JP2001224181A - 自動車用電源装置 - Google Patents
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- Y10S903/00—Hybrid electric vehicles, HEVS
- Y10S903/902—Prime movers comprising electrical and internal combustion motors
- Y10S903/903—Prime movers comprising electrical and internal combustion motors having energy storing means, e.g. battery, capacitor
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- Y10S903/902—Prime movers comprising electrical and internal combustion motors
- Y10S903/903—Prime movers comprising electrical and internal combustion motors having energy storing means, e.g. battery, capacitor
- Y10S903/904—Component specially adapted for hev
Abstract
(57)【要約】
【課題】回路構成を簡素化し、コスト低減を実現可能な
自動車用電源装置を提供すること。 【解決手段】主直流電源３から副直流電源４に給電する
主−副送電回路５は、車載の回転電機１に低周波交流電
力を給電するインバ−タ５０、このインバータ５０の出
力電力のうち高周波電力成分を通過させ、回転電機１に
給電される低周波交流電力成分を遮断するフィルタ５２
０と、フィルタ５２０を通過した上記高周波電力を整流
して副直流電源に給電する整流器５３０とを備える。こ
のようにすれば、単一のインバータ５０で回転電機１の
駆動制御と副直流電源４の充電とを行うことができる。
自動車用電源装置を提供すること。 【解決手段】主直流電源３から副直流電源４に給電する
主−副送電回路５は、車載の回転電機１に低周波交流電
力を給電するインバ−タ５０、このインバータ５０の出
力電力のうち高周波電力成分を通過させ、回転電機１に
給電される低周波交流電力成分を遮断するフィルタ５２
０と、フィルタ５２０を通過した上記高周波電力を整流
して副直流電源に給電する整流器５３０とを備える。こ
のようにすれば、単一のインバータ５０で回転電機１の
駆動制御と副直流電源４の充電とを行うことができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、自動車用電源装置
に関し、好適には高低二つの電源系統を有する自動車用
電源装置に関する。
に関し、好適には高低二つの電源系統を有する自動車用
電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、自動車用電源装置として高電圧の
主直流電源と低電圧の副直流電源とを有する二電源型自
動車が登場している。
主直流電源と低電圧の副直流電源とを有する二電源型自
動車が登場している。
【０００３】主直流電源としては、ハイブリッド車の走
行電力蓄電用電池や、燃料電池の発電電力を走行電力と
する燃料電池車の昇圧回路付きの燃料電池や、上記燃料
電池の出力変動をカバ−する電池や、バッテリのみで走
行動力を発生する電気自動車の走行電力蓄電用電池が挙
げられる。
行電力蓄電用電池や、燃料電池の発電電力を走行電力と
する燃料電池車の昇圧回路付きの燃料電池や、上記燃料
電池の出力変動をカバ−する電池や、バッテリのみで走
行動力を発生する電気自動車の走行電力蓄電用電池が挙
げられる。
【０００４】これらの電池で構成される車両の主直流電
源は送電損失低減などの理由で高電圧とされるため、車
両に装備される種々の低電圧電気負荷へ給電するために
低電圧の副直流電源が併設される。
源は送電損失低減などの理由で高電圧とされるため、車
両に装備される種々の低電圧電気負荷へ給電するために
低電圧の副直流電源が併設される。
【０００５】その他、従来の内燃機関車でも、高電圧電
気負荷給電用の高電圧の主電池と、低電圧電気負荷給電
用の低電圧の副電池とをもつものが提案されている。
気負荷給電用の高電圧の主電池と、低電圧電気負荷給電
用の低電圧の副電池とをもつものが提案されている。
【０００６】上述した二電源型自動車では、大容量で高
電圧（通常２８８Ｖ）の主直流電源（主電池）から相対
的に小容量で低電圧（通常１２Ｖ）の副直流電源（副電
池）へ定常的にあるいは非常時に給電する必要があり、
このため、たとえばハイブリッド車では、主電池から副
電池に給電するＤＣ−ＤＣコンバ−タを付設している。
電圧（通常２８８Ｖ）の主直流電源（主電池）から相対
的に小容量で低電圧（通常１２Ｖ）の副直流電源（副電
池）へ定常的にあるいは非常時に給電する必要があり、
このため、たとえばハイブリッド車では、主電池から副
電池に給電するＤＣ−ＤＣコンバ−タを付設している。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た二電源型自動車では、上述した高低二電源間にＤＣ−
ＤＣコンバ−タを設ける必要があり、回路構成が複雑化
し、コスト低減を阻害するという問題があった。
た二電源型自動車では、上述した高低二電源間にＤＣ−
ＤＣコンバ−タを設ける必要があり、回路構成が複雑化
し、コスト低減を阻害するという問題があった。
【０００８】本発明は上記問題点に鑑みなされたもので
あり、回路構成を簡素化し、コスト低減を実現可能な自
動車用電源装置を提供することをその目的としている。
あり、回路構成を簡素化し、コスト低減を実現可能な自
動車用電源装置を提供することをその目的としている。
【０００９】
【課題を解決するための手段】請求項１に記載した自動
車用電源装置によれば、主直流電源から副直流電源に給
電する主−副送電回路は、車載の回転電機に低周波交流
電力を給電するインバ−タと、このインバータの出力電
力のうち高周波電力成分を通過させ、回転電機に給電さ
れる低周波交流電力成分を遮断するフィルタと、フィル
タを通過した上記高周波電力を整流して副直流電源に給
電する整流器とを備える。
車用電源装置によれば、主直流電源から副直流電源に給
電する主−副送電回路は、車載の回転電機に低周波交流
電力を給電するインバ−タと、このインバータの出力電
力のうち高周波電力成分を通過させ、回転電機に給電さ
れる低周波交流電力成分を遮断するフィルタと、フィル
タを通過した上記高周波電力を整流して副直流電源に給
電する整流器とを備える。
【００１０】このようにすれば、従来、主−副送電回路
として設けられるＤＣＤＣコンバータに比較して、ＤＣ
ＤＣコンバータに内蔵のスイッチング素子回路を回転電
機駆動制御用のインバータで共用でき、少なくともパワ
ー出力段は共用できるので、回路構成を簡素化し、コス
ト及び搭載スペ−スを減らすことができる。
として設けられるＤＣＤＣコンバータに比較して、ＤＣ
ＤＣコンバータに内蔵のスイッチング素子回路を回転電
機駆動制御用のインバータで共用でき、少なくともパワ
ー出力段は共用できるので、回路構成を簡素化し、コス
ト及び搭載スペ−スを減らすことができる。
【００１１】なお、インバータとしては、上ア−ム（ハ
イサイド）側及び下ア−ム（ロ−サイド）側の一対のス
イッチング素子を直列接続してなる相補インバ−タを用
いる一相形式、上記一対の相補インバ−タを２つ用いて
単相交流電力を形成する二相（Ｈブリッジ）形式、上記
相補インバ−タを三つ用いて単相交流電力を形成する三
相形式などを採用でき、三相形式のインバ−タ（三相イ
ンバ−タ）では、その三つの相の相補インバ−タを用い
てもよく、一つ乃至二つの相補インバ−タを用いてもよ
い。
イサイド）側及び下ア−ム（ロ−サイド）側の一対のス
イッチング素子を直列接続してなる相補インバ−タを用
いる一相形式、上記一対の相補インバ−タを２つ用いて
単相交流電力を形成する二相（Ｈブリッジ）形式、上記
相補インバ−タを三つ用いて単相交流電力を形成する三
相形式などを採用でき、三相形式のインバ−タ（三相イ
ンバ−タ）では、その三つの相の相補インバ−タを用い
てもよく、一つ乃至二つの相補インバ−タを用いてもよ
い。
【００１２】請求項２記載の構成によれば請求項１記載
の自動車用電源装置において更に、インバータを制御す
るコントロ−ラは、低周波交流電力形成用の第一の制御
信号と前記高周波電力形成用の第二の制御信号とを合成
してインバータ駆動制御用のインバ−タ制御信号を形成
するので、コントロ−ラ、特にその出力段を兼用するこ
とができ、構成を簡素化することができる。
の自動車用電源装置において更に、インバータを制御す
るコントロ−ラは、低周波交流電力形成用の第一の制御
信号と前記高周波電力形成用の第二の制御信号とを合成
してインバータ駆動制御用のインバ−タ制御信号を形成
するので、コントロ−ラ、特にその出力段を兼用するこ
とができ、構成を簡素化することができる。
【００１３】請求項３記載の構成によれば請求項２記載
の自動車用電源装置において更に、フィルタは、インバ
ータの出力端と整流器の入力端との間に介設されるコイ
ルと、このコイルと直列に接続されたコンデンサとを有
するので、このコイルとコンデンサとを直列接続した経
路への低周波交流電力の通電を低減乃至遮断することが
できる。
の自動車用電源装置において更に、フィルタは、インバ
ータの出力端と整流器の入力端との間に介設されるコイ
ルと、このコイルと直列に接続されたコンデンサとを有
するので、このコイルとコンデンサとを直列接続した経
路への低周波交流電力の通電を低減乃至遮断することが
できる。
【００１４】請求項４記載の構成によれば請求項３記載
の自動車用電源装置において更に、コイルのインダクタ
ンスとコンデンサのキャパシタンスにより規定されるフ
ィルタの共振周波数値は高周波電力の周波数帯域内に設
定されるので、このコイルとコンデンサとを直列接続し
た経路への高周波電力の通電を効率化することができ
る。
の自動車用電源装置において更に、コイルのインダクタ
ンスとコンデンサのキャパシタンスにより規定されるフ
ィルタの共振周波数値は高周波電力の周波数帯域内に設
定されるので、このコイルとコンデンサとを直列接続し
た経路への高周波電力の通電を効率化することができ
る。
【００１５】請求項５記載の構成によれば請求項４又は
５記載の自動車用電源装置において更に、コイルは、二
次コイルが整流器に出力するトランスの一次コイルによ
り構成されるので、主直流電源と副直流電源との電源電
圧差を調整するトランスにコンデンサを付設するだけ
で、上記フィルタを構成することができ、回路構成を簡
素化することができる。
５記載の自動車用電源装置において更に、コイルは、二
次コイルが整流器に出力するトランスの一次コイルによ
り構成されるので、主直流電源と副直流電源との電源電
圧差を調整するトランスにコンデンサを付設するだけ
で、上記フィルタを構成することができ、回路構成を簡
素化することができる。
【００１６】
【発明を実施するための態様】本発明の自動車用電源装
置の好適な態様を以下の実施例により具体的に説明す
る。
置の好適な態様を以下の実施例により具体的に説明す
る。
【００１７】
【実施例１】実施例１の自動車用電源装置の回路図を図
１に示す。
１に示す。
【００１８】１は、図示しない内燃機関に駆動ベルトや
ギヤなどの連結手段を介して連結されるか又は内燃機関
のクランク軸に直結された三相交流回転電機（以下、Ｍ
Ｇともいう）であって、たとえば公知の磁石式同期機で
構成されて、内燃機関の始動や走行トルクのアシストを
行ったり、内燃機関により駆動されて三相交流電力を発
電する。
ギヤなどの連結手段を介して連結されるか又は内燃機関
のクランク軸に直結された三相交流回転電機（以下、Ｍ
Ｇともいう）であって、たとえば公知の磁石式同期機で
構成されて、内燃機関の始動や走行トルクのアシストを
行ったり、内燃機関により駆動されて三相交流電力を発
電する。
【００１９】２はＭＧ１のロ−タ位置を検出するレゾル
バ、３は高電圧（ここでは３６Ｖとする）用の主電池
（主直流電源）、４は低電圧（ここでは１２Ｖとする）
用の副電池（副直流電源）、５は主電池３、副電池４と
ともにこの自動車用電源装置を構成する回路部である。
バ、３は高電圧（ここでは３６Ｖとする）用の主電池
（主直流電源）、４は低電圧（ここでは１２Ｖとする）
用の副電池（副直流電源）、５は主電池３、副電池４と
ともにこの自動車用電源装置を構成する回路部である。
【００２０】回路部５は、交流出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗ、レ
ゾルバ接続端子Ｍ＋，Ｍ−，Ｓ＋，Ｓ−，Ｃ＋，Ｃ−、
副電池接続端子Ｖａ＋，Ｖａ−、主電池接続端子Ｖｍ
＋，Ｖｍ−、外部指令入力端子Ｔｉｎ、Ｄｏｎを有す
る。外部指令入力端子ＴｉｎはＭＧ１に発生させるトル
クを指令するトルク指令信号ＳＴを入力するための端子
であり、外部指令入力端子Ｄｏｎは副電池４の充電を制
御する充電指令信号ＳＣを入力するための端子である。
なお、充電指令信号ＳＣは、そのＨ電位により充電を指
令し、そのＬ電位により充電停止を指令する二値信号で
ある。
ゾルバ接続端子Ｍ＋，Ｍ−，Ｓ＋，Ｓ−，Ｃ＋，Ｃ−、
副電池接続端子Ｖａ＋，Ｖａ−、主電池接続端子Ｖｍ
＋，Ｖｍ−、外部指令入力端子Ｔｉｎ、Ｄｏｎを有す
る。外部指令入力端子ＴｉｎはＭＧ１に発生させるトル
クを指令するトルク指令信号ＳＴを入力するための端子
であり、外部指令入力端子Ｄｏｎは副電池４の充電を制
御する充電指令信号ＳＣを入力するための端子である。
なお、充電指令信号ＳＣは、そのＨ電位により充電を指
令し、そのＬ電位により充電停止を指令する二値信号で
ある。
【００２１】回路部５は、三相インバ−タ５０、平滑コ
ンデンサ５００、電流センサ５１３，５１４、フィルタ
兼降圧トランス（本発明で言うフィルタ）５２０、整流
器５３０、コントロ−ラ５４０を有している。
ンデンサ５００、電流センサ５１３，５１４、フィルタ
兼降圧トランス（本発明で言うフィルタ）５２０、整流
器５３０、コントロ−ラ５４０を有している。
【００２２】三相インバ−タ５０は主電池３から給電さ
れる高電圧の直流電力を三相交流電力に変換する周知の
回路であって、この直流電力は、スイッチング素子５０
１、５０２を直列接続してなるＵ相インバ−タ、スイッ
チング素子５０３、５０４を直列接続してなるＶ相イン
バ−タ、スイッチング素子５０５、５０６を直列接続し
てなるＷ相インバ−タにそれぞれ給電される。ロ−サイ
ド（下ア−ム）側の各スイッチング素子５０１，５０
３，５０５、ハイサイド（上ア−ム）側の各スイッチン
グ素子５０２，５０４，５０６にはそれぞれダイオ−ド
５０７〜５１２が個別に逆並列接続されている。
れる高電圧の直流電力を三相交流電力に変換する周知の
回路であって、この直流電力は、スイッチング素子５０
１、５０２を直列接続してなるＵ相インバ−タ、スイッ
チング素子５０３、５０４を直列接続してなるＶ相イン
バ−タ、スイッチング素子５０５、５０６を直列接続し
てなるＷ相インバ−タにそれぞれ給電される。ロ−サイ
ド（下ア−ム）側の各スイッチング素子５０１，５０
３，５０５、ハイサイド（上ア−ム）側の各スイッチン
グ素子５０２，５０４，５０６にはそれぞれダイオ−ド
５０７〜５１２が個別に逆並列接続されている。
【００２３】平滑コンデンサ５００は、主電池３と並列
に接続されて三相インバ−タ５０から発生する高周波ス
イッチングノイズ電圧を吸収する。
に接続されて三相インバ−タ５０から発生する高周波ス
イッチングノイズ電圧を吸収する。
【００２４】フィルタ兼降圧トランス５２０は、図５に
示すように一次コイルと共振コンデンサの直列回路がデ
ルタ接続されてなる。このフィルタ兼降圧トランスの一
次コイル：二次コイル間巻数比は副電池４の充電に好適
な降圧比に設定されている。このフィルタ兼降圧トラン
スは、一次側の主電池３側の回路系と、副電池４側の回
路系とを絶縁分離（接地端電位独立）可能とする機能
と、入力される電圧を副電池４の充電電圧に見合った大
きさに降圧する機能と、更に、所定の高周波帯域ＷＨの
電力成分を通過させる同調トランス機能とを有してい
る。この実施例では、このフィルタ兼降圧トランス５２
０の入力側からみたインダクタンスとそれと直列接続さ
れるコンデンサのキャパシタンスとの直列共振周波数ｆ
ｓが、上記高周波帯域ＷＨの中央値に設定されている。
この実施例では、直列共振周波数ｆｓは三相電圧信号Ｖ
ｕ、Ｖｖ、Ｖｗの上記帯域（たとえば１０ｋＨｚ以下）
よりも十分に高い値、たとえば５０〜５００ｋＨｚ程度
の範囲内の所定値とされる。
示すように一次コイルと共振コンデンサの直列回路がデ
ルタ接続されてなる。このフィルタ兼降圧トランスの一
次コイル：二次コイル間巻数比は副電池４の充電に好適
な降圧比に設定されている。このフィルタ兼降圧トラン
スは、一次側の主電池３側の回路系と、副電池４側の回
路系とを絶縁分離（接地端電位独立）可能とする機能
と、入力される電圧を副電池４の充電電圧に見合った大
きさに降圧する機能と、更に、所定の高周波帯域ＷＨの
電力成分を通過させる同調トランス機能とを有してい
る。この実施例では、このフィルタ兼降圧トランス５２
０の入力側からみたインダクタンスとそれと直列接続さ
れるコンデンサのキャパシタンスとの直列共振周波数ｆ
ｓが、上記高周波帯域ＷＨの中央値に設定されている。
この実施例では、直列共振周波数ｆｓは三相電圧信号Ｖ
ｕ、Ｖｖ、Ｖｗの上記帯域（たとえば１０ｋＨｚ以下）
よりも十分に高い値、たとえば５０〜５００ｋＨｚ程度
の範囲内の所定値とされる。
【００２５】整流器５３０は、単相全波整流ダイオ−ド
ブリッジ回路により構成されて、フィルタ兼降圧トラン
ス５２０の単相二次コイルから入力される高周波電力を
全波整流し、整流電圧を副電池４に印加する。整流器５
３０の一対の出力端子間に平滑コンデンサを接続しても
よい。
ブリッジ回路により構成されて、フィルタ兼降圧トラン
ス５２０の単相二次コイルから入力される高周波電力を
全波整流し、整流電圧を副電池４に印加する。整流器５
３０の一対の出力端子間に平滑コンデンサを接続しても
よい。
【００２６】コントロ−ラ５４０は、トルク指令信号Ｓ
Ｔと、レゾルバ２からの回転角信号としてのｓｉｎ信号
及びｃｏｓ信号及び電流センサ５１３、５１４が検出し
た電流信号に基づいて公知のベクトル制御によりＭＧ駆
動三相ＰＷＭ電圧信号Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’を形成す
る。なお、このＭＧ駆動三相ＰＷＭ電圧信号Ｖｕ’、Ｖ
ｖ’、Ｖｗ’は帯域がたとえば２ｋＨｚ以下の低周波信
号を１０ｋＨｚの周波数のキャリアでパルス幅変調（Ｐ
ＷＭ）された信号である。
Ｔと、レゾルバ２からの回転角信号としてのｓｉｎ信号
及びｃｏｓ信号及び電流センサ５１３、５１４が検出し
た電流信号に基づいて公知のベクトル制御によりＭＧ駆
動三相ＰＷＭ電圧信号Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’を形成す
る。なお、このＭＧ駆動三相ＰＷＭ電圧信号Ｖｕ’、Ｖ
ｖ’、Ｖｗ’は帯域がたとえば２ｋＨｚ以下の低周波信
号を１０ｋＨｚの周波数のキャリアでパルス幅変調（Ｐ
ＷＭ）された信号である。
【００２７】また、コントロ−ラ５４０は、充電指令信
号ＳＣがＨ電位（充電指令）となると、副電池４の端子
電圧と参照（目標）電圧Ｖｒｅｆとの比較結果に基づい
て副電池４の端子電圧が参照（目標）電圧より低い期間
の間、発振周波数が上記直列共振周波数ｆｓに等しい三
相の高周波電圧信号Ｖｃｕ、Ｖｃｖ、Ｖｃｗを１００ｋ
Ｈｚの周波数のキャリアでパルス幅変調（ＰＷＭ）され
た充電用電圧信号Ｖｃｕ’、Ｖｃｖ’、Ｖｃｗ’として
形成する。
号ＳＣがＨ電位（充電指令）となると、副電池４の端子
電圧と参照（目標）電圧Ｖｒｅｆとの比較結果に基づい
て副電池４の端子電圧が参照（目標）電圧より低い期間
の間、発振周波数が上記直列共振周波数ｆｓに等しい三
相の高周波電圧信号Ｖｃｕ、Ｖｃｖ、Ｖｃｗを１００ｋ
Ｈｚの周波数のキャリアでパルス幅変調（ＰＷＭ）され
た充電用電圧信号Ｖｃｕ’、Ｖｃｖ’、Ｖｃｗ’として
形成する。
【００２８】コントロ−ラ５４０は、形成したＭＧ駆動
用三相ＰＷＭ電圧信号Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’及び副電
池充電用三相ＰＷＭ電圧信号Ｖｃｕ’、Ｖｃｖ’、Ｖｃ
ｗ’を合成して三相ＰＷＭ電圧信号を形成し、この三相
ＰＷＭ電圧信号を三相インバ−タ５０の各スイッチング
素子５０１〜５０６のゲ−ト電極に印加する。
用三相ＰＷＭ電圧信号Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’及び副電
池充電用三相ＰＷＭ電圧信号Ｖｃｕ’、Ｖｃｖ’、Ｖｃ
ｗ’を合成して三相ＰＷＭ電圧信号を形成し、この三相
ＰＷＭ電圧信号を三相インバ−タ５０の各スイッチング
素子５０１〜５０６のゲ−ト電極に印加する。
【００２９】ＭＧ１は、大きなインダクタンスをもつな
どの理由で、印加される三相ＰＷＭ電圧信号のうち高周
波成分である充電用の三相電圧信号Ｖｃｕ、Ｖｃｖ、Ｖ
ｃｗや搬送波（キャリヤ）に対応する高周波成分に感応
せず、ＭＧ１の動作が阻害されることがない。
どの理由で、印加される三相ＰＷＭ電圧信号のうち高周
波成分である充電用の三相電圧信号Ｖｃｕ、Ｖｃｖ、Ｖ
ｃｗや搬送波（キャリヤ）に対応する高周波成分に感応
せず、ＭＧ１の動作が阻害されることがない。
【００３０】また、フィルタ兼降圧トランス５２０は、
上記した直列共振周波数ｆｓ近傍に比較的狭い通過帯域
をもつので、印加される三相ＰＷＭ電圧信号のうち充電
用電圧信号Ｖｃｕ’、Ｖｃｖ’、Ｖｃｗ’に対応する高
周波成分のみを通過させ、これにより、副電池４の電圧
が参照（目標）電圧から低い場合にのみ副電池４を充電
し、副電池４の電圧レベルをこの参照（目標）電圧に保
つ。 （コントロ−ラ５４０の一例）コントロ−ラ（制御部）
５４０の一例を、図２を参照して説明する。
上記した直列共振周波数ｆｓ近傍に比較的狭い通過帯域
をもつので、印加される三相ＰＷＭ電圧信号のうち充電
用電圧信号Ｖｃｕ’、Ｖｃｖ’、Ｖｃｗ’に対応する高
周波成分のみを通過させ、これにより、副電池４の電圧
が参照（目標）電圧から低い場合にのみ副電池４を充電
し、副電池４の電圧レベルをこの参照（目標）電圧に保
つ。 （コントロ−ラ５４０の一例）コントロ−ラ（制御部）
５４０の一例を、図２を参照して説明する。
【００３１】コントローラ５４０は、前置ロ−パスフィ
ルタ１０、ＭＧ駆動制御用の三相ＰＷＭ電圧信号Ｖ
ｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’を形成するＭＧ駆動電圧指令値演
算手段３０、副電池充電用の三相ＰＷＭ電圧信号Ｖｃ
ｕ’、Ｖｃｖ’、Ｖｃｗ’を演算する充電用電圧指令値
演算手段３０、ＭＧ駆動制御用の三相ＰＷＭ電圧信号Ｖ
ｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’および副電池充電用の三相ＰＷＭ
電圧信号Ｖｃｕ’、Ｖｃｖ’、Ｖｃｗ’とを合成して三
相インバ−タ５０の各スイッチング素子５０１〜５０６
のゲ−ト電極を駆動する三相ＰＷＭ電圧信号を演算する
信号合成手段４０をもつ。
ルタ１０、ＭＧ駆動制御用の三相ＰＷＭ電圧信号Ｖ
ｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’を形成するＭＧ駆動電圧指令値演
算手段３０、副電池充電用の三相ＰＷＭ電圧信号Ｖｃ
ｕ’、Ｖｃｖ’、Ｖｃｗ’を演算する充電用電圧指令値
演算手段３０、ＭＧ駆動制御用の三相ＰＷＭ電圧信号Ｖ
ｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’および副電池充電用の三相ＰＷＭ
電圧信号Ｖｃｕ’、Ｖｃｖ’、Ｖｃｗ’とを合成して三
相インバ−タ５０の各スイッチング素子５０１〜５０６
のゲ−ト電極を駆動する三相ＰＷＭ電圧信号を演算する
信号合成手段４０をもつ。
【００３２】前置ロ−パスフィルタ１０は、電流センサ
５１１，５１２が検出する三相インバ−タ５０からＭＧ
１に流れるＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖの低域成分（を
それぞれ抽出するもので、その通過帯域は、三相電圧信
号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの帯域（たとえば２ｋＨｚ以下）と
される。
５１１，５１２が検出する三相インバ−タ５０からＭＧ
１に流れるＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖの低域成分（を
それぞれ抽出するもので、その通過帯域は、三相電圧信
号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの帯域（たとえば２ｋＨｚ以下）と
される。
【００３３】ＭＧ駆動電圧指令値演算手段２０は、３相
−２相変換手段２１、電流指令発生手段２２、電流制御
手段２３、２相−３相変換手段２４、ＰＷＭ変調手段２
５、回転子位置検出手段２６を有している。ＭＧ駆動電
圧指令値演算手段２０は、公知のベクトル制御を行う回
路であって、ハ−ドウエア回路構成の他、ＤＳＰ（デジ
タルシグナルプロセッサ）あるいはモータ制御に対応し
たリソースを内蔵するマイクロプロセッサでソフトウエ
ア処理されにより実現することができる。
−２相変換手段２１、電流指令発生手段２２、電流制御
手段２３、２相−３相変換手段２４、ＰＷＭ変調手段２
５、回転子位置検出手段２６を有している。ＭＧ駆動電
圧指令値演算手段２０は、公知のベクトル制御を行う回
路であって、ハ−ドウエア回路構成の他、ＤＳＰ（デジ
タルシグナルプロセッサ）あるいはモータ制御に対応し
たリソースを内蔵するマイクロプロセッサでソフトウエ
ア処理されにより実現することができる。
【００３４】３相−２相変換手段２１は、Ｕ相電流Ｉ
ｕ、Ｖ相電流Ｉｖの上記低域成分を、回転子位置検出手
段２６から読み込んだＭＧ１の回転子位置θにより、静
止直交座標系における電流Ｉｙ、Ｉｘへ３相−２相変換
し、更に電流Ｉｙ、Ｉｘを回転座標系における電流Ｉ
ｄ、Ｉｑに座標変換する。電流指令発生手段２２は、読
み込んだトルク指令を回転座標系における電流指令Ｉ
ｄ’、Ｉｑ’に変換し、電流制御回路ブロック３３は、
検出電流Ｉｄ、Ｉｑが目標電流Ｉｄ’、Ｉｑ’に収束す
るように回転座標系におけるＭＧ１への印加電圧である
電圧Ｖｄ、Ｖｑを形成する。
ｕ、Ｖ相電流Ｉｖの上記低域成分を、回転子位置検出手
段２６から読み込んだＭＧ１の回転子位置θにより、静
止直交座標系における電流Ｉｙ、Ｉｘへ３相−２相変換
し、更に電流Ｉｙ、Ｉｘを回転座標系における電流Ｉ
ｄ、Ｉｑに座標変換する。電流指令発生手段２２は、読
み込んだトルク指令を回転座標系における電流指令Ｉ
ｄ’、Ｉｑ’に変換し、電流制御回路ブロック３３は、
検出電流Ｉｄ、Ｉｑが目標電流Ｉｄ’、Ｉｑ’に収束す
るように回転座標系におけるＭＧ１への印加電圧である
電圧Ｖｄ、Ｖｑを形成する。
【００３５】２相−３相変換手段２４は、回転子位置検
出手段２６から読み込んだＭＧ１の回転子位置θにより
回転座標系における電圧Ｖｄ、Ｖｑを静止直交座標系に
おける電圧Ｖｙ、Ｖｘに変換し、更に、電圧Ｖｙ、Ｖｘ
は２相−３相変換して、ＭＧ駆動制御用の三相の電圧指
令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを出力する。
出手段２６から読み込んだＭＧ１の回転子位置θにより
回転座標系における電圧Ｖｄ、Ｖｑを静止直交座標系に
おける電圧Ｖｙ、Ｖｘに変換し、更に、電圧Ｖｙ、Ｖｘ
は２相−３相変換して、ＭＧ駆動制御用の三相の電圧指
令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを出力する。
【００３６】ＰＷＭ変調手段２５は、入力されるＭＧ駆
動制御用の三相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの大きさ
にそれぞれ比例するデューティ比を有する三相ＰＷＭ電
圧信号Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’を形成するものであり、
ハードウエアまたはソフトウエアにより実現することが
できる。たとえば、キャリア周波数に等しい周期の三角
波電圧を三相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと比較し、
二値化することにより得ることができる。
動制御用の三相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの大きさ
にそれぞれ比例するデューティ比を有する三相ＰＷＭ電
圧信号Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’を形成するものであり、
ハードウエアまたはソフトウエアにより実現することが
できる。たとえば、キャリア周波数に等しい周期の三角
波電圧を三相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと比較し、
二値化することにより得ることができる。
【００３７】回転子位置検出手段２６はレゾルバ２から
読み込んだＳＩＮ信号及びＣＯＳ信号から上記ＭＧ１の
回転子位置θを出力する。
読み込んだＳＩＮ信号及びＣＯＳ信号から上記ＭＧ１の
回転子位置θを出力する。
【００３８】なお、上述した相電流Ｉｕ、Ｉｗと入力ト
ルク指令値及びＭＧ１の回転子位置θに基づいて三相の
電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを形成するインバータ制御
自体は、周知であり、かつ、本発明の要旨ではないので
これ以上の説明は省略する。
ルク指令値及びＭＧ１の回転子位置θに基づいて三相の
電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを形成するインバータ制御
自体は、周知であり、かつ、本発明の要旨ではないので
これ以上の説明は省略する。
【００３９】次に、充電用電圧指令値演算手段３０につ
いて説明する。充電用電圧指令値演算手段３０は、電圧
制御手段３１、三相電圧発生手段３２、ＰＷＭ変調手段
３３を有している。充電用電圧指令値演算手段３０は、
たとえば充電指令信号ＳＣにより充電用電圧指令値演算
手段３０の作動あるいは停止は、充電指令信号ＳＣがＨ
電位（充電指令）となっている間、作動する構成となっ
ている。
いて説明する。充電用電圧指令値演算手段３０は、電圧
制御手段３１、三相電圧発生手段３２、ＰＷＭ変調手段
３３を有している。充電用電圧指令値演算手段３０は、
たとえば充電指令信号ＳＣにより充電用電圧指令値演算
手段３０の作動あるいは停止は、充電指令信号ＳＣがＨ
電位（充電指令）となっている間、作動する構成となっ
ている。
【００４０】電圧制御手段３１は、読み込んだ副電池４
の端子電圧Ｖａ＋と内部で形成した参照（目標）電圧Ｖ
ｒｅｆとを内部のコンパレ−タなどで比較し、副電池４
の端子電圧Ｖａ＋が参照（目標）電圧Ｖｒｅｆより低い
期間の間、充電信号を発生する。
の端子電圧Ｖａ＋と内部で形成した参照（目標）電圧Ｖ
ｒｅｆとを内部のコンパレ−タなどで比較し、副電池４
の端子電圧Ｖａ＋が参照（目標）電圧Ｖｒｅｆより低い
期間の間、充電信号を発生する。
【００４１】三相電圧発生手段３２は、入力された上記
充電信号に基づき上記直列共振周波数ｆｓに等しい周波
数を有する三相の充電用高周波電圧信号Ｖｃｕ、Ｖｃ
ｖ、Ｖｃｗを作成する。この処理は簡単であり波形記憶
読み出しなど種々の方式があるので説明は省略する。Ｐ
ＷＭ変調手段３３は、前述のＰＷＭ変調手段２５と構成
は同一のため詳細な説明は省略するが、キャリア周波数
が１００ｋＨｚに設定されていることおよび前述の充電
指令信号ＳＣの信号レベルにより出力をＯＮ／ＯＦＦで
きる点がＰＷＭ変調手段２５とは異なるもので、三相の
充電用高周波電圧信号Ｖｃｕ、Ｖｃｖ、Ｖｃｗの大きさ
に対応した副電池充電用の三相ＰＷＭ電圧信号Ｖｃ
ｕ’、Ｖｃｖ’、Ｖｃｗ’を出力する。
充電信号に基づき上記直列共振周波数ｆｓに等しい周波
数を有する三相の充電用高周波電圧信号Ｖｃｕ、Ｖｃ
ｖ、Ｖｃｗを作成する。この処理は簡単であり波形記憶
読み出しなど種々の方式があるので説明は省略する。Ｐ
ＷＭ変調手段３３は、前述のＰＷＭ変調手段２５と構成
は同一のため詳細な説明は省略するが、キャリア周波数
が１００ｋＨｚに設定されていることおよび前述の充電
指令信号ＳＣの信号レベルにより出力をＯＮ／ＯＦＦで
きる点がＰＷＭ変調手段２５とは異なるもので、三相の
充電用高周波電圧信号Ｖｃｕ、Ｖｃｖ、Ｖｃｗの大きさ
に対応した副電池充電用の三相ＰＷＭ電圧信号Ｖｃ
ｕ’、Ｖｃｖ’、Ｖｃｗ’を出力する。
【００４２】次に、信号合成手段４０について説明す
る。
る。
【００４３】信号合成手段４０は、高速フーリエ変換手
段４０１〜４０６と、加算手段４１１〜４１３と、逆フ
ーリエ変換手段（ＩＦＴ）４２１〜４２３および波形整
形手段４３１〜４３３を有している。
段４０１〜４０６と、加算手段４１１〜４１３と、逆フ
ーリエ変換手段（ＩＦＴ）４２１〜４２３および波形整
形手段４３１〜４３３を有している。
【００４４】高速フーリエ変換手段（ＦＦＴ）４０１，
４０２，４０３は、ＭＧ駆動制御用の三相ＰＷＭ電圧信
号Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’をフーリエ変換して、時間領
域から周波数領域へ変換してＭＧ駆動情報Ｆｕ、Ｆｖ、
Ｆｗを発生する公知のもので、詳細の説明は省略する。
４０２，４０３は、ＭＧ駆動制御用の三相ＰＷＭ電圧信
号Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’をフーリエ変換して、時間領
域から周波数領域へ変換してＭＧ駆動情報Ｆｕ、Ｆｖ、
Ｆｗを発生する公知のもので、詳細の説明は省略する。
【００４５】高速フーリエ変換手段（ＦＦＴ）４０４，
４０５，４０６は、上記高速フーリエ変換手段（ＦＦ
Ｔ）４０１，４０２，４０３と同一構成で、副電池充電
用の三相ＰＷＭ電圧信号Ｖｃｕ’、Ｖｃｖ’、Ｖｃｗ’
をフーリエ変換して、時間領域から周波数領域へ変換し
て充電情報Ｆｃｕ、Ｆｃｖ、Ｆｃｗを発生する。
４０５，４０６は、上記高速フーリエ変換手段（ＦＦ
Ｔ）４０１，４０２，４０３と同一構成で、副電池充電
用の三相ＰＷＭ電圧信号Ｖｃｕ’、Ｖｃｖ’、Ｖｃｗ’
をフーリエ変換して、時間領域から周波数領域へ変換し
て充電情報Ｆｃｕ、Ｆｃｖ、Ｆｃｗを発生する。
【００４６】加算手段４１１〜４１３は公知の加算器あ
るいはソフトウェアなど公知の方法で構成できるので詳
細の説明は省略するが、それぞれ上述のフーリエ変換さ
れたＭＧ駆動情報Ｆｕ、Ｆｖ、Ｆｗと充電情報Ｆｃｕ、
Ｆｃｖ、Ｆｃｗとを三相の各相毎に加算して、インバー
タ５０の各スイッチング素子５０１〜５０６のゲ−ト電
極を駆動する三相ＰＷＭ電圧信号の周波数領域での情報
Ｆｕ、Ｆｖ、Ｆｗを演算する。
るいはソフトウェアなど公知の方法で構成できるので詳
細の説明は省略するが、それぞれ上述のフーリエ変換さ
れたＭＧ駆動情報Ｆｕ、Ｆｖ、Ｆｗと充電情報Ｆｃｕ、
Ｆｃｖ、Ｆｃｗとを三相の各相毎に加算して、インバー
タ５０の各スイッチング素子５０１〜５０６のゲ−ト電
極を駆動する三相ＰＷＭ電圧信号の周波数領域での情報
Ｆｕ、Ｆｖ、Ｆｗを演算する。
【００４７】逆フーリエ変換手段（ＩＦＴ）４２１〜４
２３は、上記加算手段４１１〜４１３の出力情報を公知
の逆フーリエ変換を行って周波数領域の情報を時間領域
の信号に変換する。
２３は、上記加算手段４１１〜４１３の出力情報を公知
の逆フーリエ変換を行って周波数領域の情報を時間領域
の信号に変換する。
【００４８】波形整形手段４３１〜４３３は、逆フーリ
エ変換手段４２１〜４２３の出力を波形整形してインバ
ータ５０の各スイッチング素子５０１〜５０６のゲ−ト
電極を駆動する三相ＰＷＭ電圧信号を発生する。 な
お、この三相ＰＷＭ電圧信号でインバータ５０の各スイ
ッチング素子５０１〜５０６のゲ−ト電極を駆動するこ
とにより、インバータ５０の三相出力電圧は、ＭＧ駆動
制御用の三相ＰＷＭ電圧信号Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’の
周波数成分と副電池充電用の三相ＰＷＭ電圧信号Ｖｃ
ｕ’、Ｖｃｖ’、Ｖｃｗ’の周波数成分を含んでいるこ
とになる。
エ変換手段４２１〜４２３の出力を波形整形してインバ
ータ５０の各スイッチング素子５０１〜５０６のゲ−ト
電極を駆動する三相ＰＷＭ電圧信号を発生する。 な
お、この三相ＰＷＭ電圧信号でインバータ５０の各スイ
ッチング素子５０１〜５０６のゲ−ト電極を駆動するこ
とにより、インバータ５０の三相出力電圧は、ＭＧ駆動
制御用の三相ＰＷＭ電圧信号Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’の
周波数成分と副電池充電用の三相ＰＷＭ電圧信号Ｖｃ
ｕ’、Ｖｃｖ’、Ｖｃｗ’の周波数成分を含んでいるこ
とになる。
【００４９】以上説明したこの実施例の自動車用電源装
置によれば、単一の三相インバ−タでＭＧ１の駆動制御
と副電池４への電力供給とを行うことができ、副電池４
へ電力を供給するためのパワー回路構成を簡素化するこ
とができる。
置によれば、単一の三相インバ−タでＭＧ１の駆動制御
と副電池４への電力供給とを行うことができ、副電池４
へ電力を供給するためのパワー回路構成を簡素化するこ
とができる。
【００５０】
【実施例２】図３を参照して他の実施例を説明する。
【００５１】１０１はＰＷＭ制御されるスイッチングト
ランジスタ、１０２はフライホイルダイオ−ド、１０３
は単相のトランス、１０４はコンデンサ、１０５は全波
整流回路、１０６はモ−タ又は発電機、１０７は平滑コ
ンデンサである。トランス１０３とコンデンサ１０４
は、フィルタ兼降圧トランス（本発明で言うフィルタ）
を構成している。フィルタ兼降圧トランスのコンデンサ
１０４のキャパシタンスとトランス１０３の一次側から
みたインダクタンスにより決定されるこのフィルタ兼降
圧トランス５２０の直列共振周波数はｆｓである。回転
電機１０６は交流機でも直流機でもよい。
ランジスタ、１０２はフライホイルダイオ−ド、１０３
は単相のトランス、１０４はコンデンサ、１０５は全波
整流回路、１０６はモ−タ又は発電機、１０７は平滑コ
ンデンサである。トランス１０３とコンデンサ１０４
は、フィルタ兼降圧トランス（本発明で言うフィルタ）
を構成している。フィルタ兼降圧トランスのコンデンサ
１０４のキャパシタンスとトランス１０３の一次側から
みたインダクタンスにより決定されるこのフィルタ兼降
圧トランス５２０の直列共振周波数はｆｓである。回転
電機１０６は交流機でも直流機でもよい。
【００５２】上記実施例１と同様の手法により、単相Ｐ
ＷＭ信号電圧が形成されてスイッチングトランジスタ１
０１の制御電極に印加される。
ＷＭ信号電圧が形成されてスイッチングトランジスタ１
０１の制御電極に印加される。
【００５３】それにより形成される低周波電流はモ−タ
１０６（及びフライホイルダイオ−ド１０２）を、上記
周波数ｆｓ近傍高周波電流はトランス１０３及びコンデ
ンサ１０４を流れ、上記実施例１〜３と同様にモ−タ制
御と副電池４の充電とを行うことができる。もちろん、
上記低周波電流は実施例１〜３のごときベクトル制御以
外の方法で制御してもよい。
１０６（及びフライホイルダイオ−ド１０２）を、上記
周波数ｆｓ近傍高周波電流はトランス１０３及びコンデ
ンサ１０４を流れ、上記実施例１〜３と同様にモ−タ制
御と副電池４の充電とを行うことができる。もちろん、
上記低周波電流は実施例１〜３のごときベクトル制御以
外の方法で制御してもよい。
【００５４】
【実施例３】図４を参照して他の実施例を説明する。
【００５５】２００は、並列接続されたスイッチングト
ランジスタ２０１とフライホイルダイオ−ド２０２のペ
アを４ペア用いて形成した周知のＨブリッジ回路であ
り、モ−タ２０６に全波の単相交流電圧を印加する。モ
−タ２０６は単相交流回転電機である。２０３は単相の
トランス、２０４はコンデンサ、２０５は全波整流回
路、２０７は平滑コンデンサである。
ランジスタ２０１とフライホイルダイオ−ド２０２のペ
アを４ペア用いて形成した周知のＨブリッジ回路であ
り、モ−タ２０６に全波の単相交流電圧を印加する。モ
−タ２０６は単相交流回転電機である。２０３は単相の
トランス、２０４はコンデンサ、２０５は全波整流回
路、２０７は平滑コンデンサである。
【００５６】この回路においても、各スイッチングトラ
ンジスタ２０１を実施例１同様に制御することにより、
形成される低周波電流はモ−タ２０６（及びフライホイ
ルダイオ−ド２０２）を、上記周波数ｆｓ近傍高周波電
流はトランス２０３及びコンデンサ２０４を流れ、上記
実施例１〜３と同様にモ−タ制御と副電池４の充電とを
行うことができる。もちろん、上記低周波電流は実施例
１のごときベクトル制御以外の方法で制御してもよい。
ンジスタ２０１を実施例１同様に制御することにより、
形成される低周波電流はモ−タ２０６（及びフライホイ
ルダイオ−ド２０２）を、上記周波数ｆｓ近傍高周波電
流はトランス２０３及びコンデンサ２０４を流れ、上記
実施例１〜３と同様にモ−タ制御と副電池４の充電とを
行うことができる。もちろん、上記低周波電流は実施例
１のごときベクトル制御以外の方法で制御してもよい。
【図１】実施例１の自動車用電源装置のブロック回路図
である。
である。
【図２】図１のコントローラのブロック図である。
【図３】実施例２の自動車用電源装置のブロック回路図
である。
である。
【図４】実施例３の自動車用電源装置のブロック回路図
である。
である。
【図５】フィルタ兼降圧トランス５２０の構成図であ
る。
る。
１…ＭＧ（回転電機） ２…レゾルバ ３…主電池（主直流電源） ４…副電池（副直流電源） ５０…三相インバ−タ ５２０…フィルタ兼降圧トランス（フィルタ） ５４０…コントロ−ラ ５３０…整流器
Claims (5)
- 【請求項１】車載の回転電機に低周波交流電力を給電し
て駆動するインバ−タに給電する主直流電源、車載の電
気負荷に給電する副直流電源、及び、前記主直流電源か
ら前記副直流電源に送電する主−副送電回路を備える自
動車用電源装置において、 前記主−副送電回路は、 前記インバータ、 前記インバータから給電される交流電力のうち前記低周
波交流電力を実質的に遮断するとともに、前記交流回転
電機の動作に影響する所定の周波数限界値を超える所定
の周波数帯域を少なくとも含む高周波電力を実質的に通
過させるフィルタ、及び、 前記フィルタから出力される前記高周波電力を整流して
前記副直流電源に給電する整流器を備え、 前記インバータは、前記低周波交流電力に加えて前記高
周波電力を発生することを特徴とする自動車用電源装
置。 - 【請求項２】請求項１記載の自動車用電源装置におい
て、 前記インバータを制御するコントロ−ラを備え、 前記コントロ−ラは、前記低周波交流電力形成用の第一
の制御信号と前記高周波電力形成用の第二の制御信号と
を合成して、前記インバータを駆動制御するインバ−タ
制御信号を形成することを特徴とする自動車用電源装
置。 - 【請求項３】請求項１又は２記載の自動車用電源装置に
おいて、 前記フィルタは、 前記インバータの交流出力端と前記整流器の入力端との
間に介設されるコイルと、前記コイルと直列に接続され
たコンデンサとを有することを特徴とする自動車用電源
装置。 - 【請求項４】請求項３記載の自動車用電源装置におい
て、 前記フィルタの共振周波数値は、前記コイルのインダク
タンスと前記コンデンサのキャパシタンスにより規定さ
れる前記高周波電力の周波数帯域内に設定されることを
特徴とする自動車用電源装置。 - 【請求項５】請求項３又は４記載の自動車用電源装置に
おいて、 前記コイルは、二次コイルが前記整流器に出力するトラ
ンスの一次コイルにより構成されることを特徴とする自
動車用電源装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000032885A JP4258692B2 (ja) | 2000-02-10 | 2000-02-10 | 自動車用電源装置 |
| US09/777,699 US6384559B2 (en) | 2000-02-10 | 2001-02-07 | Electric power equipment for electric vehicle |
Applications Claiming Priority (1)
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