CN1334985A - 逆变器控制装置 - Google Patents

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Abstract

备有:变换部(30),用于将工频交流电压(VAC)变换为直流电压(VDC);逆变部(60),利用脉宽调制方式根据所指定的脉宽将直流电压(VDC)变换为具有规定频率的输出交流电压(VOUT),并将该输出交流电压(VOUT)供给压缩机电动机(70);瞬时直流电压检测装置(50),用于检测瞬时直流电压(VDCS);及运算部(100),对PWM宽度进行校正,以便随着瞬时直流电压(VDCS)的变化而将输出交流电压(VOUT)保持在所需值,从而能使压缩机电动机(70)在负载特性和效率均为最佳的状态下运转。

Description

逆变器控制装置
技术领域
本发明涉及适用于空调机的逆变器控制控置，尤其是涉及控制压缩机电动机的逆变器控制装置。
背景技术
按照现有技术，在空调机的室外机中设有逆变器控制装置，该逆变器控制装置，由变换部及平滑电容器先将工频交流电压变换为直流电压，然后由逆变部通过PWM(Pulse Width Modulation：脉宽调制)控制将直流电压再次变换为输出交流电压，从而控制由该输出交流电压驱动的压缩机电动机(感应电动机、直流无刷电动机等)。
上述变换部，由二极管桥式电路构成，用于将工频交流电压变换为直流电压。平滑电容器，与变换部并联连接，用于对由变换部变换后的直流电压进行平滑处理。逆变部，是由开关晶体管等开关元件构成的一种三相逆变部，通过按规定时序对开关元件进行通/断控制的所谓PWM控制，将直流电压变换为具有规定频率的三相交流的输出交流电压。对该逆变部，输入用于指示开关元件的开关时序的PWM开关模式信号。
该PWM开关模式信号，根据与压缩机电动机的运转频率对应的目标电压，通过众所周知的V/F(Voltage/Frequency：电压/频率)控制生成。这里，运转频率，应取与空调负荷对应的值，例如，当空调机的设定温度与室温之差大时使其为高的频率值。
其中，逆变部的输出交流电压，用图7所示的直流电压VDC与PWM宽度W的乘积(面积S)表示。这里，在PWM控制中，控制PWM宽度W，以使输出交流电压与目标电压一致。该图所示的直流电压VDC，是由平滑电容器平滑后的直流电压，PWM宽度W，与使逆变部的开关元件接通的时间周期相对应。
在上述结构中，当对变换部供给工频交流电压时，通过由变换部对该工频交流电压进行全波整流而将其变换为直流电压。接着，该直流电压，由平滑电容器进行平滑处理后，供给逆变部。
这时，从图7所示的直流电压VDC及目标电压计算PWM宽度W。就是说，PWM宽度W，是目标电压(面积S)除以直流电压VDC后的结果。在该PWM宽度W的计算中，将直流电压VDC作为恒定值处理。此外，还对该逆变部输入与PWM宽度W对应的PWM开关模式信号。
按照上述结构，在逆变部中，根据PWM开关模式信号，按规定的时序使开关元件通/断，从而将直流电压变换为具有规定的PWM宽度的输出交流电压。通过将该输出交流电压供给压缩机电动机，对压缩机电动机进行驱动。
可是，如上所述，在现有的逆变器控制装置中，当计算图7所示的PWM宽度时，必须使直流电压VDC为恒定值。但是，实际上，随着工频交流电压的变化，直流电压VDC也将发生变化。
因此，在现有的逆变器控制装置中，当直流电压VDC发生了变化时，在所计算的PWM宽度W与用于进行最佳控制的理论值之间将产生偏差。就是说，无论图7所示的直流电压VDC是否随工频交流电压的变化而发生变化，所计算的PWM宽度都是固定值，所以将发生从逆变部实际供给压缩机电动机的输出交流电压(相当于面积S)不能跟踪目标电压的情况。
在图8(A)和(B)中，示出逆变部的输出交流电压VOUT’随直流电压VDC的变化而变化的情况。即，图8(a)所示的直流电压VDC，虽然最好是恒定值，但因受工频交流电压变化的影响而随时间的推移先是增加后又降低。当直流电压VDC发生了这种变化时，如图8(B)所示，作为输出交流电压VOUT’的时间平均值的输出交流平均电压VAOUT’也随之变化。
即，如上所述，在现有的逆变器控制装置中，如该图所示，任凭直流电压VDC时时刻刻在发生着直流电压VDC1→直流电压VDC2→…→直流电压VDC5这样的变化，在计算PWM宽度W时仍总是将直流电压VDC作为恒定值，所以输出交流电压要素v1’～v5’的面积S1’～S5’分别取不同的值。
由此可知，在现有的逆变器控制装置中，当直流电压VDC随工频交流电压的变化而发生了变化时，从逆变部供给压缩机电动机的输出交流电压VOUT’将偏离目标电压，所以存在着不能使压缩机电动机进行最佳运转的问题。
特别是，当工频交流电压急剧降低时，将变为使输出交流电压VOUT’达不到压缩机电动机的最低额定电压的电压不足状态，因而将发生失速故障。相反，当工频交流电压急剧增加时，将变为使输出交流电压VOUT’超过压缩机电动机的最高额定电压的过电压状态，在这种情况下，将使保护电路因流过过大的电流而动作，因而使压缩机电动机停止运转(过电流停止)。
另外，世界各国的电源状况(工频交流电压的额定值、稳定度等)，在每个国家(地区)都各不相同。因此，当在工频交流电压的稳定度低的国家中使用现有的逆变器控制装置时，很容易发生上述的电压不足、过电压，因而频繁发生失速、过电压停止的可能性非常高。就是说，在现有的逆变器控制装置中，存在着压缩机电动机的控制稳定度易受电源状况的影响的问题。
另外，由于为降低逆变器控制装置的成本而采用了廉价的电路，所以在图9(A)所示的直流电流IDC中包含着脉动IR1。该直流电流IDC，是由平滑电容器平滑后的电流。此外，脉动IR1的大小，由电路常数和负载决定。
这里，在现有的逆变器控制装置中，通过PWM控制使图9(A)所示的包含脉动IR1的直流电流IDC接通或关断，所以从逆变部输出的图9(B)所示的输出交流电流IOUT’中也包含脉动IR2’。该脉动IR2’的峰值，与脉动IR1的(参照图9(A))峰值相对应。
由此可以看出，在现有的逆变器控制装置中，当流过逆变部的开关元件的直流电流超过阈值时，作为用于切断直流电流的过电流保护电路和开关元件，必须使用大容量、高精度的类型，因此存在着使成本提高的问题。
因此，本发明是鉴于上述问题而开发的，其目的是提供一种能以低的成本使交流负载在最佳状态下运转、且无论电源状况如何都能使交流负载在最佳状态下运转的逆变器控制装置。
发明的公开
本发明的逆变器控制装置的特征在于，备有：变换装置，用于将工频交流电压变换为直流电压；逆变装置，利用脉宽调制方式根据所指定的脉宽将上述直流电压变换为具有规定频率的输出交流电压，并将该输出交流电压供给交流负载；瞬时直流电压检测装置，用于检测上述直流电压的瞬时值；及校正装置，对上述脉宽进行校正，以便随着上述瞬时直流电压检测装置的检测结果的变化而将上述输出交流电压保持在所需值。
按照本发明的逆变器控制装置，随着工频交流电压的变化，直流电压的瞬时值也发生变化。该直流电压的瞬时值变化，反映在瞬时直流电压检测装置的检测结果中。因此，校正装置，随着上述检测结果的变化而对脉宽进行校正。按照这种方式，即可将从逆变装置供给交流负载的输出交流电压保持在所需值上，而不受因工频交流电压的变化而引起的直流电压瞬时值的变化的影响。
因此，按照本发明的逆变器控制装置，由于可以将所需值的输出交流电压供给交流负载而不受工频交流电压变化的影响，所以能使交流负载在负载特性和效率均为最佳的状态下运转。
另外，本发明的逆变器控制装置的特征在于：在上述逆变器控制装置中，上述校正装置，根据上述瞬时直流电压检测装置的检测结果和预先设定的基准电压的比值与作为上述输出交流电压的目标值的目标电压相乘后的结果，对上述脉宽进行校正。
按照本发明的逆变器控制装置，由校正装置根据瞬时直流电压检测装置的检测结果和基准电压的比值与目标电压相乘后的结果对脉宽进行校正，所以，可以将所需值的输出交流电压供给交流负载而不受工频交流电压变化的影响，因而能使交流负载在负载特性和效率均为最佳的状态下运转。
另外，本发明的逆变器控制装置的特征在于：在上述逆变器控制装置中，备有根据上述工频交流电压进行上述基准电压的设定变更的设定变更装置。
按照本发明的逆变器控制装置，由设定变更装置根据工频交流电压对基准电压进行设定变更，所以，即使是电源状况(工频交流电压的额定值和稳定度)不同的国家、地区，也可以将所需值的输出交流电压供给交流负载，因而无论国家、地区如何，都能使交流负载在最佳状态下运转。
另外，本发明的逆变器控制装置的特征在于：在上述逆变器控制装置中，上述校正装置，按上述脉宽调制方式中的调制载波的每1个周期计算上述比值，从而对上述脉宽进行校正。
按照本发明的逆变器控制装置，按调制载波的每1个周期对上述脉宽进行校正，所以能降低工频交流电压中所含脉动的影响，因而可以避免因脉动而引起的过电流切断，同时能提高可靠性，进一步可以减低为防止脉动而花费的成本(过电流切断电路)。
另外，本发明的逆变器控制装置的特征在于：在上述逆变器控制装置中，上述校正装置，按上述脉宽调制方式中的调制载波的每n(＝2以上)个周期计算上述比值，从而对上述脉宽进行校正。
按照本发明的逆变器控制装置，按调制载波的每n个周期计算比值(基准电压/瞬时直流电压检测装置的检测结果)，所以，与按每1个周期计算比值的情况相比，可以减少每单位时间的比值计算次数，并能利用廉价的运算电路实现校正，因而能降低成本。
另外，本发明的逆变器控制装置的特征在于：在上述逆变器控制装置中，上述瞬时直流电压检测装置，利用按照与上述校正装置公用的电位接地的非绝缘电路直接检测上述直流电压。
按照本发明的逆变器控制装置，与利用光电耦合器等绝缘电路检测直流电压的情况相比，可以缩短检测时间。
附图的简单说明
图1是表示本发明的实施形态1的结构的框图。
图2是表示欧洲、中国和澳大利亚的电源电压及基准电压Vref的图。
图3是表示V/F模式数据的图。
图4是表示图1所示的输出交流电压VOUT的波形的图。
图5是说明该实施形态1的动作的流程图。
图6是说明本发明的实施形态2的动作的流程图。
图7是说明现有的逆变器控制装置的输出交流电压决定方法的图。
图8是说明现有的逆变器控制装置的存在问题及实施形态1的效果的图。
图9是说明现有的逆变器控制装置的存在问题及实施形态1的效果的图。
用于实施发明的最佳形态
为了更详细地说明本发明，参照附图进行说明。
图1是表示实施形态1的结构的框图。在该图中示出的逆变器控制装置10，设在空调机的室外机内，是一种将工频交流电压VAC变换为直流电压VDC后再将该直流电压VDC逆变换为所需的三相交流的输出交流电压VOUT从而控制压缩机电动机70的装置。
在该逆变器控制装置10中，工频交流电源20，将工频交流电压VAC供给变换部30。这里，由于世界各国的电源状况及有关电力事业的法律不同，所以从工频交流电源20供给的工频交流电压VAC不同。
例如，在欧洲，如图2(A)中示出的[欧洲电源电压]一栏所列，工频交流电压VAC的范围为220-240V±10％。另外，在中国，如图2(B)中示出的[中国电源电压]一栏所列，工频交流电压VAC的范围为220V±10％。进一步，在澳大利亚，如图2(C)中示出的[澳大利亚电源电压]一栏所列，工频交流电压VAC的范围为240V±10％。
再来看图1，变换部30，由与工频交流电源20并联连接的二极管桥式电路构成，用于将工频交流电压VAC变换为直流电压。平滑电容器40，与变换部30并联连接，用于对由变换部30变换后的直流电压进行平滑处理。该平滑电容器40的端子间电压，为平滑后的直流电压VDC。该直流电压VDC，在受到工频交流电源20的变化的影响后将发生变化。
瞬时直流电压检测装置50，与平滑电容器40并联连接，并由串联连接的分压电阻51及分压电阻52构成。该瞬时直流电压检测装置50，将直流电压VDC的瞬时值作为分压后的瞬时直流电压VDCS检出。即，瞬时直流电压VDCS，是分压电阻51和分压电阻52的连接点C与接地点之间的电压，该电压具有可由后文所述的运算部100的A/D(Analog/Digital：模/数)转换端口(图中省略)直接处理的幅值大小(0V以以上5V以下)。此外，在下文中，为便于说明，将直流电压VDC和瞬时直流电压VDCS看作相同值。
逆变部60，具有功率晶体管和IPM(Intelligent Power Module：智能功率组件)等开关元件，通过按规定时序对开关元件进行通/断控制的所谓PWM控制，将直流电压VDC变换为具有规定频率的三相交流的输出交流电压VOUT。
IPM，将开关元件、驱动电路、保护电路等组装在一个组件内，是一种可实现功率器件系统化、智能化的装置。压缩机电动机70，设在空调机的室外机(图中省略)内，由从逆变部60供给的三相输出交流电压VOUT驱动。作为该压缩机电动机70，可采用感应电动机或直流无刷电动机等
目标电压输出部80，通过众所周知的V/F(Voltage/Frequency：电压/频率)控制，输出与从运转频率指令信号Sfm得到的运转频率fm对应的目标电压Vm。这里，运转频率fm，应取与空调负荷对应的值，例如，当空调机的设定温度与室温之差大时使其为高的频率值。运转频率指令信号Sfm，是与运转频率fm对应的信号。目标电压Vm，是相对于运转频率fm取最佳值的电压，由图3所示的V/F模式数据求得。
该目标电压Vm，在计算后文所述的PWM宽度W时使用。该图所示的V/F模式数据，表示出横轴的运转频率fm与纵轴的目标电压Vm之间关系，具有能以最有效的方式控制压缩机电动机70的特性。该V/F模式数据，存储在目标电压输出部80的存储器(图中省略)内。
再来看图1，基准电压设定部90，用于对运算部100设定基准电压Vref。该基准电压Vref，是与工频交流电压VAC的额定值(＝恒定值)对应的电压，取与世界各国(地区)的工频交流电压VAC(电源状况)对应的值。例如，欧洲的基准电压Vref，为图2(A)所示的230×1.414V。另外，中国的基准电压Vref，为图2(B)所示的220×1.414V。进一步，澳大利亚的基准电压Vref，为图2(C)所示的240×1.414V。如上所述，基准电压设定部90，根据世界各国的工频交流电压VAC，设定适合于该国的基准电压Vref。
再来看图1，运算部100，根据来自目标电压输出部80的目标电压Vm，生成PWM开关模式信号P，并将其输出到逆变部60。该PWM开关模式信号P，用于控制使逆变部60的开关元件通/断的时序，换句话说，用于控制输出交流电压VOUT的PWM宽度。
实际上，运算部100，不是只简单地从目标电压Vm生成PWM开关模式信号P，而是从利用补偿直流电压VDC的变化部分用的直流电压校正系数A对目标电压Vm进行校正后的结果(校正目标电压Vma)生成PWM开关模式信号P。
具体地说，运算部100，从下列的式(1)计算直流电压校正系数A，然后从下列的式(2)计算校正目标电压Vma。直流电压校正系数A＝基准电压Vref/瞬时直流电压VDCS   …(1)校正目标电压Vma＝目标电压Vm×直流电压校正系数A     …(2)
式(2)的校正目标电压Vma，是根据瞬时直流电压VDCS(直流电压VDC)的变化部分对目标电压Vm进行校正后的电压。例如，当工频交流电压VAC超过了额定值时，瞬时直流电压VDCS(直流电压VDC)高于基准电压Vref。在这种情况下，由于直流电压校正系数A小于1，所以校正目标电压Vma小于目标电压Vm。就是说，当瞬时直流电压VDCS高于基准电压Vref时，进行用于使校正目标电压Vma低于目标电压Vm的校正。
相反，当工频交流电压VAC变得比额定值低时，瞬时直流电压VDCS(直流电压VDC)低于基准电压Vref。在这种情况下，由于直流电压校正系数A大于1，所以校正目标电压Vma高于目标电压Vm。就是说，当瞬时直流电压VDCS低于基准电压Vref时，进行用于使校正目标电压Vma高于目标电压Vm的校正。
另外，当工频交流电压VAC为额定值时，瞬时直流电压VDCS(直流电压VDC)与基准电压Vref具有相同值。在这种情况下，由于直流电压校正系数A等于1，所以校正目标电压Vma与目标电压Vm相等。
运算部100，在将校正目标电压Vma除以瞬时直流电压VDCS所得到结果作为PWM宽度求出后，生成与该PWM宽度对应的PWM开关模式信号P，并将其输出到逆变部60。另外，运算部100，按照与分压电阻52的一端相同的电位接地。
以下，参照图5所示的流程图说明实施形态1的动作。首先，由图1所示的基准电压设定部90对运算部100设定适合于使用空调机的国家(地区)的电源状况(工频交流电压)的基准电压Vref。
例如，当在欧洲使用空调机时，由基准电压设定部90设定图2(A)所示的230×1.414V作为基准电压Vref。当在中国使用空调机时，由基准电压设定部90设定图2(B)所示的220×1.414V作为基准电压Vref。当在澳大利亚使用空调机时，由基准电压设定部90设定240×1.414V作为基准电压Vref。
这里，在将来自工频交流电源20的工频交流电压VAC供给变换部30时，由变换部30对工频交流电压VAC进行全波整流，然后由平滑电容器40进行平滑处理，从而将其变换为直流电压VDC。这时，通过由瞬时直流电压检测装置50的分压电阻51及分压电阻52对直流电压VDC进行分压而检测出连接点C与接地点之间的瞬时直流电压VDCS。该瞬时直流电压VDCS，输入到运算部100的A/D转换端口(图中省略)。
另外，在将与压缩机电动机70的运转频率fm对应的运转频率指令信号Sfm输入到目标电压输出部80时，目标电压输出部80，从图3所示的V/F模式数据求得与上述运转频率fm对应的目标电压Vm，然后将其输出到运算部100。
由此，运算部100进入图5所示的步骤SA1，根据计时器(图中省略)的计时结果，判断是否到达了载波周期的定时，在这种情况下，如判断结果为「否」，则反复进行该判断。该载波周期，是逆变部60的PWM控制中的载波(调制波)的周期。
接着，如已到达载波周期的定时，则运算部100使步骤SA1的判断结果为「是」，并进入步骤SA2。在步骤SA2中，运算部100，从目标电压输出部80取入目标电压Vm，然后进入步骤SA3。这里，假定目标电压Vm为恒定值。在步骤SA3中，运算部100，通过A/D转换端口(图中省略)直接取入来自瞬时直流电压检测装置50的瞬时直流电压VDCS，然后进入步骤SA4。
在步骤SA4中，运算部100，将来自基准电压设定部90的基准电压Vref及在步骤SA3中取入的瞬时直流电压VDCS代入上述的式(1)，并在计算出直流电压校正系数A后，进入步骤SA5。
在这种情况下，如假定工频交流电压VAC为额定值、直流电压VDC为图8(C)所示的直流电压VDCl(＝基准电压Vref)，则瞬时直流电压VDCS(＝直流电压VDCl)，与基准电压Vref相等。因此，直流电压校正系数A(基准电压Vref/瞬时直流电压VDCS)为1。
在步骤SA5中，运算部100，将在步骤SA2中取入的目标电压Vm及在步骤SA4中计算出的直流电压校正系数A(＝1)代入上述的式(2)，并在计算出校正目标电压Vma后，进入步骤SA6。在这种情况下，因直流电压校正系数A为1，所以校正目标电压Vma与目标电压Vm相等。
在步骤SA6中，运算部100，将校正目标电压Vma除以在步骤SA3中取入的瞬时直流电压VDCS(＝直流电压VDC1：参照图8(C))，并将计算结果作为图8(C)所示的PWM宽度W1，然后进入步骤SA7。在步骤SA7中，运算部100，生成与上述PWM宽度W1对应的PWM开关模式信号P。接着，运算部100，将PWM开关模式信号P输出到逆变部60，然后返回步骤SA1，反复进行上述判断。
当上述PWM开关模式信号P输入到逆变部60时，逆变部60，根据PWM开关模式信号P进行使开关元件通/断的所谓PWM控制，从而将直流电压VDC(＝直流电压VDC1：参照图8(C))变换为输出交流电压VOUT，并将其供给压缩机电动机70。这时，如图8(C)所示，输出交流电压VOUT中的输出交流电压要素v1的PWM宽度W1，为在步骤SA6中计算出的PWM宽度。
接着，如已到达下一个载波周期的定时，则运算部100使判断结果为「是」，并进入步骤SA2。在步骤SA2中，运算部100，从目标电压输出部80取入目标电压Vm，然后进入步骤SA3。在步骤SA3中，运算部100，取入来自瞬时直流电压检测装置50的瞬时直流电压VDCS，然后进入步骤SA4。这里，假定因工频交流电压VAC的升高而使直流电压VDC从图8(C)所示的直流电压VDC1上升到直流电压VDC2。
在步骤SA4中，运算部100，将来自基准电压设定部90的基准电压Vref及在步骤SA3中取入的瞬时直流电压VDCS(＝直流电压VDC2)代入上述的式(1)，并在计算出直流电压校正系数A后，进入步骤SA5。
在这种情况下，如假定工频交流电压VAC高于额定值、直流电压VDC为图8(C)所示的直流电压VDC2(＞基准电压Vref)，则直流电压校正系数A(基准电压Vref/瞬时直流电压VDCS)为小于1的值。
在步骤SA5中，运算部100，将在步骤SA2中取入的目标电压Vm及在步骤SA4中计算出的直流电压校正系数A(＜1)代入上述的式(2)，并在计算出校正目标电压Vma后，进入步骤SA6。在这种情况下，因直流电压校正系数A小于1，所以校正目标电压Vma为小于目标电压Vm的值。
在步骤SA6中，运算部100，将校正目标电压Vma除以在步骤SA3中取入的瞬时直流电压VDCS(＝直流电压VDC2：参照图8(C))，并将计算结果作为图8(C)所示的PWM宽度W2，然后进入步骤SA7。该PWM宽度W2，小于直流电压VDC上升前的PWM宽度W1。
在步骤SA7中，生成与上述PWM宽度W2(＜PWM宽度W1)对应的PWM开关模式信号P。接着，运算部100，将PWM开关模式信号P输出到逆变部60，然后返回步骤SA1，反复进行上述判断。当上述PWM开关模式信号P输入到逆变部60时，逆变部60，根据PWM开关模式信号P进行使开关元件通/断的所谓PWM控制，从而将直流电压VDC(＝直流电压VDC2：参照图8(C))变换为输出交流电压VOUT，并将其供给压缩机电动机70。
这时，如图8(C)所示，与直流电压VDC2高于直流电压VDC1相反，输出交流电压VOUT中的输出交流电压要素v2的PWM宽度W2，小于PWM宽度W1。就是说，使PWM宽度W2小于PWM宽度W1，从而使输出交流电压要素v1的面积S与输出交流电压要素v2的面积S相等。因此，可以将作为输出交流电压VOUT的平均值的输出交流平均电压VAOUT保持在恒定值，而与因工频交流电压VAC的变化所引起的直流电压VDC的变化(直流电压VDC1→直流电压VDC2)无关。
在这之后，在步骤SA1～步骤SA7中，通过按每1个载波周期反复进行上述动作，如图8(C)所示，根据直流电压VDC3～VDC5的各自的增减改变PWM宽度W3～PWM宽度W5，从而使输出交流电压要素v3～v5的所有面积S相等。由此，即可将输出交流平均电压VAOUT在所有时刻都保持为恒定值，而不受因工频交流电压VAC的变化而引起的直流电压VDC的变化的影响。
另外，当因工频交流电压VAC的降低而使直流电压VDC低于基准电压Vref时，在步骤SA4中，运算部100，将来自基准电压设定部90的基准电压Vref及在步骤SA3中取入的瞬时直流电压VDCS(＜基准电压Vref)代入上述的式(1)，并在计算出直流电压校正系数A后，进入步骤SA5。在这种情况下，直流电压校正系数A，为大于1的值。
在步骤SA5中，运算部100，将在步骤SA2中取入的目标电压Vm及在步骤SA4中计算出的直流电压校正系数A(＞1)代入上述的式(2)，并在计算出校正目标电压Vma后，进入步骤SA6。在这种情况下，因直流电压校正系数A为大于1的值，所以校正目标电压Vma为大于目标电压Vm的值。
在步骤SA6中，运算部100，将校正目标电压Vma除以在步骤SA3中取入的瞬时直流电压VDCS，并将计算结果作为PWM宽度，然后进入步骤SA7。该PWM宽度，大于图8(C)所示的PWM宽度W1。
在步骤SA7中，生成与上述PWM宽度(＞PWM宽度W1)对应的PWM开关模式信号P。接着，运算部100，将PWM开关模式信号P输出到逆变部60，然后返回步骤SA1，反复进行上述判断。当上述PWM开关模式信号P输入到逆变部60时，逆变部60，根据PWM开关模式信号P进行使开关元件通/断的所谓PWM控制，从而将直流电压VDC变换为输出交流电压VOUT，并将其供给压缩机电动机70。在这种情况下，也由于直流电压VDC与PWM宽度的乘积(面积)等于图8所示的面积S，所以可将输出交流平均电压VAOUT保持在恒定值，而不受因工频交流电压VAC的降低所引起的直流电压VDC的降低的影响。
如上所述，按照实施形态1，由运算部100根据将由瞬时直流电压检测装置50检测出的瞬时直流电压VDCS和基准电压Vref的比值(直流电压校正系数A)与目标电压Vm相乘的结果(校正目标电压Vma)对PWM宽度进行校正，所以可以将所需值的输出交流电压VOUT供给压缩机电动机70，而不受输出交流电压VOUT的变化的影响，因此能使压缩机电动机70在负载特性和效率均为最佳的状态下运转。
另外，按照实施形态1，由基准电压设定部90根据工频交流电压VAC对基准电压Vref进行设定变更，所以，即使是电源状况(工频交流电压的额定值、稳定度)不同的国家、地区，也可以将所需值的输出交流电压VOUT供给压缩机电动机70，因而无论国家、地区如何，都能使压缩机电动机70在最佳状态下运转。因此，按照实施形态1，可以避免因电压不足或过电压而引起的压缩机电动机70的失速或过电压切断。
另外，按照实施形态1，可以按每1个载波周期对PWM宽度进行校正，所以，如图9(C)和(D)所示，对输出交流电流IOUT中所包含的脉动IR2也具有校正效果。因此，按照实施形态1，与现有的脉动IR2’(参照图9(B))相比，输出交流电流IOUT中所包含的脉动IR2(参照图9(D))减低，所以能避免因脉动而引起的电流切断，同时可以提高可靠性，进一步可以减低为防止脉动而花费的成本(过电流切断电路、开关元件的成本)。
进一步，按照实施形态1，可以用作为非绝缘电路的瞬时直流电压检测装置50将瞬时直流电压VDCS通过A/D转换端口直接输入到运算部100，所以，与用光电耦合器等绝缘电路检测直流电压的情况相比，可以缩短检测时间。
另外，按照实施形态1，由于瞬时直流电压VDCS的检测误差仅决定于分压电阻51及分压电阻52的阻值偏差，所以只需校正上述电阻值即可廉价和高精度地检测瞬时直流电压VDCS。
此外，在上述实施形态1中，参照图5所示的流程图，说明了按1个载波周期的时序计算校正目标电压Vma的例，但也可以按n(2以上)个载波周期的时序计算校正目标电压Vma。在下文中，将这种情况作为实施形态2进行说明。
以下，参照图6所示的流程图说明实施形态2的动作。在该图中，说明按2个载波周期的时序计算校正目标电压Vma的例
首先，运算部100，进入图6所示的步骤SB1，根据计时器(图中省略)的计时结果，判断是否到达了载波周期的定时，在这种情况下，如判断结果为「否」，则反复进行该判断。接着，如已到达载波周期的定时，则运算部100使步骤SB1的判断结果为「是」，并进入步骤SB2。在步骤SB2中，与步骤SA2一样，运算部100，从目标电压输出部80取入目标电压Vm，然后进入步骤SB3。
在步骤SB3中，运算部100，判断载波周期计数值n是否是2。载波周期计数值n，是载波周期的计数值。在这种情况下，如假定载波周期计数值n为2，则运算部100使步骤SB3的判断结果为「是」，并进入步骤SB4。在步骤SB4中，运算部100，将1代入载波周期计数值n而进行初始化，然后进入步骤SB5。
在步骤SB5中，与步骤SA3一样，运算部100，取入瞬时直流电压VDCS，然后进入步骤SB6。在步骤SB6中，与步骤SA4一样，运算部100，将来自基准电压设定部90的基准电压Vref及在步骤SB5中取入的瞬时直流电压VDCS代入上述的式(1)，并在计算出直流电压校正系数A后，进入步骤SB7。
在步骤SB7中，与步骤SA5一样，运算部100，将在步骤SB2中取入的目标电压Vm及在步骤SB6中计算出的直流电压校正系数A代入上述的式(2)，并在计算出校正目标电压Vma后，进入步骤SB8。
在步骤SB8中，与步骤SA6一样，运算部100，将校正目标电压Vma除以在步骤SB5中取入的瞬时直流电压VDCS(＝直流电压VDC)，并将计算结果作为PWM宽度，然后进入步骤SB9。在步骤SB9中，运算部100，生成与上述PWM宽度对应的PWM开关模式信号P。接着，运算部100，将PWM开关模式信号P输出到逆变部60，然后返回步骤SB1，反复进行上述判断。
当上述PWM开关模式信号P输入到逆变部60时，逆变部60，与上述的动作一样，根据PWM开关模式信号P进行使开关元件通/断的所谓PWM控制，从而将直流电压VDC变换为输出交流电压VOUT，并将其供给压缩机电动机70。这时，与实施形态1的情况一样，输出交流电压VOUT的输出交流平均电压VAOUT取恒定值，而不受因工频交流电压VAC的变化所引起的直流电压VDC的变化的影响。
接着，如已到达下一个载波周期的定时，则运算部100使步骤SB1的判断结果为「是」，并进入步骤SB2。在步骤SB2中，与步骤SA2一样，运算部100，从目标电压输出部80取入目标电压Vm，然后进入步骤SB3。
在步骤SB3中，运算部100，判断载波周期计数值n是否是2。在这种情况下，由于载波周期计数值n是1，所以运算部100使判断结果为「否」，并进入步骤SB10。在步骤SB10中，运算部100，将载波周期计数值n(＝1)增1而使其变为2，然后，进入步骤SB7。
在步骤SB7中，与步骤SA5一样，运算部100，将在步骤SB2中取入的目标电压Vm及在前一个载波周期的定时计算出的直流电压校正系数A代入上述的式(2)，并在计算出校正目标电压Vma后，进入步骤SB8。
在步骤SB8中，与步骤SA6一样，运算部100，在计算出PWM宽度后，进入步骤SB9。在步骤SB9中，运算部100，生成与上述PWM宽度对应的PWM开关模式信号P。接着，运算部100，将PWM开关模式信号P输出到逆变部60，然后返回步骤SB1，反复进行上述判断。
接着，如已到达下一个载波周期的定时，则运算部100使步骤SB1的判断结果为「是」，并进入步骤SB2。在步骤SB2中，与步骤SA2一样，运算部100，从目标电压输出部80取入目标电压Vm，然后进入步骤SB3。
在步骤SB3中，因载波周期计数值n是2，所以运算部100使判断结果为「是」，并进入步骤SB4。在步骤SB4中，运算部100，将1代入载波周期计数值n而进行初始化，然后进入步骤SB5。在步骤SB5中，与步骤SA3一样，运算部100，取入瞬时直流电压VDCS，然后进入步骤SB6。在步骤SB6中，与步骤SA4一样，运算部100，将来自基准电压设定部90的基准电压Vref及在步骤SB5中取入的瞬时直流电压VDCS代入上述的式(1)，并在计算出新的直流电压校正系数A后，进入步骤SB7。就是说，按每2个载波周期计算直流电压校正系数A。在这之后，在步骤SA7及随后的步骤中反复进行上述动作。
如上所述，按照实施形态2，按每n个载波周期计算直流电压校正系数A，所以，与如实施形态1所述按每1个载波周期计算直流电压校正系数A的情况相比，可以减少每单位时间的直流电压校正系数A的计算次数，因而能利用运算处理速度低且廉价的运算部100实现校正，所以能降低成本。
特别是，当根据降低压缩机电动机70的噪音及提高输出交流电压VOUT的波形精度的要求而将载波频率设定为高的频率时，按每n个载波周期对PWM宽度进行校正的方法，有助于大幅度地降低成本。
以上参照附图详细说明了本发明的实施形态1和2，但具体的构成例，并不限于上述的实施形态1和2，只要是在不脱离本发明要点的范围内的设计变更等，都包含在本发明内。
例如，在实施形态1和2中，以如图8(C)所示的方波PWM方式作为一例进行了说明，但当作为PWM方式采用了适用于电动机和压缩机电动机的控制的正弦波近似PWM方式时，也可以取得与实施形态1和2同样的效果。
另外，在实施形态1中，说明了由基准电压设定部90设定与工频交流电压VAC对应的基准电压Vref(参照图2(A)～(C))的例，但也可以将与国家、地区的电源状况(工频交流电压VAC总是低(或总是高))对应的电压设定为基准电压Vref。
如上所述，按照本发明的逆变器控制装置，由于可以将所需值的输出交流电压供给交流负载而不受工频交流电压变化的影响，所以具有能使交流负载在负载特性和效率均为最佳的状态下运转的效果。
另外，由于可以由校正装置根据瞬时直流电压检测装置的检测结果和基准电压的比值与目标电压相乘后的结果对脉宽进行校正，所以可以将所需值的输出交流电压供给交流负载而不受工频交流电压变化的影响，因而具有能使交流负载在负载特性和效率均为最佳的状态下运转的效果。
另外，由于可以由设定变更装置根据工频交流电压对基准电压进行设定变更，所以即使是电源状况不同的国家、地区也可以将所需值的输出交流电压供给交流负载，因而具有无论国家、地区如何都能使交流负载在最佳状态下运转的效果。
另外，由于可以按调制载波的每1个周期对脉宽进行校正，所以能降低工频交流电压中所含脉动的影响，因而具有可以避免因脉动而引起的过电流切断、同时能提高可靠性、进一步可以减低为防止脉动而花费的成本(过电流切断电路)的效果。
另外，由于可以按调制载波的每n个周期计算比值(基准电压/瞬时直流电压检测装置的检测结果)，所以与按每1个周期计算比值的情况相比可以减少每单位时间的比值计算次数并能利用廉价的运算电路实现校正，因而具有能降低成本的效果。
另外，与利用光电耦合器等绝缘电路检测直流电压的情况相比，具有可以缩短检测时间的效果。
产业上的可应用性
如上所述，本发明的逆变器控制装置，适用于在电源状况(工频交流电压的额定值、稳定度)不同的国家、地区使用的空调机。

Claims (6)

1.一种逆变器控制装置，其特征在于，备有：变换装置，用于将工频交流电压变换为直流电压；逆变装置，利用脉宽调制方式根据所指定的脉宽将上述直流电压变换为具有规定频率的输出交流电压，并将该输出交流电压供给交流负载；瞬时直流电压检测装置，用于检测上述直流电压的瞬时值；及校正装置，对上述脉宽进行校正，以便随着上述瞬时直流电压检测装置的检测结果的变化而将上述输出交流电压保持在所需值。
2.根据权利要求1所述的逆变器控制装置，其特征在于：上述校正装置，根据上述瞬时直流电压检测装置的检测结果和预先设定的基准电压的比值与作为上述输出交流电压的目标值的目标电压相乘后的结果，对上述脉宽进行校正。
3.根据权利要求2所述的逆变器控制装置，其特征在于：备有根据上述工频交流电压进行上述基准电压的设定变更的设定变更装置。
4.根据权利要求2所述的逆变器控制装置，其特征在于：上述校正装置，按上述脉宽调制方式中的调制载波的每1个周期计算上述比值，从而对上述脉宽进行校正。
5.根据权利要求2所述的逆变器控制装置，其特征在于：上述校正装置，按上述脉宽调制方式中的调制载波的每n(＝2以上)个周期计算上述比值，从而对上述脉宽进行校正。
6.根据权利要求1所述的逆变器控制装置，其特征在于：上述瞬时直流电压检测装置，利用接地的非绝缘电路直接检测上述直流电压以与上述校正装置公用电位。
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