JPH0531400B2 - - Google Patents
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- JPH0531400B2 JPH0531400B2 JP61095607A JP9560786A JPH0531400B2 JP H0531400 B2 JPH0531400 B2 JP H0531400B2 JP 61095607 A JP61095607 A JP 61095607A JP 9560786 A JP9560786 A JP 9560786A JP H0531400 B2 JPH0531400 B2 JP H0531400B2
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- Japan
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- frequency
- induction motor
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- 230000006698 induction Effects 0.000 claims description 24
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 19
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 4
- 230000008929 regeneration Effects 0.000 description 2
- 238000011069 regeneration method Methods 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 1
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Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は例えば交流架線により給電される電気
車に搭載された三相誘導電動機の駆動装置に関す
るものである。
車に搭載された三相誘導電動機の駆動装置に関す
るものである。
従来のこの種の駆動装置は例えば日本鉄道サイ
バネテイクス協議会主催「第22回 鉄道における
サイバネテイクス利用 国内シンポジウム 論文
集」第226〜230頁所載の論文「パルス幅変調
（PWM）コンバータを用いた高効率交流電気車
両システムの試作試験」に記されており、第２図
はこの装置を略示している。
バネテイクス協議会主催「第22回 鉄道における
サイバネテイクス利用 国内シンポジウム 論文
集」第226〜230頁所載の論文「パルス幅変調
（PWM）コンバータを用いた高効率交流電気車
両システムの試作試験」に記されており、第２図
はこの装置を略示している。
第２図において図示しない交流電源に連なる架
線２０に摺接するパンタグラフ等の集電装置１は
変圧器２の１次巻線に接続されており、その２次
巻線は交流−直流変換装置３に接続されており、
その出力側に所要の電圧の直流電力が取り出せる
ようにしてある。交流−直流変換装置３の出力側
にはリアクトル１３１とコンデンサ１３２とを直
列接続してなる直列共振フイルタ装置１３がその
陽極と陰極との間に接続され、またこれと並列に
フイルタコンデンサ４及び抵抗５と電圧センサ６
との直列回路が接続されている。直列共振フイル
タ装置１３は前記交流電源の周波数の２倍の周波
数を共振周波数とし、交流−直流変換装置３の出
力電圧に含まれる高周波成分のうち、前記共振周
波数の成分を除去する。またフイルタコンデンサ
４は出力電圧を平滑化する。電圧センサ６はその
抵抗と抵抗５との直列回路にて分圧された電圧か
ら交流−直流変換装置３の出力を検出する。
線２０に摺接するパンタグラフ等の集電装置１は
変圧器２の１次巻線に接続されており、その２次
巻線は交流−直流変換装置３に接続されており、
その出力側に所要の電圧の直流電力が取り出せる
ようにしてある。交流−直流変換装置３の出力側
にはリアクトル１３１とコンデンサ１３２とを直
列接続してなる直列共振フイルタ装置１３がその
陽極と陰極との間に接続され、またこれと並列に
フイルタコンデンサ４及び抵抗５と電圧センサ６
との直列回路が接続されている。直列共振フイル
タ装置１３は前記交流電源の周波数の２倍の周波
数を共振周波数とし、交流−直流変換装置３の出
力電圧に含まれる高周波成分のうち、前記共振周
波数の成分を除去する。またフイルタコンデンサ
４は出力電圧を平滑化する。電圧センサ６はその
抵抗と抵抗５との直列回路にて分圧された電圧か
ら交流−直流変換装置３の出力を検出する。
交流−直流変換装置３の出力電圧は上述の如き
回路を経て、可変電圧変周波数型の３相インバー
タ７に与えられ、インバータの３相出力を３相誘
導電動機１１に与えて、これを回転させる。その
他８，９，１０はインバータ７の３相出力電流を
検出する変流器、１２は誘導電動器１１の回転速
度を検出する速度センサである。
回路を経て、可変電圧変周波数型の３相インバー
タ７に与えられ、インバータの３相出力を３相誘
導電動機１１に与えて、これを回転させる。その
他８，９，１０はインバータ７の３相出力電流を
検出する変流器、１２は誘導電動器１１の回転速
度を検出する速度センサである。
さて、電車の力行時においては、集電装置１に
よつて架線２０から得られた交流電圧が変圧器
２、交流−直流変換装置３により直流電圧とな
り、この直流電圧は直列共振フイルタ装置１３及
びフイルタコンデンサ４にて平滑化されてインバ
ータ７に与えられる。インバータ７は誘導電動機
１１の実効電流及び誘導電動機空隙磁束が所定の
値となるようにそのスイツチング制御が行われ、
三相交流電圧を誘導電動機１１に給電する。
よつて架線２０から得られた交流電圧が変圧器
２、交流−直流変換装置３により直流電圧とな
り、この直流電圧は直列共振フイルタ装置１３及
びフイルタコンデンサ４にて平滑化されてインバ
ータ７に与えられる。インバータ７は誘導電動機
１１の実効電流及び誘導電動機空隙磁束が所定の
値となるようにそのスイツチング制御が行われ、
三相交流電圧を誘導電動機１１に給電する。
一方、回生制動時には、誘導電動機１１にて発
電された三相交流電力がインバータ７により、直
流電力に変換され、フイルタコンデンサ４によつ
て平滑化された後、交流−直流変換装置３により
再び交流電力に変換され、変圧器２、集電装置１
を介して架線２０に返電される。
電された三相交流電力がインバータ７により、直
流電力に変換され、フイルタコンデンサ４によつ
て平滑化された後、交流−直流変換装置３により
再び交流電力に変換され、変圧器２、集電装置１
を介して架線２０に返電される。
交流−直流変換装置３の直流出力は交流電源の
周波数の２倍の周波数の高調波成分を含んでい
る。フイルタコンデンサ４の端子電圧EFCを直
流成分Edと上記高調波電圧成分とに分離して示
すと下記(1)式のようになる。
周波数の２倍の周波数の高調波成分を含んでい
る。フイルタコンデンサ４の端子電圧EFCを直
流成分Edと上記高調波電圧成分とに分離して示
すと下記(1)式のようになる。
EFC＝EdT＋Ea・cos（4πft） ……(1)
但し、
Eaは高調波成分の波高値
ｆは交流電源周波数
ｔは時間
また、誘導電動機１１の線間電圧の基本波成分
EMは下記(2)式にて表される。
EMは下記(2)式にて表される。
EM＝（√６／π）・EFC×√２sin（2πfinv・ｔ）
……(2) 但し、ｆ invはインバータ周波数 さて、３相の誘導電動機１１は、その１次抵抗
及び１次・２次漏れインダクタンスを無視する
と、その１相当たりの等価回路を第３図のように
表すことができる。即ち誘導電動機１１の１相に
は相電圧EM／√３が印加され、これが値R2の２
次抵抗１６及び機械出力１７の直列回路と、値Ｍ
の相互インダクタンス１５との並列回路に加え
る。
……(2) 但し、ｆ invはインバータ周波数 さて、３相の誘導電動機１１は、その１次抵抗
及び１次・２次漏れインダクタンスを無視する
と、その１相当たりの等価回路を第３図のように
表すことができる。即ち誘導電動機１１の１相に
は相電圧EM／√３が印加され、これが値R2の２
次抵抗１６及び機械出力１７の直列回路と、値Ｍ
の相互インダクタンス１５との並列回路に加え
る。
機械出力１７は（１−ｓ）・R2／ｓ（但しｓは
すべり）として表される。
すべり）として表される。
この相電圧は(1)、(2)式より
EM／√３＝２／π｛Ed＋Ea・cos（4πf5）｝×sin（2π
f inv・ｔ）……(3) 一方、誘導電動機１１の電流IMは第３図の等
価回路により、下記(4)式で表される。
f inv・ｔ）……(3) 一方、誘導電動機１１の電流IMは第３図の等
価回路により、下記(4)式で表される。
IM＝２／π・Ed｛（−１／ωinv・Ｍ）×cos
（ωinv・ｔ）＋（ｓ／R2・sin（ωinv・ｔ）｝＋
Ea／π｛（−１／（ωinv＋ω）Ｍ）×cos
（ωinv＋ω）ｔ＋（ｓ／R2・sin（ωinv＋ω）
ｔ｝＋Ea／π｛（−１／（ωinv−ω）Ｍ）×
cos（ωinv−ω）ｔ＋（ｓ／R2・sin（ωinv−
ω）ｔ｝ ……(4) 但し、 ωinv＝2πf inv ω＝4πf 〔発明が解決しようとする問題点〕 この式(4)によれば、ｆ inv＝2fである場合に
右辺第３項が無限大となり、電動機電流IMが無
限大となるが、実際には誘導電動機の１次抵抗に
より式(4)の第３項が制限されるから、電動機電流
IMはｆ invと2fとの差の周波数にて振動する、
所謂ビート現象が現れることになる。この電動機
電流IMの振動はトルクムラを惹起し、またその
駆動制御を不安定にするという問題点があつた。
（ωinv・ｔ）＋（ｓ／R2・sin（ωinv・ｔ）｝＋
Ea／π｛（−１／（ωinv＋ω）Ｍ）×cos
（ωinv＋ω）ｔ＋（ｓ／R2・sin（ωinv＋ω）
ｔ｝＋Ea／π｛（−１／（ωinv−ω）Ｍ）×
cos（ωinv−ω）ｔ＋（ｓ／R2・sin（ωinv−
ω）ｔ｝ ……(4) 但し、 ωinv＝2πf inv ω＝4πf 〔発明が解決しようとする問題点〕 この式(4)によれば、ｆ inv＝2fである場合に
右辺第３項が無限大となり、電動機電流IMが無
限大となるが、実際には誘導電動機の１次抵抗に
より式(4)の第３項が制限されるから、電動機電流
IMはｆ invと2fとの差の周波数にて振動する、
所謂ビート現象が現れることになる。この電動機
電流IMの振動はトルクムラを惹起し、またその
駆動制御を不安定にするという問題点があつた。
これを解決する手段として、直列フイルタ装置
１３とフイルタコンデンサ４との間にフイルタリ
アクトルを介装してビート現象を抑制することも
考えられるが装置が大きく、車輌への搭載に問題
がある。
１３とフイルタコンデンサ４との間にフイルタリ
アクトルを介装してビート現象を抑制することも
考えられるが装置が大きく、車輌への搭載に問題
がある。
本発明はこのような問題点を解決するためにな
されたれたものであり、交流−直流変換装置によ
つて整流された直流電圧に含まれる交流電圧を減
衰させ、電動機電流の振動を抑制して、安定制御
ができる誘導電動機の駆動装置の提供を目的とす
る。
されたれたものであり、交流−直流変換装置によ
つて整流された直流電圧に含まれる交流電圧を減
衰させ、電動機電流の振動を抑制して、安定制御
ができる誘導電動機の駆動装置の提供を目的とす
る。
この発明の誘導電動機の駆動装置においては、
直流電圧中の、交流電源電圧の周波数の２倍の周
波数の高調波成分を検出する装置と、この高調波
成分を打ち消すべく誘導電動機のすべり周波数を
制御するインバータの点弧制御回路とを具備して
いる。
直流電圧中の、交流電源電圧の周波数の２倍の周
波数の高調波成分を検出する装置と、この高調波
成分を打ち消すべく誘導電動機のすべり周波数を
制御するインバータの点弧制御回路とを具備して
いる。
〔作用〕
点弧制御回路が高調波成分を打ち消すようにイ
ンバータの点弧制御を行うので、フイルタコンデ
ンサの端子電圧EFC中の交流成分Eaが減少し、
その結果電動機電流のビート現象が抑制され、こ
れに伴い電動機が安定駆動されることになる。
ンバータの点弧制御を行うので、フイルタコンデ
ンサの端子電圧EFC中の交流成分Eaが減少し、
その結果電動機電流のビート現象が抑制され、こ
れに伴い電動機が安定駆動されることになる。
以下、本発明のその実施例を示す図面に基づい
て具体的に説明する。
て具体的に説明する。
第１図は本発明に係る誘導電動機の駆動装置を
示す略示回路図である。図示しない交流電源に連
なる架線２０に摺接するパンタグラフ等の集電装
置１は変圧器２の１次巻線に接続されており、そ
の２次巻線は交流−直流変換装置３に接続されて
おり、その出力側に所要電圧の電流が取り出せる
ようにしてある。
示す略示回路図である。図示しない交流電源に連
なる架線２０に摺接するパンタグラフ等の集電装
置１は変圧器２の１次巻線に接続されており、そ
の２次巻線は交流−直流変換装置３に接続されて
おり、その出力側に所要電圧の電流が取り出せる
ようにしてある。
交流−直流変換装置３の出力側にはリアクトル
１３１とコンデンサ１３２とを直列接続してなる
直列共振フイルタ装置１３その陽極と陰極の間に
接続されている。またこの直列共振フイルタ装置
と並列に、フイルタコンデンサ４及び抵抗５と電
圧センサ６との直列回路が接続されている。直列
共振フイルタ装置１３は、前記交流電源の数端数
の２倍の周波数を共振周波数とし、交流−直流変
換装置３の出力電圧に含まれる高調波成分のう
ち、前記共振周波数の成分を除去する。またフイ
ルタコンデンサ４は出力電圧を平滑化する。電圧
センサ６はその抵抗と抵抗５との直列回路にて分
圧された電圧から交流−直流変換装置３の出力電
圧又はフイルタコンデンサ４の端子電圧EFCを
検出するものである。
１３１とコンデンサ１３２とを直列接続してなる
直列共振フイルタ装置１３その陽極と陰極の間に
接続されている。またこの直列共振フイルタ装置
と並列に、フイルタコンデンサ４及び抵抗５と電
圧センサ６との直列回路が接続されている。直列
共振フイルタ装置１３は、前記交流電源の数端数
の２倍の周波数を共振周波数とし、交流−直流変
換装置３の出力電圧に含まれる高調波成分のう
ち、前記共振周波数の成分を除去する。またフイ
ルタコンデンサ４は出力電圧を平滑化する。電圧
センサ６はその抵抗と抵抗５との直列回路にて分
圧された電圧から交流−直流変換装置３の出力電
圧又はフイルタコンデンサ４の端子電圧EFCを
検出するものである。
交流−直流変換装置３の出力電圧は上述の如き
回路を経て、可変電圧可変周波数型の３相インバ
ータ７に与えられ、インバータ７の３相出力を３
相誘導電動機１１に与え、これを回転させる。そ
の他８，９，１０はインバータ７の３相出力電流
を検出する変流器、１２は誘導電動機１１の回転
速度を検出する速度センサである。
回路を経て、可変電圧可変周波数型の３相インバ
ータ７に与えられ、インバータ７の３相出力を３
相誘導電動機１１に与え、これを回転させる。そ
の他８，９，１０はインバータ７の３相出力電流
を検出する変流器、１２は誘導電動機１１の回転
速度を検出する速度センサである。
電圧センサ６にて検出されたフイルタコンデン
サ６の端子電圧EFCはこの電圧センサ６と共に
高調波成分検出器３０を構成するバンドパスフイ
ルタ１６に与えられる。このバンドパスフイルタ
１６は交流電源の周波数の２倍の周波数の高調波
成分を抽出するものであり、これによつて抽出さ
れた電圧信号は移相器１７、ゲイン調整器１８、
Ａ／Ｄ（アナログ／デイジタル）変換器１９、加
算器２１，２２及び点弧パルス発生器２３からな
る点弧制御回路４０の前記移相器１７へ与えられ
る。
サ６の端子電圧EFCはこの電圧センサ６と共に
高調波成分検出器３０を構成するバンドパスフイ
ルタ１６に与えられる。このバンドパスフイルタ
１６は交流電源の周波数の２倍の周波数の高調波
成分を抽出するものであり、これによつて抽出さ
れた電圧信号は移相器１７、ゲイン調整器１８、
Ａ／Ｄ（アナログ／デイジタル）変換器１９、加
算器２１，２２及び点弧パルス発生器２３からな
る点弧制御回路４０の前記移相器１７へ与えられ
る。
移相器１７は入力信号の位相を移動させるもの
であり、具体的には前記高調波成分に対して電気
角90゜進みの電流がインバータ７に流入するよう
に調整される。移相器１７出力はゲイン調整器１
８へ入力される。ゲイン調整器１８はそのゲイン
が前記高調波成分の近傍で大、他の周波数帯域で
０又は微小となる増幅器であり、その出力はＡ／
Ｄ変換器１９に与えられてデイジタル信号に変換
されて加算器２１に与えられる。
であり、具体的には前記高調波成分に対して電気
角90゜進みの電流がインバータ７に流入するよう
に調整される。移相器１７出力はゲイン調整器１
８へ入力される。ゲイン調整器１８はそのゲイン
が前記高調波成分の近傍で大、他の周波数帯域で
０又は微小となる増幅器であり、その出力はＡ／
Ｄ変換器１９に与えられてデイジタル信号に変換
されて加算器２１に与えられる。
加算器２１は、それ自体公知の電動機電流制御
回路（図示せず）にて作成されたすべり周波数信
号fsが与えられており、両入力の和が加算器２２
に与えられ、ここで、速度センサ１２にて検出さ
れる誘導電動機１１の回転速度に応じて定まる電
動機周波数信号frとの和（回生時には差）が算出
され、その和（又は差）がインバータ７の周波数
信号ｆ invとして点弧パルス発生器２３へ与え
られる。点弧パルス発生器２３はこの入力信号ｆ
invに応じた位相のパルス信号を発生し、これ
をインバータ７を構成するサイリスタのゲートに
与える。
回路（図示せず）にて作成されたすべり周波数信
号fsが与えられており、両入力の和が加算器２２
に与えられ、ここで、速度センサ１２にて検出さ
れる誘導電動機１１の回転速度に応じて定まる電
動機周波数信号frとの和（回生時には差）が算出
され、その和（又は差）がインバータ７の周波数
信号ｆ invとして点弧パルス発生器２３へ与え
られる。点弧パルス発生器２３はこの入力信号ｆ
invに応じた位相のパルス信号を発生し、これ
をインバータ７を構成するサイリスタのゲートに
与える。
以上の如き本発明装置においては、電源電圧の
２倍の周波数の高調波成分が電圧センサ６及びバ
ンドパスフイルタ１６からなる高調波成分検出器
３０にて検出され、ゲイン調整器１８の働きによ
り、高調波成分に応じた値が加算器２１にてすべ
り周波数fsに加算され、この加算値は加算器２２
にて力行時においては電動機周波数frが加算さ
れ、また回生時には電動機周波数frが減算され、
この加算又は減算にて得られたインバータ周波数
信号ｆ invが点弧パルス発生器２３へ与えられ
て、それに応じた転流制御が行われる結果、フイ
ルタコンデンサ端子電圧EFC中の前記高調波成
分又はこれに近い周波数帯域の成分が抑制される
ことになる。即ち移相器１７を前述の如く調整す
ることにより、インバータ周波数信号ｆ invは、
インバータ７に流れ込む電流がフイルタコンデン
サ４の端子電圧EFCの交流成分に対して電気角
90゜進みの電流となる如き態様で周期的に変化す
る信号となり、それによつて所期の電流がインバ
ータ７に流れ込む結果、端子電圧EFCが平滑化
さるのである。
２倍の周波数の高調波成分が電圧センサ６及びバ
ンドパスフイルタ１６からなる高調波成分検出器
３０にて検出され、ゲイン調整器１８の働きによ
り、高調波成分に応じた値が加算器２１にてすべ
り周波数fsに加算され、この加算値は加算器２２
にて力行時においては電動機周波数frが加算さ
れ、また回生時には電動機周波数frが減算され、
この加算又は減算にて得られたインバータ周波数
信号ｆ invが点弧パルス発生器２３へ与えられ
て、それに応じた転流制御が行われる結果、フイ
ルタコンデンサ端子電圧EFC中の前記高調波成
分又はこれに近い周波数帯域の成分が抑制される
ことになる。即ち移相器１７を前述の如く調整す
ることにより、インバータ周波数信号ｆ invは、
インバータ７に流れ込む電流がフイルタコンデン
サ４の端子電圧EFCの交流成分に対して電気角
90゜進みの電流となる如き態様で周期的に変化す
る信号となり、それによつて所期の電流がインバ
ータ７に流れ込む結果、端子電圧EFCが平滑化
さるのである。
なお、本発明は電車に搭載した電動機以外の電
動機にも適用できる。
動機にも適用できる。
以上のように本発明による場合はフイルタコン
デンサ４の端子電圧EFCが平滑化される結果、
ｆ inv＝2fの条件で駆動が行われた場合にも電
動機電流のビート現象が発生せず、安定性の高い
駆動制御か行える。また装置全体が小型に構成で
き、電気車への搭載に適している。
デンサ４の端子電圧EFCが平滑化される結果、
ｆ inv＝2fの条件で駆動が行われた場合にも電
動機電流のビート現象が発生せず、安定性の高い
駆動制御か行える。また装置全体が小型に構成で
き、電気車への搭載に適している。
第１図は本発明装置の略示回路図、第２図は従
来の駆動装置の略示回路図、第３図は３相誘導電
動機の１単位当たりの等価回路図である。 ３……交流−直流変換装置、４……フイルタコ
ンデンサ、７……インバータ、１１……３相誘導
電動機、３０……高調波成分検出器、４０……点
弧制御回路。なお、図中、同一符号は同一、又は
相当部分を示す。
来の駆動装置の略示回路図、第３図は３相誘導電
動機の１単位当たりの等価回路図である。 ３……交流−直流変換装置、４……フイルタコ
ンデンサ、７……インバータ、１１……３相誘導
電動機、３０……高調波成分検出器、４０……点
弧制御回路。なお、図中、同一符号は同一、又は
相当部分を示す。
Claims (1)
- １ 交流単相電力を直流電力に変換する交流−直
流変換装置と、交流−直流変換装置の出力端子間
に接続されているフイルタコンデンサと、該フイ
ルタコンデンサを経た直流電力を３相交流電力に
変換して３相誘導電動機に供給する可変電圧可変
周波数型インバータとを備えた電動機の駆動装置
において、前記フイルタコンデンサの端子電圧に
含まれる、前記交流単相電力の周波数の２倍の周
波数の高調波成分を検出する高調波成分検出器
と、該高調波成分を打ち消すべく、前記３相誘導
電動機のすべり周波数を制御するインバータの点
弧制御回路とを具備することを特徴とする電動機
の駆動回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61095607A JPS62254691A (ja) | 1986-04-24 | 1986-04-24 | 電動機の駆動装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61095607A JPS62254691A (ja) | 1986-04-24 | 1986-04-24 | 電動機の駆動装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62254691A JPS62254691A (ja) | 1987-11-06 |
| JPH0531400B2 true JPH0531400B2 (ja) | 1993-05-12 |
Family
ID=14142238
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61095607A Granted JPS62254691A (ja) | 1986-04-24 | 1986-04-24 | 電動機の駆動装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62254691A (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5532569A (en) * | 1987-06-03 | 1996-07-02 | Hitachi, Ltd. | Inverter control apparatus |
| JPH0746918B2 (ja) * | 1987-06-03 | 1995-05-17 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置 |
| JPH02119573A (ja) * | 1989-09-20 | 1990-05-07 | Hitachi Ltd | 電力変換装置 |
| JPH06209579A (ja) * | 1993-12-01 | 1994-07-26 | Hitachi Ltd | 電力変換装置 |
| JPH0865811A (ja) | 1994-08-25 | 1996-03-08 | Toshiba Corp | 電気車制御装置 |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS49133826A (ja) * | 1973-04-27 | 1974-12-23 | ||
| JPS54129318A (en) * | 1978-03-29 | 1979-10-06 | Yaskawa Denki Seisakusho Kk | Stabilizing circuit for current invertor |
| JPS5843188A (ja) * | 1981-09-03 | 1983-03-12 | Shinko Electric Co Ltd | 主軸駆動発電システム |
-
1986
- 1986-04-24 JP JP61095607A patent/JPS62254691A/ja active Granted
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS49133826A (ja) * | 1973-04-27 | 1974-12-23 | ||
| JPS54129318A (en) * | 1978-03-29 | 1979-10-06 | Yaskawa Denki Seisakusho Kk | Stabilizing circuit for current invertor |
| JPS5843188A (ja) * | 1981-09-03 | 1983-03-12 | Shinko Electric Co Ltd | 主軸駆動発電システム |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62254691A (ja) | 1987-11-06 |
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