JP3298441B2 - 電圧形ｐｗｍインバータの電圧制御装置 - Google Patents
電圧形ｐｗｍインバータの電圧制御装置Info
- Publication number
- JP3298441B2 JP3298441B2 JP03591397A JP3591397A JP3298441B2 JP 3298441 B2 JP3298441 B2 JP 3298441B2 JP 03591397 A JP03591397 A JP 03591397A JP 3591397 A JP3591397 A JP 3591397A JP 3298441 B2 JP3298441 B2 JP 3298441B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- capacitor current
- value
- pwm inverter
- current
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は無停電電源装置のよ
うに、所望の大きさと周波数の交流電圧を電圧形ＰＷＭ
インバータにより出力する装置に関し、特にインバータ
の出力電圧を電圧波形の歪を低減して高精度に制御する
のに好適な、電圧形ＰＷＭインバータの電圧制御装置に
関する。
うに、所望の大きさと周波数の交流電圧を電圧形ＰＷＭ
インバータにより出力する装置に関し、特にインバータ
の出力電圧を電圧波形の歪を低減して高精度に制御する
のに好適な、電圧形ＰＷＭインバータの電圧制御装置に
関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、電圧形ＰＷＭインバータの出力電
圧を制御する電圧制御装置では、インバータの出力電圧
を交流リアクトルとコンデンサとから成るＬＣフィルタ
でPWM電圧成分を除去し、ＬＣフィルタ後の電圧が所望
の瞬時電圧に一致するよう出力電圧のフィードバック制
御を実行する。このとき、ＬＣフィルタはその共振周波
数でゲインピークを持つ。ＬＣフィルタの共振周波数は
電圧形ＰＷＭインバータのＰＷＭ周波数の１／３から１
／５程度に選定され、インバータ出力電圧に含まれるＰ
ＷＭ電圧が十分減衰するように設定される。
圧を制御する電圧制御装置では、インバータの出力電圧
を交流リアクトルとコンデンサとから成るＬＣフィルタ
でPWM電圧成分を除去し、ＬＣフィルタ後の電圧が所望
の瞬時電圧に一致するよう出力電圧のフィードバック制
御を実行する。このとき、ＬＣフィルタはその共振周波
数でゲインピークを持つ。ＬＣフィルタの共振周波数は
電圧形ＰＷＭインバータのＰＷＭ周波数の１／３から１
／５程度に選定され、インバータ出力電圧に含まれるＰ
ＷＭ電圧が十分減衰するように設定される。
【０００３】このとき、ＬＣフィルタの共振特性によ
り、電圧制御系の応答を十分に高くできなかったり、外
乱の影響で出力電圧波形が持続振動したりすることが知
られている。このため、ＬＣフィルタの減衰特性を無損
失で改善する手段として、特開平8−223926 号公報に記
載の方法が知られている。この従来技術によれば、ＬＣ
フィルタコンデンサ電流を検出して制御することで、等
価的に出力電圧の微分値をフィードバックできるため、
ＬＣフィルタでの減衰特性を改善でき、この結果、イン
バータの出力電圧を応答よく制御できる。
り、電圧制御系の応答を十分に高くできなかったり、外
乱の影響で出力電圧波形が持続振動したりすることが知
られている。このため、ＬＣフィルタの減衰特性を無損
失で改善する手段として、特開平8−223926 号公報に記
載の方法が知られている。この従来技術によれば、ＬＣ
フィルタコンデンサ電流を検出して制御することで、等
価的に出力電圧の微分値をフィードバックできるため、
ＬＣフィルタでの減衰特性を改善でき、この結果、イン
バータの出力電圧を応答よく制御できる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかし、従来技術で
は、ＬＣフィルタのコンデンサに流れる電流に含まれる
ＰＷＭ成分がコンデンサ電流制御系に与える影響につい
て検討されていない。このコンデンサ電流に含まれるＰ
ＷＭ成分は、コンデンサ電流のフィードバック制御系に
おける検出ノイズとなり、制御特性を劣化させる。この
ため、帯域除去フィルタによりＰＷＭ周波数成分のみを
除去したり、低域通過フィルタによりPWM周波数成分を
減衰させたりしてコンデンサ電流制御を実行する。
は、ＬＣフィルタのコンデンサに流れる電流に含まれる
ＰＷＭ成分がコンデンサ電流制御系に与える影響につい
て検討されていない。このコンデンサ電流に含まれるＰ
ＷＭ成分は、コンデンサ電流のフィードバック制御系に
おける検出ノイズとなり、制御特性を劣化させる。この
ため、帯域除去フィルタによりＰＷＭ周波数成分のみを
除去したり、低域通過フィルタによりPWM周波数成分を
減衰させたりしてコンデンサ電流制御を実行する。
【０００５】このようにＰＷＭ成分を帯域除去フィルタ
や低域通過フィルタで除去することでコンデンサ電流に
含まれるＰＷＭ成分は低減できるが、これにより、コン
デンサ電流フィードバック制御系の応答を十分高くでき
なくなり、結果として電圧制御応答を向上できなくな
る。
や低域通過フィルタで除去することでコンデンサ電流に
含まれるＰＷＭ成分は低減できるが、これにより、コン
デンサ電流フィードバック制御系の応答を十分高くでき
なくなり、結果として電圧制御応答を向上できなくな
る。
【０００６】一方、ＬＣフィルタのコンデンサ値を大き
くすることで、コンデンサ電流に含まれるＰＷＭリプル
成分の割合を低減でき、帯域除去フィルタや低域通過フ
ィルタによるＰＷＭ成分除去がコンデンサ電流制御系に
与える影響を低減できるが、コンデンサ電流値自体が増
加するため、インバータ出力から見ると無効電流が増加
することとなり、電圧形ＰＷＭインバータの効率が低下
する。
くすることで、コンデンサ電流に含まれるＰＷＭリプル
成分の割合を低減でき、帯域除去フィルタや低域通過フ
ィルタによるＰＷＭ成分除去がコンデンサ電流制御系に
与える影響を低減できるが、コンデンサ電流値自体が増
加するため、インバータ出力から見ると無効電流が増加
することとなり、電圧形ＰＷＭインバータの効率が低下
する。
【０００７】本発明の目的は，コンデンサ電流によるイ
ンバータ効率低下を最少化し、コンデンサ電流に含まれ
るＰＷＭ成分がコンデンサ電流制御系に与える影響のな
い、電圧形ＰＷＭインバータの制御装置を提供すること
にある。
ンバータ効率低下を最少化し、コンデンサ電流に含まれ
るＰＷＭ成分がコンデンサ電流制御系に与える影響のな
い、電圧形ＰＷＭインバータの制御装置を提供すること
にある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め，コンデンサ電流のＰＷＭ成分は電圧形ＰＷＭインバ
ータのＰＷＭ電圧に依存することに着目し、ＰＷＭ信号
を生成するための搬送波信号に同期してコンデンサ電流
を検出し、検出時点間は検出した電流値をサンプルホー
ルドする。また、搬送波と同期させるタイミングは、搬
送波の正，負の最大振幅時点に一致させる。更に、搬送
波の正，負の最大振幅時点毎に検出されたコンデンサ電
流から検出時点でのコンデンサ電流の瞬時値を予測する
手段を設ける。これらの手段により検出されたコンデン
サ電流値を用いて、電圧形ＰＷＭインバータの出力電圧
を制御する。
め，コンデンサ電流のＰＷＭ成分は電圧形ＰＷＭインバ
ータのＰＷＭ電圧に依存することに着目し、ＰＷＭ信号
を生成するための搬送波信号に同期してコンデンサ電流
を検出し、検出時点間は検出した電流値をサンプルホー
ルドする。また、搬送波と同期させるタイミングは、搬
送波の正，負の最大振幅時点に一致させる。更に、搬送
波の正，負の最大振幅時点毎に検出されたコンデンサ電
流から検出時点でのコンデンサ電流の瞬時値を予測する
手段を設ける。これらの手段により検出されたコンデン
サ電流値を用いて、電圧形ＰＷＭインバータの出力電圧
を制御する。
【０００９】コンデンサ電流を搬送波の正，負の最大振
幅時点に同期して検出することで、コンデンサ電流の基
本波成分の瞬時値を検出できる。これは、検出遅れのな
い帯域除去フィルタでＰＷＭ成分を除去するのと同様な
効果が得られる。また、コンデンサ電流の瞬時値を予測
する手段を設けることで、制御応答を一層向上できる。
幅時点に同期して検出することで、コンデンサ電流の基
本波成分の瞬時値を検出できる。これは、検出遅れのな
い帯域除去フィルタでＰＷＭ成分を除去するのと同様な
効果が得られる。また、コンデンサ電流の瞬時値を予測
する手段を設けることで、制御応答を一層向上できる。
【００１０】
【発明の実施の形態】以下、本発明による実施例を図１
により説明する。電圧形ＰＷＭインバータ１は、電源電
圧２の出力を直流電圧に変換するコンバータ１１と、直
流電圧を平滑化するための平滑コンデンサ１２，直流電
圧を３相交流電圧に変換するための電圧形ＰＷＭインバ
ータ１３，前記電圧形ＰＷＭインバータの出力電圧から
ＰＷＭ成分を除去するためのＬＣフィルタ１４から構成
されている。ここで、電圧形ＰＷＭインバータ１３は共
通相をＶ相とし、ＵＶ間とＶＷ間の線間電圧をＰＷＭ制
御する構成となっている。また、ＬＣフィルタ１４は、
Ｕ相およびＷ相に設けた交流リアクトル１４１と、ＵＶ
間およびＶＷ間の線間に設けたコンデンサ142により構
成される。
により説明する。電圧形ＰＷＭインバータ１は、電源電
圧２の出力を直流電圧に変換するコンバータ１１と、直
流電圧を平滑化するための平滑コンデンサ１２，直流電
圧を３相交流電圧に変換するための電圧形ＰＷＭインバ
ータ１３，前記電圧形ＰＷＭインバータの出力電圧から
ＰＷＭ成分を除去するためのＬＣフィルタ１４から構成
されている。ここで、電圧形ＰＷＭインバータ１３は共
通相をＶ相とし、ＵＶ間とＶＷ間の線間電圧をＰＷＭ制
御する構成となっている。また、ＬＣフィルタ１４は、
Ｕ相およびＷ相に設けた交流リアクトル１４１と、ＵＶ
間およびＶＷ間の線間に設けたコンデンサ142により構
成される。
【００１１】電圧形ＰＷＭインバータの電圧制御装置３
は、インバータ線間出力電圧の指令値Ｖuvr，Ｖvwrを入
力とし、ＬＣフィルタ１４の出力電圧をフィードバック
量として両者が一致するように電圧制御する電圧制御部
３１と、マイナーループ制御系に設けられたコンデンサ
電流制御部３２とから構成される。コンデンサ電流制御
系により演算された電圧指令値をＰＷＭ制御部３３によ
りパルス幅変調し、この結果により電圧形ＰＷＭインバ
ータのスイッチング素子をオン／オフ制御をするための
ゲート信号を得る。ここで、ＰＷＭ制御部では、電圧形
ＰＷＭインバータへの電圧指令値を搬送波信号３４と比
較してパルス幅変調するサブハーモニック変調方式を用
いる。なお、電圧形ＰＷＭインバータの出力電圧を検出
するためにＬＣフィルタ１４のコンデンサ電圧を検出す
るための電圧検出器１４３が、また、コンデンサ電流を
検出するために電流検出器１４４が、それぞれ用いられ
る。
は、インバータ線間出力電圧の指令値Ｖuvr，Ｖvwrを入
力とし、ＬＣフィルタ１４の出力電圧をフィードバック
量として両者が一致するように電圧制御する電圧制御部
３１と、マイナーループ制御系に設けられたコンデンサ
電流制御部３２とから構成される。コンデンサ電流制御
系により演算された電圧指令値をＰＷＭ制御部３３によ
りパルス幅変調し、この結果により電圧形ＰＷＭインバ
ータのスイッチング素子をオン／オフ制御をするための
ゲート信号を得る。ここで、ＰＷＭ制御部では、電圧形
ＰＷＭインバータへの電圧指令値を搬送波信号３４と比
較してパルス幅変調するサブハーモニック変調方式を用
いる。なお、電圧形ＰＷＭインバータの出力電圧を検出
するためにＬＣフィルタ１４のコンデンサ電圧を検出す
るための電圧検出器１４３が、また、コンデンサ電流を
検出するために電流検出器１４４が、それぞれ用いられ
る。
【００１２】まず、電圧制御部３１では、各線間毎にコ
ンデンサ電圧を検出し、電圧制御演算を実行する。ここ
では、ＵＶ間の線間電圧の電圧制御演算について説明す
る。電圧指令値Ｖuvr と、電圧検出器１４３により検出
された線間電圧の検出値Ｖuvとの偏差を加算器３１１に
より演算する。その偏差が減少するように制御演算（Ｇ
ｖ）３１２を実行する。次に、電圧指令値と前記制御演
算の出力とを加算器３１３で加算して電圧指令値を演算
する。一方、コンデンサ電流は電流検出器１４２により
検出され、ＰＷＭ制御のための搬送波信号３４の正，負
の最大振幅時点で同期した検出信号により、検出信号の
タイミング毎にサンプルホールドされる。ここで、サン
プルホールドは、検出信号毎に入力電流を保持するサン
プルホールダ３２１により実行される。
ンデンサ電圧を検出し、電圧制御演算を実行する。ここ
では、ＵＶ間の線間電圧の電圧制御演算について説明す
る。電圧指令値Ｖuvr と、電圧検出器１４３により検出
された線間電圧の検出値Ｖuvとの偏差を加算器３１１に
より演算する。その偏差が減少するように制御演算（Ｇ
ｖ）３１２を実行する。次に、電圧指令値と前記制御演
算の出力とを加算器３１３で加算して電圧指令値を演算
する。一方、コンデンサ電流は電流検出器１４２により
検出され、ＰＷＭ制御のための搬送波信号３４の正，負
の最大振幅時点で同期した検出信号により、検出信号の
タイミング毎にサンプルホールドされる。ここで、サン
プルホールドは、検出信号毎に入力電流を保持するサン
プルホールダ３２１により実行される。
【００１３】搬送波の正，負の最大振幅時点でのタイミ
ングでサンプルホールドされたコンデンサ電流の検出値
にコンデンサ電流の制御演算（Ｇｉ）３２２を実行し、
その結果を加算器３２３により、前記電圧制御手段の出
力電圧から減算することで、ＰＷＭ制御するための電圧
指令値を演算する。
ングでサンプルホールドされたコンデンサ電流の検出値
にコンデンサ電流の制御演算（Ｇｉ）３２２を実行し、
その結果を加算器３２３により、前記電圧制御手段の出
力電圧から減算することで、ＰＷＭ制御するための電圧
指令値を演算する。
【００１４】このときの動作波形を、図２に示す単相出
力制御の場合について説明する。図２において、電圧形
ＰＷＭインバータ１３が単相出力になっただけで、電圧
制御系の構成は同じである。このときの動作波形を図３
に示す。（ａ）が搬送波信号の正，負の最大振幅時点に
対応した検出信号のタイミング図、（ｂ）がＰＷＭ制御
の原理図を示すもので、正弦波状の電圧指令を三角波状
の搬送波信号と比較した結果としてＰＷＭ制御信号を得
る。また、（ｃ）は電圧形ＰＷＭインバータ１３の出力
電圧波形を示す。いま、ＬＣフィルタの出力に線形負荷
が接続されている場合、この出力電圧とほぼ同位相の電
流がインバータからの出力電流として負荷に流れる。こ
のとき、交流リアクトル１４１に流れる電流を(ｄ)に示
す。出力電圧のＰＷＭ成分に対応したリプル成分を持つ
電流がリアクトルに流れる。一方、コンデンサ電流は、
ＰＷＭ電圧に対して進み電流となる。このとき、ＰＷＭ
電圧の影響により、リアクトル電流と同様にＰＷＭ電圧
に依存したリプル電流となる。
力制御の場合について説明する。図２において、電圧形
ＰＷＭインバータ１３が単相出力になっただけで、電圧
制御系の構成は同じである。このときの動作波形を図３
に示す。（ａ）が搬送波信号の正，負の最大振幅時点に
対応した検出信号のタイミング図、（ｂ）がＰＷＭ制御
の原理図を示すもので、正弦波状の電圧指令を三角波状
の搬送波信号と比較した結果としてＰＷＭ制御信号を得
る。また、（ｃ）は電圧形ＰＷＭインバータ１３の出力
電圧波形を示す。いま、ＬＣフィルタの出力に線形負荷
が接続されている場合、この出力電圧とほぼ同位相の電
流がインバータからの出力電流として負荷に流れる。こ
のとき、交流リアクトル１４１に流れる電流を(ｄ)に示
す。出力電圧のＰＷＭ成分に対応したリプル成分を持つ
電流がリアクトルに流れる。一方、コンデンサ電流は、
ＰＷＭ電圧に対して進み電流となる。このとき、ＰＷＭ
電圧の影響により、リアクトル電流と同様にＰＷＭ電圧
に依存したリプル電流となる。
【００１５】いま、電圧制御系のマイナーループ系に設
けたコンデンサ電流制御系はＬＣフィルタでの共振特性
を減衰させることで電圧制御応答を向上させる役割があ
る。このため、コンデンサ電流の電流リプルの影響を受
けず、コンデンサ電流の瞬時値を検出してコンデンサ電
流制御系を構成する必要がある。ここで、リプル成分が
含まれたコンデンサ電流をそのままフィードバックして
コンデンサ電流制御系を構成したのでは、検出ノイズの
影響が大きく、安定なコンデンサ電流制御系を構成でき
ない。一方、このリプル成分をＰＷＭ周波数成分近傍を
除去する帯域除去フィルタや、ＰＷＭ周波数に対応した
高周波成分を減衰させる低域通過フィルタを用いたので
は、これによる検出遅れの影響でコンデンサ電流の瞬時
値が検出できないため、同様に応答の良好な制御系を構
成できない。
けたコンデンサ電流制御系はＬＣフィルタでの共振特性
を減衰させることで電圧制御応答を向上させる役割があ
る。このため、コンデンサ電流の電流リプルの影響を受
けず、コンデンサ電流の瞬時値を検出してコンデンサ電
流制御系を構成する必要がある。ここで、リプル成分が
含まれたコンデンサ電流をそのままフィードバックして
コンデンサ電流制御系を構成したのでは、検出ノイズの
影響が大きく、安定なコンデンサ電流制御系を構成でき
ない。一方、このリプル成分をＰＷＭ周波数成分近傍を
除去する帯域除去フィルタや、ＰＷＭ周波数に対応した
高周波成分を減衰させる低域通過フィルタを用いたので
は、これによる検出遅れの影響でコンデンサ電流の瞬時
値が検出できないため、同様に応答の良好な制御系を構
成できない。
【００１６】これに対して、搬送波信号の正，負の最大
振幅時点毎にサンプルホールドすることで、リプル成分
がなく、コンデンサ電流の基本波成分の瞬時値に対応し
たコンデンサ電流を検出できる。その動作波形を（ｅ）
に示す。リプル成分を含む波形に対して、検出信号のタ
イミングでサンプルすることにより、コンデンサ電流の
基本波成分の瞬時値に対応した電流を検出できている。
このときの電圧制御系の構成を図４に示す。ここで、電
圧制御部３１での電圧制御演算３１２は比例積分制御
を、コンデンサ電流制御部３２でのコンデンサ電流制御
演算３２２は比例制御を、それぞれ用いた。
振幅時点毎にサンプルホールドすることで、リプル成分
がなく、コンデンサ電流の基本波成分の瞬時値に対応し
たコンデンサ電流を検出できる。その動作波形を（ｅ）
に示す。リプル成分を含む波形に対して、検出信号のタ
イミングでサンプルすることにより、コンデンサ電流の
基本波成分の瞬時値に対応した電流を検出できている。
このときの電圧制御系の構成を図４に示す。ここで、電
圧制御部３１での電圧制御演算３１２は比例積分制御
を、コンデンサ電流制御部３２でのコンデンサ電流制御
演算３２２は比例制御を、それぞれ用いた。
【００１７】以上述べたように、本実施例によれば、Ｐ
ＷＭ信号生成のための搬送波信号に同期させるだけで、
帯域除去フィルタと等価で、かつ、検出遅れのないコン
デンサ電流制御系を構成できる。
ＷＭ信号生成のための搬送波信号に同期させるだけで、
帯域除去フィルタと等価で、かつ、検出遅れのないコン
デンサ電流制御系を構成できる。
【００１８】本発明による第２の実施例での電圧制御系
の構成を図５に示す。図４と異なるところはコンデンサ
電流制御部３２であり、他は図４に示した制御系と同じ
構成である。本実施例では、比例微分制御によりコンデ
ンサ電流制御系を構成する。すなわち、コンデンサ電流
制御部３２において、コンデンサ電流Ｉｃを搬送波信号
の正，負の最大振幅時点毎にサンプルホールダ３２１に
よりサンプルホールドする。コンデンサ電流制御演算部
３２２では、その時点でのサンプルホールド値と前回の
サンプルホールド時点でのサンプルホールド値との差分
を演算し、その結果に微分制御ゲインｋidを乗算する。
一方、今回のサンプルホールド時点でのコンデンサ電流
のサンプルホールド値は比例制御により比例ゲインｋip
を乗算する。比例制御の演算結果に微分制御の演算結果
を加算した値を、コンデンサ電流制御系による補償量と
して電圧制御部３１で演算された電圧指令値から加算器
３２３で減算することにより、電圧形ＰＷＭインバータ
１３に対する電圧指令値を出力する。
の構成を図５に示す。図４と異なるところはコンデンサ
電流制御部３２であり、他は図４に示した制御系と同じ
構成である。本実施例では、比例微分制御によりコンデ
ンサ電流制御系を構成する。すなわち、コンデンサ電流
制御部３２において、コンデンサ電流Ｉｃを搬送波信号
の正，負の最大振幅時点毎にサンプルホールダ３２１に
よりサンプルホールドする。コンデンサ電流制御演算部
３２２では、その時点でのサンプルホールド値と前回の
サンプルホールド時点でのサンプルホールド値との差分
を演算し、その結果に微分制御ゲインｋidを乗算する。
一方、今回のサンプルホールド時点でのコンデンサ電流
のサンプルホールド値は比例制御により比例ゲインｋip
を乗算する。比例制御の演算結果に微分制御の演算結果
を加算した値を、コンデンサ電流制御系による補償量と
して電圧制御部３１で演算された電圧指令値から加算器
３２３で減算することにより、電圧形ＰＷＭインバータ
１３に対する電圧指令値を出力する。
【００１９】このときの動作波形を図６に示す。図３の
動作条件と同じ場合について示す。（ｅ）のコンデンサ
電流の検出において、ＰＷＭ制御の搬送波の正，負の最
大振幅時点毎にサンプルホールドした結果を、サンプル
ホールド時点の前回値を用いた微分制御により予測して
制御することにより、サンプルホールド区間での位相遅
れ分を補償でき、サンプルホールド時点だけでなく、サ
ンプルホールド区間全体で、検出したいコンデンサ電流
の基本波成分の瞬時値に一致した電流を検出できる。こ
れにより、コンデンサ電流に含まれるＰＷＭ成分を位相
遅れを招くことなく除去でき、またコンデンサ電流の瞬
時値を予測して検出できるため、電圧形ＰＷＭインバー
タの出力電圧を高応答に制御できる。この結果、出力電
圧歪を抑制した電圧制御を達成できる。
動作条件と同じ場合について示す。（ｅ）のコンデンサ
電流の検出において、ＰＷＭ制御の搬送波の正，負の最
大振幅時点毎にサンプルホールドした結果を、サンプル
ホールド時点の前回値を用いた微分制御により予測して
制御することにより、サンプルホールド区間での位相遅
れ分を補償でき、サンプルホールド時点だけでなく、サ
ンプルホールド区間全体で、検出したいコンデンサ電流
の基本波成分の瞬時値に一致した電流を検出できる。こ
れにより、コンデンサ電流に含まれるＰＷＭ成分を位相
遅れを招くことなく除去でき、またコンデンサ電流の瞬
時値を予測して検出できるため、電圧形ＰＷＭインバー
タの出力電圧を高応答に制御できる。この結果、出力電
圧歪を抑制した電圧制御を達成できる。
【００２０】以上詳述したように、本実施例によれば、
コンデンサ電流の瞬時値をＰＷＭリプル成分の影響を受
けることなく予測して制御できるため、電圧形ＰＷＭイ
ンバータの負荷によらず、出力電圧歪みの小さい電圧を
供給できるという利点がある。
コンデンサ電流の瞬時値をＰＷＭリプル成分の影響を受
けることなく予測して制御できるため、電圧形ＰＷＭイ
ンバータの負荷によらず、出力電圧歪みの小さい電圧を
供給できるという利点がある。
【００２１】また、本発明による他の実施例の構成を図
７に示す。図７は電圧形ＰＷＭインバータ１３を３相フ
ルブリッジで構成したものである。この場合もＰＷＭ制
御部３３に用いる搬送波信号３４の正，負の最大振幅時
点でＬＣフィルタ１４のコンデンサ電流をＵ相，Ｖ相，
Ｗ相の各相について同じ検出タイミングでサンプルホー
ルドすることにより、各相ともＰＷＭリプルの影響のな
いコンデンサ電流の瞬時値を検出でき、同様に、３相出
力電圧の電圧歪みを抑制した電圧制御系を構成できる。
７に示す。図７は電圧形ＰＷＭインバータ１３を３相フ
ルブリッジで構成したものである。この場合もＰＷＭ制
御部３３に用いる搬送波信号３４の正，負の最大振幅時
点でＬＣフィルタ１４のコンデンサ電流をＵ相，Ｖ相，
Ｗ相の各相について同じ検出タイミングでサンプルホー
ルドすることにより、各相ともＰＷＭリプルの影響のな
いコンデンサ電流の瞬時値を検出でき、同様に、３相出
力電圧の電圧歪みを抑制した電圧制御系を構成できる。
【００２２】本実施例によれば、インバータ出力電圧を
各相とも同じタイミングで制御できるため各相間でのば
らつきを抑制した出力電圧制御系を構成できる。
各相とも同じタイミングで制御できるため各相間でのば
らつきを抑制した出力電圧制御系を構成できる。
【００２３】なお、実施例では、サンプルホールドによ
りホールドされたコンデンサ電流検出信号により連続系
で制御する場合について説明したが、マイコンなどによ
るディジタル制御では、ＰＷＭ制御での搬送波の正，負
の最大振幅時点毎に、離散時間で制御する場合でも同様
な効果が得られるのは言うまでもない。また、同様にコ
ンデンサ電流を比例微分制御する場合も搬送波の正，負
の最大振幅時点毎の離散時間制御により同様に達成でき
る。
りホールドされたコンデンサ電流検出信号により連続系
で制御する場合について説明したが、マイコンなどによ
るディジタル制御では、ＰＷＭ制御での搬送波の正，負
の最大振幅時点毎に、離散時間で制御する場合でも同様
な効果が得られるのは言うまでもない。また、同様にコ
ンデンサ電流を比例微分制御する場合も搬送波の正，負
の最大振幅時点毎の離散時間制御により同様に達成でき
る。
【００２４】
【発明の効果】本発明によれば、コンデンサ電流をＰＷ
Ｍ電圧によるＰＷＭ周波数のリプル成分を検出遅れなく
除去できるので、コンデンサ電流制御を高応答化でき、
この結果、電圧制御応答を向上できる。
Ｍ電圧によるＰＷＭ周波数のリプル成分を検出遅れなく
除去できるので、コンデンサ電流制御を高応答化でき、
この結果、電圧制御応答を向上できる。
【図１】第１の実施例による電圧制御系の構成図。
【図２】単相出力での電圧制御系の構成図。
【図３】第１の実施例での動作波形。
【図４】第１の実施例での電圧制御演算の構成。
【図５】第２の実施例での電圧制御演算の構成。
【図６】第２の実施例での動作波形。
【図７】３相フルブリッジでの電圧制御系の構成図。
１３…電圧形ＰＷＭインバータ、１４…ＬＣフィルタ、
３１…電圧制御部、３２…コンデンサ電流制御部、３４
…搬送波信号、３２１…サンプルホールダ。
３１…電圧制御部、３２…コンデンサ電流制御部、３４
…搬送波信号、３２１…サンプルホールダ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 梅津 秀恭 茨城県日立市幸町三丁目１番１号 株式 会社 日立製作所 日立工場内 (72)発明者 国貞 秀明 茨城県日立市幸町三丁目１番１号 株式 会社 日立製作所 日立工場内 (72)発明者 嶋田 恵三 茨城県日立市幸町三丁目１番１号 株式 会社 日立製作所 日立工場内 (56)参考文献 特開 平８−223926（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−292365（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−65058（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−7959（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−256480（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−60475（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−198165（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/48
Claims (3)
- 【請求項１】直流電圧を電圧形ＰＷＭインバータにより
交流電圧に変換する手段と、 前記電圧形ＰＷＭインバータの出力電圧をＬＣフィルタ
で平滑化する手段と、 前記ＬＣフィルタの出力電圧を検出して出力電圧が電圧
指令値に一致するよう電圧制御する手段とを備え、 出力電圧制御系のマイナーループ制御系に、前記ＬＣフ
ィルタのコンデンサ電流を検出する手段と、該 コンデンサ電流の検出値に比例して出力電圧を抑制す
る手段とを設け、 前記コンデンサ電流の検出手段は、電圧形ＰＷＭインバ
ータのＰＷＭ信号の搬送波信号の正，負の最大振幅時点
に同期してコンデンサ電流をサンプルホールドし、前記
コンデンサ電流のサンプルホールド値の瞬時値を用いて
出力電圧を抑制することを特徴とする電圧形ＰＷＭイン
バータの電圧制御装置。 - 【請求項２】請求項１において、 電圧形ＰＷＭインバータのＰＷＭ信号を生成するための
搬送波信号の正，負の最大振幅時点に同期してＬＣフィ
ルタのコンデンサ電流の検出値をサンプルホールドし、 前回のコンデンサ電流の検出値のサンプルホールド値と
今回のコンデンサ電流の検出値のサンプルホールド値と
の差分から今回のサンプル時点でのコンデンサ電流の瞬
時値を予測する手段を設け、 前記コンデンサ電流瞬時値の予測結果を用いて電圧制御
系の出力である電圧指令値からコンデンサ電流に比例し
た値を減算し、 電圧形ＰＷＭインバータへの電圧指令値を演算すること
を特徴とする電圧形ＰＷＭインバータの電圧制御装置。 - 【請求項３】請求項１または２のいずれかにおいて、前記 コンデンサ電流制御演算は、電圧形ＰＷＭインバー
タのＰＷＭ信号を生成するための搬送波信号の正，負の
最大振幅時点毎に実行することを特徴とする電圧形ＰＷ
Ｍインバータの電圧制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03591397A JP3298441B2 (ja) | 1997-02-20 | 1997-02-20 | 電圧形ｐｗｍインバータの電圧制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03591397A JP3298441B2 (ja) | 1997-02-20 | 1997-02-20 | 電圧形ｐｗｍインバータの電圧制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10234183A JPH10234183A (ja) | 1998-09-02 |
| JP3298441B2 true JP3298441B2 (ja) | 2002-07-02 |
Family
ID=12455280
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP03591397A Expired - Lifetime JP3298441B2 (ja) | 1997-02-20 | 1997-02-20 | 電圧形ｐｗｍインバータの電圧制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3298441B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100607038B1 (ko) | 2004-08-25 | 2006-08-01 | 학교법인 울산공업학원 | 피더블유엠 인버터의 출력 엘씨 필터의 공진전압 억제장치및 방법 |
| JP4677641B2 (ja) * | 2006-11-10 | 2011-04-27 | 公立大学法人首都大学東京 | リアクトル損失測定装置及びその測定方法 |
| CN101931336B (zh) * | 2009-06-24 | 2013-08-07 | 力博特公司 | 单相逆变器的控制方法及控制系统 |
| JP5664263B2 (ja) * | 2011-01-18 | 2015-02-04 | ダイキン工業株式会社 | 電力変換装置 |
| WO2015008401A1 (ja) * | 2013-07-17 | 2015-01-22 | 富士電機株式会社 | ３相４線式インバータの制御装置 |
-
1997
- 1997-02-20 JP JP03591397A patent/JP3298441B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH10234183A (ja) | 1998-09-02 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7778053B2 (en) | Power system having a voltage regulator with a notch filter | |
| JPWO2009123268A1 (ja) | 系統安定化装置 | |
| JPH03183324A (ja) | 電圧変動及び高調波の抑制装置 | |
| JP3681941B2 (ja) | 電源高調波抑制装置 | |
| JP3298441B2 (ja) | 電圧形ｐｗｍインバータの電圧制御装置 | |
| Rivera et al. | Predictive control of the indirect matrix converter with active damping | |
| JP3236986B2 (ja) | 電力変換システム | |
| JP2527911B2 (ja) | Ｐｗｍコンバ―タ | |
| JP3265397B2 (ja) | 電力変換装置の制御方法及びその方法を用いてなる電力変換装置 | |
| JPH09224332A (ja) | 電力変換装置 | |
| JP2781602B2 (ja) | 電力変換器の制御装置及びそのシステム | |
| KR100620760B1 (ko) | 가상 2상을 이용한 계통전압 위상 검출장치 | |
| JPH10201099A (ja) | アクティブフィルタ | |
| JP3779061B2 (ja) | アクティブフィルタ装置 | |
| JPH11225477A (ja) | フィルタリング機能付き正弦波コンバータ | |
| JP3513384B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP3322983B2 (ja) | 障害電流抑制装置 | |
| JPH0974765A (ja) | 静止型電力変換装置 | |
| JPH05336663A (ja) | 高調波抑制装置 | |
| JP3567700B2 (ja) | 電力変換装置における波形改善制御方法 | |
| JPH06245387A (ja) | 系統連系制御方法及びシステム回路装置 | |
| Kucherenko et al. | A comparison of time domain harmonic detection methods for compensating currents of shunt active power filter | |
| JP2510618B2 (ja) | 電源装置 | |
| JP2870047B2 (ja) | インバータの電流制御装置 | |
| JP2725538B2 (ja) | 電圧変動抑制装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080419 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090419 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090419 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100419 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110419 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120419 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120419 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130419 Year of fee payment: 11 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140419 Year of fee payment: 12 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |