WO2015008401A1 - ３相４線式インバータの制御装置 - Google Patents

３相４線式インバータの制御装置 Download PDF

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Definitions

  • FIG. 2 is a diagram showing a main circuit configuration of a conventional general three-phase V-connection inverter.
  • the three-phase V-connection inverter shown in FIG. 2 is divided into two parts by capacitors (C1, C2) in which direct current parts (not shown) are connected in series.
  • semiconductor switching elements S1, S2, S5, S6 are provided for two phases (U phase, W phase) out of three phases (U phase, V phase, W phase), and the remaining one phase (V phase)
  • the main circuit configuration is V-connection
  • the number of semiconductor switching elements is 2/3 compared to the three-phase full-bridge power converter shown in FIG. 1, which is advantageous in terms of cost and switching loss reduction. It is known that
  • the inverter operates to output a sinusoidal voltage, but a distortion component is generated due to the dead time of the semiconductor switching element and the influence of the connected load.
  • the inverter control device detects the output voltage / output current of the inverter and corrects the voltage command of each phase of the inverter.
  • the present invention is an inverter that converts a DC voltage into a three-phase AC voltage having an arbitrary amplitude and frequency by controlling on / off of semiconductor switching elements for three phases.
  • the capacitor of the DC section is configured by connecting two capacitors in series, and the control of the three-phase four-wire inverter is a circuit configuration in which the neutral point of the output filter capacitor of the inverter and the center point of the capacitor of the DC section are connected.
  • a low-pass filter is provided in front of the phase adjusting means.
  • FIG. 6 is a diagram showing a specific configuration example of the phase adjusting means 12 in FIG.
  • the phase adjusting means shown in FIG. 6 has means 121 for holding the value of the input signal using the result of the previous calculation of the output current common component as an input signal, and the input signal (common component of the output current of the inverter). ) And the previous value are output from the subtractor 122.
  • This phase adjusting means obtains the difference between the previous and current input signals (common component of the output current of the inverter), and so performs a differential operation. Therefore, a signal whose phase is advanced by 90 degrees with respect to the input signal is output from the phase adjusting means.

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Abstract

　インバータの出力電流検出値の３相の総和を加算器で演算することによってインバータの出力電流のコモン成分を得る。得られた出力電流のコモン成分の位相を位相調整手段により変化させ、乗算器で比例ゲインを乗じたものをインバータの出力電圧指令の各相へ加算器を介して加算する。インバータの出力電圧指令へこの補正量を加算した値を最終的な出力電圧指令としてパルス幅変調手段に印加してパルス幅変調することで、３相４線式インバータにおいて、負荷に供給する電圧に含まれる出力電流コモン成分による歪みを低減する。

Description

３相４線式インバータの制御装置
　本発明は、主回路構成を３相フルブリッジ回路で構成する３相４線式インバータにおいて、出力電圧歪みの低減を可能とするインバータの制御装置に関する。
　負荷に任意の振幅・周波数の交流電圧を供給するシステムとして、ＰＷＭコンバータ・インバータシステムが当業者に広く知られている。このシステムは、系統からの交流電圧をＰＷＭコンバータにより直流電圧に変換し、その直流電圧をＰＷＭインバータにより所望の交流電圧に変換するものである。このようなシステムは、モータ駆動用インバータや無停電電源装置(ＵＰＳ：Uninterruptible Power Supply)などの用途で、幅広く使用されている。その中でＰＷＭインバータの回路方式には、種々のものが存在することも知られている。
　図１は、従来の一般的な３相３線式インバータの主回路構成を示す図であり、主回路を３相フルブリッジ回路で構成するものである。図１に示すインバータは、各相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）にそれぞれ１組のスイッチングアームを持ち、計３つのスイッチングアーム（Ｕ相アーム，Ｖ相アーム，Ｗ相アーム）を制御することで３相の交流電圧を得ることによって３相３線式インバータを実現している。
　また図２は、従来の一般的な３相Ｖ結線インバータの主回路構成を示す図である。図２に示す３相Ｖ結線インバータは、直流部（図示せず）が直列接続されたコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）により２分割されている。また、３相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）のうち２相（Ｕ相，Ｗ相）分だけ半導体スイッチング素子（Ｓ１，Ｓ２、Ｓ５，Ｓ６）を有し、残りの１相（Ｖ相）は直流コンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の中点が直結されている構造になっている。主回路構成をＶ結線にすると、図１に示す３相フルブリッジの電力変換器に比べて半導体スイッチング素子の数が２／３となるので、コストやスイッチング損失の低減という観点で有利な回路構成となることが知られている。
　また図３は、従来の一般的な３相４線式インバータの主回路構成を示す図であり、主回路を図１と同様に３相フルブリッジ回路で構成するものである。図３に示す３相４線式インバータは、インバータ出力の各相に１組のスイッチングアーム（例えば、Ｓ１，Ｓ２）を持ち、計３つのスイッチングアームを制御することで３相の交流電圧を得ることは、上述した図１の３相３線式インバータと同一である。その一方で、直流部（図示せず）は直列接続されたコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）により２分割され、その直列接続の中点Ｍをインバータの出力フィルタコンデンサの中性点（Ｎ相）に接続しており、インバータ出力の３相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）とこの中性点（Ｎ相）の計４線を使い、負荷へ電力を供給する。このように３相４線式インバータは、３相負荷に電力供給できることはもちろん、インバータ出力の任意の１相と中性点を使えば単相負荷に電力供給できるのも特徴である。
　ところでインバータは正弦波の電圧を出力するように動作するが、半導体スイッチング素子のデッドタイムや接続した負荷の影響により、歪み成分が発生する。その歪み成分を低減するため、インバータの制御装置では、インバータの出力電圧・出力電流を検出し、インバータの各相の電圧指令へ補正を加えている。
　以上に示した回路例から明らかなように、インバータの回路方式には種々のものが存在する。よって、インバータの出力電圧歪みの補償方式も、その回路方式に応じてインバータの制御装置において異ならせているのが現状である。
　下記に示す特許文献１には、３相４線式交流電源を入力とするＰＷＭコンバータの制御装置として、３相各々の入力電流を検出し、それらの和を零相電流(コモンモード電流)成分として演算する方式、又は、零相電流(コモンモード電流)を専用の電流検出器で検出する方式において、零相電流(コモンモード電流)成分をそれぞれ求め、交流入力電流からこの零相電流(コモンモード電流)成分を削除してノーマル電流として電流制御する第１の電流調節器と、零相電流(コモンモード電流)成分だけを制御する第２の電流調節器を個別に設けることで、ノーマル電流制御のゲインと零相電流制御のゲインを個別に設定することが可能となり、それにより、適切なゲインを設定することで入力高調波を低減し、かつ安定に直流電圧制御が可能な電流制御システムが開示されている。
　また下記に示す特許文献２には、交流電流検出手段でコモンモード電流を含んだ入力交流電流を各相について検出し、検出した出力をコモンモード電流抑制手段に入力し、該コモンモード電流抑制手段は、入力された入力交流ライン各相の検出電流を加算し、その加算値に所要の演算を施して加算値に応じた信号を生成し、生成した信号をフィードバック信号として制御回路に入力する。制御回路では、正弦波と三角波のキャリヤ信号とを比較して得た信号に上記のフィードバック信号を演算処理して高周波パルスを生成し、これをコンバータ主回路に入力する。コンバータ主回路は、この高周波パルスを受けてスイッチング素子をＰＷＭ制御して一定の直流電圧を出力するとともに、スイッチング素子の高周波スイッチングによるコモンモード電圧の発生を抑制することが開示されている。
　また下記に示す特許文献３には、３相Ｖ結線インバータの出力電圧歪みを補償する技術が開示されている。図４は、下記特許文献３に開示された３相Ｖ結線インバータの制御装置における回路構成を示す図である。一般に３相Ｖ結線インバータでは、その回路構成に起因して、出力３次成分の歪みが発生する。そこで、特許文献３に開示された技術では、出力電圧指令の３倍周波数の正弦波テーブルを制御装置内部に設けておき、その正弦波テーブル出力に対して振幅・位相の補正を行った上で、出力電圧指令の各相へ加算している。発生している歪み成分を電圧指令へ予め加算することで、インバータの出力電圧の歪み成分を低減するようにしている。
特開２０１０－０１１６１３号公報 特開２００５－０３３８９５号公報 特開２０１２－１４３０８１号公報
　上記した主回路が３相フルブリッジ回路構成の３相４線式インバータにおいては、３相負荷だけでなく、中性点と出力１相の間に単相負荷を接続して使用する場合もある。単相負荷の接続状況によっては、インバータの出力電流にコモン成分が発生する。ここでのコモン成分とは、負荷に流れる３相の電流の総和であり、Ｎ相を経由して中性点へと循環して流れる電流成分に相当する。３相４線式インバータでは、Ｎ相を基準に電圧を発生しているが、Ｎ相に電流が流れることにより、その電位が変動する。
　その結果、インバータの出力電圧にコモン成分に起因する出力周波数の３倍成分の歪みが発生する。これは、３相３線式のインバータではほとんど発生しない歪み成分である。一般的に一番低次の３次歪みが顕著となる傾向にあり、場合によっては３次歪みに特化した補償が必要となることもある。
　しかし、上記のようにして発生する３相４線式インバータの３次成分の出力電圧歪みの補償を目的とした先行技術文献の存在を現時点で見つけられない。
　上記した特許文献３に開示された技術は、Ｖ結線インバータを対象として、出力電圧の３次成分の歪みを補償するための技術であり、上記の様な３相４線式インバータにおけるコモン電流による出力電圧歪み補償への応用も想定されるところである。
　しかし、上記した特許文献３に開示された技術は、歪み補償のために電圧指令へ加算する３次成分の振幅・位相をインバータ運転中に調整して決定する必要がある。そのため、調整を行った負荷条件での特性は改善しても、負荷が変わると上記の調整方法では十分な特性が得られない。特に３相４線式インバータの場合、単相負荷と３相負荷の双方が接続される可能性もあり、Ｖ結線インバータよりも負荷の種類は多く、上記特許文献３に開示された技術を適用しても効果が得られないケースが増えると考えられる。よって、３相４線式インバータに固有の出力電圧歪み補償制御を実現することが必要である。したがって本発明の課題は、上記の点に鑑みて創案されたものであり、３相４線式インバータにおいて、外部回路を追加することなく、制御アルゴリズムに対する必要最小限の修正のみで出力電圧に含まれる出力周波数の３倍成分の歪みを補償可能な３相４線式インバータの制御装置を提供することである。
　上述の課題を解決達成するために、本発明は、３相分の半導体スイッチング素子のオンオフを制御することにより直流電圧を任意の振幅，周波数の３相交流電圧に変換するインバータで、前記インバータの直流部のコンデンサは２つのコンデンサを直列接続して構成し、前記インバータの出力フィルタコンデンサの中性点と前記直流部のコンデンサの中点を接続した回路構成である３相４線式インバータの制御装置において、インバータの３相それぞれの出力電流を検出する手段と、インバータ出力電流の各相成分の総和を演算する手段と、前記インバータ出力電流の各相成分の総和に対して位相を調整する手段と、前記位相調整手段の出力に比例ゲインを乗じて出力電圧指令への補正値を演算する手段とを有し、前記補正値を各相の出力電圧指令へ加算することを特徴とする。
　また上記において、前記位相調整手段は、前回の演算時における入力信号の値を保持する手段を有し、現在の入力信号の値とその前回値との差分を出力するよう構成する。
　また上記において、さらに、前記位相調整手段は、入力信号と入力信号をローパスフィルタで処理して比例ゲインを乗じた信号との差分を出力するよう構成する。
　さらに上記において、前記位相調整手段の前段にローパスフィルタを有するよう構成する。
　このように構成しているので、３相４線式インバータにおいて、外部回路を追加することなく、制御アルゴリズムに対する必要最小限の修正のみで出力電圧に含まれる出力周波数の３倍成分（出力電流コモン成分）の歪みを低減することができる。
従来の一般的な３相３線式インバータの主回路構成を示す図である。 従来の一般的な３相Ｖ結線インバータの主回路構成を示す図である。 従来の一般的な３相４線式インバータの主回路構成を示す図である。 特許文献３に開示された３相Ｖ結線インバータの構成を示す図である。 本発明の実施形態に係る３相４線式インバータの制御装置の構成例を示すブロック図である。 図５における位相調整手段の具体的な構成例を示す図である。 図５における位相調整手段のさらに別の具体的な構成例を示す図である。 本発明の実施形態に係る３相４線式インバータの制御装置の別の構成例を示すブロック図である。
　以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら説明する。
　図５は、本発明の実施形態に係る３相４線式インバータの制御装置の構成例を示すブロック図である。
　図５に示す本発明の実施形態に係る３相４線式インバータの制御装置では、まずインバータの出力電流検出値、すなわちＵ相検出値、Ｖ相検出値及びＷ相検出値、の３相それぞれの総和を加算器１０で演算することによってインバータの出力電流のコモン成分を得る。各相の電流検出は、負荷に流れる電流が検出できればよいので、例えば図３に示されるように、出力フィルタの後段に各相の電流検出器を設置して行えばよい。なお、この各相の電流検出器は、インバータの出力電圧の制御や装置の状態モニタを目的として設置しているインバータがほとんどであるため、本発明の適用のために格別に追加する必要はない。加算器１０の出力である出力電流コモン成分は、一般的には出力周波数の３の倍数成分が支配的であり、３相３線式インバータや３相Ｖ結線インバータでは発生しない成分である。
　そして、位相調整手段１２により出力電流コモン成分の位相を変化させ、乗算器１３で比例ゲインを乗じたものをインバータの出力電圧指令の各相へ加算器１４～１６を介して加算する。この操作は、出力電流コモン成分により発生する出力電圧変動分を予め出力電圧指令へ加算しておくことに相当する。出力電流コモン成分の影響は出力電圧各相へ出るため、同一の補正量を出力電圧各相へ加算するようにしている。
　出力電圧指令へこの補正量を加算した値を最終的な出力電圧指令としてパルス幅変調手段１７に印加してパルス幅変調することで、３相４線式インバータにおいて、負荷に供給する電圧に含まれる出力電流コモン成分による歪みを低減できる。
　本発明の実施に必要なインバータの出力電流のコモン成分は、インバータの各相の出力電流という一般的なインバータでは当該インバータの出力電圧の制御や装置の状態をモニタする為の検出機能としてすでに持っている検出器から抽出される。同一の補正量を出力電圧各相へ加算するためには、マイクロコンピュータなどに実装される制御アルゴリズムを修正するだけでよい。したがって、インバータの出力電流コモン成分の歪の低減が、低コストで容易に実現可能である。
　また、インバータの出力電圧指令の演算アルゴリズムには種々のものがあるが、本発明の実施形態に係る３相４線式インバータの制御装置は、出力電圧指令をフィードフォワード的に補正するだけである。したがって、本発明は、出力電圧指令の演算アルゴリズムによらず適用可能であるという有利性を備えるものである。
　図６は、図５における位相調整手段１２の具体的な構成例を示す図である。図６に示す位相調整手段は、前回の出力電流コモン成分の演算時における結果を入力信号とし当該入力信号の値を保持する手段１２１を有しており、入力信号（インバータの出力電流のコモン成分）とその前回値との差分を減算器１２２から出力する。この位相調整手段は、前回と今回の入力信号（インバータの出力電流のコモン成分）の差分を求めることから、いわば微分動作を行う。したがって、入力信号に対して位相が９０度進んだ信号が、位相調整手段から出力される。
　ここで、位相調整手段１２での位相調整量を９０度進みとした理由を説明する。
　インバータの出力電圧は方形波状であり、高調波成分を多く含んでいる。そのため、インバータの出力にフィルタを設置して高調波を除去し、負荷へは正弦波状の電圧を供給する。出力フィルタとしては、図３のようにＬＣフィルタとするのが一般的である。
　インバータの出力電流のコモン成分に対し位相が９０度進んだ信号は、インバータの出力電流のコモン成分が図３に示すフィルタリアクトルを流れた時に発生する電圧降下分に相当する。よって、インバータの出力電流のコモン成分に対し位相が９０度進んだ信号を出力電圧指令へ予め加算しておけば、図３に示すフィルタリアクトルでの電圧変動分を補償できることになり、図３に示すフィルタリアクトルの後段、すなわち負荷、への出力電圧の出力電圧歪みを低減できることになる。
　図６の位相調整手段は、入力信号より位相が９０度進んだ信号を作成するための演算処理が最も少なく、その実現が最も容易という有利性がある。しかしその反面、この位相調整手段は、微分動作を行うため、入力信号にノイズなどによる高周波の成分が含まれると、出力が過大となる。この場合、出力電圧に悪影響を及ぼすか、又はインバータの安定動作に支障が出る恐れがある。
　図７は、図５における位相調整手段１２のさらに別の具体的な構成例を示す図である。この構成例は、図６に示した位相調整手段より演算処理は複雑になるが、インバータの動作の安定性を確保できるという有利性がある。
　図７においては、ローパスフィルタ２２１を用いた位相進み回路で図５に示す位相調整手段１２を構成するものである。その場合、ローパスフィルタ２２１の時定数、乗算器２２２への比例ゲイン１、乗算器２２４への比例ゲイン２の値を適宜調整することが必要となる。すなわち、入力信号（インバータの出力電流のコモン成分）に含まれる高調波成分をローパスフィルタ２２１で濾波した後に乗算器２２２の乗算に比例ゲイン１を付与した後に入力信号との差分を減算器２２３から出力し、出力した差分をさらに乗算器２２４の乗算に比例ゲイン２を付与して出力する。それにより入力信号に対して任意の位相が進んだ出力信号を得ることができる。
　このように、図７に示す位相調整手段は、図６に示した位相調整手段に比べて、演算処理の数が増加し、且つ比例ゲインなどの調整も必要となって、演算処理は複雑になるが、図６に示した位相調整手段のような微分要素はないので、制御の安定性を向上させることができる。
　図８は、本発明の実施形態に係る３相４線式インバータの制御装置の別の構成例を示すブロック図である。図８における３相４線式インバータの制御装置は、基本的な原理は図５に示した３相４線式インバータの制御装置と同一であるが、位相調整手段１２の前段にローパスフィルタ１１を挿入している点が異なる。それ以外は、図５に示した３相４線式インバータの制御装置と同一であるためその説明を省略する。
　図８に示すローパスフィルタ１１により、出力電流のコモン成分に含まれる高周波成分を除去することで、位相調整手段１２が図６に示すような微分回路であっても、安定に動作すると同時に出力電圧歪みを低減することが可能となる。
　本発明の３相４線式インバータの制御装置は、出力電圧指令の制御アルゴリズムによらずに、出力電圧指令をフィードフォワード的に補正することによって、インバータの出力電圧にコモン成分に起因する出力周波数の３倍成分の歪みの低減のみならず他の倍数成分の歪みの低減にも適用することが可能である。

Claims (4)

  1. 　３相分の半導体スイッチング素子のオンオフを制御することにより直流電圧を任意の振幅，周波数の３相交流電圧に変換するインバータで、前記インバータの直流部のコンデンサは２つのコンデンサを直列接続して構成し、前記インバータの出力フィルタコンデンサの中性点と前記直流部のコンデンサの中点を接続した回路構成である３相４線式インバータの制御装置において、
    　インバータの３相それぞれの出力電流を検出する手段と、インバータ出力電流の各相成分の総和を演算する手段と、前記インバータ出力電流の各相成分の総和に対して位相を調整する手段と、前記位相調整手段の出力に比例ゲインを乗じて出力電圧指令への補正値を演算する手段とを有し、前記補正値を各相の出力電圧指令へ加算することを特徴とする３相４線式インバータの制御装置。
  2. 　請求項１記載の３相４線式インバータの制御装置において、前記位相調整手段は、前回の演算時における入力信号の値を保持する手段を有し、現在の入力信号の値とその前回値との差分を出力することを特徴とする３相４線式インバータの制御装置。
  3. 　請求項１記載の３相４線式インバータの制御装置において、前記位相調整手段は、入力信号と入力信号をローパスフィルタで処理して比例ゲインを乗じた信号との差分を出力することを特徴とする３相４線式インバータの制御装置。
  4. 　請求項１記載の３相４線式インバータの制御装置において、前記位相調整手段の前段にローパスフィルタを有することを特徴とする３相４線式インバータの制御装置。
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