交流電力を供給でき
るという効果がある。また、３相の目標出力電圧指令値
あるいは出力電圧の検出電圧をｄ軸、ｑ軸の２相に変換
する手段を用いることにより、３相出力の電力変換装置
の場合でも容易に本発明を実現できる。
【００２４】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
インバータの出力に含まれる直流分を検出し、該直流分
を除去するように電圧制御指令を補正していることか
ら、インバータの出力に接続された変圧器の偏磁を防止
することができる。
インバータの出力に含まれる直流分を検出し、該直流分
を除去するように電圧制御指令を補正していることか
ら、インバータの出力に接続された変圧器の偏磁を防止
することができる。
【００２５】また、変圧器の出力電圧を検出し、該検出
電圧に目標出力電圧の折り返し値を乗算し、該乗算値に
含まれる直流分を抽出することにより行うようにしたも
のによれば、変圧器を通さないインバータの出力に含ま
れる直流分を検出することができる。
電圧に目標出力電圧の折り返し値を乗算し、該乗算値に
含まれる直流分を抽出することにより行うようにしたも
のによれば、変圧器を通さないインバータの出力に含ま
れる直流分を検出することができる。
【００２６】また、インバータ出力の直流分が除去され
る結果、変圧器の偏磁が防止されるとともに、インバー
タを安定に制御することが可能になり、負荷に安定な電
力を供給できるという効果がある。
る結果、変圧器の偏磁が防止されるとともに、インバー
タを安定に制御することが可能になり、負荷に安定な電
力を供給できるという効果がある。
【図１】本発明の一実施例の電力変換装置の構成図であ
る。
る。
【図２】図１実施例の動作を説明するための各部の波形
を示す図である。
を示す図である。
【図３】図１実施例の制御装置の要部をコンピュータを
用いて実現する場合の処理手順を示すフロー図である。
用いて実現する場合の処理手順を示すフロー図である。
【図４】本発明の他の実施例の電力変換装置の要部構成
図である。
図である。
【図５】図４実施例の動作を説明するための各部の波形
を示す図である。
を示す図である。
【図６】本発明を３相の電力変換装置に適用してなる一
実施例の構成図である。
実施例の構成図である。
１、３１ 直流電源 ２、３２ インバータ ３、３３ 変圧器 ４、３４ 出力端子 ５、３５ 電圧変成器 ６、４２ｄ，ｑ 制御演算回路 ７、４５ ゲートパルス発生回路 ８、４６ ゲートパルス増幅回路 ９、４３ｄ，ｑ 加算器 １０、２０、５０ｄ，ｑ 偏磁補償制御回路 １１、２１ 折り返し手段 １１ａ、２４ 極性判定手段 １１ｂ、２３ 乗算手段 １２、２５ 乗算手段 １３、２８ フィルタ ２２ 高調波発生回路 ２６ 高調波検出回路 ４０ ３／２相変換手段 ４１ ３／２相変換手段 ４４ ２／３相変換手段
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 徳永 紀一 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社 日立製作所 日立研究所内 (56)参考文献 特開 平２−111266（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−95179（ＪＰ，Ａ) 特開 昭64−89970（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/537 H02M 7/48
Claims (6)
- 【請求項１】 直流を交流に変換し変圧器を介して負荷
に供給するインバータの各スイッチング素子を、目標出
力電圧と前記変圧器出力の検出電圧との偏差を除去すべ
く生成される電圧制御指令に基づいて駆動して、前記イ
ンバータの出力周波数と出力電圧とを制御する電力変換
装置の制御方法において、前記変圧器出力の検出電圧に
前記目標出力電圧の折り返し値を乗算し、該乗算値に含
まれる直流分を抽出することにより前記インバータの出
力に含まれる直流分を検出し、該直流分に基づいて前記
電圧制御指令を補正して前記変圧器の偏磁を防止するこ
とを特徴とする電力変換装置の制御方法。 - 【請求項２】 請求項１において、前記検出電圧と前記
目標出力電圧をそれぞれ周波数分析し、各周波数ごとに
前記乗算と直流分の抽出を行うことを特徴とする電力変
換装置の制御方法。 - 【請求項３】 直流を交流に変換し変圧器を介して負荷
に供給するインバータの各スイッチング素子を、目標出
力電圧と前記変圧器出力の検出電圧との偏差偏差を除去
すべく生成される電圧制御指令に基づいて駆動して、前
記インバータの出力周波数と出力電圧とを制御する電力
変換装置の制御方法において、前記インバータが３相の
場合、前記変圧器出力の検出電圧を直交２相成分に分解
するとともに、前記目標出力電圧を直交２相成分に分解
してそれぞれ折り返し値を求め、それぞれ対応する２相
成分ごとに検出電圧と目標出力電圧とを乗算し、該乗算
値に含まれる直流分を抽出して前記インバータの出力に
含まれる直流分を検出し、該直流分に基づいて前記電圧
制御指令を補正して前記変圧器の偏磁を防止することを
特徴とする電力変換装置の制御方法。 - 【請求項４】 直流電力を交流に変換し変圧器を介して
負荷に電力を供給するインバータと、該変圧器の出力電
圧を検出する電圧検出器と、目標とする周波数と電圧に
応じた波形の目標出力電圧指令と前記電圧検出器により
検出される検出電圧との偏差を除去すべく、該偏差に応
じた波形の電圧制御指令を生成する電圧制御手段と、該
電圧制御手段から出力される電圧制御指令に基づいて前
記インバータの各スイッチング素子のゲート信号を生成
して各スイッチング素子を制御するゲート制御手段とを
含んでなる電力変換装置において、目標出力電圧指令の
波形を電気角πごとに折り返してなる折り返し値を生成
する折り返し手段と、該折り返し値と前記検出電圧を乗
算する乗算手段と、該乗算手段の出力信号から直流分を
抽出するフィルタとを有してなり、該フィルタの出力に
より前記電圧制御指令を補正する偏磁補償手段を設けた
ことを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項５】 請求項４において、前記偏磁補償手段
が、前記目標出力電圧と前記検出電圧とをそれぞれ基本
波成分と高調波成分に分析する周波数分析手段を有して
なり、該分析で得られた各周波数成分ごとに、前記折り
返し手段と乗算手段とフィルタとを設けてなることを特
徴とする電力変換装置。 - 【請求項６】 請求項４において、前記インバータが３
相の場合、前記偏磁補償手段に、前記変圧器の出力電圧
を検出して該検出電圧を直交２相成分に分解する第１の
３／２相変換手段と、目標出力電圧を直交２相成分に分
解する第２の３／２相変換手段とを設けるとともに、該
直交２成分ごとに前記折り返し手段と乗算手段とフィル
タと、該フィルタの出力を３相成分に変換する２／３相
変換手段とを設け、該２／３相変換手段の出力により前
記電圧制御指令の各相成分を補正することを特徴とする
電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23622091A JP3265397B2 (ja) | 1991-09-17 | 1991-09-17 | 電力変換装置の制御方法及びその方法を用いてなる電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23622091A JP3265397B2 (ja) | 1991-09-17 | 1991-09-17 | 電力変換装置の制御方法及びその方法を用いてなる電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0583955A JPH0583955A (ja) | 1993-04-02 |
| JP3265397B2 true JP3265397B2 (ja) | 2002-03-11 |
Family
ID=16997565
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23622091A Expired - Fee Related JP3265397B2 (ja) | 1991-09-17 | 1991-09-17 | 電力変換装置の制御方法及びその方法を用いてなる電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3265397B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6092955A (ja) * | 1983-10-27 | 1985-05-24 | 株式会社東芝 | 列車遅れ回復時間指令装置 |
| JP4576068B2 (ja) * | 2001-04-18 | 2010-11-04 | 東京電力株式会社 | 系統連系電力変換システムの制御装置 |
| JP5865090B2 (ja) * | 2012-01-19 | 2016-02-17 | 株式会社ダイヘン | 電力変換回路の制御回路、この制御回路を用いた系統連系インバータシステムおよび単相ｐｗｍコンバータシステム |
| JP6175933B2 (ja) * | 2013-06-25 | 2017-08-09 | 富士電機株式会社 | オフセット補償装置 |
| EP4156490A4 (en) * | 2020-05-21 | 2023-06-21 | Mitsubishi Electric Corporation | POWER CONVERTER |
-
1991
- 1991-09-17 JP JP23622091A patent/JP3265397B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0583955A (ja) | 1993-04-02 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |