JP4524882B2 - 電力変換システムの制御装置 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
この発明は、複数台のPWMインバータ装置から構成される電力変換システムの制御装置に関し、この電力変換システムは商用周波数での特別高圧周波数変換装置、例えば、電車の特別高圧(20kV、又は25kV)交流電源などに用いられる。
【0002】
【従来の技術】
図10は、この種の電力変換システムの従来例を示す回路構成図であり、1は整流電源などの直流電源、10,20,30,40はこの電力変換システムを形成する4台のPWMインバータ装置、2は前記電力変換システムの負荷、3は負荷2の両端電圧、すなわち、前記電力変換システムの出力電圧(VL )を検出するPT(計器用変圧器)、50は前記電力変換システムの制御装置である。
【0003】
図10に示したPWMインバータ装置10(20,30,40)は自己消弧形素子としてのIGBTとダイオードとの逆並列回路をブリッジ接続にしたPWMインバータ11(21,31,41)と、リアクトルとコンデンサとからなる正弦化フィルタ12(22,32,42)と、これらの正弦化フィルタの出力側を一次巻線側とした変圧器13(23,33,43)とを備えている。ここで、コンデンサ11a及び図示しないコンデンサ21a,31a,41aは、主として、直流電源1側の高周波インピーダンスを低減させる目的で設置されている。
【0004】
図10に示した電力変換システムでは変圧器13,23,33,43それぞれの二次巻線を直列に接続し、図示の如く、その両端から負荷2へ給電している。
【0005】
図11は、図10に示した制御装置50の詳細回路構成図であり、51は平均値演算器、52は電圧調節器、53は台形波指令値発生器、54〜57はPWM回路を示す。
【0006】
すなわち、図11に示した電力変換システムの従来の制御装置50では出力電圧設定値(VL *)と、PT3から得られる検出値(VL )を平均値演算器51により直流化した値との偏差を零にする調節演算を電圧調節器52で行い、この調節演算値と内蔵する基準台形波指令値とを乗算した台形波電圧指令値を台形波指令値発生器53で求め、PWM回路54〜57それぞれでは前記台形波電圧指令値とキャリア信号とによるPWM(パルス幅変調)演算を行い、この演算結果により対応するPWMインバータ11,21,31,41をオン,オフ制御することで得られる交流を正弦化フィルタ11,22,32,42によりその高調波成分を減衰させ、さらに、変圧器13,23,33,43により昇圧し、負荷2に所望の電圧(=VL *)を供給している。ここで、前記台形波電圧指令値によりPWMインバータ11,21,31,41が出力する電圧を制御する方法では、周知の如く、直流電源1の電圧利用率が正弦波電圧指令値に比して改善でき、この種の電力変換システムとして好適な制御方法である。
【0007】
【発明が解決しようとする課題】
上述の従来の電力変換システムにおいて、負荷2が例えば電車など、その負荷電流に高調波成分が多く含まれる場合に、この高調波成分の電流により電力変換システム、すなわち各PWMインバータ装置が出力する電圧波形が大きく歪み、場合によっては、負荷2の制御系とこの電力変換システムの制御系とが干渉しあう、いわゆる、共振現象を起こして前記電圧波形に大きな振動成分が連続的に現れ、この歪みや振動成分により構成する機器に損傷を与える恐れがあった。
【0008】
従来はこれらの対応策として、負荷2と並列に高調波フィルタを設置し、この高調波フィルタにより負荷2の高調波成分を吸収することが行われていた。
【0009】
この発明の目的は、上述の高調波フィルタを設置することなく、上記問題点を解決する電力変換システムの制御装置を提供することにある。
【0010】
【課題を解決するための手段】
この第1の発明は、直流電源より出力される直流をPWMインバータにより交流に変換し、この交流をリアクトルとコンデンサから構成される正弦化フィルタと該正弦化フィルタの出力側を一次巻線側とした変圧器とを介して出力する複数台のPWMインバータ装置からなり、前記各PWMインバータ装置の変圧器の二次巻線を直列に接続し、この接続により得られる加算電圧を出力電圧として負荷に供給する電力変換システムの制御装置において、
前記電力変換システムの出力電圧の平均値と、該システムの出力電圧設定値との偏差を零にする調節演算を行う電圧調節器と、該電圧調節器の調節演算値と基準正弦波設定値との乗算演算を行い、この演算値を第1の瞬時電圧指令値として出力する乗算演算器と、前記電圧調節器の調節演算値と前記基準正弦波設定値とから導出される台形波電圧指令値を出力する台形波指令値発生器と、前記第1の瞬時電圧指令値と、前記各PWMインバータ装置の変圧器の一次巻線の電流瞬時値より導出される該変圧器の電圧変動補正分とを加算演算し、この加算演算値を各PWMインバータ装置への第2の瞬時電圧指令値として出力する電圧指令値演算回路と、前記第2の瞬時電圧指令値と、対応するPWMインバータ装置の変圧器の一次巻線の電圧瞬時値及び電流瞬時値と、このPWMインバータ装置の正弦化フィルタの回路定数と、前記直流電源の電圧値とにより各PWMインバータへのその都度のパルス幅の瞬時補正値を導出する瞬時値制御回路と、前記瞬時補正値と台形波電圧指令値とを加算演算する加算演算器と、該加算演算器の出力値と、キャリア信号とによりPWM演算された点弧信号を導出し、この点弧信号により対応するPWMインバータをオン,オフ制御するPWM回路とを備えたことを特徴とする。
【0011】
第2の発明は前記電力変換システムの制御装置において、前記電力変換システムの出力電圧の平均値と、該システムの出力電圧設定値との偏差を零にする調節演算を行う電圧調節器と、該電圧調節器の調節演算値と基準正弦波設定値との乗算演算を行い、この演算値を第1の瞬時電圧指令値として出力する乗算演算器と、前記電圧調節器の調節演算値と前記基準正弦波設定値とから導出される台形波電圧指令値を出力する台形波指令値発生器と、前記第1の瞬時電圧指令値から前記各PWMインバータ装置の変圧器の一次巻線の電流瞬時値より導出されるこの制御系のダンピング補正分を減算演算し、この減算演算値を各PWMインバータ装置への第2の瞬時電圧指令値として出力する電圧指令値演算回路と、前記第2の瞬時電圧指令値と、対応するPWMインバータ装置の変圧器の一次巻線の電圧瞬時値及び電流瞬時値と、このPWMインバータ装置の正弦化フィルタの回路定数と、前記直流電源の電圧値とにより各PWMインバータへのその都度のパルス幅の瞬時補正値を導出し、この点弧信号により対応するPWMインバータをオン,オフ制御するPWM回路とを備えたことを特徴とする。
【0012】
第3の発明は、前記第1又は第2の発明の電力変換システムの制御装置において、前記それぞれのPWMインバータ装置におけるキャリア信号は、前記各PWMインバータに対して、互いに180°の位相差を有する三角波信号としたことを特徴とする。
【0013】
第4の発明は、前記第3の発明の電力変換システムの制御装置において、
前記それぞれの演算は、前記三角波信号の正または負の頂点から予め定める検出,演算に要する時間だけその都度早めた時刻でのサンプル値により行うことを特徴とする。
【0014】
この第1の発明においては、それぞれのPWMインバータ装置の出力電流を取り込んだ電圧指令値演算回路により、先述の出力電圧の歪み成分を抑制する第2の瞬時電圧指令値を生成し、この瞬時電圧指令値に対して、それぞれの正弦化フィルタのリアクトルのインダクタンス(L)及びコンデンサの容量(C)とを取り込んだ予測形の瞬時値制御回路により各PWMインバータ装置の出力電圧の瞬時値を制御するので出力電圧波形の乱れを改善することができる。
【0015】
また第2の発明においては、それぞれのPWMインバータ装置の出力電流を取り込んだ電圧指令値演算回路により、先述の出力電圧の振動成分を抑制する第2の瞬時電圧指令値を生成し、この瞬時電圧指令値に対して、それぞれの正弦化フィルタのリアクトルのインダクタンス(L)及びコンデンサの容量(C)とを取り込んだ予測形の瞬時値制御回路により各PWMインバータ装置の出力電圧の瞬時値を制御するので出力電圧波形の振動成分を抑制することができる。
【0016】
さらに第3の発明によれば、前記第1又は第2の発明の作用に付加して、PWM演算の際のキャリア信号を三角波信号とし、それぞれのPWM回路では互いに180°の位相差を持たせることで、この電力変換システムの出力電圧そのもののキャリア信号成分の高調波をより少なくすることができる。
【0017】
また、第4の発明は上述の発明におけるそれぞれの演算をデジタル演算により行う際に用いられ、その結果、演算タイミングの同期化が図れる。
【0018】
【発明の実施の形態】
図1は、この発明の実施の形態を示す電力変換システムの回路構成図であり、図10に示した従来例回路と同一機能を有するものには同一符号を付してその説明を省略する。
【0019】
すなわち図1の回路構成が図10の回路構成と異なる点は、PWMインバータ装置10a(20a,30a,40a)には変圧器13(23,33,43)の一次巻線の電圧を検出するPT(計器用変圧器)14(24,34,44)と、該巻線の電流を検出するCT(計器用変流器)15(25,35,45)とが付加され、また、制御装置50に代えて制御装置60または制御装置80を備え、さらに、直流電源1の電圧を検出する直流電圧検出器4を備えている。
【0020】
図2はこの発明の第1の実施例を示し、図1に示した制御装置60の詳細回路構成図である。この制御装置60において、制御装置50と同一機能を有するものには同一符号を付している。
【0021】
すなわち、この制御装置60には平均値演算器51,電圧調節器52,台形波指令値発生器53a,PWM回路54〜57の他に乗算演算器61〜64と、電圧指令値演算回路65〜68と、瞬時値制御回路69〜72と、加算演算器73〜76とを備えている。ここで、台形波指令値発生器53aは従来の台形波指令値発生器53の機能に加えて、内臓する基準台形波指令値と後述の乗算演算器61〜64それぞれにおける基準正弦波設定値との間の位相同期を行っている。
【0022】
図1に示した電力変換システムにおいて、図2に示したこの発明の制御装置60を用いたときの動作を、図2〜図6を参照しつつ、以下に説明する。
【0023】
先ず、PWM回路54〜57において、PWM回路54,55の三角波キャリア信号と、PWM回路56,57の三角波キャリア信号とに180°の位相差を持たせると、例えば、PWMインバータ装置20aとPWMインバータ装置30aとの間では、変圧器23の一次側と変圧器33の一次側とに発生する電圧波形におけるキャリア信号周波数成分のリプル波形が180°の位相差を有し、このリプル波形の電圧が変圧器23及び変圧器33の二次側で合成されるので、結果として、変圧器23及び変圧器33の二次側でのキャリア信号周波数成分の含有率が低減されので、正弦化フィルタ22,32でのキャリア信号周波数成分の減衰率を小さい値にでき,小型化できる。なお、正弦化フィルタ12,42においても、同様に小型化できる。
【0024】
図3は、図2に示した瞬時値制御回路69〜72のうち、瞬時値制御回路69のブロック線図表示による詳細回路構成図である。
【0025】
この瞬時値制御回路69において、PWM回路54の三角波キャリア信号(図4(イ)参照)の周期すなわちサンプリング周期をTとし、後述の電圧指令値演算回路65からの瞬時電圧指令値(V**)と、PT14から得られる変圧器13の一次側電圧の検出値(VO1)との差のサンプリング時点k(k=1・2・3・・・・・)としたときの値をv(k)とし、CT15からの検出値(IO1)の前記時点kでの値をi(k)とすると、瞬時値制御回路69の出力である瞬時補正値(u(k),図4(ロ)参照)の演算は、下記式(1)に示すように行われる。
【0026】
【数1】
u(k)=〔W1 ・v(k)+W2 ・v(k−1)
+W4 ・i(k)+W5 ・i(k−1)〕/VE
+W3 ・u(k−1) …(1)
ここで、W1 =−(A1 +A4 )/B2
W2 =(A1 ・A4 −A2 ・A3 )/B2
W3 =−(A3 ・B1 −A1 ・B2 )/B2
W4 =−D2 /B2
W5 =−(A3 ・D1 −A1 ・D2 )/B2
A1 =cos(αT)
A2 =−(1/Lα)・sin(αT)
A3 =(1/Cα)・sin(αT)
A4 =cos(αT)
B1 =(1/L)・cos(T/2)
B2 =1/(Lα)・sin(αT/2)
D1 =1−cos(αT)
D2 =−1/(Cα)・sin(αT)
α=1/(L・C)1/2
L:正弦化フィルタ12のリアクトルのインダクタンス値
C:正弦化フィルタ12のコンデンサの容量値
なお、上記式(1)の左辺の出力は、例えば、図4(イ)の太実線及び図4(ロ
)に示す如く三角波キャリァ信号の正の頂点で行うために、予め検出,演算に要する時間だけその都度早めた時刻でのそれぞれのサンプル値を取り込むようにしている。同様に、瞬時値制御回路71,72では図4(イ)の細実線及び図4(ハ
)に示す如きタイミングで出力している。
【0027】
図5は、図2に示した電圧指令値演算回路65〜68のうち、電圧指令値演算回路65のブロック線図表示による詳細回路構成図である。
【0028】
すなわち、図3に示した瞬時値制御回路69と同様に、電圧指令値演算回路65ではCT15からの検出値(IO1)の前記時点kでの値をi(k)と、前回の値i(k−1)との差、すなわち、IO1の変化値をG1 倍した値と、乗算演算器61で得られる電圧調節器52の調節演算値と内蔵する基準正弦波設定値との乗算演算値である瞬時電圧指令値(V* )とを加算した値を新たな瞬時電圧指令値(V**)として出力している。
【0029】
ここで、G1 は変圧器13の仮想インピーダンス相当値であり、前記IO1の変化値をG1 倍した値は電圧のディメンジョンとなり、この値を瞬時電圧指令値(V* )に加算した瞬時電圧指令値(V**)は変圧器13の二次側の電圧変動を補正する瞬時電圧指令値となり、その結果、負荷2が例えば電車など、その負荷電流に高調波成分が多く含まれる場合に、この高調波成分の電流により電力変換システム、すなわち各PWMインバータ装置が出力する電圧波形が大きく歪むことが(図6(ロ)参照)、先述の高調波フィルタを設置することなく、防止できる(図6(イ)参照)。
【0030】
図7はこの発明の第2の実施例を示し、図1に示した制御装置80の詳細回路構成図である。この制御装置80において、制御装置60と同一機能を有するものには同一符号を付している。
【0031】
すなわち、図7に示した制御装置80の回路構成が図2に示した制御装置60の回路構成と異なる点は、電圧指令値演算回路65〜68に代えて、電圧指令値演算回路81〜84を備えていることである。
【0032】
図8は、図7に示した電圧指令値演算回路81〜84のうち、電圧指令値演算回路81のブロック線図表示による詳細回路構成図である。
【0033】
すなわち、図3に示した瞬時値制御回路69と同様に、電圧指令値演算回路81ではCT15からの検出値(IO1)の前記時点kでの値をi(k)と、前回の値i(k−1)との差、すなわち、IO1の変化値をG2 倍した値を乗算演算器61の出力である瞬時電圧指令値(V* )から減算した値を新たな瞬時電圧指令値(V**)として出力している。
【0034】
ここで、G2 はこの電力変換システムの制御系のダンピングを補正する値であり、前記IO1の変化値にG2 を乗じた値を瞬時電圧指令値(V* )から減算した瞬時電圧指令値(V**)は、変圧器13の一次側の電圧の振動成分を抑制する瞬時電圧指令値となり、その結果、負荷2が例えば電車など、その負荷電流に高調波成分が多く含まれる場合にも(図9(ロ)参照)、変圧器13の一次側電圧が高調波成分の少ない正弦波状電圧となり(図9(イ)参照)、負荷2の制御系とこの電力変換システムの制御系との干渉現象を防止した安定な出力電圧制御を
、先述の高調波フィルタを設置することなく、行うことができる。
【0035】
【発明の効果】
この種の電力変換システムにおいて、負荷2が例えば電車など、その負荷電流に高調波成分が多く含まれる場合に、従来は、負荷2と並列に高調波フィルタを設置し、この高調波フィルタにより負荷2の高調波成分を吸収することが行われていたが、この発明の電力変換システムでは、上述の高調波フィルタを設置することなく、前記負荷電流による出力電圧波形の歪みや持続する振動成分を除去することができ、さらに、正弦化フィルタも小型になり、その結果、このシステム全体の小型化,低価格化が計れる。
【図面の簡単な説明】
【図1】この発明の実施の形態を示す電力変換システムの回路構成図
【図2】この発明の第1の実施例を示す電力変換システムの制御装置の回路構成図
【図3】図2の部分詳細回路構成図
【図4】図3の動作を説明する波形図
【図5】図2の部分詳細回路構成図
【図6】図1,2の動作を説明する波形図
【図7】この発明の第2の実施例を示す電力変換システムの制御装置の回路構成図
【図8】図7の部分詳細回路構成図
【図9】図1,7の動作を説明する波形図
【図10】従来の電力変換システムの回路構成図
【図11】従来の電力変換システムの制御装置の回路構成図
【符号の説明】
1…直流電源、2…負荷、3…PT、4…直流電圧検出器、10,20,30,40,10a,20a,30a,40a…PWMインバータ装置、11,21,31,41…PWMインバータ、12,22,32,42…正弦化フィルタ、13,23,33,43…変圧器、14,24,34,44…PT、15,25,35,45…CT、50,60,80…制御装置、51…平均値演算器、52…電圧調節器、53,53a…台形波指令値発生器、54〜57…PWM回路、61〜64…乗算演算器、65〜68…電圧指令値演算回路、69〜72…瞬時値制御回路、73〜76…加算演算器、81〜84…電圧指令値演算回路。
Claims (4)
- 直流電源より出力される直流をPWMインバータにより交流に変換し、この交流をリアクトルとコンデンサから構成される正弦化フィルタと該正弦化フィルタの出力側を一次巻線側とした変圧器とを介して出力する複数台のPWMインバータ装置からなり、前記各PWMインバータ装置の変圧器の二次巻線を直列に接続し、この接続により得られる加算電圧を出力電圧として負荷に供給する電力変換システムの制御装置において、
前記電力変換システムの出力電圧の平均値と、該システムの出力電圧設定値との偏差を零にする調節演算を行う電圧調節器と、
該電圧調節器の調節演算値と基準正弦波設定値との乗算演算を行い、この演算値を第1の瞬時電圧指令値として出力する乗算演算器と、
前記電圧調節器の調節演算値と前記基準正弦波設定値とから導出される台形波電圧指令値を出力する台形波指令値発生器と、
前記第1の瞬時電圧指令値と、前記各PWMインバータ装置の変圧器の一次巻線の電流瞬時値より導出される該変圧器の電圧変動補正分とを加算演算し、この加算演算値を各PWMインバータ装置への第2の瞬時電圧指令値として出力する電圧指令値演算回路と、
前記第2の瞬時電圧指令値と、対応するPWMインバータ装置の変圧器の一次巻線の電圧瞬時値及び電流瞬時値と、このPWMインバータ装置の正弦化フィルタの回路定数と、前記直流電源の電圧値とにより各PWMインバータへのその都度のパルス幅の瞬時補正値を導出する瞬時値制御回路と、
前記瞬時補正値と台形波電圧指令値とを加算演算する加算演算器と、
該加算演算器の出力値と、キャリア信号とによりPWM演算された点弧信号を導出し、この点弧信号により対応するPWMインバータをオン,オフ制御するPWM回路とを備えたことを特徴とする電力変換システムの制御装置。 - 直流電源より出力される直流をPWMインバータにより交流に変換し、この交流をリアクトルとコンデンサから構成される正弦化フィルタと該正弦化フィルタの出力側を一次巻線側とした変圧器とを介して出力する複数台のPWMインバータ装置からなり、前記各PWMインバータ装置の変圧器の二次巻線を直列に接続し、この接続により得られる加算電圧を出力電圧として負荷に供給する電力変換システムの制御装置において、
前記電力変換システムの出力電圧の平均値と、該システムの出力電圧設定値との偏差を零にする調節演算を行う電圧調節器と、 該電圧調節器の調節演算値と基準正弦波設定値との乗算演算を行い、この演算値を第1の瞬時電圧指令値として出力する乗算演算器と、
前記電圧調節器の調節演算値と前記基準正弦波設定値とから導出される台形波電圧指令値を出力する台形波指令値発生器と、
前記第1の瞬時電圧指令値から前記各PWMインバータ装置の変圧器の一次巻線の電流瞬時値より導出されるこの制御系のダンピング補正分を減算演算し、この減算演算値を各PWMインバー装置への第2の瞬時電圧指令値として出力する電圧指令値演算回路と、
前記第2の瞬時電圧指令値と、対応するPWMインバータ装置の変圧器の一次巻線の電圧瞬時値及び電流瞬時値と、このPWMインバータ装置の正弦化フィルタの回路定数と、前記直流電源の電圧値とにより各PWMインバータへのその都度のパルス幅の瞬時補正値を導出する瞬時値制御回路と、
前記瞬時補正値と台形波電圧指令値とを加算演算する加算演算器と
該加算演算器の出力値と、キャリア信号とによりPWM演算された点弧信号を導出し、この点弧信号により対応するPWMインバータをオン,オフ制御するPWM回路とを備えたことを特徴とする電力変換システムの制御装置。 - 請求項1又は請求項2に記載の電力変換システムの制御装置において、
前記それぞれのPWMインバータ装置におけるキャリア信号は、前記各PWMインバータに対して、互いに180°の位相差を有する三角波信号としたことを特徴とする電力変換システムの制御装置。 - 請求項3に記載の電力変換システムの制御装置において、
前記それぞれの演算は、前記三角波信号の正または負の頂点から予め定める検出,演算に要する時間だけその都度早めた時刻でのサンプル値により行うことを特徴とする電力変換システムの制御装置。
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- 2000-08-16 JP JP2000246932A patent/JP4524882B2/ja not_active Expired - Fee Related
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CN105553312A (zh) * | 2016-01-28 | 2016-05-04 | 中国科学院电工研究所 | 一种模块化多电平换流器功率模块电容电压均压方法 |
CN105553312B (zh) * | 2016-01-28 | 2018-01-12 | 中国科学院电工研究所 | 一种模块化多电平换流器功率模块电容电压均压方法 |
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