JP4524882B2 - 電力変換システムの制御装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、複数台のＰＷＭインバータ装置から構成される電力変換システムの制御装置に関し、この電力変換システムは商用周波数での特別高圧周波数変換装置、例えば、電車の特別高圧（２０ｋＶ、又は２５ｋＶ）交流電源などに用いられる。
【０００２】
【従来の技術】
図１０は、この種の電力変換システムの従来例を示す回路構成図であり、１は整流電源などの直流電源、１０，２０，３０，４０はこの電力変換システムを形成する４台のＰＷＭインバータ装置、２は前記電力変換システムの負荷、３は負荷２の両端電圧、すなわち、前記電力変換システムの出力電圧（ＶL ）を検出するＰＴ（計器用変圧器）、５０は前記電力変換システムの制御装置である。
【０００３】
図１０に示したＰＷＭインバータ装置１０（２０，３０，４０）は自己消弧形素子としてのＩＧＢＴとダイオードとの逆並列回路をブリッジ接続にしたＰＷＭインバータ１１（２１，３１，４１）と、リアクトルとコンデンサとからなる正弦化フィルタ１２（２２，３２，４２）と、これらの正弦化フィルタの出力側を一次巻線側とした変圧器１３（２３，３３，４３）とを備えている。ここで、コンデンサ１１ａ及び図示しないコンデンサ２１ａ，３１ａ，４１ａは、主として、直流電源１側の高周波インピーダンスを低減させる目的で設置されている。
【０００４】
図１０に示した電力変換システムでは変圧器１３，２３，３３，４３それぞれの二次巻線を直列に接続し、図示の如く、その両端から負荷２へ給電している。
【０００５】
図１１は、図１０に示した制御装置５０の詳細回路構成図であり、５１は平均値演算器、５２は電圧調節器、５３は台形波指令値発生器、５４〜５７はＰＷＭ回路を示す。
【０００６】
すなわち、図１１に示した電力変換システムの従来の制御装置５０では出力電圧設定値（ＶL *）と、ＰＴ３から得られる検出値（ＶL ）を平均値演算器５１により直流化した値との偏差を零にする調節演算を電圧調節器５２で行い、この調節演算値と内蔵する基準台形波指令値とを乗算した台形波電圧指令値を台形波指令値発生器５３で求め、ＰＷＭ回路５４〜５７それぞれでは前記台形波電圧指令値とキャリア信号とによるＰＷＭ（パルス幅変調）演算を行い、この演算結果により対応するＰＷＭインバータ１１，２１，３１，４１をオン，オフ制御することで得られる交流を正弦化フィルタ１１，２２，３２，４２によりその高調波成分を減衰させ、さらに、変圧器１３，２３，３３，４３により昇圧し、負荷２に所望の電圧（＝ＶL *）を供給している。ここで、前記台形波電圧指令値によりＰＷＭインバータ１１，２１，３１，４１が出力する電圧を制御する方法では、周知の如く、直流電源１の電圧利用率が正弦波電圧指令値に比して改善でき、この種の電力変換システムとして好適な制御方法である。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
上述の従来の電力変換システムにおいて、負荷２が例えば電車など、その負荷電流に高調波成分が多く含まれる場合に、この高調波成分の電流により電力変換システム、すなわち各ＰＷＭインバータ装置が出力する電圧波形が大きく歪み、場合によっては、負荷２の制御系とこの電力変換システムの制御系とが干渉しあう、いわゆる、共振現象を起こして前記電圧波形に大きな振動成分が連続的に現れ、この歪みや振動成分により構成する機器に損傷を与える恐れがあった。
【０００８】
従来はこれらの対応策として、負荷２と並列に高調波フィルタを設置し、この高調波フィルタにより負荷２の高調波成分を吸収することが行われていた。
【０００９】
この発明の目的は、上述の高調波フィルタを設置することなく、上記問題点を解決する電力変換システムの制御装置を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
この第１の発明は、直流電源より出力される直流をＰＷＭインバータにより交流に変換し、この交流をリアクトルとコンデンサから構成される正弦化フィルタと該正弦化フィルタの出力側を一次巻線側とした変圧器とを介して出力する複数台のＰＷＭインバータ装置からなり、前記各ＰＷＭインバータ装置の変圧器の二次巻線を直列に接続し、この接続により得られる加算電圧を出力電圧として負荷に供給する電力変換システムの制御装置において、
前記電力変換システムの出力電圧の平均値と、該システムの出力電圧設定値との偏差を零にする調節演算を行う電圧調節器と、該電圧調節器の調節演算値と基準正弦波設定値との乗算演算を行い、この演算値を第１の瞬時電圧指令値として出力する乗算演算器と、前記電圧調節器の調節演算値と前記基準正弦波設定値とから導出される台形波電圧指令値を出力する台形波指令値発生器と、前記第１の瞬時電圧指令値と、前記各ＰＷＭインバータ装置の変圧器の一次巻線の電流瞬時値より導出される該変圧器の電圧変動補正分とを加算演算し、この加算演算値を各ＰＷＭインバータ装置への第２の瞬時電圧指令値として出力する電圧指令値演算回路と、前記第２の瞬時電圧指令値と、対応するＰＷＭインバータ装置の変圧器の一次巻線の電圧瞬時値及び電流瞬時値と、このＰＷＭインバータ装置の正弦化フィルタの回路定数と、前記直流電源の電圧値とにより各ＰＷＭインバータへのその都度のパルス幅の瞬時補正値を導出する瞬時値制御回路と、前記瞬時補正値と台形波電圧指令値とを加算演算する加算演算器と、該加算演算器の出力値と、キャリア信号とによりＰＷＭ演算された点弧信号を導出し、この点弧信号により対応するＰＷＭインバータをオン，オフ制御するＰＷＭ回路とを備えたことを特徴とする。
【００１１】
第２の発明は前記電力変換システムの制御装置において、前記電力変換システムの出力電圧の平均値と、該システムの出力電圧設定値との偏差を零にする調節演算を行う電圧調節器と、該電圧調節器の調節演算値と基準正弦波設定値との乗算演算を行い、この演算値を第１の瞬時電圧指令値として出力する乗算演算器と、前記電圧調節器の調節演算値と前記基準正弦波設定値とから導出される台形波電圧指令値を出力する台形波指令値発生器と、前記第１の瞬時電圧指令値から前記各ＰＷＭインバータ装置の変圧器の一次巻線の電流瞬時値より導出されるこの制御系のダンピング補正分を減算演算し、この減算演算値を各ＰＷＭインバータ装置への第２の瞬時電圧指令値として出力する電圧指令値演算回路と、前記第２の瞬時電圧指令値と、対応するＰＷＭインバータ装置の変圧器の一次巻線の電圧瞬時値及び電流瞬時値と、このＰＷＭインバータ装置の正弦化フィルタの回路定数と、前記直流電源の電圧値とにより各ＰＷＭインバータへのその都度のパルス幅の瞬時補正値を導出し、この点弧信号により対応するＰＷＭインバータをオン，オフ制御するＰＷＭ回路とを備えたことを特徴とする。
【００１２】
第３の発明は、前記第１又は第２の発明の電力変換システムの制御装置において、前記それぞれのＰＷＭインバータ装置におけるキャリア信号は、前記各ＰＷＭインバータに対して、互いに１８０°の位相差を有する三角波信号としたことを特徴とする。
【００１３】
第４の発明は、前記第３の発明の電力変換システムの制御装置において、
前記それぞれの演算は、前記三角波信号の正または負の頂点から予め定める検出，演算に要する時間だけその都度早めた時刻でのサンプル値により行うことを特徴とする。
【００１４】
この第１の発明においては、それぞれのＰＷＭインバータ装置の出力電流を取り込んだ電圧指令値演算回路により、先述の出力電圧の歪み成分を抑制する第２の瞬時電圧指令値を生成し、この瞬時電圧指令値に対して、それぞれの正弦化フィルタのリアクトルのインダクタンス（Ｌ）及びコンデンサの容量（Ｃ）とを取り込んだ予測形の瞬時値制御回路により各ＰＷＭインバータ装置の出力電圧の瞬時値を制御するので出力電圧波形の乱れを改善することができる。
【００１５】
また第２の発明においては、それぞれのＰＷＭインバータ装置の出力電流を取り込んだ電圧指令値演算回路により、先述の出力電圧の振動成分を抑制する第２の瞬時電圧指令値を生成し、この瞬時電圧指令値に対して、それぞれの正弦化フィルタのリアクトルのインダクタンス（Ｌ）及びコンデンサの容量（Ｃ）とを取り込んだ予測形の瞬時値制御回路により各ＰＷＭインバータ装置の出力電圧の瞬時値を制御するので出力電圧波形の振動成分を抑制することができる。
【００１６】
さらに第３の発明によれば、前記第１又は第２の発明の作用に付加して、ＰＷＭ演算の際のキャリア信号を三角波信号とし、それぞれのＰＷＭ回路では互いに１８０°の位相差を持たせることで、この電力変換システムの出力電圧そのもののキャリア信号成分の高調波をより少なくすることができる。
【００１７】
また、第４の発明は上述の発明におけるそれぞれの演算をデジタル演算により行う際に用いられ、その結果、演算タイミングの同期化が図れる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
図１は、この発明の実施の形態を示す電力変換システムの回路構成図であり、図１０に示した従来例回路と同一機能を有するものには同一符号を付してその説明を省略する。
【００１９】
すなわち図１の回路構成が図１０の回路構成と異なる点は、ＰＷＭインバータ装置１０ａ（２０ａ，３０ａ，４０ａ）には変圧器１３（２３，３３，４３）の一次巻線の電圧を検出するＰＴ（計器用変圧器）１４（２４，３４，４４）と、該巻線の電流を検出するＣＴ（計器用変流器）１５（２５，３５，４５）とが付加され、また、制御装置５０に代えて制御装置６０または制御装置８０を備え、さらに、直流電源１の電圧を検出する直流電圧検出器４を備えている。
【００２０】
図２はこの発明の第１の実施例を示し、図１に示した制御装置６０の詳細回路構成図である。この制御装置６０において、制御装置５０と同一機能を有するものには同一符号を付している。
【００２１】
すなわち、この制御装置６０には平均値演算器５１，電圧調節器５２，台形波指令値発生器５３ａ，ＰＷＭ回路５４〜５７の他に乗算演算器６１〜６４と、電圧指令値演算回路６５〜６８と、瞬時値制御回路６９〜７２と、加算演算器７３〜７６とを備えている。ここで、台形波指令値発生器５３ａは従来の台形波指令値発生器５３の機能に加えて、内臓する基準台形波指令値と後述の乗算演算器６１〜６４それぞれにおける基準正弦波設定値との間の位相同期を行っている。
【００２２】
図１に示した電力変換システムにおいて、図２に示したこの発明の制御装置６０を用いたときの動作を、図２〜図６を参照しつつ、以下に説明する。
【００２３】
先ず、ＰＷＭ回路５４〜５７において、ＰＷＭ回路５４，５５の三角波キャリア信号と、ＰＷＭ回路５６，５７の三角波キャリア信号とに１８０°の位相差を持たせると、例えば、ＰＷＭインバータ装置２０ａとＰＷＭインバータ装置３０ａとの間では、変圧器２３の一次側と変圧器３３の一次側とに発生する電圧波形におけるキャリア信号周波数成分のリプル波形が１８０°の位相差を有し、このリプル波形の電圧が変圧器２３及び変圧器３３の二次側で合成されるので、結果として、変圧器２３及び変圧器３３の二次側でのキャリア信号周波数成分の含有率が低減されので、正弦化フィルタ２２，３２でのキャリア信号周波数成分の減衰率を小さい値にでき，小型化できる。なお、正弦化フィルタ１２，４２においても、同様に小型化できる。
【００２４】
図３は、図２に示した瞬時値制御回路６９〜７２のうち、瞬時値制御回路６９のブロック線図表示による詳細回路構成図である。
【００２５】
この瞬時値制御回路６９において、ＰＷＭ回路５４の三角波キャリア信号（図４（イ）参照）の周期すなわちサンプリング周期をＴとし、後述の電圧指令値演算回路６５からの瞬時電圧指令値（Ｖ**）と、ＰＴ１４から得られる変圧器１３の一次側電圧の検出値（ＶO1）との差のサンプリング時点ｋ（ｋ＝１・２・３・・・・・）としたときの値をｖ（ｋ）とし、ＣＴ１５からの検出値（ＩO1）の前記時点ｋでの値をｉ（ｋ）とすると、瞬時値制御回路６９の出力である瞬時補正値（ｕ（ｋ），図４（ロ）参照）の演算は、下記式（１）に示すように行われる。
【００２６】
【数１】
ｕ（ｋ）＝〔Ｗ1 ・ｖ（ｋ）＋Ｗ2 ・ｖ（ｋ−１）
＋Ｗ4 ・ｉ（ｋ）＋Ｗ5 ・ｉ（ｋ−１）〕／ＶE
＋Ｗ3 ・ｕ（ｋ−１） …（１）
ここで、Ｗ1 ＝−（Ａ1 ＋Ａ4 ）／Ｂ2
Ｗ2 ＝（Ａ1 ・Ａ4 −Ａ2 ・Ａ3 ）／Ｂ2
Ｗ3 ＝−（Ａ3 ・Ｂ1 −Ａ1 ・Ｂ2 ）／Ｂ2
Ｗ4 ＝−Ｄ2 ／Ｂ2
Ｗ5 ＝−（Ａ3 ・Ｄ1 −Ａ1 ・Ｄ2 ）／Ｂ2
Ａ1 ＝ｃｏｓ（αＴ）
Ａ2 ＝−（１／Ｌα）・ｓｉｎ（αＴ）
Ａ3 ＝（１／Ｃα）・ｓｉｎ（αＴ）
Ａ4 ＝ｃｏｓ（αＴ）
Ｂ1 ＝（１／Ｌ）・ｃｏｓ（Ｔ／２）
Ｂ2 ＝１／（Ｌα）・ｓｉｎ（αＴ／２）
Ｄ1 ＝１−ｃｏｓ（αＴ）
Ｄ2 ＝−１／（Ｃα）・ｓｉｎ（αＴ）
α＝１／（Ｌ・Ｃ）1/2
Ｌ：正弦化フィルタ１２のリアクトルのインダクタンス値
Ｃ：正弦化フィルタ１２のコンデンサの容量値
なお、上記式（１）の左辺の出力は、例えば、図４（イ）の太実線及び図４（ロ
）に示す如く三角波キャリァ信号の正の頂点で行うために、予め検出，演算に要する時間だけその都度早めた時刻でのそれぞれのサンプル値を取り込むようにしている。同様に、瞬時値制御回路７１，７２では図４（イ）の細実線及び図４（ハ
）に示す如きタイミングで出力している。
【００２７】
図５は、図２に示した電圧指令値演算回路６５〜６８のうち、電圧指令値演算回路６５のブロック線図表示による詳細回路構成図である。
【００２８】
すなわち、図３に示した瞬時値制御回路６９と同様に、電圧指令値演算回路６５ではＣＴ１５からの検出値（ＩO1）の前記時点ｋでの値をｉ（ｋ）と、前回の値ｉ（ｋ−１）との差、すなわち、ＩO1の変化値をＧ1 倍した値と、乗算演算器６１で得られる電圧調節器５２の調節演算値と内蔵する基準正弦波設定値との乗算演算値である瞬時電圧指令値（Ｖ* ）とを加算した値を新たな瞬時電圧指令値（Ｖ**）として出力している。
【００２９】
ここで、Ｇ1 は変圧器１３の仮想インピーダンス相当値であり、前記ＩO1の変化値をＧ1 倍した値は電圧のディメンジョンとなり、この値を瞬時電圧指令値（Ｖ* ）に加算した瞬時電圧指令値（Ｖ**）は変圧器１３の二次側の電圧変動を補正する瞬時電圧指令値となり、その結果、負荷２が例えば電車など、その負荷電流に高調波成分が多く含まれる場合に、この高調波成分の電流により電力変換システム、すなわち各ＰＷＭインバータ装置が出力する電圧波形が大きく歪むことが（図６（ロ）参照）、先述の高調波フィルタを設置することなく、防止できる（図６（イ）参照）。
【００３０】
図７はこの発明の第２の実施例を示し、図１に示した制御装置８０の詳細回路構成図である。この制御装置８０において、制御装置６０と同一機能を有するものには同一符号を付している。
【００３１】
すなわち、図７に示した制御装置８０の回路構成が図２に示した制御装置６０の回路構成と異なる点は、電圧指令値演算回路６５〜６８に代えて、電圧指令値演算回路８１〜８４を備えていることである。
【００３２】
図８は、図７に示した電圧指令値演算回路８１〜８４のうち、電圧指令値演算回路８１のブロック線図表示による詳細回路構成図である。
【００３３】
すなわち、図３に示した瞬時値制御回路６９と同様に、電圧指令値演算回路８１ではＣＴ１５からの検出値（ＩO1）の前記時点ｋでの値をｉ（ｋ）と、前回の値ｉ（ｋ−１）との差、すなわち、ＩO1の変化値をＧ2 倍した値を乗算演算器６１の出力である瞬時電圧指令値（Ｖ* ）から減算した値を新たな瞬時電圧指令値（Ｖ**）として出力している。
【００３４】
ここで、Ｇ2 はこの電力変換システムの制御系のダンピングを補正する値であり、前記ＩO1の変化値にＧ2 を乗じた値を瞬時電圧指令値（Ｖ* ）から減算した瞬時電圧指令値（Ｖ**）は、変圧器１３の一次側の電圧の振動成分を抑制する瞬時電圧指令値となり、その結果、負荷２が例えば電車など、その負荷電流に高調波成分が多く含まれる場合にも（図９（ロ）参照）、変圧器１３の一次側電圧が高調波成分の少ない正弦波状電圧となり（図９（イ）参照）、負荷２の制御系とこの電力変換システムの制御系との干渉現象を防止した安定な出力電圧制御を
、先述の高調波フィルタを設置することなく、行うことができる。
【００３５】
【発明の効果】
この種の電力変換システムにおいて、負荷２が例えば電車など、その負荷電流に高調波成分が多く含まれる場合に、従来は、負荷２と並列に高調波フィルタを設置し、この高調波フィルタにより負荷２の高調波成分を吸収することが行われていたが、この発明の電力変換システムでは、上述の高調波フィルタを設置することなく、前記負荷電流による出力電圧波形の歪みや持続する振動成分を除去することができ、さらに、正弦化フィルタも小型になり、その結果、このシステム全体の小型化，低価格化が計れる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態を示す電力変換システムの回路構成図
【図２】この発明の第１の実施例を示す電力変換システムの制御装置の回路構成図
【図３】図２の部分詳細回路構成図
【図４】図３の動作を説明する波形図
【図５】図２の部分詳細回路構成図
【図６】図１，２の動作を説明する波形図
【図７】この発明の第２の実施例を示す電力変換システムの制御装置の回路構成図
【図８】図７の部分詳細回路構成図
【図９】図１，７の動作を説明する波形図
【図１０】従来の電力変換システムの回路構成図
【図１１】従来の電力変換システムの制御装置の回路構成図
【符号の説明】
１…直流電源、２…負荷、３…ＰＴ、４…直流電圧検出器、１０，２０，３０，４０，１０ａ，２０ａ，３０ａ，４０ａ…ＰＷＭインバータ装置、１１，２１，３１，４１…ＰＷＭインバータ、１２，２２，３２，４２…正弦化フィルタ、１３，２３，３３，４３…変圧器、１４，２４，３４，４４…ＰＴ、１５，２５，３５，４５…ＣＴ、５０，６０，８０…制御装置、５１…平均値演算器、５２…電圧調節器、５３，５３ａ…台形波指令値発生器、５４〜５７…ＰＷＭ回路、６１〜６４…乗算演算器、６５〜６８…電圧指令値演算回路、６９〜７２…瞬時値制御回路、７３〜７６…加算演算器、８１〜８４…電圧指令値演算回路。
【発明の属する技術分野】
この発明は、複数台のＰＷＭインバータ装置から構成される電力変換システムの制御装置に関し、この電力変換システムは商用周波数での特別高圧周波数変換装置、例えば、電車の特別高圧（２０ｋＶ、又は２５ｋＶ）交流電源などに用いられる。
【０００２】
【従来の技術】
図１０は、この種の電力変換システムの従来例を示す回路構成図であり、１は整流電源などの直流電源、１０，２０，３０，４０はこの電力変換システムを形成する４台のＰＷＭインバータ装置、２は前記電力変換システムの負荷、３は負荷２の両端電圧、すなわち、前記電力変換システムの出力電圧（ＶL ）を検出するＰＴ（計器用変圧器）、５０は前記電力変換システムの制御装置である。
【０００３】
図１０に示したＰＷＭインバータ装置１０（２０，３０，４０）は自己消弧形素子としてのＩＧＢＴとダイオードとの逆並列回路をブリッジ接続にしたＰＷＭインバータ１１（２１，３１，４１）と、リアクトルとコンデンサとからなる正弦化フィルタ１２（２２，３２，４２）と、これらの正弦化フィルタの出力側を一次巻線側とした変圧器１３（２３，３３，４３）とを備えている。ここで、コンデンサ１１ａ及び図示しないコンデンサ２１ａ，３１ａ，４１ａは、主として、直流電源１側の高周波インピーダンスを低減させる目的で設置されている。
【０００４】
図１０に示した電力変換システムでは変圧器１３，２３，３３，４３それぞれの二次巻線を直列に接続し、図示の如く、その両端から負荷２へ給電している。
【０００５】
図１１は、図１０に示した制御装置５０の詳細回路構成図であり、５１は平均値演算器、５２は電圧調節器、５３は台形波指令値発生器、５４〜５７はＰＷＭ回路を示す。
【０００６】
すなわち、図１１に示した電力変換システムの従来の制御装置５０では出力電圧設定値（ＶL *）と、ＰＴ３から得られる検出値（ＶL ）を平均値演算器５１により直流化した値との偏差を零にする調節演算を電圧調節器５２で行い、この調節演算値と内蔵する基準台形波指令値とを乗算した台形波電圧指令値を台形波指令値発生器５３で求め、ＰＷＭ回路５４〜５７それぞれでは前記台形波電圧指令値とキャリア信号とによるＰＷＭ（パルス幅変調）演算を行い、この演算結果により対応するＰＷＭインバータ１１，２１，３１，４１をオン，オフ制御することで得られる交流を正弦化フィルタ１１，２２，３２，４２によりその高調波成分を減衰させ、さらに、変圧器１３，２３，３３，４３により昇圧し、負荷２に所望の電圧（＝ＶL *）を供給している。ここで、前記台形波電圧指令値によりＰＷＭインバータ１１，２１，３１，４１が出力する電圧を制御する方法では、周知の如く、直流電源１の電圧利用率が正弦波電圧指令値に比して改善でき、この種の電力変換システムとして好適な制御方法である。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
上述の従来の電力変換システムにおいて、負荷２が例えば電車など、その負荷電流に高調波成分が多く含まれる場合に、この高調波成分の電流により電力変換システム、すなわち各ＰＷＭインバータ装置が出力する電圧波形が大きく歪み、場合によっては、負荷２の制御系とこの電力変換システムの制御系とが干渉しあう、いわゆる、共振現象を起こして前記電圧波形に大きな振動成分が連続的に現れ、この歪みや振動成分により構成する機器に損傷を与える恐れがあった。
【０００８】
従来はこれらの対応策として、負荷２と並列に高調波フィルタを設置し、この高調波フィルタにより負荷２の高調波成分を吸収することが行われていた。
【０００９】
この発明の目的は、上述の高調波フィルタを設置することなく、上記問題点を解決する電力変換システムの制御装置を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
この第１の発明は、直流電源より出力される直流をＰＷＭインバータにより交流に変換し、この交流をリアクトルとコンデンサから構成される正弦化フィルタと該正弦化フィルタの出力側を一次巻線側とした変圧器とを介して出力する複数台のＰＷＭインバータ装置からなり、前記各ＰＷＭインバータ装置の変圧器の二次巻線を直列に接続し、この接続により得られる加算電圧を出力電圧として負荷に供給する電力変換システムの制御装置において、
前記電力変換システムの出力電圧の平均値と、該システムの出力電圧設定値との偏差を零にする調節演算を行う電圧調節器と、該電圧調節器の調節演算値と基準正弦波設定値との乗算演算を行い、この演算値を第１の瞬時電圧指令値として出力する乗算演算器と、前記電圧調節器の調節演算値と前記基準正弦波設定値とから導出される台形波電圧指令値を出力する台形波指令値発生器と、前記第１の瞬時電圧指令値と、前記各ＰＷＭインバータ装置の変圧器の一次巻線の電流瞬時値より導出される該変圧器の電圧変動補正分とを加算演算し、この加算演算値を各ＰＷＭインバータ装置への第２の瞬時電圧指令値として出力する電圧指令値演算回路と、前記第２の瞬時電圧指令値と、対応するＰＷＭインバータ装置の変圧器の一次巻線の電圧瞬時値及び電流瞬時値と、このＰＷＭインバータ装置の正弦化フィルタの回路定数と、前記直流電源の電圧値とにより各ＰＷＭインバータへのその都度のパルス幅の瞬時補正値を導出する瞬時値制御回路と、前記瞬時補正値と台形波電圧指令値とを加算演算する加算演算器と、該加算演算器の出力値と、キャリア信号とによりＰＷＭ演算された点弧信号を導出し、この点弧信号により対応するＰＷＭインバータをオン，オフ制御するＰＷＭ回路とを備えたことを特徴とする。
【００１１】
第２の発明は前記電力変換システムの制御装置において、前記電力変換システムの出力電圧の平均値と、該システムの出力電圧設定値との偏差を零にする調節演算を行う電圧調節器と、該電圧調節器の調節演算値と基準正弦波設定値との乗算演算を行い、この演算値を第１の瞬時電圧指令値として出力する乗算演算器と、前記電圧調節器の調節演算値と前記基準正弦波設定値とから導出される台形波電圧指令値を出力する台形波指令値発生器と、前記第１の瞬時電圧指令値から前記各ＰＷＭインバータ装置の変圧器の一次巻線の電流瞬時値より導出されるこの制御系のダンピング補正分を減算演算し、この減算演算値を各ＰＷＭインバータ装置への第２の瞬時電圧指令値として出力する電圧指令値演算回路と、前記第２の瞬時電圧指令値と、対応するＰＷＭインバータ装置の変圧器の一次巻線の電圧瞬時値及び電流瞬時値と、このＰＷＭインバータ装置の正弦化フィルタの回路定数と、前記直流電源の電圧値とにより各ＰＷＭインバータへのその都度のパルス幅の瞬時補正値を導出し、この点弧信号により対応するＰＷＭインバータをオン，オフ制御するＰＷＭ回路とを備えたことを特徴とする。
【００１２】
第３の発明は、前記第１又は第２の発明の電力変換システムの制御装置において、前記それぞれのＰＷＭインバータ装置におけるキャリア信号は、前記各ＰＷＭインバータに対して、互いに１８０°の位相差を有する三角波信号としたことを特徴とする。
【００１３】
第４の発明は、前記第３の発明の電力変換システムの制御装置において、
前記それぞれの演算は、前記三角波信号の正または負の頂点から予め定める検出，演算に要する時間だけその都度早めた時刻でのサンプル値により行うことを特徴とする。
【００１４】
この第１の発明においては、それぞれのＰＷＭインバータ装置の出力電流を取り込んだ電圧指令値演算回路により、先述の出力電圧の歪み成分を抑制する第２の瞬時電圧指令値を生成し、この瞬時電圧指令値に対して、それぞれの正弦化フィルタのリアクトルのインダクタンス（Ｌ）及びコンデンサの容量（Ｃ）とを取り込んだ予測形の瞬時値制御回路により各ＰＷＭインバータ装置の出力電圧の瞬時値を制御するので出力電圧波形の乱れを改善することができる。
【００１５】
また第２の発明においては、それぞれのＰＷＭインバータ装置の出力電流を取り込んだ電圧指令値演算回路により、先述の出力電圧の振動成分を抑制する第２の瞬時電圧指令値を生成し、この瞬時電圧指令値に対して、それぞれの正弦化フィルタのリアクトルのインダクタンス（Ｌ）及びコンデンサの容量（Ｃ）とを取り込んだ予測形の瞬時値制御回路により各ＰＷＭインバータ装置の出力電圧の瞬時値を制御するので出力電圧波形の振動成分を抑制することができる。
【００１６】
さらに第３の発明によれば、前記第１又は第２の発明の作用に付加して、ＰＷＭ演算の際のキャリア信号を三角波信号とし、それぞれのＰＷＭ回路では互いに１８０°の位相差を持たせることで、この電力変換システムの出力電圧そのもののキャリア信号成分の高調波をより少なくすることができる。
【００１７】
また、第４の発明は上述の発明におけるそれぞれの演算をデジタル演算により行う際に用いられ、その結果、演算タイミングの同期化が図れる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
図１は、この発明の実施の形態を示す電力変換システムの回路構成図であり、図１０に示した従来例回路と同一機能を有するものには同一符号を付してその説明を省略する。
【００１９】
すなわち図１の回路構成が図１０の回路構成と異なる点は、ＰＷＭインバータ装置１０ａ（２０ａ，３０ａ，４０ａ）には変圧器１３（２３，３３，４３）の一次巻線の電圧を検出するＰＴ（計器用変圧器）１４（２４，３４，４４）と、該巻線の電流を検出するＣＴ（計器用変流器）１５（２５，３５，４５）とが付加され、また、制御装置５０に代えて制御装置６０または制御装置８０を備え、さらに、直流電源１の電圧を検出する直流電圧検出器４を備えている。
【００２０】
図２はこの発明の第１の実施例を示し、図１に示した制御装置６０の詳細回路構成図である。この制御装置６０において、制御装置５０と同一機能を有するものには同一符号を付している。
【００２１】
すなわち、この制御装置６０には平均値演算器５１，電圧調節器５２，台形波指令値発生器５３ａ，ＰＷＭ回路５４〜５７の他に乗算演算器６１〜６４と、電圧指令値演算回路６５〜６８と、瞬時値制御回路６９〜７２と、加算演算器７３〜７６とを備えている。ここで、台形波指令値発生器５３ａは従来の台形波指令値発生器５３の機能に加えて、内臓する基準台形波指令値と後述の乗算演算器６１〜６４それぞれにおける基準正弦波設定値との間の位相同期を行っている。
【００２２】
図１に示した電力変換システムにおいて、図２に示したこの発明の制御装置６０を用いたときの動作を、図２〜図６を参照しつつ、以下に説明する。
【００２３】
先ず、ＰＷＭ回路５４〜５７において、ＰＷＭ回路５４，５５の三角波キャリア信号と、ＰＷＭ回路５６，５７の三角波キャリア信号とに１８０°の位相差を持たせると、例えば、ＰＷＭインバータ装置２０ａとＰＷＭインバータ装置３０ａとの間では、変圧器２３の一次側と変圧器３３の一次側とに発生する電圧波形におけるキャリア信号周波数成分のリプル波形が１８０°の位相差を有し、このリプル波形の電圧が変圧器２３及び変圧器３３の二次側で合成されるので、結果として、変圧器２３及び変圧器３３の二次側でのキャリア信号周波数成分の含有率が低減されので、正弦化フィルタ２２，３２でのキャリア信号周波数成分の減衰率を小さい値にでき，小型化できる。なお、正弦化フィルタ１２，４２においても、同様に小型化できる。
【００２４】
図３は、図２に示した瞬時値制御回路６９〜７２のうち、瞬時値制御回路６９のブロック線図表示による詳細回路構成図である。
【００２５】
この瞬時値制御回路６９において、ＰＷＭ回路５４の三角波キャリア信号（図４（イ）参照）の周期すなわちサンプリング周期をＴとし、後述の電圧指令値演算回路６５からの瞬時電圧指令値（Ｖ**）と、ＰＴ１４から得られる変圧器１３の一次側電圧の検出値（ＶO1）との差のサンプリング時点ｋ（ｋ＝１・２・３・・・・・）としたときの値をｖ（ｋ）とし、ＣＴ１５からの検出値（ＩO1）の前記時点ｋでの値をｉ（ｋ）とすると、瞬時値制御回路６９の出力である瞬時補正値（ｕ（ｋ），図４（ロ）参照）の演算は、下記式（１）に示すように行われる。
【００２６】
【数１】
ｕ（ｋ）＝〔Ｗ1 ・ｖ（ｋ）＋Ｗ2 ・ｖ（ｋ−１）
＋Ｗ4 ・ｉ（ｋ）＋Ｗ5 ・ｉ（ｋ−１）〕／ＶE
＋Ｗ3 ・ｕ（ｋ−１） …（１）
ここで、Ｗ1 ＝−（Ａ1 ＋Ａ4 ）／Ｂ2
Ｗ2 ＝（Ａ1 ・Ａ4 −Ａ2 ・Ａ3 ）／Ｂ2
Ｗ3 ＝−（Ａ3 ・Ｂ1 −Ａ1 ・Ｂ2 ）／Ｂ2
Ｗ4 ＝−Ｄ2 ／Ｂ2
Ｗ5 ＝−（Ａ3 ・Ｄ1 −Ａ1 ・Ｄ2 ）／Ｂ2
Ａ1 ＝ｃｏｓ（αＴ）
Ａ2 ＝−（１／Ｌα）・ｓｉｎ（αＴ）
Ａ3 ＝（１／Ｃα）・ｓｉｎ（αＴ）
Ａ4 ＝ｃｏｓ（αＴ）
Ｂ1 ＝（１／Ｌ）・ｃｏｓ（Ｔ／２）
Ｂ2 ＝１／（Ｌα）・ｓｉｎ（αＴ／２）
Ｄ1 ＝１−ｃｏｓ（αＴ）
Ｄ2 ＝−１／（Ｃα）・ｓｉｎ（αＴ）
α＝１／（Ｌ・Ｃ）1/2
Ｌ：正弦化フィルタ１２のリアクトルのインダクタンス値
Ｃ：正弦化フィルタ１２のコンデンサの容量値
なお、上記式（１）の左辺の出力は、例えば、図４（イ）の太実線及び図４（ロ
）に示す如く三角波キャリァ信号の正の頂点で行うために、予め検出，演算に要する時間だけその都度早めた時刻でのそれぞれのサンプル値を取り込むようにしている。同様に、瞬時値制御回路７１，７２では図４（イ）の細実線及び図４（ハ
）に示す如きタイミングで出力している。
【００２７】
図５は、図２に示した電圧指令値演算回路６５〜６８のうち、電圧指令値演算回路６５のブロック線図表示による詳細回路構成図である。
【００２８】
すなわち、図３に示した瞬時値制御回路６９と同様に、電圧指令値演算回路６５ではＣＴ１５からの検出値（ＩO1）の前記時点ｋでの値をｉ（ｋ）と、前回の値ｉ（ｋ−１）との差、すなわち、ＩO1の変化値をＧ1 倍した値と、乗算演算器６１で得られる電圧調節器５２の調節演算値と内蔵する基準正弦波設定値との乗算演算値である瞬時電圧指令値（Ｖ* ）とを加算した値を新たな瞬時電圧指令値（Ｖ**）として出力している。
【００２９】
ここで、Ｇ1 は変圧器１３の仮想インピーダンス相当値であり、前記ＩO1の変化値をＧ1 倍した値は電圧のディメンジョンとなり、この値を瞬時電圧指令値（Ｖ* ）に加算した瞬時電圧指令値（Ｖ**）は変圧器１３の二次側の電圧変動を補正する瞬時電圧指令値となり、その結果、負荷２が例えば電車など、その負荷電流に高調波成分が多く含まれる場合に、この高調波成分の電流により電力変換システム、すなわち各ＰＷＭインバータ装置が出力する電圧波形が大きく歪むことが（図６（ロ）参照）、先述の高調波フィルタを設置することなく、防止できる（図６（イ）参照）。
【００３０】
図７はこの発明の第２の実施例を示し、図１に示した制御装置８０の詳細回路構成図である。この制御装置８０において、制御装置６０と同一機能を有するものには同一符号を付している。
【００３１】
すなわち、図７に示した制御装置８０の回路構成が図２に示した制御装置６０の回路構成と異なる点は、電圧指令値演算回路６５〜６８に代えて、電圧指令値演算回路８１〜８４を備えていることである。
【００３２】
図８は、図７に示した電圧指令値演算回路８１〜８４のうち、電圧指令値演算回路８１のブロック線図表示による詳細回路構成図である。
【００３３】
すなわち、図３に示した瞬時値制御回路６９と同様に、電圧指令値演算回路８１ではＣＴ１５からの検出値（ＩO1）の前記時点ｋでの値をｉ（ｋ）と、前回の値ｉ（ｋ−１）との差、すなわち、ＩO1の変化値をＧ2 倍した値を乗算演算器６１の出力である瞬時電圧指令値（Ｖ* ）から減算した値を新たな瞬時電圧指令値（Ｖ**）として出力している。
【００３４】
ここで、Ｇ2 はこの電力変換システムの制御系のダンピングを補正する値であり、前記ＩO1の変化値にＧ2 を乗じた値を瞬時電圧指令値（Ｖ* ）から減算した瞬時電圧指令値（Ｖ**）は、変圧器１３の一次側の電圧の振動成分を抑制する瞬時電圧指令値となり、その結果、負荷２が例えば電車など、その負荷電流に高調波成分が多く含まれる場合にも（図９（ロ）参照）、変圧器１３の一次側電圧が高調波成分の少ない正弦波状電圧となり（図９（イ）参照）、負荷２の制御系とこの電力変換システムの制御系との干渉現象を防止した安定な出力電圧制御を
、先述の高調波フィルタを設置することなく、行うことができる。
【００３５】
【発明の効果】
この種の電力変換システムにおいて、負荷２が例えば電車など、その負荷電流に高調波成分が多く含まれる場合に、従来は、負荷２と並列に高調波フィルタを設置し、この高調波フィルタにより負荷２の高調波成分を吸収することが行われていたが、この発明の電力変換システムでは、上述の高調波フィルタを設置することなく、前記負荷電流による出力電圧波形の歪みや持続する振動成分を除去することができ、さらに、正弦化フィルタも小型になり、その結果、このシステム全体の小型化，低価格化が計れる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態を示す電力変換システムの回路構成図
【図２】この発明の第１の実施例を示す電力変換システムの制御装置の回路構成図
【図３】図２の部分詳細回路構成図
【図４】図３の動作を説明する波形図
【図５】図２の部分詳細回路構成図
【図６】図１，２の動作を説明する波形図
【図７】この発明の第２の実施例を示す電力変換システムの制御装置の回路構成図
【図８】図７の部分詳細回路構成図
【図９】図１，７の動作を説明する波形図
【図１０】従来の電力変換システムの回路構成図
【図１１】従来の電力変換システムの制御装置の回路構成図
【符号の説明】
１…直流電源、２…負荷、３…ＰＴ、４…直流電圧検出器、１０，２０，３０，４０，１０ａ，２０ａ，３０ａ，４０ａ…ＰＷＭインバータ装置、１１，２１，３１，４１…ＰＷＭインバータ、１２，２２，３２，４２…正弦化フィルタ、１３，２３，３３，４３…変圧器、１４，２４，３４，４４…ＰＴ、１５，２５，３５，４５…ＣＴ、５０，６０，８０…制御装置、５１…平均値演算器、５２…電圧調節器、５３，５３ａ…台形波指令値発生器、５４〜５７…ＰＷＭ回路、６１〜６４…乗算演算器、６５〜６８…電圧指令値演算回路、６９〜７２…瞬時値制御回路、７３〜７６…加算演算器、８１〜８４…電圧指令値演算回路。
Claims (4)
- 直流電源より出力される直流をＰＷＭインバータにより交流に変換し、この交流をリアクトルとコンデンサから構成される正弦化フィルタと該正弦化フィルタの出力側を一次巻線側とした変圧器とを介して出力する複数台のＰＷＭインバータ装置からなり、前記各ＰＷＭインバータ装置の変圧器の二次巻線を直列に接続し、この接続により得られる加算電圧を出力電圧として負荷に供給する電力変換システムの制御装置において、
前記電力変換システムの出力電圧の平均値と、該システムの出力電圧設定値との偏差を零にする調節演算を行う電圧調節器と、
該電圧調節器の調節演算値と基準正弦波設定値との乗算演算を行い、この演算値を第１の瞬時電圧指令値として出力する乗算演算器と、
前記電圧調節器の調節演算値と前記基準正弦波設定値とから導出される台形波電圧指令値を出力する台形波指令値発生器と、
前記第１の瞬時電圧指令値と、前記各ＰＷＭインバータ装置の変圧器の一次巻線の電流瞬時値より導出される該変圧器の電圧変動補正分とを加算演算し、この加算演算値を各ＰＷＭインバータ装置への第２の瞬時電圧指令値として出力する電圧指令値演算回路と、
前記第２の瞬時電圧指令値と、対応するＰＷＭインバータ装置の変圧器の一次巻線の電圧瞬時値及び電流瞬時値と、このＰＷＭインバータ装置の正弦化フィルタの回路定数と、前記直流電源の電圧値とにより各ＰＷＭインバータへのその都度のパルス幅の瞬時補正値を導出する瞬時値制御回路と、
前記瞬時補正値と台形波電圧指令値とを加算演算する加算演算器と、
該加算演算器の出力値と、キャリア信号とによりＰＷＭ演算された点弧信号を導出し、この点弧信号により対応するＰＷＭインバータをオン，オフ制御するＰＷＭ回路とを備えたことを特徴とする電力変換システムの制御装置。 - 直流電源より出力される直流をＰＷＭインバータにより交流に変換し、この交流をリアクトルとコンデンサから構成される正弦化フィルタと該正弦化フィルタの出力側を一次巻線側とした変圧器とを介して出力する複数台のＰＷＭインバータ装置からなり、前記各ＰＷＭインバータ装置の変圧器の二次巻線を直列に接続し、この接続により得られる加算電圧を出力電圧として負荷に供給する電力変換システムの制御装置において、
前記電力変換システムの出力電圧の平均値と、該システムの出力電圧設定値との偏差を零にする調節演算を行う電圧調節器と、 該電圧調節器の調節演算値と基準正弦波設定値との乗算演算を行い、この演算値を第１の瞬時電圧指令値として出力する乗算演算器と、
前記電圧調節器の調節演算値と前記基準正弦波設定値とから導出される台形波電圧指令値を出力する台形波指令値発生器と、
前記第１の瞬時電圧指令値から前記各ＰＷＭインバータ装置の変圧器の一次巻線の電流瞬時値より導出されるこの制御系のダンピング補正分を減算演算し、この減算演算値を各ＰＷＭインバー装置への第２の瞬時電圧指令値として出力する電圧指令値演算回路と、
前記第２の瞬時電圧指令値と、対応するＰＷＭインバータ装置の変圧器の一次巻線の電圧瞬時値及び電流瞬時値と、このＰＷＭインバータ装置の正弦化フィルタの回路定数と、前記直流電源の電圧値とにより各ＰＷＭインバータへのその都度のパルス幅の瞬時補正値を導出する瞬時値制御回路と、
前記瞬時補正値と台形波電圧指令値とを加算演算する加算演算器と
該加算演算器の出力値と、キャリア信号とによりＰＷＭ演算された点弧信号を導出し、この点弧信号により対応するＰＷＭインバータをオン，オフ制御するＰＷＭ回路とを備えたことを特徴とする電力変換システムの制御装置。 - 請求項１又は請求項２に記載の電力変換システムの制御装置において、
前記それぞれのＰＷＭインバータ装置におけるキャリア信号は、前記各ＰＷＭインバータに対して、互いに１８０°の位相差を有する三角波信号としたことを特徴とする電力変換システムの制御装置。 - 請求項３に記載の電力変換システムの制御装置において、
前記それぞれの演算は、前記三角波信号の正または負の頂点から予め定める検出，演算に要する時間だけその都度早めた時刻でのサンプル値により行うことを特徴とする電力変換システムの制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000246932A JP4524882B2 (ja) | 2000-08-16 | 2000-08-16 | 電力変換システムの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000246932A JP4524882B2 (ja) | 2000-08-16 | 2000-08-16 | 電力変換システムの制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002064985A JP2002064985A (ja) | 2002-02-28 |
| JP4524882B2 true JP4524882B2 (ja) | 2010-08-18 |
Family
ID=18737129
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000246932A Expired - Fee Related JP4524882B2 (ja) | 2000-08-16 | 2000-08-16 | 電力変換システムの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4524882B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN105553312A (zh) * | 2016-01-28 | 2016-05-04 | 中国科学院电工研究所 | 一种模块化多电平换流器功率模块电容电压均压方法 |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2007123118A1 (ja) | 2006-04-20 | 2007-11-01 | Daikin Industries, Ltd. | 電力変換装置および電力変換装置の制御方法 |
| JP4980743B2 (ja) * | 2007-02-15 | 2012-07-18 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| WO2009044293A2 (en) * | 2007-06-04 | 2009-04-09 | Sustainable Energy Technologies | Prediction scheme for step wave power converter and inductive inverter topology |
| JP2011061949A (ja) * | 2009-09-09 | 2011-03-24 | Kyoto Denkiki Kk | 瞬時電圧低下保護装置 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0783611B2 (ja) * | 1989-06-12 | 1995-09-06 | 株式会社東芝 | 電力変換装置の制御装置 |
| JPH06292365A (ja) * | 1992-10-30 | 1994-10-18 | Fuji Electric Co Ltd | Ｐｗｍインバータの制御方法および制御装置 |
-
2000
- 2000-08-16 JP JP2000246932A patent/JP4524882B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN105553312A (zh) * | 2016-01-28 | 2016-05-04 | 中国科学院电工研究所 | 一种模块化多电平换流器功率模块电容电压均压方法 |
| CN105553312B (zh) * | 2016-01-28 | 2018-01-12 | 中国科学院电工研究所 | 一种模块化多电平换流器功率模块电容电压均压方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2002064985A (ja) | 2002-02-28 |
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| Date | Code | Title | Description |
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| A625 | Written request for application examination (by other person) |
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|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20100302 |
|
| A521 | Written amendment |
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|
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|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20100511 |
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| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130611 Year of fee payment: 3 |
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| R350 | Written notification of registration of transfer |
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