JPH0295179A - インバータの制御方法 - Google Patents
インバータの制御方法Info
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- JPH0295179A JPH0295179A JP63243838A JP24383888A JPH0295179A JP H0295179 A JPH0295179 A JP H0295179A JP 63243838 A JP63243838 A JP 63243838A JP 24383888 A JP24383888 A JP 24383888A JP H0295179 A JPH0295179 A JP H0295179A
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Links
- 230000005415 magnetization Effects 0.000 claims abstract 2
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 5
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 9
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 6
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 2
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000009413 insulation Methods 0.000 description 1
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- 230000010349 pulsation Effects 0.000 description 1
- XLYOFNOQVPJJNP-UHFFFAOYSA-N water Substances O XLYOFNOQVPJJNP-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の目的〕
（産業上の利用分野）
本発明は、インバータの出力側にトランスを持つ直流／
交流電力変換装置（以下インバータ装置と記す）の、出
力電圧の制御方法に関する。
交流電力変換装置（以下インバータ装置と記す）の、出
力電圧の制御方法に関する。
（従来の技術）
ＰＷＭインバータの出力側にトランスを持つインバータ
装置は、主に定電圧・定周波数インバータ装置として用
いられており、該トランスはインバータ装置の入力電位
と、該インバータ装置の交流出力の電位の絶縁、および
交流フィルタコンデンサを組み合わせＰＷＭ周波数付近
の高調波を除去するために用いられる。
装置は、主に定電圧・定周波数インバータ装置として用
いられており、該トランスはインバータ装置の入力電位
と、該インバータ装置の交流出力の電位の絶縁、および
交流フィルタコンデンサを組み合わせＰＷＭ周波数付近
の高調波を除去するために用いられる。
第９図に従来方式の主回路および制御の構成を示す。１
は直流電圧源、２は平滑コンデンサ、３は３相インバー
タ、４はトランス、５は交流フィルタコンデンサ、６は
負荷、７は電圧検出器、８は電圧基準発生器、９は加算
器、１０は電圧指令発生器、１１は搬送波発生器、１２
は信号発生器である。
は直流電圧源、２は平滑コンデンサ、３は３相インバー
タ、４はトランス、５は交流フィルタコンデンサ、６は
負荷、７は電圧検出器、８は電圧基準発生器、９は加算
器、１０は電圧指令発生器、１１は搬送波発生器、１２
は信号発生器である。
またＶ＊は電圧振幅基準、θは出力電圧の位相基準、■
υｒ ＶＶ＋ ｖｗはそれぞれＵ相、■相、Ｗ相の電圧
検出値、■υ−ＶＶ’＋ Ｖｌｉｌ＊はそれぞれＵ相、
■相、Ｗ相の出力電圧基準、ＶＲ’ｌ ＶＳ＊ｌ Ｖ
Ｔ＊はそれぞれＵ相、■相、Ｗ相の電圧指令値、 ｅｓ
は搬送波である。各相の出力電圧基準Ｖｕ＊＋ ｙ、、
＊、 ｙｗ＊は電圧振幅基準Ｖ＊および位相基準θから
■式で与えられる。
υｒ ＶＶ＋ ｖｗはそれぞれＵ相、■相、Ｗ相の電圧
検出値、■υ−ＶＶ’＋ Ｖｌｉｌ＊はそれぞれＵ相、
■相、Ｗ相の出力電圧基準、ＶＲ’ｌ ＶＳ＊ｌ Ｖ
Ｔ＊はそれぞれＵ相、■相、Ｗ相の電圧指令値、 ｅｓ
は搬送波である。各相の出力電圧基準Ｖｕ＊＋ ｙ、、
＊、 ｙｗ＊は電圧振幅基準Ｖ＊および位相基準θから
■式で与えられる。
ｖＵ＊＝■京＊５ＩＮ（θ）
Ｖｖ’＝Ｖ＊傘ＳＩＮ （Ｏ−２＊ π／ ３）ｖｗ’
＝ｖ末傘５ＩＮ（θ＋２＊π／３） ・＝ ■電
圧指令演算器１０では、出力電圧基準■υ” ｙｖ＊
。
＝ｖ末傘５ＩＮ（θ＋２＊π／３） ・＝ ■電
圧指令演算器１０では、出力電圧基準■υ” ｙｖ＊
。
■−とそれぞれの検出値Ｖυ、 Ｖｖｔ ｖＷの偏差Δ
ＶＵ＋ΔＶＶ＋△ＶｖがヒステリシスレベルΔＶ＊を越
えないような電圧指令ＶＲ＊、 ＶＳ’、 ＶＴ＊を演
算する。
ＶＵ＋ΔＶＶ＋△ＶｖがヒステリシスレベルΔＶ＊を越
えないような電圧指令ＶＲ＊、 ＶＳ’、 ＶＴ＊を演
算する。
搬送波発生器１１はインバータの出力周波数ｆ。より充
分高い周波数ｆｓで振動する３角波８Ｓを出力する。
分高い周波数ｆｓで振動する３角波８Ｓを出力する。
信号発生器１２は各相の出力電圧指令値■Ｒ＊、ｖＳ＊
。
。
ｖＴ＊は搬送波ｅｓを比較し、その符号によってインバ
ータにＰＷＭパターンｖＲＧｔ ＶｓＧｔ ＶＴＧを出
力する。ＶＢ’＋ ＶＳ＊＋ ｙＴ＊と ｅｓ＋ ＶＲ
ＧＩ Ｖｓａ＋ ＶＴＧ（７）関係を第１０図に示す。
ータにＰＷＭパターンｖＲＧｔ ＶｓＧｔ ＶＴＧを出
力する。ＶＢ’＋ ＶＳ＊＋ ｙＴ＊と ｅｓ＋ ＶＲ
ＧＩ Ｖｓａ＋ ＶＴＧ（７）関係を第１０図に示す。
ここでは出力電圧■。ｒ ＶＶ＋ ｖｗを検出信号とし
ているが、交流フィルタコンデンサ５に流れる電流Ｉｏ
Ｕ＋ ■ＣＶ＋ ＩＣＷを検出信号とすることもある。
ているが、交流フィルタコンデンサ５に流れる電流Ｉｏ
Ｕ＋ ■ＣＶ＋ ＩＣＷを検出信号とすることもある。
このときの構成を第１１図に示す。１３は電流検出器、
１４は電流基準発生器、他の番号の要素は第９図で示し
た要素と同一番号のものに対応する。各相のコンデンサ
電流基準ＩＣＵ−ＩＣＶ＊＋ ：ｃｃ−は電圧振幅基準
ｖ＊、位相基準θ、フィルタコンデンサ容量Ｃ［Ｆ］、
およびインバータ出力角周波数ω［ｒａｄ／ｓｌから０
式で与えられる。
１４は電流基準発生器、他の番号の要素は第９図で示し
た要素と同一番号のものに対応する。各相のコンデンサ
電流基準ＩＣＵ−ＩＣＶ＊＋ ：ｃｃ−は電圧振幅基準
ｖ＊、位相基準θ、フィルタコンデンサ容量Ｃ［Ｆ］、
およびインバータ出力角周波数ω［ｒａｄ／ｓｌから０
式で与えられる。
ＩＣＬＩ末＝ （１１Ｃ＊Ｖ＊傘ＣＯ３（θ）ＩＣＶ＊
： （１） Ｃ’ｓ ｖ＊＊ ＣＯ５（θ−２牢π／３
）Ｉにｙ’＝（＋）Ｃ傘ｖ＊＊ｃｏｓ（θ＋２＊ｘ／３
）−■（発明が解決しようとする課題） ３相の電圧指令をディジタルで制御しようとする場合、
指令値の打ち切り誤差から電圧指令に直流分が重なるこ
とがある。その場合、インバータからトランスに向かっ
て直流電流がながれ、トランスが飽和することがある。
： （１） Ｃ’ｓ ｖ＊＊ ＣＯ５（θ−２牢π／３
）Ｉにｙ’＝（＋）Ｃ傘ｖ＊＊ｃｏｓ（θ＋２＊ｘ／３
）−■（発明が解決しようとする課題） ３相の電圧指令をディジタルで制御しようとする場合、
指令値の打ち切り誤差から電圧指令に直流分が重なるこ
とがある。その場合、インバータからトランスに向かっ
て直流電流がながれ、トランスが飽和することがある。
特にハードウェアの関係で電圧指令のビット数を余り大
きくできない場合、打ち切り誤差によって発生する直流
分は大きくなるおそれがある。トランスが飽和するとト
ランスの１次側から２次側に電力が充分に伝送できず、
出力電圧が歪んだり、また、インバータからトランスに
過電流が流れて、最悪の場合、インバータの故障につな
がることになる。
きくできない場合、打ち切り誤差によって発生する直流
分は大きくなるおそれがある。トランスが飽和するとト
ランスの１次側から２次側に電力が充分に伝送できず、
出力電圧が歪んだり、また、インバータからトランスに
過電流が流れて、最悪の場合、インバータの故障につな
がることになる。
本発明は以上の点を考慮し、インバータの出力側から直
流成分が発生しないように制御し、トランスの飽和を起
こりにくくすることを目的とする。
流成分が発生しないように制御し、トランスの飽和を起
こりにくくすることを目的とする。
（課題を解決するための手段）
インバータの交流出力電圧は、インバータの直流電圧が
一定の場合、インバータに与える電圧指令とほぼ等しい
ことからインバータの電圧指令から直流成分を除去すれ
ば、インバータの交流出力に直流分が発生しなくなる。
一定の場合、インバータに与える電圧指令とほぼ等しい
ことからインバータの電圧指令から直流成分を除去すれ
ば、インバータの交流出力に直流分が発生しなくなる。
上記の目的を達成するために、インバータ装置の出力電
圧指令を１周期分記憶する記憶装置をインバータ装置に
もたせ、１周期の間に出力した電圧指令値の総和をフィ
ードバックし出力電圧指令値を補正することによって出
力電圧指令値から直流成分を除去し、インバータの交流
出力に直流分が重なるのを防ぐ。
圧指令を１周期分記憶する記憶装置をインバータ装置に
もたせ、１周期の間に出力した電圧指令値の総和をフィ
ードバックし出力電圧指令値を補正することによって出
力電圧指令値から直流成分を除去し、インバータの交流
出力に直流分が重なるのを防ぐ。
（作 用）
インバータの出力電圧の直流分を除去することによって
インバータに付随するトランスが偏磁しなくなり、イン
バータをより安定に制御することができる。
インバータに付随するトランスが偏磁しなくなり、イン
バータをより安定に制御することができる。
（実 施 例）
第１図は本発明の一実施例を示す構成図である。
１５は直流成分検出器、１６は演算器である。他の番号
の要素は第９図で示した要素と同一番号のものに対応す
る。
の要素は第９図で示した要素と同一番号のものに対応す
る。
直流成分検出器１５は入力信号を１周期分加算するもの
で、入力を■、出力をＳｖとすると、Ｓｖは０式で表せ
る。
で、入力を■、出力をＳｖとすると、Ｓｖは０式で表せ
る。
ただし、Ｚ は遅延演算子であり、■傘ｚ でＶのにサ
ンプル前の要素を示す。また、１周期はｎ個で構成され
、 −ｎで１周期前の同位相のものを示すことになる。
ンプル前の要素を示す。また、１周期はｎ個で構成され
、 −ｎで１周期前の同位相のものを示すことになる。
Ｓｖの演算を図示すると第２図のような構成で示される
。第２図は第３図のように簡約化できる。
。第２図は第３図のように簡約化できる。
演算器１６は、Ｓｖにある関数をかけるもので、最も一
般的な比例積分制御とする場合、第４図のように示され
る。ただしＫＰは比例ゲイン、Ｋ□は積分ゲインとする
。第４図のようなフィードバックを行うことによって、
同図のＶ′の直流分を除去することができる。この様な
制御を電圧指令ＶＲ＊＋ ＶＳ＊＋ｖＴ＊に行うことに
よって、直流分を除去された電圧指令ＶＲ”ｌ Ｖ８＊
＊ｌ ＶＴ＊水を得ることができる。
般的な比例積分制御とする場合、第４図のように示され
る。ただしＫＰは比例ゲイン、Ｋ□は積分ゲインとする
。第４図のようなフィードバックを行うことによって、
同図のＶ′の直流分を除去することができる。この様な
制御を電圧指令ＶＲ＊＋ ＶＳ＊＋ｖＴ＊に行うことに
よって、直流分を除去された電圧指令ＶＲ”ｌ Ｖ８＊
＊ｌ ＶＴ＊水を得ることができる。
本方式は、直流成分除去ループを、電圧波形改善制御な
どのメインループと独立におくことができるため、その
結果、打ち切り誤差によって発生する直流分を気にする
ことなく種々の制御できる。
どのメインループと独立におくことができるため、その
結果、打ち切り誤差によって発生する直流分を気にする
ことなく種々の制御できる。
第５図は、他の実施例であり、単相インバータで本制御
を行った場合である。１７は単相インバータ、他の要素
は第１図および第９図の同一番号のものに対応する。ま
た、ｖｏは出力電圧検出値、ｖｏ′は出力電圧基準値、
ｖｌ：＊は出力電圧基準、■ｘ＊木は直流分を除去した
出力電圧基準、ＶＩＧはインバータの供給するＰＷＭパ
ターンである。なお、動作原理および各ブロック定数は
、前実施例と同一であるので詳細は省略する。
を行った場合である。１７は単相インバータ、他の要素
は第１図および第９図の同一番号のものに対応する。ま
た、ｖｏは出力電圧検出値、ｖｏ′は出力電圧基準値、
ｖｌ：＊は出力電圧基準、■ｘ＊木は直流分を除去した
出力電圧基準、ＶＩＧはインバータの供給するＰＷＭパ
ターンである。なお、動作原理および各ブロック定数は
、前実施例と同一であるので詳細は省略する。
第６図は、他の実施例であり、３相インバータで直流電
圧の利用率を向上させる目的で、２ア一ム変調方式を行
った場合もある。１８は電圧指令補正器、そのほかの要
素は第１図および第９図の同一番号のものに対応する。
圧の利用率を向上させる目的で、２ア一ム変調方式を行
った場合もある。１８は電圧指令補正器、そのほかの要
素は第１図および第９図の同一番号のものに対応する。
電圧補正器１８は搬送波ｅｓの振幅と各相の電圧指令Ｖ
Ｒ＊＋ ＶＳ＊＋ ＶＴ’を比較し、各相の中の１つで
も電圧指令ｅｓを越えたら、その相の指令ｅｓの振幅で
リミッタをかけ、他の２つの相を該リミッタで削られた
分だけ減じる動作をする。これを図示すると第７図のよ
うになる。
Ｒ＊＋ ＶＳ＊＋ ＶＴ’を比較し、各相の中の１つで
も電圧指令ｅｓを越えたら、その相の指令ｅｓの振幅で
リミッタをかけ、他の２つの相を該リミッタで削られた
分だけ減じる動作をする。これを図示すると第７図のよ
うになる。
ただし、ｙＲ＊＋ 、 Ｖｓ＊ｌ 、 ＶＴ＊Ｉは、そ
れぞれＶＲｘｒ ｖｓ木。
れぞれＶＲｘｒ ｖｓ木。
ｖＴ＊を電圧指令補正値１８で補正した出力結果である
。第７図を見て明らかなように、電圧指令補正器１８ノ
入力ＶＲ＊ｌ ＶＳ＊ｌ ＶＴ＊と出力ＶＲ木ｔ ＶＢ
” 、 ＶＴ＊１は、それぞれに対応する線間電圧が互
いに等しい。
。第７図を見て明らかなように、電圧指令補正器１８ノ
入力ＶＲ＊ｌ ＶＳ＊ｌ ＶＴ＊と出力ＶＲ木ｔ ＶＢ
” 、 ＶＴ＊１は、それぞれに対応する線間電圧が互
いに等しい。
また、この様な補正を行うことによって、行わないとき
に比べ、同一のインバータの直流電圧で最大出力電圧が
約１５％増える。しかし、この方式はリミッタにかかる
タイミングによって、ＶＲ” ＋ ｖｓ幻、ｙ丁＊に直
流成分が乗りやすいという欠点がある。しかし、本方式
のように直流成分除去ループを加えることによって、Ｖ
Ｒ＊ｌ 、 Ｖｓ＊ｌ 、 ＶＴ幻の直流分を除去する
ことができる。
に比べ、同一のインバータの直流電圧で最大出力電圧が
約１５％増える。しかし、この方式はリミッタにかかる
タイミングによって、ＶＲ” ＋ ｖｓ幻、ｙ丁＊に直
流成分が乗りやすいという欠点がある。しかし、本方式
のように直流成分除去ループを加えることによって、Ｖ
Ｒ＊ｌ 、 Ｖｓ＊ｌ 、 ＶＴ幻の直流分を除去する
ことができる。
第８図は、他の実施例であり、インバータ装置からトラ
ンスおよび交流フィルタコンデンサを外し、３相インバ
ータの負荷として誘導電動機を用いた例である。１９は
誘導電動機、そのほかの要素は第１図および第９図と同
一番号のものに対応する。誘導電動機はトランスと同様
に供給電力の直流分に敏感である。誘導電動機に直流成
分を持つ電力を供給した場合、その直流成分によって誘
導電動機のトルクが脈動する。しかし、第９図のように
供給電圧から直流分を除去することによってトルク脈動
を抑えることができる。
ンスおよび交流フィルタコンデンサを外し、３相インバ
ータの負荷として誘導電動機を用いた例である。１９は
誘導電動機、そのほかの要素は第１図および第９図と同
一番号のものに対応する。誘導電動機はトランスと同様
に供給電力の直流分に敏感である。誘導電動機に直流成
分を持つ電力を供給した場合、その直流成分によって誘
導電動機のトルクが脈動する。しかし、第９図のように
供給電圧から直流分を除去することによってトルク脈動
を抑えることができる。
以上説明したように、本発明ではインバータから直流成
分を出さないように制御するため、デジタル制御特有の
打ち切り誤差による影響を最小限に抑えることができ、
ハードウェアの関係で電圧指令の有効ビット長を大きく
できない場合でも良好な波形を得ることができる。
分を出さないように制御するため、デジタル制御特有の
打ち切り誤差による影響を最小限に抑えることができ、
ハードウェアの関係で電圧指令の有効ビット長を大きく
できない場合でも良好な波形を得ることができる。
第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２図、第３
図は直流成分検出器、第４図は直流成分検出器の出力を
比例積分によってフィードバックしたもの、第５図、第
６図、第８図は他の実施例、第７図は電圧指令補正器１
８の動作説明図、第９図、第１１図は従来のインバータ
制御構成図、第１０図は信号発生器の動作説明図である
。 １・・・直流電圧源 ２・・・平滑コンデンサ３
・・・３相インバータ ４・・トランス５・・・交流
フィルタコンデンサ ６・・・負荷 ７・・・電圧検出器８・・
・電圧基準発生器 ９・・・加算器１０・・・電圧指
令発生器 １１・・・搬送波発生器１２・・・信号発
生器 １３・・・電流検出器１４・・・電流基準
発生器 １５・・・直流成分演算器１６・・・演算器
１７・・・単相インデータ１８・・・電圧
指令補正器 １９・・・誘導電動機
図は直流成分検出器、第４図は直流成分検出器の出力を
比例積分によってフィードバックしたもの、第５図、第
６図、第８図は他の実施例、第７図は電圧指令補正器１
８の動作説明図、第９図、第１１図は従来のインバータ
制御構成図、第１０図は信号発生器の動作説明図である
。 １・・・直流電圧源 ２・・・平滑コンデンサ３
・・・３相インバータ ４・・トランス５・・・交流
フィルタコンデンサ ６・・・負荷 ７・・・電圧検出器８・・
・電圧基準発生器 ９・・・加算器１０・・・電圧指
令発生器 １１・・・搬送波発生器１２・・・信号発
生器 １３・・・電流検出器１４・・・電流基準
発生器 １５・・・直流成分演算器１６・・・演算器
１７・・・単相インデータ１８・・・電圧
指令補正器 １９・・・誘導電動機
Claims (1)
- インバータの出力側にトランスを持つＰＷＭインバー
タ装置において、出力電圧の指令値を１周期分記憶でき
る記憶装置を具備し、その指令値の１周期分を加算した
値をＰＩ制御によってフィードバックして出力電圧の指
令値を補正することにより、出力電圧の直流分を除去し
、トランスの偏磁を起こりにくくすることを特徴とする
インバータの制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63243838A JPH0295179A (ja) | 1988-09-30 | 1988-09-30 | インバータの制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63243838A JPH0295179A (ja) | 1988-09-30 | 1988-09-30 | インバータの制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0295179A true JPH0295179A (ja) | 1990-04-05 |
Family
ID=17109697
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63243838A Pending JPH0295179A (ja) | 1988-09-30 | 1988-09-30 | インバータの制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0295179A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0475709A2 (en) * | 1990-09-12 | 1992-03-18 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Inverter control device capable of suppressing DC magnetization in three-phase transformer |
| JP2011114963A (ja) * | 2009-11-27 | 2011-06-09 | Panasonic Corp | インバータ制御方法およびインバータ制御加工装置 |
-
1988
- 1988-09-30 JP JP63243838A patent/JPH0295179A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0475709A2 (en) * | 1990-09-12 | 1992-03-18 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Inverter control device capable of suppressing DC magnetization in three-phase transformer |
| US5177428A (en) * | 1990-09-12 | 1993-01-05 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Inverter control device capable of supressing dc magnetization in three-phase transformer |
| JP2011114963A (ja) * | 2009-11-27 | 2011-06-09 | Panasonic Corp | インバータ制御方法およびインバータ制御加工装置 |
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