JP3322983B2 - 障害電流抑制装置 - Google Patents
障害電流抑制装置Info
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- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
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- Power Conversion In General (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、受電系統から電力変動
の激しい負荷に電力を供給するシステムにおいて、負荷
の電力変動に起因する電源系統の無効電力、逆相電流お
よび高調波電流等の障害電流を抑制するための障害電流
抑制装置に関する。
の激しい負荷に電力を供給するシステムにおいて、負荷
の電力変動に起因する電源系統の無効電力、逆相電流お
よび高調波電流等の障害電流を抑制するための障害電流
抑制装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】アーク炉のような電力変動の激しい負荷
に電力を供給するシステムにおいて、無効電力は系統電
圧変動、逆相電流は系統電圧の不平衡、高調波電流は系
統の波形歪を引起こすことが知られており、これらを総
称して障害電流と呼ぶ。
に電力を供給するシステムにおいて、無効電力は系統電
圧変動、逆相電流は系統電圧の不平衡、高調波電流は系
統の波形歪を引起こすことが知られており、これらを総
称して障害電流と呼ぶ。
【０００３】従来、これらの障害電流を抑制するための
障害電流抑制装置としては、図３に示すような回路構成
のものがある。図３において、１は電力系統ＡＣより電
力が供給される受電系統Ｌに接続された負荷であり、こ
の負荷１に流れる電流ｉF を変流器２により検出して制
御回路３０に入力される。また、この制御回路３０には
電力系統Ｌに接続された電圧検出用変圧器３を介して系
統電圧ｖが入力される。
障害電流抑制装置としては、図３に示すような回路構成
のものがある。図３において、１は電力系統ＡＣより電
力が供給される受電系統Ｌに接続された負荷であり、こ
の負荷１に流れる電流ｉF を変流器２により検出して制
御回路３０に入力される。また、この制御回路３０には
電力系統Ｌに接続された電圧検出用変圧器３を介して系
統電圧ｖが入力される。
【０００４】さらに、２０は制御回路３０により制御さ
れる電圧形インバータで、この電圧形インバータ２０の
出力端は連系変圧器５を介して電力系統Ｌに接続され
る。なお、図中４は系統インピーダンスである。
れる電圧形インバータで、この電圧形インバータ２０の
出力端は連系変圧器５を介して電力系統Ｌに接続され
る。なお、図中４は系統インピーダンスである。
【０００５】ここで、負荷電流ｉF には有効電流成分、
無効電流成分、逆相電流成分および高調波成分が含まれ
ているものとする。上記電圧形インバータ２０は、制御
回路３０により負荷電流ｉF に含まれる障害電流の各成
分を補償するように制御される。
無効電流成分、逆相電流成分および高調波成分が含まれ
ているものとする。上記電圧形インバータ２０は、制御
回路３０により負荷電流ｉF に含まれる障害電流の各成
分を補償するように制御される。
【０００６】電圧形インバータ２０は、図４に示すよう
にゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ）２３、ダイオ
ード２４、直流コンデンサ２５によって構成される。制
御回路３０は、負荷電流ｉF および系統電圧ｖが入力さ
れ、電圧形インバータ２０のＧＴＯにゲート信号を与え
るもので、図５に示すように減算器３１、３相２相変換
回路３２Ａ，３２Ｂ，３３、関数発生回路３４、正相
ｐ，ｑ演算回路３５Ａ，逆相ｐ，ｑ演算回路３５Ｂ、ロ
ーパスフィルタ３６Ａ，３６Ｃ，ハイパスフィルタ３６
Ｂ、反転回路３７Ａ，３７Ｂ，３７Ｃ、正相瞬時電流演
算回路３８Ａ，３８Ｂ、逆相瞬時電流演算回路３８Ｃ、
２相３相変換回路３９Ａ，３９Ｂ，３９Ｃ、加算器４
０、誤差アンプ４１、ＰＷＭ制御回路からなるゲート回
路４２から構成される。
にゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ）２３、ダイオ
ード２４、直流コンデンサ２５によって構成される。制
御回路３０は、負荷電流ｉF および系統電圧ｖが入力さ
れ、電圧形インバータ２０のＧＴＯにゲート信号を与え
るもので、図５に示すように減算器３１、３相２相変換
回路３２Ａ，３２Ｂ，３３、関数発生回路３４、正相
ｐ，ｑ演算回路３５Ａ，逆相ｐ，ｑ演算回路３５Ｂ、ロ
ーパスフィルタ３６Ａ，３６Ｃ，ハイパスフィルタ３６
Ｂ、反転回路３７Ａ，３７Ｂ，３７Ｃ、正相瞬時電流演
算回路３８Ａ，３８Ｂ、逆相瞬時電流演算回路３８Ｃ、
２相３相変換回路３９Ａ，３９Ｂ，３９Ｃ、加算器４
０、誤差アンプ４１、ＰＷＭ制御回路からなるゲート回
路４２から構成される。
【０００７】以下に障害電流の検出方法およびその補償
方法を詳述する。変流器２によって検出された負荷電流
ｉF は３相回路の線電流で、３相２相変換回路３２Ａ，
３２Ｂにより２相交流に変換される。この処理は３相交
流電流をｉFR，ｉFS，ｉFT、２相交流電流をｉ Fα，ｉ
Fβとすると次式で表される。
方法を詳述する。変流器２によって検出された負荷電流
ｉF は３相回路の線電流で、３相２相変換回路３２Ａ，
３２Ｂにより２相交流に変換される。この処理は３相交
流電流をｉFR，ｉFS，ｉFT、２相交流電流をｉ Fα，ｉ
Fβとすると次式で表される。
【０００８】
【数１】
【０００９】回路電圧についても同様に電圧検出用変圧
器３によって検出される３相２相変換回路３２Ｃにおい
て、２相交流に変換される。この変換は（１）式のｉF
をｖに置き換えたものに等しい。
器３によって検出される３相２相変換回路３２Ｃにおい
て、２相交流に変換される。この変換は（１）式のｉF
をｖに置き換えたものに等しい。
【００１０】
【数２】
【００１１】２相変換された電圧信号ｖα，ｖβは関数
発生回路３４によって回路電圧に同期し、振幅１ｐｕの
２相交流ｖP * （正相電圧信号），ｖn * （逆相電圧信
号）を発生する。ｖα* ，ｖβ* を定義すると次式のよ
うになる。
発生回路３４によって回路電圧に同期し、振幅１ｐｕの
２相交流ｖP * （正相電圧信号），ｖn * （逆相電圧信
号）を発生する。ｖα* ，ｖβ* を定義すると次式のよ
うになる。
【００１２】
【数３】
【００１３】ｖP * は（３）式で表され、ｖn * は同式
においてｖβの符号を反転して与えられる。負荷正相電
流は減算器３１により後述の逆相電流を差引くことによ
って抽出される。
においてｖβの符号を反転して与えられる。負荷正相電
流は減算器３１により後述の逆相電流を差引くことによ
って抽出される。
【００１４】ｉFP＝ｉF −ｉFn ……（４） ３相２相変換回路３２Ａにより（１）式のｉF を（４）
式のｉFPに置換えて３相２相変換により２相交流電流ｉ
FPα，ｉFPβを求めた後、これと正相電圧ｖP * を用い
て正相ｐ，ｑ演算回路３５Ａにより正相瞬時実電力ｐp
および正相瞬時虚電力ｑp を演算する。
式のｉFPに置換えて３相２相変換により２相交流電流ｉ
FPα，ｉFPβを求めた後、これと正相電圧ｖP * を用い
て正相ｐ，ｑ演算回路３５Ａにより正相瞬時実電力ｐp
および正相瞬時虚電力ｑp を演算する。
【００１５】これは電気学会論文５８−Ｒ６０、Ｐ．４
１〜４８「瞬時無効電力の一般化論理とその応用」にお
いて定義されている所謂瞬時実電力、瞬時虚電力を検出
するもので、次式の演算によって求められる。
１〜４８「瞬時無効電力の一般化論理とその応用」にお
いて定義されている所謂瞬時実電力、瞬時虚電力を検出
するもので、次式の演算によって求められる。
【００１６】
【数４】
【００１７】正相ｐ，ｑ演算回路３５Ａにより求められ
た正相瞬時実電力ｐp および正相瞬時虚電力ｑp がロー
パスフィルタ３６Ａに入力されると、このローパスフィ
ルタ３６Ａからは正相基本波成分（無効電力ＱF ）のみ
が抽出され、符号反転回路３７Ａに加えられる。この反
転回路３７Ａの出力は ｑQ * ＝−ＱF ……（６） となり、無効電力の補償量が得られる。
た正相瞬時実電力ｐp および正相瞬時虚電力ｑp がロー
パスフィルタ３６Ａに入力されると、このローパスフィ
ルタ３６Ａからは正相基本波成分（無効電力ＱF ）のみ
が抽出され、符号反転回路３７Ａに加えられる。この反
転回路３７Ａの出力は ｑQ * ＝−ＱF ……（６） となり、無効電力の補償量が得られる。
【００１８】また、正相ｐ，ｑ演算回路３５Ａにより求
められた正相瞬時実電力ｐp および正相瞬時虚電力ｑp
はハイパスフィルタ３６Ｂに入力されると、このハイパ
スフィルタ３６Ｂからは基本波正相以外の高調波成分が
抽出され、符号反転回路３７Ｂに加えられる。この符号
反転回路３７Ｂの出力は高調波成分の補償量を意味して
いる。
められた正相瞬時実電力ｐp および正相瞬時虚電力ｑp
はハイパスフィルタ３６Ｂに入力されると、このハイパ
スフィルタ３６Ｂからは基本波正相以外の高調波成分が
抽出され、符号反転回路３７Ｂに加えられる。この符号
反転回路３７Ｂの出力は高調波成分の補償量を意味して
いる。
【００１９】このようにして得られた補償量が正相瞬時
電流演算回路３８Ａ，３８Ｂに入力されると、正相瞬時
電流演算回路３８Ａ，３８Ｂでは電圧形インバータ２０
を定電流源として動作させるため、各線電流指令値ｉQR
* ，ｉQS * ，ｉQT * およびｉhR * ，ｉhS * ，ｉhT * を次
式により演算する。
電流演算回路３８Ａ，３８Ｂに入力されると、正相瞬時
電流演算回路３８Ａ，３８Ｂでは電圧形インバータ２０
を定電流源として動作させるため、各線電流指令値ｉQR
* ，ｉQS * ，ｉQT * およびｉhR * ，ｉhS * ，ｉhT * を次
式により演算する。
【００２０】
【数５】
【００２１】また，負荷１の逆相電流は以下のようにし
て演算される。負荷電流を３相２相変換回路３２Ｂで前
記した（２）式に示すように変換し、これと逆相電圧信
号ｖn * を用いて逆相ｐ，ｑ演算回路３５Ｂで逆相瞬時
実電力ｐn および逆相瞬時虚電力ｑn を演算してローパ
スフィルタ３６Ｃに入力する。このローパスフィルタ３
６Ｃでは逆相瞬時実電力ｐn および逆相瞬時虚電力ｑn
より逆相基本波成分を抽出し、これを符号反転回路３７
Ｃに加えて符号反転した後、逆相瞬時電流演算回路３８
Ｃに入力する。
て演算される。負荷電流を３相２相変換回路３２Ｂで前
記した（２）式に示すように変換し、これと逆相電圧信
号ｖn * を用いて逆相ｐ，ｑ演算回路３５Ｂで逆相瞬時
実電力ｐn および逆相瞬時虚電力ｑn を演算してローパ
スフィルタ３６Ｃに入力する。このローパスフィルタ３
６Ｃでは逆相瞬時実電力ｐn および逆相瞬時虚電力ｑn
より逆相基本波成分を抽出し、これを符号反転回路３７
Ｃに加えて符号反転した後、逆相瞬時電流演算回路３８
Ｃに入力する。
【００２２】この逆相瞬時電流演算回路３８Ｃでは符号
反転された逆相基本波成をもとに正相電流指令値ｉQ *
および高調波電流指令値ｉh * の演算と同様に演算し、
これを２相３相変換回路３９Ｃにより変換して逆相電流
指令値ｉn * を得る。
反転された逆相基本波成をもとに正相電流指令値ｉQ *
および高調波電流指令値ｉh * の演算と同様に演算し、
これを２相３相変換回路３９Ｃにより変換して逆相電流
指令値ｉn * を得る。
【００２３】このようにして求められた負荷電流の無効
電力、高調波および逆相分を加算器４０によって加算
し、誤差アンプ４１において定電流制御を行い、変換器
の出力電流を電流指令値に追従させる。誤差アンプ４１
の出力はゲート回路４２に入力され変換器をＰＷＭ制御
するためのオン・オフパルスを発生し、図４に示すゲー
トターンオフサイリスタのゲートに与えられる。
電力、高調波および逆相分を加算器４０によって加算
し、誤差アンプ４１において定電流制御を行い、変換器
の出力電流を電流指令値に追従させる。誤差アンプ４１
の出力はゲート回路４２に入力され変換器をＰＷＭ制御
するためのオン・オフパルスを発生し、図４に示すゲー
トターンオフサイリスタのゲートに与えられる。
【００２４】この変換器は電圧形のため、図４に示すよ
うに直流コンデンサ２５が必要である。また、連系変圧
器５はパルス幅変調された電圧を平滑化して電流に変換
する作用をする。
うに直流コンデンサ２５が必要である。また、連系変圧
器５はパルス幅変調された電圧を平滑化して電流に変換
する作用をする。
【００２５】
【発明が解決しようとする課題】しかし、かかる構成の
従来の障害電流抑制装置においては、次のような問題が
ある。 （１）負荷電流を用いてその障害電流を検出しているの
で、負荷が不特定多数の場合には適用できない。 （２）各障害電流成分を分離抽出するためのフィルタが
必要なため、その過渡応答が悪く十分な補償性能が得ら
れない。 （３）負荷電流の各障害成分を抽出して補償しているた
め、制御回路が複雑になり、経済的に不利である。
従来の障害電流抑制装置においては、次のような問題が
ある。 （１）負荷電流を用いてその障害電流を検出しているの
で、負荷が不特定多数の場合には適用できない。 （２）各障害電流成分を分離抽出するためのフィルタが
必要なため、その過渡応答が悪く十分な補償性能が得ら
れない。 （３）負荷電流の各障害成分を抽出して補償しているた
め、制御回路が複雑になり、経済的に不利である。
【００２６】本発明は上記の問題を解消するためなされ
たもので、その目的は障害電流の抑制性能を簡単な回路
にて向上させることができる経済性に有利な障害電流抑
制装置を提供することにある。
たもので、その目的は障害電流の抑制性能を簡単な回路
にて向上させることができる経済性に有利な障害電流抑
制装置を提供することにある。
【００２７】
【課題を解決するための手段】本発明は上記の目的を達
成するため、受電系統に連系変圧器を介して接続された
電圧形インバータを制御して前記受電系統に接続された
負荷に流れる障害電流を抑制する障害電流抑制装置にお
いて、前記受電系統より３相瞬時交流電圧が入力される
３相２相変換回路と、この３相２相変換回路より２相変
換電圧が入力され、該２相変換電圧を静止座標系から回
転座標系に変換して直流量を得るｄ，ｑ演算回路と、前
記３相２相変換回路より２相変換電圧信号を入力して回
路電圧に同期させ、基準の振幅とした電圧信号を発生し
て前記ｄ，ｑ演算回路に与える関数発生回路と、前記
ｄ，ｑ演算回路より入力されるｄ成分およびｑ成分とそ
れぞれの目標値との偏差を求める減算器と、この減算器
より入力されるｄ成分およびｑ成分と目標値との偏差を
比例積分する比例積分演算回路と、この比例積分演算回
路の出力信号と前記ｄ，ｑ演算回路より入力されるｄ成
分、ｑ成分とをそれぞれ加算する加算器と、この加算器
の出力信号と前記関数発生器より発生する電圧信号がそ
れぞれ入力され、（ｄ，ｑ） -1 して制御信号を得る
（ｄ，ｑ） -1 演算回路と、この（ｄ，ｑ） -1 演算回路の
出力信号を２相３相変換する２相３相変換回路と、この
２相３相変換回路で変換された３相出力信号に基づいて
前記電圧形インバータにゲート信号を与えて該電圧形イ
ンバータの出力電圧を制御するゲート回路とを備えたも
のである。
成するため、受電系統に連系変圧器を介して接続された
電圧形インバータを制御して前記受電系統に接続された
負荷に流れる障害電流を抑制する障害電流抑制装置にお
いて、前記受電系統より３相瞬時交流電圧が入力される
３相２相変換回路と、この３相２相変換回路より２相変
換電圧が入力され、該２相変換電圧を静止座標系から回
転座標系に変換して直流量を得るｄ，ｑ演算回路と、前
記３相２相変換回路より２相変換電圧信号を入力して回
路電圧に同期させ、基準の振幅とした電圧信号を発生し
て前記ｄ，ｑ演算回路に与える関数発生回路と、前記
ｄ，ｑ演算回路より入力されるｄ成分およびｑ成分とそ
れぞれの目標値との偏差を求める減算器と、この減算器
より入力されるｄ成分およびｑ成分と目標値との偏差を
比例積分する比例積分演算回路と、この比例積分演算回
路の出力信号と前記ｄ，ｑ演算回路より入力されるｄ成
分、ｑ成分とをそれぞれ加算する加算器と、この加算器
の出力信号と前記関数発生器より発生する電圧信号がそ
れぞれ入力され、（ｄ，ｑ） -1 して制御信号を得る
（ｄ，ｑ） -1 演算回路と、この（ｄ，ｑ） -1 演算回路の
出力信号を２相３相変換する２相３相変換回路と、この
２相３相変換回路で変換された３相出力信号に基づいて
前記電圧形インバータにゲート信号を与えて該電圧形イ
ンバータの出力電圧を制御するゲート回路とを備えたも
のである。
【００２８】
【作用】このような構成の障害電流抑制装置にあって
は、次のような作用により負荷の無効電力、逆相電流お
よび高調波電流が補償され、簡単な制御回路で障害電流
を抑制すると共に、その抑制性能の向上を図ることがで
きる。
は、次のような作用により負荷の無効電力、逆相電流お
よび高調波電流が補償され、簡単な制御回路で障害電流
を抑制すると共に、その抑制性能の向上を図ることがで
きる。
【００２９】ここで、障害電流抑制装置の作用を図６に
示す主回路の等価回路を用いて説明する。即ち、図６に
おいて、ＸS およびＸT は系統インピーダンスおよび連
系変圧器のもれリアクタンスであり、ＶC は電圧形イン
バータを可変交流電圧源として置換えたものである。
示す主回路の等価回路を用いて説明する。即ち、図６に
おいて、ＸS およびＸT は系統インピーダンスおよび連
系変圧器のもれリアクタンスであり、ＶC は電圧形イン
バータを可変交流電圧源として置換えたものである。
【００３０】いま、負荷１に電流ｉF が流れると、系統
インピーダンスに受電電流ｉS が流れ、受電電圧ｖは系
統電圧ｖS と電位差Δｖを生じる。これらは下式の如く
各成分（ベクトル量）の合成として考えることができ
る。
インピーダンスに受電電流ｉS が流れ、受電電圧ｖは系
統電圧ｖS と電位差Δｖを生じる。これらは下式の如く
各成分（ベクトル量）の合成として考えることができ
る。
【００３１】 ＩF ＝ＩFP＋ＩFQ＋ＩFn＋ＩFh ……（１１） ＩS ＝ＩSP＋ＩSQ＋ＩSn＋ＩSh ……（１２） ΔＶ＝ＶS −Ｖ＝ｊｎＸS ＩS ＝ΔＶP ＋ΔＶQ ＋ΔＶn ＋ΔＶh……（１３） ここで、ｎは受電電流周波数の基本波周波数に対する次
数、添字Ｐ，Ｑ，ｎ，ｈはそれぞれ有効電力成分、無効
電力成分、逆相成分、高調波成分を表しており、各成分
はベクトル量である。
数、添字Ｐ，Ｑ，ｎ，ｈはそれぞれ有効電力成分、無効
電力成分、逆相成分、高調波成分を表しており、各成分
はベクトル量である。
【００３２】前述の構成において、電圧形インバータは
受電電圧と同期し、かつ大きさが１ｐｕの電圧信号ｖ*
と受電電圧ｖの差分に比例係数を乗じた信号を受電電圧
ｖに加算して得られる制御信号により制御されるので、
その出力電圧ｖC および出力電流ｉC は次式で与えられ
る。
受電電圧と同期し、かつ大きさが１ｐｕの電圧信号ｖ*
と受電電圧ｖの差分に比例係数を乗じた信号を受電電圧
ｖに加算して得られる制御信号により制御されるので、
その出力電圧ｖC および出力電流ｉC は次式で与えられ
る。
【００３３】ＶC ＝Ｖ＋Ｋ（Ｖ* −Ｖ） ……（１４） ＩC ＝（Ｖ−ＶC ）／ｊｎＸT ＝−Ｋ（Ｖ* −Ｖ）／ｊｎＸT ……（１５） 以上一般式により各電圧、電流の関係が導出されたの
で、次にこれらの一般式を用いて障害電流の各成分の抑
制原理を説明する。 （１）ｉF が無効電力成分のとき 負荷電流ｉF および受電電流ｉS は次式で表される。
で、次にこれらの一般式を用いて障害電流の各成分の抑
制原理を説明する。 （１）ｉF が無効電力成分のとき 負荷電流ｉF および受電電流ｉS は次式で表される。
【００３４】ＩF ＝ＩFP＋ｊＩFQ ……（１６） ＩS ＝ＩSP＋ｊＩSQ ……（１７） ＩS ＝ＩF ＋ＩC ……（１８） ここで、障害電流抑制装置は無効電力のみを抑制するこ
とから、ＩSP＝ＩFPである。
とから、ＩSP＝ＩFPである。
【００３５】系統電圧ｖは Ｖ＝ＶS −ｊＸS ＩS ＝ＶS ＋ＸS ＩSQ−ｊＸS Ｉ ＝約ＶS ＋ＸS ＩSQ ……（１９） となるので、系統電圧ｖS と受電電圧ｖは同相となる。
また、電圧変動Δｖは次式で表される。
また、電圧変動Δｖは次式で表される。
【００３６】 ΔＶ＝ＶS −Ｖ＝−ＸS ＩSQ ……（２０） 電圧形インバータの出力電流ＩC を表す（１５）式にお
けるｖ* と同相で大きさが１ｐｕであることにより、ｖ
* とｖS は等しく、 Ｖ* −Ｖ＝ΔＶ＝−ＸS ＩSQ …（２１） となる。
けるｖ* と同相で大きさが１ｐｕであることにより、ｖ
* とｖS は等しく、 Ｖ* −Ｖ＝ΔＶ＝−ＸS ＩSQ …（２１） となる。
【００３７】以上のことより、電圧形インバータの出力
電流ｉC は ｉC ＝ＫＸS ＩSQ／ｊＸT ……（２２） となるので、受電電流ｉS は（１８）式より、 ＩSP＋ｊＩSQ＝ＩFP＋ｊＩFQ＋ＫＸS ＩSQ／ｊＸT ……（２３） となり、ＩSP＝ＩFPであることを考慮してＩSQを求める
と、 ＩSQ＝１・ＩFQ／（１＋ＫＸS ／ＸT ） ……（２４） となる。ここで、Ｋ>>ＸT ／ＸS とすればｉSQは０とみ
なせるので、受電電流ｉS には無効電力成分はなくな
り、負荷の無効電力が補償されることになる。（２）ｉ
F が逆相電流のとき負荷電流ｉF および受電電流ｉS は
次式となる。
電流ｉC は ｉC ＝ＫＸS ＩSQ／ｊＸT ……（２２） となるので、受電電流ｉS は（１８）式より、 ＩSP＋ｊＩSQ＝ＩFP＋ｊＩFQ＋ＫＸS ＩSQ／ｊＸT ……（２３） となり、ＩSP＝ＩFPであることを考慮してＩSQを求める
と、 ＩSQ＝１・ＩFQ／（１＋ＫＸS ／ＸT ） ……（２４） となる。ここで、Ｋ>>ＸT ／ＸS とすればｉSQは０とみ
なせるので、受電電流ｉS には無効電力成分はなくな
り、負荷の無効電力が補償されることになる。（２）ｉ
F が逆相電流のとき負荷電流ｉF および受電電流ｉS は
次式となる。
【００３８】ＩF ＝ＩFn ……（２５） ＩS ＝ＩSn ……（２６） ＩSn＝ＩFn＋ＩC …（２７） 系統電圧ｖは次式となる。
【００３９】 Ｖ＝ＶS −ΔＶ＝ＶS −ｊＸS ＩSn ……（２８） ここで、受電電流ｉS には基本波正相分がないので、受
電電圧ｖの基本波正相分は系統電圧ｖS と同相で大きさ
も等しい。
電電圧ｖの基本波正相分は系統電圧ｖS と同相で大きさ
も等しい。
【００４０】電圧形インバータの出力電流ｉC は（１
５）式となるが、ｖ* はｖの基本波正相分と同相で大き
さが１ｐｕの電圧信号であり、かつｖの基本波正相分と
ｖS は等しいので、ｖ* はｖS に等しい。従って、（２
８）式を代入すると ｉC ＝−Ｋ（Ｖ* −Ｖ）／ｊＸT ＝−Ｋ（ＶS −Ｖ）／ｊＸT ＝−Ｋ・（ＸS ／ＸT ）・ＩSn ……（２９） となるので、受電電流ｉSnは上式を（２７）式に代入し
て ＩSn＝１・ＩFn／（１＋Ｋ・ＸS ／ＸT ） ……（３０） となる。ここで、Ｋ>>ＸT ／ＸS とすればＩSnは０とみ
なせるので、負荷の逆相電流が補償されることになる。 （３）ｉF が高調波電流のとき 負荷電流ｉF および受電電流ｉS は次式となる。
５）式となるが、ｖ* はｖの基本波正相分と同相で大き
さが１ｐｕの電圧信号であり、かつｖの基本波正相分と
ｖS は等しいので、ｖ* はｖS に等しい。従って、（２
８）式を代入すると ｉC ＝−Ｋ（Ｖ* −Ｖ）／ｊＸT ＝−Ｋ（ＶS −Ｖ）／ｊＸT ＝−Ｋ・（ＸS ／ＸT ）・ＩSn ……（２９） となるので、受電電流ｉSnは上式を（２７）式に代入し
て ＩSn＝１・ＩFn／（１＋Ｋ・ＸS ／ＸT ） ……（３０） となる。ここで、Ｋ>>ＸT ／ＸS とすればＩSnは０とみ
なせるので、負荷の逆相電流が補償されることになる。 （３）ｉF が高調波電流のとき 負荷電流ｉF および受電電流ｉS は次式となる。
【００４１】ＩF ＝ＩFh ……（３１） ＩS ＝ＩSh ……（３２） ＩSh＝ＩFh＋ＩC …（３３） 系統電圧ｖは次式のようになる。
【００４２】 Ｖ＝ＶS −ΔＶ＝ＶS −ｊｎＸS ＩSh ……（３４） ここで、受電電流ｉS には基本波正相分がないので、受
電電圧ｖの基本波正相分は系統電圧ｖS と同相で大きさ
も等しい。
電電圧ｖの基本波正相分は系統電圧ｖS と同相で大きさ
も等しい。
【００４３】電圧形インバータの出力電流ｉC は（１
５）式となるが、ｖ* はｖの基本波正相分と同相で大き
さが１ｐｕの電圧信号であり、かつｖの基本波正相分と
ｖS は等しいので、ｖ* はｖS に等しい。従って、（３
４）式を代入すると、 ＩC ＝−Ｋ（Ｖ* −Ｖ）／ｊｎＸT =-K(VS −Ｖ）／ｊｎＸT ＝−Ｋ・ＩSh・（ＸS ／ＸT ） ……（３５） となるので、受電電流ＩShは上式を（３３）式に代入す
ると ＩSh＝１・ＩFh／（１＋Ｋ・ＸS ／ＸT ） ……（３６） となる。ここで、Ｋ>>ＸT ／ＸS とすればＩShは０とみ
なせるので、負荷の高調波電流が補償されることにな
る。
５）式となるが、ｖ* はｖの基本波正相分と同相で大き
さが１ｐｕの電圧信号であり、かつｖの基本波正相分と
ｖS は等しいので、ｖ* はｖS に等しい。従って、（３
４）式を代入すると、 ＩC ＝−Ｋ（Ｖ* −Ｖ）／ｊｎＸT =-K(VS −Ｖ）／ｊｎＸT ＝−Ｋ・ＩSh・（ＸS ／ＸT ） ……（３５） となるので、受電電流ＩShは上式を（３３）式に代入す
ると ＩSh＝１・ＩFh／（１＋Ｋ・ＸS ／ＸT ） ……（３６） となる。ここで、Ｋ>>ＸT ／ＸS とすればＩShは０とみ
なせるので、負荷の高調波電流が補償されることにな
る。
【００４４】
【実施例】以下本発明の実施例を図１および図２を参照
して説明するに、従来の障害電流抑制装置を示す図３と
同一機能のものは同一符号を付して示す。なお、図１お
よび図２では煩雑さを避けるため、３相系統を単結線と
して示してある。
して説明するに、従来の障害電流抑制装置を示す図３と
同一機能のものは同一符号を付して示す。なお、図１お
よび図２では煩雑さを避けるため、３相系統を単結線と
して示してある。
【００４５】図１は本発明の第１の実施例を示す回路構
成図である。図１において、１は電力系統ＡＣより電力
が供給される受電系統Ｌに接続された複数の負荷であ
る。また、２０は連系変圧器５を介して受電系統Ｌに接
続された電圧形インバータである。
成図である。図１において、１は電力系統ＡＣより電力
が供給される受電系統Ｌに接続された複数の負荷であ
る。また、２０は連系変圧器５を介して受電系統Ｌに接
続された電圧形インバータである。
【００４６】一方、１１は受電系統Ｌに接続された電圧
検出用変圧器３を介して３相瞬時交流電圧ｖが入力され
る３相２相変換回路、１２は３相２相変換回路１１より
入力される２相変換電圧を静止座標系から回転座標系に
変換して直流量として得るｄ，ｑ演算回路である。
検出用変圧器３を介して３相瞬時交流電圧ｖが入力され
る３相２相変換回路、１２は３相２相変換回路１１より
入力される２相変換電圧を静止座標系から回転座標系に
変換して直流量として得るｄ，ｑ演算回路である。
【００４７】また、３４は３相２相変換回路１１より２
相変換電圧信号を入力して回路電圧に同期させ、振幅を
１ｐｕとした電圧信号を発生する関数発生回路で、この
関数発生回路３４より発生する電圧信号はｄ，ｑ演算回
路１２に与えられる。
相変換電圧信号を入力して回路電圧に同期させ、振幅を
１ｐｕとした電圧信号を発生する関数発生回路で、この
関数発生回路３４より発生する電圧信号はｄ，ｑ演算回
路１２に与えられる。
【００４８】１７はｄ，ｑ演算回路１２より出力される
ｄ成分およびｑ成分とそれぞれの目標値との偏差を求め
る減算器、１８は減算器１７より入力されるｄ成分およ
びｑ成分と目標値との偏差を比例積分する比例積分演算
回路、１９は比例積分演算回路１８の出力信号とｄ，ｑ
演算回路１２より出力されるｄ成分、ｑ成分とをそれぞ
れ加算する加算器である。この場合、上記目標値として
は受電電圧の１ｐｕあたりの波高値としてある。
ｄ成分およびｑ成分とそれぞれの目標値との偏差を求め
る減算器、１８は減算器１７より入力されるｄ成分およ
びｑ成分と目標値との偏差を比例積分する比例積分演算
回路、１９は比例積分演算回路１８の出力信号とｄ，ｑ
演算回路１２より出力されるｄ成分、ｑ成分とをそれぞ
れ加算する加算器である。この場合、上記目標値として
は受電電圧の１ｐｕあたりの波高値としてある。
【００４９】さらに、１３は加算器１９の出力信号と関
数発生回路３４より発生する電圧信号がそれぞれ入力さ
れ、（ｄ，ｑ）-1演算して制御信号を得る（ｄ，ｑ）-1
演算回路、１４はこの（ｄ，ｑ）-1演算回路１３の出力
信号を２相３相変換する２相３相変換回路、４２はこの
２相３相変換回路１４で変換された３相出力信号に基づ
いて電圧形インバータ２０のゲートターンオフサイリス
タにゲート信号を与えるゲート回路である。
数発生回路３４より発生する電圧信号がそれぞれ入力さ
れ、（ｄ，ｑ）-1演算して制御信号を得る（ｄ，ｑ）-1
演算回路、１４はこの（ｄ，ｑ）-1演算回路１３の出力
信号を２相３相変換する２相３相変換回路、４２はこの
２相３相変換回路１４で変換された３相出力信号に基づ
いて電圧形インバータ２０のゲートターンオフサイリス
タにゲート信号を与えるゲート回路である。
【００５０】次に上記のように構成された障害電流抑制
装置の作用について説明する。図１において、電圧検出
器３で検出された３相瞬時交流電圧が３相２相変換回路
１１に入力されると、２相交流電圧ｖα，ｖβに変換さ
れてｄ，ｑ演算回路１２および関数発生回路３４にそれ
ぞれ加えられる。
装置の作用について説明する。図１において、電圧検出
器３で検出された３相瞬時交流電圧が３相２相変換回路
１１に入力されると、２相交流電圧ｖα，ｖβに変換さ
れてｄ，ｑ演算回路１２および関数発生回路３４にそれ
ぞれ加えられる。
【００５１】このｄ，ｑ演算回路１２では、２相交流電
圧ｖα，ｖβを関数発生回路３４から発生する電圧信号
に基づいて静止座標系から回転座標系に変換し、ｖd ，
ｖqの直流量を得る。この座標変換式を示すと次式のよ
うになる。
圧ｖα，ｖβを関数発生回路３４から発生する電圧信号
に基づいて静止座標系から回転座標系に変換し、ｖd ，
ｖqの直流量を得る。この座標変換式を示すと次式のよ
うになる。
【００５２】
【数６】
【００５３】但し、ｖα* ，ｖβ* は（３７）式の２相
変換電圧信号を関数発生回路３４によって回路電圧に同
期させ、振幅を１ｐｕとした電圧信号である。ｖα* ，
ｖβ* を次式で定義することができる。
変換電圧信号を関数発生回路３４によって回路電圧に同
期させ、振幅を１ｐｕとした電圧信号である。ｖα* ，
ｖβ* を次式で定義することができる。
【００５４】
【数７】
【００５５】従って、障害電流抑制装置は補償後の電圧
をｖα* ，ｖβ* と同じ値にするように動作させれば、
無効電力変動分、高調波および逆相電流を補償すること
ができる。また、目標値は（３９）式の瞬時電圧信号ｖ
* を次式によりｄ，ｑ変換することによって得られる。
をｖα* ，ｖβ* と同じ値にするように動作させれば、
無効電力変動分、高調波および逆相電流を補償すること
ができる。また、目標値は（３９）式の瞬時電圧信号ｖ
* を次式によりｄ，ｑ変換することによって得られる。
【００５６】
【数８】
【００５７】これらの信号を減算器１７によって減算
し、加算器１９により受電電圧のｄ，ｑ成分と加算した
信号ｄ0 ，ｑ0 を（ｄ，ｑ）-1演算回路１３により演算
して、制御信号を求める。この演算を定義すると次式の
ようになる。
し、加算器１９により受電電圧のｄ，ｑ成分と加算した
信号ｄ0 ，ｑ0 を（ｄ，ｑ）-1演算回路１３により演算
して、制御信号を求める。この演算を定義すると次式の
ようになる。
【００５８】
【数９】
【００５９】このようにして得られた制御信号をゲート
回路４２に入力すると、このゲート回路４２は変換器を
制御するためのオン・オフパルスを発生し、これを図４
に示すゲートターンオフサイリスタのゲートに与えるこ
とにより、電圧形インバータの出力電圧、出力電流を抑
制することができる。このときの出力電圧、出力電流は
次式で与えられる。
回路４２に入力すると、このゲート回路４２は変換器を
制御するためのオン・オフパルスを発生し、これを図４
に示すゲートターンオフサイリスタのゲートに与えるこ
とにより、電圧形インバータの出力電圧、出力電流を抑
制することができる。このときの出力電圧、出力電流は
次式で与えられる。
【００６０】ＶC ＝Ｖ＋Ｋ（Ｖ* −Ｖ） ……（４３） ＩC ＝（Ｖ−ＶC ）／ｊｎＸT =-K(V* −Ｖ）／ｊｎＸT ……（４４） 以上説明したように第１の実施例によれば、受電電圧の
基本波成分と同期し、かつ振幅が一定の信号を目標値と
することによって受電電圧の変動、不平衡および波形歪
を補償するように電圧形インバータを機能させることが
でき、負荷電流に起因する無効電力、高調波分および逆
相分を一括して制御、抑制することが可能となる。
基本波成分と同期し、かつ振幅が一定の信号を目標値と
することによって受電電圧の変動、不平衡および波形歪
を補償するように電圧形インバータを機能させることが
でき、負荷電流に起因する無効電力、高調波分および逆
相分を一括して制御、抑制することが可能となる。
【００６１】従って、制御回路の構成が簡単になり、ま
た各成分を検出するためのフィルタが不要となるので回
路の応答が速くなり、障害電流の抑制性能を向上させる
ことができる。
た各成分を検出するためのフィルタが不要となるので回
路の応答が速くなり、障害電流の抑制性能を向上させる
ことができる。
【００６２】さらに、受電電圧を用いて目標値を演算し
ているので、負荷が不特定多数の場合においても有効に
適用実施することができる。図２は本発明の第２の実施
例を示す系統構成図で、図１と同一機能のものは同一符
号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分につ
いて述べる。
ているので、負荷が不特定多数の場合においても有効に
適用実施することができる。図２は本発明の第２の実施
例を示す系統構成図で、図１と同一機能のものは同一符
号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分につ
いて述べる。
【００６３】第２の実施例では、図２に示すように第１
の実施例における関数発生回路３４の出力信号ｖd * ，
ｖq * に基本波正相分の振幅に等しい波高値を乗算器１
５により乗じた信号を目標値とし、ゲート回路４２への
入力信号とする。
の実施例における関数発生回路３４の出力信号ｖd * ，
ｖq * に基本波正相分の振幅に等しい波高値を乗算器１
５により乗じた信号を目標値とし、ゲート回路４２への
入力信号とする。
【００６４】このような構成の第２の実施例とすれば、
受電電圧の基本波成分と同期し、かつ振幅が等しい信号
を目標値としているので、受電電圧の不平衡および波形
歪を補償するように電圧形インバータを機能させること
ができ、負荷電流に起因する高調波成分および逆相分を
一括して制御、抑制することが可能となる。
受電電圧の基本波成分と同期し、かつ振幅が等しい信号
を目標値としているので、受電電圧の不平衡および波形
歪を補償するように電圧形インバータを機能させること
ができ、負荷電流に起因する高調波成分および逆相分を
一括して制御、抑制することが可能となる。
【００６５】
【発明の効果】以上述べたように本発明によれば、受電
系統の受電電圧から目標値を求め、電圧形インバータの
出力電圧を制御するようにしたので、受電系統に複数の
負荷が接続されていても有効に障害電流を抑制すること
ができ、また負荷電流に起因する無効電力、高調波電流
および逆相電流を検出するフィルタが不要となるので、
回路構成が簡素化することができると共に、回路の応答
が早くなり、障害電流の抑制性能を向上させることがで
きる経済的に有利な障害電流抑制装置を提供できる。
系統の受電電圧から目標値を求め、電圧形インバータの
出力電圧を制御するようにしたので、受電系統に複数の
負荷が接続されていても有効に障害電流を抑制すること
ができ、また負荷電流に起因する無効電力、高調波電流
および逆相電流を検出するフィルタが不要となるので、
回路構成が簡素化することができると共に、回路の応答
が早くなり、障害電流の抑制性能を向上させることがで
きる経済的に有利な障害電流抑制装置を提供できる。
【図１】本発明による障害電流抑制装置の第１の実施例
を示す回路構成図。
を示す回路構成図。
【図２】本発明の第２の実施例を示す回路構成図。
【図３】従来の障害電流抑制装置の概略構成を示す回路
図。
図。
【図４】図３に示す電圧形インバータの詳細な回路図。
【図５】図３に示す電圧形インバータの制御回路の詳細
を示すブロック図。
を示すブロック図。
【図６】主回路の等価回路を示す図。
１……負荷、３……ｗ＠ｙ３ｚ検出用変圧器、４……系
統インピーダンス、５……連系変圧器、１１……３相２
相変換回路、１２……ｄ，ｑ演算回路、１３……（ｄ，
ｑ）-1演算回路、１４……２相３層変換回路、１５……
乗算回路、１７……減算器、１８……比例積分演算回
路、１９……加算器、２０……電圧形インバータ、３４
……関数発生回路、４２……ゲート回路。
統インピーダンス、５……連系変圧器、１１……３相２
相変換回路、１２……ｄ，ｑ演算回路、１３……（ｄ，
ｑ）-1演算回路、１４……２相３層変換回路、１５……
乗算回路、１７……減算器、１８……比例積分演算回
路、１９……加算器、２０……電圧形インバータ、３４
……関数発生回路、４２……ゲート回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02J 3/00 - 5/00 H02M 1/12
Claims (3)
- 【請求項１】 受電系統に連系変圧器を介して接続され
た電圧形インバータを制御して前記受電系統に接続され
た負荷に流れる障害電流を抑制する障害電流抑制装置に
おいて、前記受電系統より３相瞬時交流電圧が入力される３相２
相変換回路と、この３相２相変換回路より２相変換電圧
が入力され、該２相変換電圧を静止座標系から回転座標
系に変換して直流量を得るｄ，ｑ演算回路と、前記３相
２相変換回路より２相変換電圧信号を入力して回路電圧
に同期させ、基準の振幅とした電圧信号を発生して前記
ｄ，ｑ演算回路に与える関数発生回路と、前記ｄ，ｑ演
算回路より入力されるｄ成分およびｑ成分とそれぞれの
目標値との偏差を求める減算器と、この減算器より入力
されるｄ成分およびｑ成分と目標値との偏差を比例積分
する比例積分演算回路と、この比例積分演算回路の出力
信号と前記ｄ，ｑ演算回路より入力されるｄ成分、ｑ成
分とをそれぞれ加算する加算器と、この加算器の出力信
号と前記関数発生器より発生する電圧信号がそれぞれ入
力され、（ｄ，ｑ） -1 して制御信号を得る（ｄ，ｑ） -1
演算回路と、この（ｄ，ｑ） -1 演算回路の出力信号を２
相３相変換する２相３相変換回路と、この２相３相変換
回路で変換された３相出力信号に基づいて前記電圧形イ
ンバータにゲート信号を与えて該電圧形インバータの出
力電圧を制御するゲート回路とを備えた ことを特徴とす
る障害電流抑制装置。 - 【請求項２】 請求項１に記載の障害電流抑制装置にお
いて、上記目標値を受電電圧の１ｐｕあたりの波高値と
して求めたことを特徴とする障害電流抑制装置。 - 【請求項３】 請求項１に記載の障害電流抑制装置にお
いて、上記目標値を受電電圧の波高値に電圧実効値を乗
算して求めたことを特徴とする障害電流抑制装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03710694A JP3322983B2 (ja) | 1994-03-08 | 1994-03-08 | 障害電流抑制装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03710694A JP3322983B2 (ja) | 1994-03-08 | 1994-03-08 | 障害電流抑制装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07245880A JPH07245880A (ja) | 1995-09-19 |
| JP3322983B2 true JP3322983B2 (ja) | 2002-09-09 |
Family
ID=12488351
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP03710694A Expired - Fee Related JP3322983B2 (ja) | 1994-03-08 | 1994-03-08 | 障害電流抑制装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3322983B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101726656B (zh) * | 2009-12-28 | 2012-11-21 | 苏州工业园区和顺电气股份有限公司 | 一种有源电力滤波器的谐波电流检测滤波装置 |
-
1994
- 1994-03-08 JP JP03710694A patent/JP3322983B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101726656B (zh) * | 2009-12-28 | 2012-11-21 | 苏州工业园区和顺电气股份有限公司 | 一种有源电力滤波器的谐波电流检测滤波装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07245880A (ja) | 1995-09-19 |
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Legal Events
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| R250 | Receipt of annual fees |
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