JP2839702B2 - 電力・高調波電流・逆相電流の検出回路 - Google Patents
電力・高調波電流・逆相電流の検出回路Info
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- JP2839702B2 JP2839702B2 JP2318402A JP31840290A JP2839702B2 JP 2839702 B2 JP2839702 B2 JP 2839702B2 JP 2318402 A JP2318402 A JP 2318402A JP 31840290 A JP31840290 A JP 31840290A JP 2839702 B2 JP2839702 B2 JP 2839702B2
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Description
【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明は電源系統から電力変動及び高調波電流の大き
い負荷に電力を供給するシステムにおいて、負荷の電力
変動に起因して発生する電源系統の電圧変動及び高調波
及び逆相電流を抑制する電圧変動及び高調波及び逆相電
流の抑制装置等に用いられる電力・高調波電流・逆相電
流の検出回路に関する。
い負荷に電力を供給するシステムにおいて、負荷の電力
変動に起因して発生する電源系統の電圧変動及び高調波
及び逆相電流を抑制する電圧変動及び高調波及び逆相電
流の抑制装置等に用いられる電力・高調波電流・逆相電
流の検出回路に関する。
（従来の技術） アーク炉のような無効電力変動及び高調波電流、逆相
電流を生ずる負荷に対して、それらに起因して発生する
電源系統の電圧変動及び高調波、逆相電流を抑制するた
めの装置が負荷と並列に設置される。この装置は負荷の
無効電力又は高調波電流等を検出して制御されるので、
無効電力、高調波電流等の検出回路の応答速度、精度が
抑制装置の性能に大きな影響を与える。
電流を生ずる負荷に対して、それらに起因して発生する
電源系統の電圧変動及び高調波、逆相電流を抑制するた
めの装置が負荷と並列に設置される。この装置は負荷の
無効電力又は高調波電流等を検出して制御されるので、
無効電力、高調波電流等の検出回路の応答速度、精度が
抑制装置の性能に大きな影響を与える。
その一例として、本出願人が先に出願した特願平１−
317859号明細書に示す「電圧変動及び高調波の抑制装
置」がある。第３図はそれを説明するための図であり、
電圧変動及び高調波及び逆相電流の抑制装置の構成と従
来の無効電力及び高調波電流、逆相電流の検出回路を示
したものである。ここでは、説明を簡単にするため、３
相系統を単線結線図として取扱うものする。
317859号明細書に示す「電圧変動及び高調波の抑制装
置」がある。第３図はそれを説明するための図であり、
電圧変動及び高調波及び逆相電流の抑制装置の構成と従
来の無効電力及び高調波電流、逆相電流の検出回路を示
したものである。ここでは、説明を簡単にするため、３
相系統を単線結線図として取扱うものする。
第３図において、負荷１には電源２より、インピーダ
ンスをjXSとする送電線３、及びインピーダンスをjXTと
する受電変圧器４を介して電力が供給される。電圧変動
抑制装置としての自励式変換器10は、負荷１に対して並
列に設置され、制御回路30によって制御される。
ンスをjXSとする送電線３、及びインピーダンスをjXTと
する受電変圧器４を介して電力が供給される。電圧変動
抑制装置としての自励式変換器10は、負荷１に対して並
列に設置され、制御回路30によって制御される。
自励式変換器10は、第４図に示すように交流リアクト
ル12、ゲートターンオフサイリスタ（GTO）13、ダイオ
ード14、直流コンデンサ15によって構成される。
ル12、ゲートターンオフサイリスタ（GTO）13、ダイオ
ード14、直流コンデンサ15によって構成される。
負荷１に対する補償電流は電流指令演算部31によって
以下の如く演算される。変流器５によって検出される負
荷１の電流は、三相回路の線路電流で、３相２相変換回
路21において、２相交流に変換される。この処理は３相
交流の各線路電流をiR,iS,iT、２相交流をid,iqとする
と次式で表される。
以下の如く演算される。変流器５によって検出される負
荷１の電流は、三相回路の線路電流で、３相２相変換回
路21において、２相交流に変換される。この処理は３相
交流の各線路電流をiR,iS,iT、２相交流をid,iqとする
と次式で表される。
回路電圧についても同様に電圧検出用変圧器６によっ
て検出され、３相２相変換回路22において２相交流に変
換される。この変換は（１）式のｉをｖに置換えたもの
に等しい。
て検出され、３相２相変換回路22において２相交流に変
換される。この変換は（１）式のｉをｖに置換えたもの
に等しい。
２相変換された電圧信号vd,vqは、同期検出回路24に
よってその基本波成分に同期した同期電圧信号vd ＊,vq
＊に変換される。無効電力検出回路23は、電気学会誌論
文誌58−B60,P.41〜48「瞬時無効電力の一般化理論とそ
の応用」において定義されている、いわゆる瞬時実電
力、瞬時虚電力を検出するもので、次式の演算によって
求められる。
よってその基本波成分に同期した同期電圧信号vd ＊,vq
＊に変換される。無効電力検出回路23は、電気学会誌論
文誌58−B60,P.41〜48「瞬時無効電力の一般化理論とそ
の応用」において定義されている、いわゆる瞬時実電
力、瞬時虚電力を検出するもので、次式の演算によって
求められる。
但し、ｐは瞬時実電力、ｑは瞬時虚電力を表わす。ま
た、vd ＊,vq ＊は二相交流において大きさが1puで、直交
する成分であり、vd≒vd ＊,vq≒vq ＊と考えて差支えな
い。したがって、ｐは電源から負荷へ供給される瞬時有
効電力、ｑは二相間で循環している瞬時無効電力であ
る。
た、vd ＊,vq ＊は二相交流において大きさが1puで、直交
する成分であり、vd≒vd ＊,vq≒vq ＊と考えて差支えな
い。したがって、ｐは電源から負荷へ供給される瞬時有
効電力、ｑは二相間で循環している瞬時無効電力であ
る。
電力系統においては、その電圧変動の大きさは無効電
力によるものが支配的で、有効電力による変動は無視し
て差支えないので、自励式変換器10では無効電力のみを
補償すればよい。従って、（３）式で得られる瞬時虚電
力ｑをフィルタ34で瀘波することにより無効電力QLを検
出し、係数回路35によりある係数KQを乗じて無効電力指
令値QL ＊を演算する。
力によるものが支配的で、有効電力による変動は無視し
て差支えないので、自励式変換器10では無効電力のみを
補償すればよい。従って、（３）式で得られる瞬時虚電
力ｑをフィルタ34で瀘波することにより無効電力QLを検
出し、係数回路35によりある係数KQを乗じて無効電力指
令値QL ＊を演算する。
自励式変換器10を定電流源として動作させるため、瞬
時電流演算回路26において各線路電流指令値iQR ＊,iQS
＊,iQT ＊を演算する。これは（３）式及び（１）式の逆
変換により求められる。二相交流における指令値をiQd
＊,iQq ＊とすると、 で与えられる。但し、前述の理由によりｐ＊＝0,q＊＝Q
L ＊であり、得られる電流指令値は無効電力によるもの
であるからiQ ＊と呼ぶことにする。
時電流演算回路26において各線路電流指令値iQR ＊,iQS
＊,iQT ＊を演算する。これは（３）式及び（１）式の逆
変換により求められる。二相交流における指令値をiQd
＊,iQq ＊とすると、 で与えられる。但し、前述の理由によりｐ＊＝0,q＊＝Q
L ＊であり、得られる電流指令値は無効電力によるもの
であるからiQ ＊と呼ぶことにする。
次に、３相２相変換回路36及び逆相電力検出回路37に
よって負荷１の逆相電力を検出する。この場合、逆相電
力検出回路37では（３）式における瞬時実電力、虚電力
の演算でvq ＊を反転（−１を乗じる）した式により演算
が実行される。ここで、演算で用いられる−vq ＊は同期
検出回路24の出力vq ＊を反転回路45によって反転するこ
とで得られる。この逆相電力検出回路37の出力としては
基本波正相電力が基本波周波数の倍周波数の交流、基本
波逆相電力が直流として検出されるので、これらの出力
をフィルタ38,39を通して瀘波することにより、基本波
逆相電力pN,qNを得ることができる。これらの基本波逆
相電力pN,qNは係数回路40,41によりある係数KNを乗して
逆相電力指令値pN ＊,qN ＊を求め、これを瞬時電流演算
回路42に加えて逆相電流指令値iN ＊に変換する。
よって負荷１の逆相電力を検出する。この場合、逆相電
力検出回路37では（３）式における瞬時実電力、虚電力
の演算でvq ＊を反転（−１を乗じる）した式により演算
が実行される。ここで、演算で用いられる−vq ＊は同期
検出回路24の出力vq ＊を反転回路45によって反転するこ
とで得られる。この逆相電力検出回路37の出力としては
基本波正相電力が基本波周波数の倍周波数の交流、基本
波逆相電力が直流として検出されるので、これらの出力
をフィルタ38,39を通して瀘波することにより、基本波
逆相電力pN,qNを得ることができる。これらの基本波逆
相電力pN,qNは係数回路40,41によりある係数KNを乗して
逆相電力指令値pN ＊,qN ＊を求め、これを瞬時電流演算
回路42に加えて逆相電流指令値iN ＊に変換する。
一方、高調波電流指令演算部32の構成としては交流器
８により検出された電源系統の電流isをフィルタ43に加
えて高調波電流iHを検出し、この高調波電流iHに係数回
路44によりある係数KHを乗じて高調波電流指令値iH ＊を
求める。
８により検出された電源系統の電流isをフィルタ43に加
えて高調波電流iHを検出し、この高調波電流iHに係数回
路44によりある係数KHを乗じて高調波電流指令値iH ＊を
求める。
以上の如く求められた３つの電流指令値iQ ＊,iN ＊及
びiH ＊は加算回路33により合成され、自励式変換器10の
電流指令値iC ＊が得られる。
びiH ＊は加算回路33により合成され、自励式変換器10の
電流指令値iC ＊が得られる。
このようにして求められた指令値と、変流器11によっ
て検出される自励式変換器の各線路電流iCR,iCS,iCTの
差分を減算回路27で演算し、誤差アンプ28において定電
流制御を行ない、変換器の指令値に追従させる。誤差ア
ンプ28の出力はゲート回路29に入力され、変換器をPMW
制御するためのオン・オフパルスを発生し、第４図に示
すGTO13のゲートに印加される。この自励式変換器10は
定電圧型であるから、直流電圧を一定にするための直流
コンデンサ15が必要である。
て検出される自励式変換器の各線路電流iCR,iCS,iCTの
差分を減算回路27で演算し、誤差アンプ28において定電
流制御を行ない、変換器の指令値に追従させる。誤差ア
ンプ28の出力はゲート回路29に入力され、変換器をPMW
制御するためのオン・オフパルスを発生し、第４図に示
すGTO13のゲートに印加される。この自励式変換器10は
定電圧型であるから、直流電圧を一定にするための直流
コンデンサ15が必要である。
また、交流リアクトル12はパルス幅変調された電圧を
平滑化して電流に変換する作用をする。
平滑化して電流に変換する作用をする。
以上のように電圧変動を抑制する一方で、負荷の発生
する高調波を抑制するために、リアクトル及び直流コン
デンサからなる高調波フィルタ７が設置される。これは
いわゆる単一調波同調型受動フィルタであるので、各次
高調波毎に１台以上の高調波フィルタを設けて高調波フ
ィルタ群を構成している。
する高調波を抑制するために、リアクトル及び直流コン
デンサからなる高調波フィルタ７が設置される。これは
いわゆる単一調波同調型受動フィルタであるので、各次
高調波毎に１台以上の高調波フィルタを設けて高調波フ
ィルタ群を構成している。
（発明が解決しようとする課題） 以上述べた様に電圧変動及び高調波、逆相電流の抑制
装置においては負荷の無効電力及び逆相電流、高調波電
流を検出する必要があり、その手段として瞬時実電力、
虚電力の理論を応用した手法が用いられている。
装置においては負荷の無効電力及び逆相電流、高調波電
流を検出する必要があり、その手段として瞬時実電力、
虚電力の理論を応用した手法が用いられている。
アーク炉は著しい不平衡負荷であり、かつ不特定次数
の高調波電流を多く含有しており、それらの大きさは激
しく変化する。この様な負荷に対して従来の電力及び逆
相電流、高調波電流の検出回路を用いると、第３次高調
波が正確に検出できないという欠点がある。以下これに
ついて説明する。
の高調波電流を多く含有しており、それらの大きさは激
しく変化する。この様な負荷に対して従来の電力及び逆
相電流、高調波電流の検出回路を用いると、第３次高調
波が正確に検出できないという欠点がある。以下これに
ついて説明する。
簡単のために系統電圧は平衡しているものとし、電流
は不平衡であるが、零相電流を持たないものと考える
と、対称座標法を用いて各々を表わすと次式となる。
は不平衡であるが、零相電流を持たないものと考える
と、対称座標法を用いて各々を表わすと次式となる。
ここで、1,２は正相電流及び逆相電流である。
次に１及び1,２のｎ次成分を次式で表わす。
ここで、ｎは１以上の整数、φ1n,φ2nはV1に対する
位相差である。（６）〜（11）式を（１）〜（３）式に
代入してp,qを６求めると次式を得る。
位相差である。（６）〜（11）式を（１）〜（３）式に
代入してp,qを６求めると次式を得る。
（12）式において、p,qの第１項は正相電流によるも
のでｎ次正相電流に対して（ｎ−１）次の振動成分を持
つ。第２項は逆相電流によるものでｎ次逆相電流に対し
て（ｎ＋１）次の振動成分を持つ。
のでｎ次正相電流に対して（ｎ−１）次の振動成分を持
つ。第２項は逆相電流によるものでｎ次逆相電流に対し
て（ｎ＋１）次の振動成分を持つ。
第５図はこれらの関係を示したもので、正相及び逆相
の各次調波電流に対してp,qがどの様な振動成分になる
かを表わしている。これより基本波逆相電流によるp,q
と３次正相電流によるp,qは共に２次の振動分を持つこ
とがわかる。
の各次調波電流に対してp,qがどの様な振動成分になる
かを表わしている。これより基本波逆相電流によるp,q
と３次正相電流によるp,qは共に２次の振動分を持つこ
とがわかる。
一方、３次正相電流を検出するためには、２次調波に
同調されたハンドパスフィルタを用いてp,qを瀘波し、
瞬時電流演算を行なって求めることができる。
同調されたハンドパスフィルタを用いてp,qを瀘波し、
瞬時電流演算を行なって求めることができる。
しかしながら、従来の方式では基本波逆相電流による
p,qもまた２次の振動成分となるため、両者を分離でき
ず、第３次高調波電流を正確に検出できないという欠点
がある。
p,qもまた２次の振動成分となるため、両者を分離でき
ず、第３次高調波電流を正確に検出できないという欠点
がある。
本発明の目的は基本波による電力と逆相電流及び高調
波電流をそれぞれ、分離して検出でき、基本波逆相電流
に起因する第３次高調波検出値に対する誤差を除去し得
る電力・高調波電流・逆相電流の検出回路を提供するこ
とにある。
波電流をそれぞれ、分離して検出でき、基本波逆相電流
に起因する第３次高調波検出値に対する誤差を除去し得
る電力・高調波電流・逆相電流の検出回路を提供するこ
とにある。
［発明の構成］ （課題を解決するための手段） 本発明は前記目的を達成するため、３相交流電圧及び
３相交流電流から瞬時実電力及び瞬時虚電力を演算する
方法を用いて、前記３相交流電流の逆相分を検出する第
１の回路と、前記３相交流電流からその逆相分を除去し
て瞬時実電力及び瞬時虚電力を演算し、その直流分を抽
出することによって有効電力及び無効電力を検出する第
２の回路と、前記瞬時実電力及び瞬時虚電力の交流分を
抽出することにより前記３相交流電流の高調波分を検出
する第３の回路からなるものである。
３相交流電流から瞬時実電力及び瞬時虚電力を演算する
方法を用いて、前記３相交流電流の逆相分を検出する第
１の回路と、前記３相交流電流からその逆相分を除去し
て瞬時実電力及び瞬時虚電力を演算し、その直流分を抽
出することによって有効電力及び無効電力を検出する第
２の回路と、前記瞬時実電力及び瞬時虚電力の交流分を
抽出することにより前記３相交流電流の高調波分を検出
する第３の回路からなるものである。
（作用） 本発明によれば、基本波逆相電流を除去し瞬時実電
力、虚電力を演算して高調波電流を検出しているので、
第３次調波検出値に対する基本波逆相電流による誤差を
なくすことができる。また、本発明を電圧変動及び高調
波及び逆相電流の抑制装置に用いた場合、各成分を分離
して検出できるため、各々に適切な重みをかけて独立補
償することができ、最適な抑制装置を実現することがで
きる。
力、虚電力を演算して高調波電流を検出しているので、
第３次調波検出値に対する基本波逆相電流による誤差を
なくすことができる。また、本発明を電圧変動及び高調
波及び逆相電流の抑制装置に用いた場合、各成分を分離
して検出できるため、各々に適切な重みをかけて独立補
償することができ、最適な抑制装置を実現することがで
きる。
（実施例） 以下、本発明の実施例について図面を参照して説明す
る。第１図は本発明の実施例の概略構成を示すブロック
図である。ここで電圧、電流はいずれも３相であるが、
説明を簡単にするため単線結線図として扱う。
る。第１図は本発明の実施例の概略構成を示すブロック
図である。ここで電圧、電流はいずれも３相であるが、
説明を簡単にするため単線結線図として扱う。
図に示すように、３相交流電圧及び３相交流電流ｉか
らその基本波逆相電流iNを検出する逆相電流検出回路50
と、前記電流ｉと逆相電流iNの差を演算する減算回路60
と、その出力ｉ−iNと電圧ｖから瞬時実電力ｐ及び瞬時
虚電力ｑを演算するp,q演算回路70と、その直流分を抽
出するためのローパスフィルタ（LPF）80a,80bと、ｐ及
びｑの交流分を抽出するためのハイパスフィルタ（HP
F）81a,81bとそれらの出力及び電圧ｖから瞬時電流を演
算する瞬時電流演算回路90により構成される。
らその基本波逆相電流iNを検出する逆相電流検出回路50
と、前記電流ｉと逆相電流iNの差を演算する減算回路60
と、その出力ｉ−iNと電圧ｖから瞬時実電力ｐ及び瞬時
虚電力ｑを演算するp,q演算回路70と、その直流分を抽
出するためのローパスフィルタ（LPF）80a,80bと、ｐ及
びｑの交流分を抽出するためのハイパスフィルタ（HP
F）81a,81bとそれらの出力及び電圧ｖから瞬時電流を演
算する瞬時電流演算回路90により構成される。
以上のような構成により、本発明は以下のように動作
する。すなわち、逆相電流演算回路50は電圧ｖ及び電流
ｉから瞬時実電力及び瞬時虚電力を演算する方法によ
り、基本波逆相電流iNを検出する。電流ｉは減算回路60
で基本波逆相電流iNが除去され、その出力ｉ−iNと電圧
ｖにより瞬時実電力ｐ及び瞬時虚電力ｑがp,q演算回路7
0によって演算される。その出力はローパスフィルタ80
a,80bによって直流分のみが抽出され、有効電力Ｐ及び
無効電力Ｑが得られる。p,q演算回路70の出力p,qはまた
ハイパスフィルタ81a,81bによって交流分のみが抽出さ
れ、瞬時電流演算回路90によって高調波電流iHが検出さ
れる。
する。すなわち、逆相電流演算回路50は電圧ｖ及び電流
ｉから瞬時実電力及び瞬時虚電力を演算する方法によ
り、基本波逆相電流iNを検出する。電流ｉは減算回路60
で基本波逆相電流iNが除去され、その出力ｉ−iNと電圧
ｖにより瞬時実電力ｐ及び瞬時虚電力ｑがp,q演算回路7
0によって演算される。その出力はローパスフィルタ80
a,80bによって直流分のみが抽出され、有効電力Ｐ及び
無効電力Ｑが得られる。p,q演算回路70の出力p,qはまた
ハイパスフィルタ81a,81bによって交流分のみが抽出さ
れ、瞬時電流演算回路90によって高調波電流iHが検出さ
れる。
次に、本発明の具体的な実施例について第２図を参照
して説明する。従来の技術である第３図に該当する部分
には同一符号を付してその説明を省略する。またここに
おいても電圧及び電流は３相交流であるが単線結線図と
して取扱うものとする。
して説明する。従来の技術である第３図に該当する部分
には同一符号を付してその説明を省略する。またここに
おいても電圧及び電流は３相交流であるが単線結線図と
して取扱うものとする。
第２図において、３相交流電圧ｖは３相２相変換回路
22によって２相交流電圧vd及びvqに変換される。そのvq
は反転回路45によって極性が反転され−vqとなる。
22によって２相交流電圧vd及びvqに変換される。そのvq
は反転回路45によって極性が反転され−vqとなる。
逆相電流演算回路50は３相２相変換回路51、p,q演算
回路52,ローパスフィルタ53a及び53b、瞬時電流演算回
路54で構成されている。３相交流電流ｉは３相２相変換
回路51によって２相交流に変換され、p,q演算回路52に
よって逆相の瞬時実電力pN、瞬時虚電力qNが演算され
る。これは電圧要素としてvd及び−vqを用いるので、基
本波逆相電流による成分が直流分として観測される。そ
の直流分をローパスフィルタ53a,53bにより各々検出
し、瞬時電流演算回路54によって電流に逆変換すると基
本波逆相電流iNが得られる。
回路52,ローパスフィルタ53a及び53b、瞬時電流演算回
路54で構成されている。３相交流電流ｉは３相２相変換
回路51によって２相交流に変換され、p,q演算回路52に
よって逆相の瞬時実電力pN、瞬時虚電力qNが演算され
る。これは電圧要素としてvd及び−vqを用いるので、基
本波逆相電流による成分が直流分として観測される。そ
の直流分をローパスフィルタ53a,53bにより各々検出
し、瞬時電流演算回路54によって電流に逆変換すると基
本波逆相電流iNが得られる。
以上の様にして得られた基本波逆相電流iNを減算回路
60によって元の電流ｉから除去する。従ってこの電流ｉ
−iNには基本波逆相分は含まれていない。これを３相２
相変換回路21によって２相交流に変換し、p,q演算回路7
0によって瞬時実電力pp及び瞬時虚電力qpを演算する。
その出力は電流の各次成分に対して第５図に示した振動
成分を有するが、基本波逆相分は除去されているので、
pp又はqpの２次の交流分は全てが３次正相電流である。
ppをローパスフィルタ80aで瀘波すればその出力は有効
電力ｐであり、qpに対するローパスフィルタ80bの出力
は無効電力Ｑを意味する。
60によって元の電流ｉから除去する。従ってこの電流ｉ
−iNには基本波逆相分は含まれていない。これを３相２
相変換回路21によって２相交流に変換し、p,q演算回路7
0によって瞬時実電力pp及び瞬時虚電力qpを演算する。
その出力は電流の各次成分に対して第５図に示した振動
成分を有するが、基本波逆相分は除去されているので、
pp又はqpの２次の交流分は全てが３次正相電流である。
ppをローパスフィルタ80aで瀘波すればその出力は有効
電力ｐであり、qpに対するローパスフィルタ80bの出力
は無効電力Ｑを意味する。
一方、p,q演算回路70の出力pp,qpを各々ハイパスフィ
ルタ81a,81bによって瀘波し交流分のみ抽出し、瞬時電
流演算回路90によって電流に逆変換すると高調波電流iH
が得られる。
ルタ81a,81bによって瀘波し交流分のみ抽出し、瞬時電
流演算回路90によって電流に逆変換すると高調波電流iH
が得られる。
［発明の効果］ 以上述べた様に本発明によれば、基本波による電力と
逆相電流及び高調波電流をそれぞれ分離して検出でき、
基本波逆相電流に起因する第３次高調波検出値に対する
誤差を除去し得る電力・高調波電流・逆相電流の検出回
路を提供することができる。
逆相電流及び高調波電流をそれぞれ分離して検出でき、
基本波逆相電流に起因する第３次高調波検出値に対する
誤差を除去し得る電力・高調波電流・逆相電流の検出回
路を提供することができる。
第１図は本発明による電力・高調波電流・逆相電流の検
出回路の概略構成を示すブロック図、第２図は第１図の
具体的な実施例を示すブロック図、第３図は従来の無効
電力及び逆相電流の検出回路を用いた電圧変動及び高調
波の抑制装置を示す図、第４図は自励式変換器の構成を
示す図、第５図は第３図の課題を説明するための図であ
る。 １……負荷、２……電源、３……送電線、４……受電変
圧器、5,8,11……変流器、６……電圧検出用変圧器、７
……高調波フィルタ、10……自励式変換器、21,22,36,5
1……３相２相変換回路、23……無効電力検出回路、24
……同期検出回路、26,42……瞬時電流演算回路、28…
…誤差アンプ、29……ゲート回路、31……電流指令演算
部、32……高調波電流指令演算部、33……加算回路、3
4,38,39,43……フィルタ、35,40,41,44……係数回路、3
7……逆相電力検出回路、50……逆相電流演算回路、52,
70……p,q演算回路、53a,53b,80a,80b……ローパスフィ
ルタ、81a,81b……ハイパスフィルタ、54,90……瞬時電
流演算回路。
出回路の概略構成を示すブロック図、第２図は第１図の
具体的な実施例を示すブロック図、第３図は従来の無効
電力及び逆相電流の検出回路を用いた電圧変動及び高調
波の抑制装置を示す図、第４図は自励式変換器の構成を
示す図、第５図は第３図の課題を説明するための図であ
る。 １……負荷、２……電源、３……送電線、４……受電変
圧器、5,8,11……変流器、６……電圧検出用変圧器、７
……高調波フィルタ、10……自励式変換器、21,22,36,5
1……３相２相変換回路、23……無効電力検出回路、24
……同期検出回路、26,42……瞬時電流演算回路、28…
…誤差アンプ、29……ゲート回路、31……電流指令演算
部、32……高調波電流指令演算部、33……加算回路、3
4,38,39,43……フィルタ、35,40,41,44……係数回路、3
7……逆相電力検出回路、50……逆相電流演算回路、52,
70……p,q演算回路、53a,53b,80a,80b……ローパスフィ
ルタ、81a,81b……ハイパスフィルタ、54,90……瞬時電
流演算回路。
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) G01R 19/00 - 19/32 H02J 3/18 G05F 1/70
Claims (1)
- 【請求項１】３相交流電圧及び３相交流電流から瞬時実
電力及び瞬時虚電力を演算する方法を用いて、前記３相
交流電流の逆相分を検出する第１の回路と、 前記３相交流電流からその逆相分を除去して瞬時実電力
及び瞬時虚電力を演算し、その直流分を抽出することに
よって有効電力及び無効電力を検出する第２の回路と、 前記瞬時実電力及び瞬時虚電力の交流分を抽出すること
により前記３相交流電流の高調波分を検出する第３の回
路 からなる電力・高調波電流・逆相電流の検出回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2318402A JP2839702B2 (ja) | 1990-11-21 | 1990-11-21 | 電力・高調波電流・逆相電流の検出回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2318402A JP2839702B2 (ja) | 1990-11-21 | 1990-11-21 | 電力・高調波電流・逆相電流の検出回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04190629A JPH04190629A (ja) | 1992-07-09 |
| JP2839702B2 true JP2839702B2 (ja) | 1998-12-16 |
Family
ID=18098754
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2318402A Expired - Lifetime JP2839702B2 (ja) | 1990-11-21 | 1990-11-21 | 電力・高調波電流・逆相電流の検出回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2839702B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5629613B2 (ja) * | 2011-03-07 | 2014-11-26 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 自励式無効電力補償装置の制御装置 |
| CN105929220A (zh) * | 2016-04-19 | 2016-09-07 | 南京埃斯顿自动化股份有限公司 | 一种过流检测电路 |
-
1990
- 1990-11-21 JP JP2318402A patent/JP2839702B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04190629A (ja) | 1992-07-09 |
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