JP2018151188A - 電動式作業車両 - Google Patents

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Abstract

【課題】 誤検出を抑制しつつ、直流と交流の両方で地絡状態を検出することができる電動式作業車両を提供する。【解決手段】 ダンプトラック１は、直流母線１８の正極ライン１８Ａと中性点Ｎとの間の検出電圧Ｖpと、中性点Ｎと直流母線１８の負極ライン１８Ｂとの間の検出電圧Ｖnとの差分からなる地絡検出電圧Ｖ0を検出し、地絡検出電圧Ｖ0に基づいて地絡を検出する地絡検出装置２２とを備える。地絡検出装置２２は、地絡検出電圧Ｖ0から直流成分ＶLdcを抽出し、直流成分ＶLdcに基づいて地絡を判定する直流成分判定部２５と、地絡検出電圧Ｖ0からインバータ１７Ｒ，１７Ｌの駆動周波数成分ＶLiR，ＶLiLを抽出し、駆動周波数成分ＶLiR，ＶLiLに基づいて地絡を判定する駆動周波数成分判定部２６，２７と、を有する。【選択図】 図３

Description

本発明は、インバータおよび電動モータを備えたダンプトラック等のような電動式作業車両に関する。
一般に、大型のダンプトラック等のように、走行用の駆動システムに電気駆動方式を採用した電動式作業車両が知られている。このような電動式作業車両では、正極と負極とからなり直流電圧が印加される直流母線と、直流母線に接続されたインバータと、インバータに接続された電動モータとを備えている（例えば、特許文献１参照）。
一方、インバータおよび電動モータを含む電気回路と接地電位との間の絶縁抵抗が劣化すると、地絡電流が流れる。そこで、このような電気回路に、地絡状態を検出する地絡検出装置を設けたものが知られている（例えば、特許文献２参照）。
特開２０１０−８８２８９号公報 特許第５５３５８８０号公報
ところで、電動式作業車両では、インバータによるＰＷＭ制御によって、直流母線に印加された直流電力が、電動モータを駆動するための駆動周波数の交流電力に変換される。モータの制御においては、モータ内部の磁束を決める励磁電流と、この磁束と作用することでモータの出力トルクを決定するトルク電流とに分けて制御することが一般的に行われる。ここで、モータ内部の磁束を制御する励磁電流の制御応答性は低いため、励磁電流は一定の値に制御し、応答性の高いトルク電流を制御するのが一般的である。一定のモータ内部磁束のもとでの可変周波数のモータ駆動においては、モータ回転数が低いとモータ内部に発生する誘起電圧が低いため、これに伴ってインバータを制御するための交流出力電圧は低い。モータ回転数が高くなると、モータ内部に発生する誘起電圧が高くなるため、これに伴ってインバータを制御するための交流出力電圧も高い電圧が必要となってくる。
しかしながら、直流母線電圧に対してインバータが出力できる交流電圧には上限があるため、モータ回転数が高くなり、インバータの交流出力電圧が上限に達すると、これ以上の速度でインバータによる励磁電流を一定にしたモータ制御ができなくなる。この場合、モータの励磁電流を下げて、モータ内部の磁束を低くすることで、同じ回転速度でもモータ内部に発生する誘起電圧を下げる「弱め界磁」と呼ばれる制御が一般的に行われる。この「弱め界磁」の制御では、モータ制御に必要なインバータ交流出力電圧を下げて、より高い回転速度域までモータを制御する。「弱め界磁」制御域では、モータ回転数が上がっても、インバータの交流出力電圧はそれに比例して上がる訳ではなく、ほぼインバータによる出力できる上限電圧に抑制される。このため、回転数を上げても、モータから取り出される出力パワーは増加できなくなる。従って、モータからより多くの出力を取り出すために、モータのインバータ駆動においては、直流母線に対して出力できる交流電圧の上限を高くするための工夫が行われる。
その一つがＰＷＭ制御の変調波に３の整数倍の高調波成分を加算する「三次調波重畳」である。インバータの各相に駆動周波数の基本波成分に対し、三次高調波を重畳させることにより、同じ直流母線電圧でも、「三次調波重畳」を行わない場合に比べて、例えば１割程交流出力電圧を増大させることができる。この場合、三相モータの線間電圧には、各相に重畳された三次高調波が相殺されて、基本波成分しか現われない。しかしながら、インバータの中性点と三相モータ全体の平均電圧との間には、各相の三次高調波が加算平均化された成分が現われることになる。
また、もう一つの交流電圧の上限を高くする方法として、ＰＷＭ制御の過変調制御が行われることがある。通常のＰＷＭ制御では、インバータの出力電圧を正弦波にするためにＰＷＭの変調波の振幅を搬送波（キャリア）の振幅以下にすることで、インバータの交流出力に含まれる高調波成分を低く抑制している。しかしながら、この場合には、変調波の振幅が低い分、インバータの交流出力に現われる基本波成分の振幅も小さくなる。これに対し、ＰＷＭの変調波の振幅を搬送波の振幅以上にとる（過変調とする）と、インバータの交流出力に含まれる基本波成分の振幅を大きくすることができる。この場合、変調波の振幅が搬送波の振幅より大きい時間領域では、ＰＷＭのスイッチングが行われなくなり、インバータ交流出力に三次高調波などの低次の高調波成分が多く含まれるようになる。
このように、モータからより多くの出力を取り出すために、直流母線電圧に対して出力できる交流電圧の上限を高くしようとすると、インバータの交流出力電圧には三次の高調波電圧成分が含まれるようになる。三次の高調波成分は、三相分を足し合わせても相殺されることがない。このため、三次の高調波成分が印加されたモータ全体の平均的電圧は、インバータの中性点に対し、三次の高調波成分で変動するようになる。
これに対し、特許文献２に記載された地絡検出装置は、商用電源で駆動する電動モータの電気回路に接続されており、商用周波数と、インバータの出力周波数との両方で、地絡電流を検出可能としている。しかしながら、特許文献２に記載された地絡検出装置は、インバータの出力周波数に限らず、商用周波数よりも高い周波数の信号を全て用いて地絡状態を検出している。このため、特許文献２に記載された地絡検出装置を、電動式作業車両の電気回路に適用すると、三次高調波の増加分によって地絡状態を誤検出してしまうという問題がある。
特に、大型の電動式作業車両では、直流母線に１０００Ｖ以上の高圧の直流電圧が印加される。このとき、ＰＷＭ制御のキャリア周波数を高くすると、インバータのスイッチング動作に伴う電力損失が増加する。このため、ＰＷＭ制御のキャリア周波数が低くなる傾向があり、インバータの駆動周波数とキャリア周波数とが近くなり易い。この結果、三次高調波に伴う地絡状態の誤検出が顕著になる傾向がある。
本発明は上述した従来技術の問題に鑑みなされたもので、本発明の目的は、誤検出を抑制しつつ、直流と交流の両方で地絡状態を検出することができる電動式作業車両を提供することにある。
上述した課題を解決するために、本発明は、正極と負極とからなり直流電圧が印加される直流母線と、前記直流母線に接続されたインバータと、前記インバータに接続された電動モータと、を有する電動式作業車両であって、前記直流母線の正極と負極とに接続され、前記直流母線に印加される電圧を分圧して中性点を形成する分圧器と、前記直流母線の正極と前記中性点との間の電圧と、前記中性点と前記直流母線の負極との間の電圧との差分からなる地絡検出電圧を検出し、前記地絡検出電圧に基づいて地絡を検出する地絡検出装置と、を備え、前記地絡検出装置は、前記地絡検出電圧から直流成分を抽出し、前記直流成分に基づいて地絡を判定する直流成分判定部と、前記地絡検出電圧から前記インバータの駆動周波数成分を抽出し、前記駆動周波数成分に基づいて地絡を判定する駆動周波数成分判定部と、を有することを特徴としている。
本発明によれば、誤検出を抑制しつつ、直流と交流の両方で地絡状態を検出することができる。
本発明の実施の形態によるダンプトラックを左側からみた側面図である。 図１中のダンプトラックを示す全体構成図である。 図１中のダンプトラックを示す電気回路図である。 図３中の地絡検出装置を示すブロック図である。 交流の地絡電流を示す説明図である。 インバータ各相の電圧の時間変化、および、これら３相の電圧の平均値の時間変化を示す説明図である。 変形例による地絡検出装置を適用したダンプトラックを示す図３と同様な電気回路図である。
以下、本発明の実施の形態による電動式作業車両として、ダンプトラックを例に挙げ、添付図面に従って詳細に説明する。
ここで、図１ないし図４は本発明の実施の形態を示している。図１および図２に示すように、ダンプトラック１は、フレーム構造をなす車体２と、車体２上に起伏可能に搭載された荷台としてのベッセル３とにより大略構成されている。車体２は、車輪としての前輪６Ｒ，６Ｌおよび後輪７Ｒ，７Ｌによって自走する。ベッセル３は、車体２の左，右両側に配設された起伏シリンダ４によって起伏（傾転）する。
キャビン５は、例えば車体２の前部左側に位置して平板状の床板となるデッキ部２Ａ上に配設されている。キャビン５は、ダンプトラック１の運転者（オペレータ）が乗降する運転室を形成している。キャビン５の内部には、運転席、起動スイッチ、アクセルペダル、ブレーキペダル、操舵用のハンドルおよび複数の操作レバー（いずれも図示せず）等が設けられている。
前輪６Ｒ，６Ｌは、ダンプトラック１の運転者によって操舵される操舵輪を構成している。前輪６Ｒは、車体２の前側下部に位置して、車体２の右側に回転可能に設けられている。前輪６Ｌは、車体２の前側下部に位置して、車体２の左側に回転可能に設けられている。
後輪７Ｒ，７Ｌは、ダンプトラック１の駆動輪を構成している。後輪７Ｒは、車体２の後部下側に位置して、車体２の右側に回転可能に設けられている。後輪７Ｌは、車体２の後部下側に位置して、車体２の左側に回転可能に設けられている。
走行用モータ８Ｒ，８Ｌは、例えば３相誘導電動機、３相ブラシレス直流電動機等からなる大型の電動モータによって構成されている。走行用モータ８Ｒ，８Ｌは、電力制御装置１５からの電力供給によって回転駆動される。走行用モータ８Ｒは、車体２の後部下側に位置して、車体２の右側に設けられている。走行用モータ８Ｌは、車体２の後部下側に位置して、車体２の左側に設けられている。
図２に示すように、走行用モータ８Ｒ，８Ｌは、左側の後輪７Ｌと右側の後輪７Ｒを互いに独立して回転駆動する。右側の走行用モータ８Ｒは、複数段の遊星歯車減速機構９Ｒを通じて後輪７Ｒに連結されている。左側の走行用モータ８Ｌは、複数段の遊星歯車減速機構９Ｌを通じて後輪７Ｌに連結されている。これにより、走行用モータ８Ｒ，８Ｌの回転は、遊星歯車減速機構９Ｒ，９Ｌにより例えば３０〜４０程度の減速比で減速され、後輪７Ｒ，７Ｌに伝達される。
エンジン１０は、キャビン５の下側に位置して車体２内に設けられている。エンジン１０は、例えば大型のディーゼルエンジン等により構成されている。図２に示すように、エンジン１０は、主発電機１２に機械的に連結されている。エンジン１０は、主発電機１２を駆動して、３相交流電力（例えば、１５００ｋＷ程度）を発生させる。これに加え、エンジン１０は、直流用の副発電機１３等を駆動する。副発電機１３は、コントローラ１９の電源となるバッテリ１４に接続され、バッテリ１４を充電する。エンジン１０には、回転センサ１１が設けられている。回転センサ１１は、エンジン回転数ωe（回転速度）を検出し、その検出結果をコントローラ１９に出力する。
また、エンジン１０は、油圧源となる油圧ポンプ（図示せず）等を回転駆動し、起伏シリンダ４、パワーステアリング用の操舵シリンダ（図示せず）等に圧油を供給または排出させる機能も有している。
電力制御装置１５は、ダンプトラック１の電力制御をコントローラ１９と共に行う。電力制御装置１５は、キャビン５の側方に位置して車体２のデッキ部２Ａ上に立設された配電制御盤等により構成されている。図３に示すように、電力制御装置１５は、整流器１６、インバータ１７Ｒ，１７Ｌおよび直流母線１８を備えている。
整流器１６は、交流を直流に変換するコンバータを構成している。整流器１６は、例えばダイオード、サイリスタ等の整流素子を用いて構成され、交流電力を全波整流する。整流器１６は、主発電機１２の出力側に接続され、主発電機１２から出力される３相交流電力を直流電力に変換する。このため、整流器１６は、主発電機１２と一緒に直流電源を構成している。整流器１６は、直流母線１８を介してインバータ１７Ｒ，１７Ｌに接続されている。なお、整流器１６の出力側（直流母線１８側）には、平滑コンデンサを接続してもよい。また、整流器１６に限らず、例えば電圧型コンバータを用いて、交流を直流に変換してもよい。
インバータ１７Ｒ，１７Ｌは、トランジスタ、サイリスタ、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）等からなる複数のスイッチング素子（図示せず）を用いて構成されている。インバータ１７Ｒ，１７Ｌは、ダンプトラック１の走行時には、直流電力を可変な駆動周波数の３相交流電力に変換する。このため、インバータ１７Ｒ，１７Ｌは、駆動周波数よりも高周波なキャリア周波数Ｆcで、スイッチング素子のオン（ＯＮ）とオフ（ＯＦＦ）を切り換えると共に、そのパルス幅を駆動周波数に応じて制御する。これにより、インバータ１７Ｒ，１７Ｌは、整流器１６から出力された直流電力を３相交流電力に変換し、この３相交流電力を走行用モータ８Ｒ，８Ｌに供給する。なお、キャリア周波数Ｆcは、例えば１〜２ｋＨｚ程度の値に設定されている。
直流母線１８は、正極ライン１８Ａ（正極ｐ）と負極ライン１８Ｂ（負極ｎ）とを有し、例えば１０００Ｖ以上で４０００Ｖ以下の高圧の直流電圧が印加されている。具体的には、主発電機１２から出力された交流電圧は、整流器１６によって直流電圧に変換されて、正極ライン１８Ａと負極ライン１８Ｂとの間に印加される。また、直流母線１８は、整流器１６とインバータ１７Ｒ，１７Ｌとの間を電気的に接続している。これにより、主発電機１２によって生成された電力は、整流器１６、直流母線１８およびインバータ１７Ｒ，１７Ｌを通じて走行用モータ８Ｒ，８Ｌに供給される。
コントローラ１９は、マイクロコンピュータ等からなり、ダンプトラック１の走行を制御する走行制御装置を構成している。コントローラ１９は、電力制御装置１５等に接続され、ダンプトラック１の走行状態等に応じてインバータ１７Ｒ，１７Ｌのスイッチング素子を切換制御する。ダンプトラック１の走行時には、コントローラ１９は、主発電機１２からの直流電力を３相交流電力に変換するように、インバータ１７Ｒ，１７Ｌのインバータ１７Ｒ，１７Ｌのスイッチング素子を切換制御する。
具体的には、コントローラ１９は、例えばオペレータのアクセル操作に応じた出力トルクで走行用モータ８Ｒ，８Ｌが駆動するように、インバータ１７Ｒ，１７Ｌのスイッチング素子を切換制御する。このとき、コントローラ１９は、インバータ１７Ｒ，１７Ｌに対してＰＷＭ信号ＳpiR，ＳpiLを出力し、インバータ１７Ｒ，１７Ｌのスイッチング素子をキャリア周波数Ｆcでオンまたはオフさせる。これにより、インバータ１７Ｒ，１７Ｌは、ＰＷＭ信号ＳpiR，ＳpiLに応じてパルス幅が制御された三相交流電流を生成し、走行用モータ８Ｒ，８Ｌを所望のトルクで駆動する。
また、コントローラ１９には、回転センサ１１からエンジン回転数ωeに応じた検出信号が入力される。このとき、コントローラ１９は、エンジン回転数ωeに基づいて、エンジン１０に連結された主発電機１２の発電電圧を制御する。
さらに、コントローラ１９は、ＰＷＭ信号ＳpiR，ＳpiLを作成する基となるインバータ１７Ｒ，１７Ｌの駆動角周波数ωiR，ωiL（駆動周波数に２πを掛けたもの）に応じた信号を、地絡検出装置２２に出力する。このとき、駆動角周波数ωiR，ωiLは、インバータ１７Ｒ，１７Ｌが生成する三相交流電流・電圧の基本波の角周波数である。これに加えて、コントローラ１９は、エンジン回転数ωeに応じた主発電機１２の出力角周波数ωg（出力周波数に２πを掛けたもの）を算出し、出力角周波数ωgに応じた信号を地絡検出装置２２に出力する。このとき、出力角周波数ωgは、主発電機１２が生成する三相交流電流・電圧の基本波の角周波数である。
分圧器２０は、直流母線１８の正極ライン１８Ａと負極ライン１８Ｂとに接続され、直流母線１８に印加される電圧を分圧して中性点Ｎを形成する。分圧器２０は、分圧抵抗２０Ａ，２０Ｂを備えている。分圧抵抗２０Ａ，２０Ｂは、正極ライン１８Ａと負極ライン１８Ｂとの間に直列接続されている。このとき、分圧抵抗２０Ａ，２０Ｂは、例えば数十ｋΩから数ＭΩのような高抵抗によって形成されると共に、互いに同じ抵抗値に設定されている。これにより、分圧器２０は、直流母線１８の正極ライン１８Ａと負極ライン１８Ｂとの間に印加される高電圧を、絶対値が等しい２つの電圧に分圧する。このとき、中性点Ｎは、グランドとなる車体２に接続されている。
電圧センサ２１Ａは、正極ライン１８Ａと中性点Ｎとの間の電圧（検出電圧Ｖp）を検出する。電圧センサ２１Ａは、検出電圧Ｖpに応じた信号を出力する。電圧センサ２１Ｂは、中性点Ｎと負極ライン１８Ｂとの間の電圧（検出電圧Ｖn）を検出する。電圧センサ２１Ｂは、検出電圧Ｖnに応じた信号を出力する。これらの電圧センサ２１Ａ，２１Ｂは、地絡検出装置２２に接続されている。
地絡検出装置２２は、正極ライン１８Ａと中性点Ｎとの間の検出電圧Ｖpと、中性点Ｎと負極ライン１８Ｂとの間の検出電圧Ｖnとの差分からなる地絡検出電圧Ｖ0を検出する。地絡検出装置２２は、地絡検出電圧Ｖ0に基づいて、直流と交流の地絡を検出する。このため、地絡検出装置２２は、電圧センサ２１Ａ，２１Ｂからの検出電圧Ｖp，Ｖnの信号が入力される入力端子２２Ａ，２２Ｂを有すると共に、検出電圧Ｖp，Ｖnから地絡検出電圧Ｖ0を算出する地絡検出電圧算出部として、加算器２３を備えている。図４に示すように、加算器２３は、地絡検出電圧Ｖ0として、検出電圧Ｖpの信号と検出電圧Ｖnの信号との差分（差電圧）を演算する。この差電圧（地絡検出電圧Ｖ0）は、ノイズ除去のためのローパスフィルタ２４（ＬＰＦ２４）に入力され、概ねインバータ１７Ｒ，１７Ｌのキャリア周波数Ｆc以上の高周波成分が除去された信号Ｖrsとなる。
地絡検出装置２２は、地絡検出電圧Ｖ0に応じた信号Ｖrsから直流成分ＶLdcを抽出し、直流成分ＶLdcに基づいて地絡を判定する直流成分判定部２５を備えている。直流成分判定部２５は、地絡検出電圧Ｖ0から直流成分ＶLdcを抽出する直流成分抽出部２５Ａと、直流成分ＶLdcと予め決められた所定の直流判定値Ｖtdcとを比較する直流成分比較部２５Ｂとを備えている。
直流成分抽出部２５Ａは、予め決められた所定時間に亘って地絡検出電圧Ｖ0（信号Ｖrs）の平均値を演算している。これにより、直流成分抽出部２５Ａは、直流成分ＶLdcとして信号Ｖrsの平均値を出力する。このとき、所定時間は、例えばキャリア周波数Ｆcの１周期よりも長い値に設定されている。これに加え、所定時間は、例えば低速走行におけるインバータ１７Ｒ，１７Ｌの駆動周波数の１周期よりも長い値であり、かつ低速走行における三次高調波の影響を受けない値に設定されている。具体的には、例えば最大駆動周波数が４０Ｈｚとしたときに、低速走行として最大駆動周波数の１／１０の周波数まで考慮すればよいと考えると、４Ｈｚまで考慮すればよい。このとき、三次高調波の周波数である１２Ｈｚの影響を除去するために、例えばその周期の１０倍の時間積分を行うものとすると、その時間は１秒程度になる。従って、所定時間の下限値は、１秒程度である。但し、所定時間が長すぎると、直流成分ＶLdcの検出が遅延するため、所定時間は、直流成分ＶLdcの誤差が許容可能な範囲で短い時間に設定されている。具体的には、地絡による人体への影響を考慮して、所定時間の上限値が決められる。この場合、１秒を超える時間領域では、人体への影響は、時間に応じた変化はなく、ほぼ一定である。これらを考慮すると、所定時間は、概ね１秒以上の適切な値に設定されており、例えば０．８〜１．２秒程度に設定されている。なお、所定時間は、上述した値に限らず、車両の仕様等に応じて適宜設定される。
直流成分比較部２５Ｂは、直流成分ＶLdcと直流判定値Ｖtdcとを比較し、直流成分ＶLdcが直流判定値Ｖtdcを超えて大きくなったときに、地絡検出信号Ｓdcを「１（true）」に設定する。一方、直流成分比較部２５Ｂは、直流成分ＶLdcと直流判定値Ｖtdcとを比較し、直流成分ＶLdcが直流判定値Ｖtdcよりも小さいときには、地絡検出信号Ｓdcを「０（false）」に設定する。このとき、直流判定値Ｖtdcは、直流成分ＶLdcによる地絡電流の大きさや影響を考慮して、適宜設定されている。直流成分比較部２５Ｂから出力された地絡検出信号Ｓdcは、ノイズ誤動作を防止するためのタイマ２５Ｃを介して、論理和ブロック２９に入力される。
地絡検出装置２２は、地絡検出電圧Ｖ0に応じた信号Ｖrsからインバータ１７Ｒ，１７Ｌの駆動周波数成分ＶLiR，ＶLiLを抽出し、駆動周波数成分ＶLiR，ＶLiLに基づいて地絡を判定する駆動周波数成分判定部２６，２７を備えている。
駆動周波数成分判定部２６は、地絡検出電圧Ｖ0からインバータ１７Ｒの駆動周波数成分ＶLiRを抽出する駆動周波数成分抽出部２６Ａと、駆動周波数成分ＶLiRと予め決められた所定の交流判定値ＶtiRとを比較する駆動周波数成分比較部２６Ｂとを備えている。
駆動周波数成分抽出部２６Ａは、コントローラ１９からの信号に基づいて、インバータ１７Ｒの駆動角周波数ωiRを取得する。駆動周波数成分抽出部２６Ａは、地絡検出電圧Ｖ0にインバータ１７Ｒの駆動角周波数ωiRの基本波を掛けて積分演算を行い、地絡検出電圧Ｖ0からインバータ１７Ｒの駆動角周波数ωiRの基本波成分を求める。このとき、積分期間は、駆動角周波数ωiRの周期の整数倍に設定されている。これにより、駆動周波数成分抽出部２６Ａは、駆動周波数成分ＶLiRとしてインバータ１７Ｒの駆動角周波数ωiRの基本波成分を出力する。具体的には、駆動周波数成分抽出部２６Ａは、以下の数１に示すフーリエ変換の式に基づいて、駆動周波数成分ＶLiRとしてのインバータ１７Ｒの駆動角周波数ωiRの基本波成分を求める。
Figure 2018151188
駆動周波数成分比較部２６Ｂは、駆動周波数成分ＶLiRが交流判定値ＶtiRを超えて大きくなったときに、地絡検出信号ＳiRを「１（true）」に設定する。一方、駆動周波数成分比較部２６Ｂは、駆動周波数成分ＶLiRが交流判定値ＶtiRよりも小さいときに、地絡検出信号ＳiRを「０（false）」に設定する。このとき、交流判定値ＶtiRは、駆動周波数成分ＶLiRによる地絡電流の大きさや影響を考慮して、適宜設定されている。駆動周波数成分比較部２６Ｂから出力された地絡検出信号ＳiRは、ノイズ誤動作を防止するためのタイマ２６Ｃを介して、論理和ブロック２９に入力される。
駆動周波数成分判定部２７は、駆動周波数成分判定部２６とほぼ同様に構成されている。このため、駆動周波数成分判定部２７は、駆動周波数成分抽出部２６Ａ、駆動周波数成分比較部２６Ｂ、タイマ２６Ｃとほぼ同様な、駆動周波数成分抽出部２７Ａ、駆動周波数成分比較部２７Ｂ、タイマ２７Ｃを備えている。このとき、駆動周波数成分抽出部２７Ａは、数１の式とほぼ同様な数２に示すフーリエ変換の式に基づいて、駆動周波数成分ＶLiLとしてのインバータ１７Ｌの駆動角周波数ωiLの基本波成分を求める。このとき、積分期間は、駆動角周波数ωiLの周期の整数倍に設定されている。
Figure 2018151188
駆動周波数成分比較部２７Ｂは、駆動周波数成分ＶLiLが交流判定値ＶtiLを超えて大きくなったときに、地絡検出信号ＳiLを「１（true）」に設定する。一方、駆動周波数成分比較部２７Ｂは、駆動周波数成分ＶLiLが交流判定値ＶtiLよりも小さいときに、地絡検出信号ＳiLを「０（false）」に設定する。このとき、交流判定値ＶtiLは、駆動周波数成分ＶLiLによる地絡電流の大きさや影響を考慮して、適宜設定されている。駆動周波数成分比較部２７Ｂから出力された地絡検出信号ＳiLは、ノイズ誤動作を防止するためのタイマ２７Ｃを介して、論理和ブロック２９に入力される。
さらに、地絡検出装置２２は、地絡検出電圧Ｖ0に応じた信号Ｖrsから主発電機１２の出力周波数成分ＶLgを抽出し、出力周波数成分ＶLgに基づいて地絡を判定する出力周波数成分判定部２８を備えている。
出力周波数成分判定部２８は、地絡検出電圧Ｖ0から主発電機１２の出力周波数成分ＶLgを抽出する出力周波数成分抽出部２８Ａと、出力周波数成分ＶLgと予め決められた所定の交流判定値Ｖtgとを比較する出力周波数成分比較部２８Ｂとを備えている。
出力周波数成分抽出部２８Ａは、コントローラ１９からの信号に基づいて、主発電機１２の出力角周波数ωgを取得する。出力周波数成分抽出部２８Ａは、地絡検出電圧Ｖ0に主発電機１２の出力角周波数ωgの基本波を掛けて積分演算を行い、地絡検出電圧Ｖ0から主発電機１２の出力角周波数ωgの基本波成分を求める。このとき、積分期間は、出力角周波数ωgの周期の整数倍に設定されている。これにより、出力周波数成分抽出部２８Ａは、出力周波数成分ＶLgとして主発電機１２の出力角周波数ωgの基本波成分を出力する。具体的には、出力周波数成分抽出部２８Ａは、以下の数３に示すフーリエ変換の式に基づいて、出力周波数成分ＶLgとしての主発電機１２の出力角周波数ωgの基本波成分を求める。
Figure 2018151188
出力周波数成分比較部２８Ｂは、出力周波数成分ＶLgが交流判定値Ｖtgを超えて大きくなったときに、地絡検出信号Ｓgを「１（true）」に設定する。一方、出力周波数成分比較部２８Ｂは、出力周波数成分ＶLgが交流判定値Ｖtgよりも小さいときに、地絡検出信号Ｓgを「０（false）」に設定する。このとき、交流判定値Ｖtgは、出力周波数成分ＶLgによる地絡電流の大きさや影響を考慮して、適宜設定されている。なお、交流判定値ＶtiR，ＶtiL，Ｖtg、直流判定値Ｖtdcは、互いに同じ値でもよく、異なる値でもよい。
出力周波数成分比較部２８Ｂから出力された地絡検出信号Ｓgは、ノイズ誤動作を防止するためのタイマ２８Ｃを介して、論理和ブロック２９に入力される。なお、タイマ２５Ｃ，２６Ｃ，２７Ｃ，２８Ｃは、例えば高周波のノイズを除去するローパスフィルタとして機能する。このとき、タイマ２５Ｃ，２６Ｃ，２７Ｃ，２８Ｃのカットオフ周波数は、互いに同じ値でもよく、異なる値でもよい。
論理和ブロック２９は、地絡検出信号Ｓdc，ＳiR，ＳiL，Ｓgの論理和を演算する。論理和ブロック２９は、この論理和の演算結果を最終的な地絡検出信号ＳL0として出力する。地絡検出信号ＳL0が「０（false）」となったときには、地絡検出装置２２は、地絡は検出していない。これに対し、地絡検出信号ＳL0が「１（true）」となったときには、地絡検出装置２２は、直流または交流の地絡を検出している。
なお、論理和ブロック２９の出力側に、タイマ２５Ｃ，２６Ｃ，２７Ｃ，２８Ｃと同様なタイマを設け、ノイズ誤動作を防止してもよい。即ち、論理和ブロック２９の入力側と出力側とには、これらの両方にタイマを設けてもよく、いずれか一方だけにタイマを設けてもよい。
本実施の形態によるダンプトラック１は、上述の如き構成を有するもので、次に、その作動について、図１ないし図６を参照して説明する。
まず、ダンプトラック１のキャビン５に乗り込んだ運転者が、図３に示すエンジン１０を起動すると、主発電機１２と副発電機１３とにより発電が行われる。副発電機１３で発生した電力は、バッテリ１４を介してコントローラ１９に供給される。主発電機１２で発生した電力は、電力制御装置１５等を介して走行用モータ８Ｒ，８Ｌ等に供給される。ダンプトラック１の加速時には、コントローラ１９は、インバータ１７Ｒ，１７Ｌを制御し、主発電機１２からの直流電力を３相交流電力に変換して走行用モータ８Ｒ，８Ｌに供給する。
また、ダンプトラック１には、地絡検出装置２２が搭載されている。この地絡検出装置２２は、以下の示す動作によって、直流および交流の地絡を検出する。
例えば走行用モータ８Ｒ，８Ｌを駆動する電気回路において、直流母線１８の正極ライン１８Ａと負極ライン１８Ｂとの間の電位が２２００Ｖであり、分圧抵抗２０Ａ，２０Ｂの抵抗値がいずれも３０ｋΩである場合を想定する。その上で、図３に示すように、直流母線１８の負極ライン１８Ｂが絶縁劣化部位の地絡抵抗１０１として３．３ｋΩで地絡した場合を考える。
この場合、直流母線１８の正極ライン１８Ａと筐体接地電位（車体２の電位）との間の抵抗値は、分圧抵抗２０Ａの３０ｋΩと地絡抵抗１０１の３．３ｋΩとの並列抵抗値となるため、３ｋΩとなる。従って、直流母線１８の直流電圧である２２００Ｖは、３０ｋΩと３ｋΩの比率に従って、直流母線１８の正極ライン１８Ａと中性点Ｎとの間の電圧と、中性点Ｎと直流母線１８の負極ライン１８Ｂとの間の電圧とに分配される。即ち、２２００Ｖが２０００Ｖと２００Ｖとに分配されるから、これらの間に１８００Ｖの直流不平衡電圧が生じる。このため、地絡検出装置２２は、地絡検出電圧Ｖ0に基づいて、直流不平衡電圧を検出し、地絡が生じていると判断することができる。
また、例えばインバータ１７Ｒ，１７Ｌの交流出力側が相電圧出力３００Ｖｒ.ｍ.ｓのときに、地絡部位１０２で０Ωで地絡した場合を考える。この場合、相出力電圧３００Ｖｒ.ｍ.ｓが、正極側の分圧抵抗２０Ａと負極側の分圧抵抗２０Ｂの並列抵抗（３０ｋΩ／２＝１５ｋΩ）で短絡されたことになり、地絡電流（３００Ｖ／１５ｋΩ＝２０ｍＡ）が流れる。この電流の１／２が、それぞれ正極側の分圧抵抗２０Ａと負極側の分圧抵抗２０Ｂとに逆方向に分流して流れる。この結果、３０ｋΩ×（２０ｍＡ／２）×２＝６００Ｖの交流不平衡電圧が生じることになる。このため、地絡検出装置２２は、地絡検出電圧Ｖ0に基づいて、交流不平衡電圧を検出し、地絡が生じていると判断することができる。
ところで、図５に示すように、インバータ１７Ｒ，１７Ｌで駆動される走行用モータ８Ｒ，８Ｌには、その主回路導体と接地電位との間に浮遊容量Ｃa，Ｃbが存在する。そのため、インバータ１７Ｒ，１７Ｌにより走行用モータ８Ｒ，８Ｌの交流電圧が印加されると、この浮遊容量Ｃa，Ｃbと分圧器２０の分圧抵抗２０Ａ，２０Ｂを介してインバータ１７Ｒ，１７Ｌの駆動周波数成分ＶLiR，ＶLiLの漏洩電流ＩLが流れる。中性点Ｎと交流出力の電圧が三相正弦波の場合、各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に印加される交流電圧の瞬時値の和は０Ｖとなる。このため、各相の漏洩電流ＩLの瞬時値の和も０ｍＡとなり、漏洩電流ＩLにより地絡検出電圧Ｖ0が現われることはない。
しかしながら、インバータ１７Ｒ，１７Ｌでは、最大交流電圧を大きくするために、ＰＷＭ制御の変調波に、３の整数倍の高調波成分を加算する「三次調波重畳」を行うことが一般的である。この場合、駆動周波数に応じた各相の基本波成分に、注入三次調波としての三次高調波成分Ｖ3u，Ｖ3v，Ｖ3wを加算して、三次重畳した各相電圧（各相三次重畳）を生成する。これに加え、ダンプトラック１の走行用モータ８Ｒ，８Ｌは、その回転数が停止から高速走行の高回転域まで変化する。このとき、低速回転域では、インバータ１７Ｒ，１７Ｌは、正弦波電圧で駆動する。これに対し、高速回転域では、インバータ１７Ｒ，１７Ｌは、駆動周波数の１周期当りのパルス数が減少し、正弦波電圧から外れて駆動する。この結果、高速回転域では、インバータ１７Ｒ，１７Ｌの出力電圧は、三次高調波のような高調波電圧成分を多く含むようになる（図６参照）。
特に、ダンプトラックや鉄道などの大容量、大可変速度範囲のインバータ制御では、直流母線に印加される電圧が１０００Ｖ以上の高電圧になるため、インバータのスイッチング素子の切り換え動作による電力損失が増加し易い。このような電力損失を抑制するために、インバータのキャリア周波数は低く設定される傾向がある。この結果、車両速度を上昇させた高速域では、ＰＷＭ信号の１パルスで出力電圧を変調するようなシングルパルスモードとなることがある。このとき、インバータの出力電圧が正弦波から大きく外れて高周波を多く含むことになるから、モータ巻線の平均対地電圧（≒中性点電圧）がインバータの駆動周波数の３倍の周波数成分を多く含むことにより、この電圧が対地静電容量に印加されることで大きな漏洩電流を生じることがある。
図６に示すように、三相電圧において、基本波の３の倍数の高調波成分（三次高調波成分Ｖ3u，Ｖ3v，Ｖ3w）の瞬時値は、各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の同相成分として現われる。このため、３相電圧の平均値Ｖ3aは、三次高調波成分Ｖ3u，Ｖ3v，Ｖ3wの電圧瞬時値の和となるが、平均値Ｖ3aにおいて三次高調波成分Ｖ3u，Ｖ3v，Ｖ3wは、打ち消されることがない。この結果、走行用モータ８Ｒ，８Ｌの浮遊容量Ｃa，Ｃbと分圧器２０を介してインバータ１７Ｒ，１７Ｌの駆動周波数の３の倍数成分の漏洩電流ＩLが流れ、この漏洩電流ＩLにより地絡検出電圧Ｖ0が現われることになる。
特許文献２に記載された地絡検出装置では、この成分により地絡検出電圧が発生し、地絡検知が誤動作することになる。また、特許文献２には、従来技術として、地絡検出装置にローパスフィルタを適用した構成が開示されている。しかしながら、この構成でも、ダンプトラックに適用されるような速度制御範囲の広い可変速インバータ駆動回路においては、以下に示す理由により、この三次高調波成分により地絡検知の誤動作を避けることができない。
例えば、インバータの駆動周波数が０Ｈｚから３０Ｈｚである場合、ローパスフィルタのカットオフ周波数は３０Ｈｚ以上とする必要がある。ところが、運転範囲内の８Ｈｚの基本周波数で動作している場合の三次高調波の周波数は２４Ｈｚであり、カットオフ周波数３０Ｈｚ以上のローパスフィルタで、この三次高調波による地絡検知信号を除去することはできない。即ち、ローパスフィルタのカットオフ周波数を２４Ｈｚよりも低くした場合、例えば３０Ｈｚのような高速域で、インバータの駆動周波数成分が検出不能となり、地絡状態を検知できない。一方、ローパスフィルタのカットオフ周波数を３０Ｈｚよりも高くした場合、例えば８Ｈｚのような低速域で浮遊静電容量を流れる三次高調波による漏洩電流の成分を十分に除去することができず、地絡検知が誤検知してしまうという問題がある。
これに対し、本実施の形態による地絡検出装置２２は、直流成分判定部２５と駆動周波数成分判定部２６，２７とを備えている。このため、直流成分判定部２５は、地絡検出電圧Ｖ0の直流成分ＶLdcに基づいて地絡が発生しているか否かを判定できると共に、駆動周波数成分判定部２６，２７は、インバータ１７Ｒ，１７Ｌの駆動周波数成分ＶLiR，ＶLiLに基づいて地絡が発生しているか否かを判定できる。
即ち、地絡検出装置２２は、接地抵抗に流れる電流の直流成分ＶLdc、およびインバータ１７Ｒ，１７Ｌの駆動周波数成分ＶLiR，ＶLiLのみを選択的に検出し、インバータ１７Ｒ，１７Ｌの駆動周波数の３倍の周波数成分には反応しない。このため、地絡検出装置２２は、低速でも地絡状態を誤検知せず、高速でも地絡状態を検知することができる。
なお、ダンプトラック１のような電動式作業車両では、走行中に主回路充電部に触れるようなことを想定していない。高速域でのインバータ１７Ｒ，１７Ｌの出力波形に高調波を含むことで、浮遊容量Ｃa，Ｃbを介した大きな漏洩電流ＩLが生じる場合であっても、走行用モータ８Ｒ，８Ｌを含む主回路が停止しているとき、または、低速の正弦波出力速度域では、モータ巻線の平均対地電位はほぼ０となる。このため、主回路の対地静電容量（浮遊容量Ｃa，Ｃb）が大きいことによる大きな漏洩電流ＩLの発生は保守員へのリスクはない。従って、インバータインバータ１７Ｒ，１７Ｌの駆動周波数の３倍の周波数成分を検出して地絡検知をしてしまうことは、誤検知として扱ってよい。
また、本実施の形態では、直流成分判定部２５は、地絡検出電圧Ｖ0から直流成分ＶLdcを抽出する直流成分抽出部２５Ａと、直流成分ＶLdcと予め決められた所定の直流判定値Ｖtdcとを比較する直流成分比較部２５Ｂとを備えている。このとき、直流成分抽出部２５Ａは地絡検出電圧Ｖ0から直流成分ＶLdcを抽出するから、直流成分比較部２５Ｂは、抽出した直流成分ＶLdcを直流判定値Ｖtdcと比較することによって、直流母線１８を含む直流回路に地絡が発生しているか否かを判定することができる。
また、直流成分抽出部２５Ａは、予め決められた所定時間に亘って地絡検出電圧Ｖ0の平均値を演算する。このため、所定時間を適切な平均算出期間に設定することで、直流成分抽出部２５Ａは、遮断周波数が非常に低いローパスフィルタとして機能する。この結果、地絡検出電圧Ｖ0の平均値を直流成分ＶLdcとして地絡検出電圧Ｖ0から抽出することができ、直流回路以外の場所で発生した交流部の地絡を検出することがなくなる。
一方、駆動周波数成分判定部２６，２７は、地絡検出電圧Ｖ0からインバータ１７Ｒ，１７Ｌの駆動周波数成分ＶLiR，ＶLiLを抽出する駆動周波数成分抽出部２６Ａ，２７Ａ（駆動周波数成分抽出部）と、駆動周波数成分ＶLiR，ＶLiLと予め決められた所定の交流判定値ＶtiR，ＶtiLとを比較する駆動周波数成分比較部２６Ｂ，２７Ｂとを備えている。このとき、駆動周波数成分抽出部２６Ａ，２７Ａは地絡検出電圧Ｖ0から駆動周波数成分ＶLiR，ＶLiLを抽出するから、駆動周波数成分比較部２６Ｂ，２７Ｂは、抽出した駆動周波数成分ＶLiR，ＶLiLを交流判定値ＶtiR，ＶtiLと比較することによって、インバータ１７Ｒ，１７Ｌを含む交流回路に地絡が発生しているか否かを判定することができる。
また、駆動周波数成分抽出部２６Ａ，２７Ａは、地絡検出電圧Ｖ0にインバータ１７Ｒ，１７Ｌの駆動角周波数ωiR，ωiLの基本波を掛けて積分演算を行い、地絡検出電圧Ｖ0からインバータ１７Ｒ，１７Ｌの駆動角周波数ωiR，ωiLの基本波成分からなる駆動周波数成分ＶLiR，ＶLiLを求める。このとき、駆動周波数成分抽出部２６Ａ，２７Ａは、フーリエ変換の式を用いることで、インバータ１７Ｒ，１７Ｌの駆動角周波数ωiR，ωiLの基本波成分を求める。これにより、駆動周波数成分判定部２６，２７は、インバータ１７Ｒ，１７Ｌを含む交流回路の地絡のみを選択的に検出し、他の周波数成分で地絡を誤検出することがない。これによって、交流回路の浮遊容量を介して流れる漏洩電流で地絡の誤検知をすることを防止することができる。
さらに、直流母線１８には、交流を直流に変換する整流器１６（コンバータ）を介して主発電機１２（発電機）が接続され、地絡検出装置２２は、地絡検出電圧Ｖ0から主発電機１２の出力周波数成分ＶLgを抽出し、出力周波数成分ＶLgに基づいて地絡を判定する出力周波数成分判定部２８をさらに備えている。このため、出力周波数成分判定部２８は、主発電機１２の出力周波数成分ＶLgに基づいて、主発電機１２を含む交流回路に地絡が発生しているか否かを判定できる。
また、出力周波数成分判定部２８は、地絡検出電圧Ｖ0から主発電機１２の出力周波数成分ＶLgを抽出する出力周波数成分抽出部２８Ａと、出力周波数成分ＶLgと予め決められた所定の交流判定値Ｖtgとを比較する出力周波数成分比較部２８Ｂとを備えている。このとき、出力周波数成分抽出部２８Ａは地絡検出電圧Ｖ0から出力周波数成分ＶLgを抽出するから、出力周波数成分比較部２８Ｂは、抽出した出力周波数成分ＶLgを交流判定値Ｖtgと比較することによって、主発電機１２を含む交流回路に地絡が発生しているか否かを判定することができる。
また、出力周波数成分抽出部２８Ａは、地絡検出電圧Ｖ0に主発電機１２の出力角周波数ωgの基本波を掛けて積分演算を行い、地絡検出電圧Ｖ0から主発電機１２の出力角周波数ωgの基本波成分からなる出力周波数成分ＶLgを求める。このとき、出力周波数成分抽出部２８Ａは、フーリエ変換の式を用いることで、主発電機１２の出力角周波数ωgの基本波成分を求める。これにより、出力周波数成分抽出部２８Ａは、主発電機１２を含む交流回路の地絡のみを選択的に検出し、他の周波数成分で地絡を誤検出することがない。これによって、交流回路の浮遊容量を介して流れる漏洩電流で地絡の誤検知をすることを防止することができる。
また、論理和ブロック２９に入力される地絡検出信号Ｓdc，ＳiR，ＳiL，Ｓgは、それぞれ直流回路、インバータ１７Ｒの交流回路、インバータ１７Ｌの交流回路、主発電機１２の交流回路の地絡を選択的に検出している。このため、地絡検出装置２２によって地絡が検知されたときに、これらの地絡検出信号Ｓdc，ＳiR，ＳiL，Ｓgを調べることで、ダンプトラック１のどの部分で地絡が発生したかを特定することが可能となる。
なお、前記実施の形態では、直流成分抽出部２５Ａは、地絡検出電圧Ｖ0の平均値を演算する構成とした。本発明はこれに限らず、直流成分抽出部は、遮断周波数を非常に低く設定したローパスフィルタによって構成してもよい。
また、前記実施の形態では、駆動周波数成分抽出部はフーリエ変換の式を用いて駆動周波数成分を抽出するものとした。本発明はこれに限らず、駆動周波数成分抽出部は、例えばピークフィルタのように、通過周波数帯域が狭く、かつインバータの駆動周波数に応じて通過周波数帯域を可変に設定できるフィルタによって構成してもよい。同様に、出力周波数成分抽出部は、通過周波数帯域が狭く、かつインバータの駆動周波数に応じて通過周波数帯域を可変に設定できるフィルタによって構成してもよい。
前記実施の形態では、地絡検出装置２２は、地絡検出電圧Ｖ0を検出する地絡検出電圧演算部として、正極ライン１８Ａと中性点Ｎとの間の検出電圧Ｖpと、中性点Ｎと負極ライン１８Ｂとの間に検出電圧Ｖnとの差分を直接的に演算する加算器２３を備えるものとした。本発明はこれに限らず、中性点Ｎからグランドに流れる電流ＩLeに基づいて地絡検出電圧Ｖ0を検出してもよい。中性点Ｎからグランド（車体２）には、正極ライン１８Ａと中性点Ｎとの間の電圧と、中性点Ｎと負極ライン１８Ｂとの間に電圧との差分に応じた電流ＩLeが流れる。このため、図７に示す変形例のように、電流センサ３１によって中性点Ｎからグランドに流れる電流ＩLeを検出する。その上で、地絡検出装置３２は、地絡検出電圧演算部として、電流ＩLeを地絡検出電圧Ｖ0に変換する電流電圧変換部３３を備える構成としてもよい。
さらに、前記実施の形態では、電動式作業車両として後輪駆動式のダンプトラック１を例に挙げて説明した。しかし、本発明はこれに限るものではなく、例えば前輪駆動式または前，後輪を共に駆動する４輪駆動式のダンプトラックに適用してもよく、ダンプトラック以外の作業車両に適用してもよいものである。
１ ダンプトラック
２ 車体
６Ｒ，６Ｌ 前輪
７Ｒ，７Ｌ 後輪
８Ｒ，８Ｌ 走行用モータ（電動モータ）
１０ エンジン
１２ 主発電機（発電機）
１３ 副発電機
１６ 整流器
１７Ｒ，１７Ｌ インバータ
１８ 直流母線
１８Ａ 正極ライン（正極）
１８Ｂ 負極ライン（負極）
１９ コントローラ
２０ 分圧器
２０Ａ，２０Ｂ 分圧抵抗
２１Ａ，２１Ｂ 電圧センサ
２２，３２ 地絡検出装置
２３ 加算器（地絡検出電圧演算部）
２５ 直流成分判定部
２５Ａ 直流成分抽出部
２５Ｂ 直流成分比較部
２６，２７ 駆動周波数成分判定部
２６Ａ，２７Ａ 駆動周波数成分抽出部
２６Ｂ，２７Ｂ 駆動周波数成分比較部
２８ 出力周波数成分判定部
２８Ａ 出力周波数成分抽出部
２８Ｂ 出力周波数成分比較部
２９ 論理和ブロック
３１ 電流センサ
３３ 電流電圧変換部（地絡検出電圧演算部）

Claims (7)

  1. 正極と負極とからなり直流電圧が印加される直流母線と、
    前記直流母線に接続されたインバータと、
    前記インバータに接続された電動モータと、を有する電動式作業車両であって、
    前記直流母線の正極と負極とに接続され、前記直流母線に印加される電圧を分圧して中性点を形成する分圧器と、
    前記直流母線の正極と前記中性点との間の電圧と、前記中性点と前記直流母線の負極との間の電圧との差分からなる地絡検出電圧を検出し、前記地絡検出電圧に基づいて地絡を検出する地絡検出装置と、を備え、
    前記地絡検出装置は、
    前記地絡検出電圧から直流成分を抽出し、前記直流成分に基づいて地絡を判定する直流成分判定部と、
    前記地絡検出電圧から前記インバータの駆動周波数成分を抽出し、前記駆動周波数成分に基づいて地絡を判定する駆動周波数成分判定部と、を有することを特徴とする電動式作業車両。
  2. 前記直流成分判定部は、前記地絡検出電圧から直流成分を抽出する直流成分抽出部と、前記直流成分と予め決められた所定の直流判定値とを比較する直流成分比較部とを備え、
    前記駆動周波数成分判定部は、前記地絡検出電圧から前記インバータの駆動周波数成分を抽出する駆動周波数成分抽出部と、前記駆動周波数成分と予め決められた所定の交流判定値とを比較する駆動周波数成分比較部とを備えたことを特徴とする請求項１に記載の電動式作業車両。
  3. 前記直流成分抽出部は、予め決められた所定時間に亘って前記地絡検出電圧の平均値を演算することを特徴とする請求項２に記載の電動式作業車両。
  4. 前記駆動周波数成分抽出部は、前記地絡検出電圧に前記インバータの駆動角周波数の基本波を掛けて積分演算を行い、前記地絡検出電圧から前記インバータの駆動角周波数の基本波成分を求めることを特徴とする請求項２に記載の電動式作業車両。
  5. 前記直流母線には、交流を直流に変換するコンバータを介して発電機が接続され、
    前記地絡検出装置は、
    前記地絡検出電圧から前記発電機の出力周波数成分を抽出し、前記出力周波数成分に基づいて地絡を判定する出力周波数成分判定部をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の電動式作業車両。
  6. 前記出力周波数成分判定部は、前記地絡検出電圧から前記発電機の出力周波数成分を抽出する出力周波数成分抽出部と、前記出力周波数成分と予め決められた所定の交流判定値とを比較する出力周波数成分比較部とを備えたことを特徴とする請求項５に記載の電動式作業車両。
  7. 前記出力周波数成分抽出部は、前記地絡検出電圧に前記発電機の出力角周波数の基本波を掛けて積分演算を行い、前記地絡検出電圧から前記発電機の出力角周波数の基本波成分を求めることを特徴とする請求項６に記載の電動式作業車両。
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