CN102474197A - 功率转换装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种功率转换装置，在该功率转换装置中设置有功率转换部(4)(直交流转换电路)和控制部(10)，该功率转换部(4)具有可反向导通的多个开关元件(Sp、Sn)，该所述控制部(10)根据功率转换部(4)的输出电压决定各开关元件(Sp、Sn)的导通时间，对各开关元件(Sp、Sn)进行切换。并且，利用控制部(10)让功率转换部(4)进行同步整流，并根据开关元件(Sp、Sn)的通态压降对所述导通时间进行补正。

Description

功率转换装置

技术领域

本发明涉及一种功率转换装置，该功率转换装置包括具有多个开关元件的功率转换部。

背景技术

迄今为止，具备具有多个开关元件的直交流转换电路和控制该开关元件工作的开关控制部的功率转换装置广为人知。这种功率转换装置例如广泛用于需要对马达的转速或转矩进行控制的家用电器或者工业设备等。

通常，在上述功率转换装置中，与开关元件反并联地连接有续流二极管。由于当电流流过这些开关元件或续流二极管时通态电压下降，因此实际的输出电压会相对于电压指令产生误差。结果，会对输出电流或转矩产生不良影响。

对此，例如如专利文献1所示，提出了对设备的通态压降加以考虑决定直交流转换器的电压指令的方法等。另外，在该专利文献1中，还考虑到为了使在直交流转换电路内串联的一对开关元件不会同时导通而设定的死区时间的影响，对上述通态压降进行补偿。

专利文献1：日本公开特许公报特开2004-64948号公报

发明内容

-发明所要解决的技术问题-

如上所述，由于在通常的直交流转换电路中与各开关元件反并联地连接有续流二极管，因此电流流过这些设备的时刻或电流量因占空率、电流的极性、设备的特性等而变化。因此，为了高精度地进行通态压降的补偿，需要对上述诸条件加以考虑求出各设备中的通态压降，控制变得非常复杂。

本发明是鉴于上述各点而完成的，其目的在于：在具备具有多个开关元件的功率转换部的功率转换装置中，得到在对由设备的通态压降造成的输出电压等的误差进行补偿之际能够高精度且容易地进行补偿的结构。

-用以解决技术问题的技术方案-

为了解决上述问题，第一方面的发明是一种功率转换装置，该功率转换装置包括功率转换部4和控制部10，该功率转换部4具有可反向导通的多个开关元件Sp、Sn，该控制部10根据所述功率转换部4的输出电压决定各开关元件Sp、Sn的导通时间，对各开关元件Sp、Sn进行切换。其中，所述控制部10让所述功率转换部4进行同步整流，并根据所述开关元件Sp、Sn的通态压降对所述导通时间进行补正。

在该结构中，由于能够让反向电流流过开关元件Sp、Sn，所以在直交流转换电路4内产生的设备的通态压降仅仅是在该开关元件Sp、Sn中产生的通态压降。因此，能够易于求出直交流转换电路4内的通态压降，从而能够易于针对输出电压等进行通态压降的补偿。而且，由于对开关元件Sp、Sn的通态压降加以考虑补正导通时间，所以能够降低直交流转换电路4输出电压的由通态压降部分造成的误差。因此，能够对直交流转换电路4的输出电压进行所述开关元件Sp、Sn通态压降部分的补偿，从而输出所需的电压。

第二方面的发明是，在第一方面的发明的功率转换装置中，

所述开关元件Sp、Sn由单极性元件构成。

在该结构中，能够易于构成可反向导通的开关元件Sp、Sn。

第三方面的发明是，在第一或第二方面的发明的功率转换装置中，

各个开关元件Sp、Sn由宽禁带半导体形成。

在该结构中，即使在由宽禁带半导体构成的开关元件的内部形成寄生二极管的情况下，二极管的阈值电压也会比由Si制成的开关元件内的寄生二极管的阈值电压大。因此，与利用由Si制成的开关元件构成功率转换装置的情况相比，能够只在开关元件Sp、Sn中流动的电流的范围扩大。

第四方面的发明是，在第一至第三方面任一方面的发明的功率转换装置中，

所述控制部10根据所述功率转换部4的输出电流以及该输出电流所对应的所述通态压降的对应表进行所述补正。

在该结构中，可以根据流过开关元件Sp、Sn的电流的大小对通态压降设定补正量。

-发明的效果-

根据第一方面的发明，能够降低由通态压降部分产生的误差，因此能够高精度且容易地对输出电压等进行通态压降的补偿。

根据第二方面的发明，能够易于实现所述发明的结构，高精度且容易地进行通态压降的补偿。

根据第三方面的发明，能够只在开关元件Sp、Sn中流动的电流的范围扩大，因此可补偿的输出电流的范围也扩大。

根据第四方面的发明，在通态压降取决于流过开关元件Sp、Sn的电流的大小的情况下，能够高精度地对输出电压进行补正。

附图说明

图1是表示本发明的第一实施方式所涉及的功率转换装置的概略结构的图。

图2是表示直交流转换电路内的上下侧元件组的动作的图。

图3是表示与电压指令相对应的导通信号的波形以及输出电压的波形的时序图。

图4是示意性地表示Si-MOSFET寄生二极管的阈值电压与SiC-MOSFET寄生二极管的阈值电压之不同的图。

-符号说明-

1-功率转换装置；3-电容电路；3a-电容器；4-直交流转换电路；4a-开关部；5-电动机；10-控制部；11-开关控制部；15-直交流转换控制部；16-输出电压运算部；S、Sp、Sn-开关元件；D、Dp、Dn-二极管；gp、gn-栅极端子。

具体实施方式

以下，参照附图对本发明的实施方式进行详细说明。应予说明，以下实施方式是本质上优选的示例，并没有限制本发明、本发明的应用对象或本发明的用途范围等意图。

(第一实施方式)

-功率转换装置的整体结构-

图1表示本发明的第一实施方式所涉及的功率转换装置1。该功率转换装置1包括交直流转换电路2、电容电路3和直交流转换电路4。应予说明，上述功率转换装置1例如用于对设置在空调装置的制冷剂回路中的压缩机的电动机5(以下也称为马达)进行驱动。此处，虽未特别图示，空调装置的制冷剂回路由压缩机、冷凝器、膨胀机构和蒸发器连接成封闭回路而成，构成为：制冷剂在该制冷剂回路中循环进行蒸气压缩式制冷循环。利用该制冷剂回路，在制冷运转过程中已在蒸发器中冷却的空气被供向室内，在制热运转过程中已在冷凝器中加热的空气被供向室内。

上述交直流转换电路2包括多个二极管2a，构成为对从商用电源6输出的交流电进行整流。虽未特别图示，上述交直流转换电路2通过由多个(例如若是三相交流则为6个)二极管2a桥式联结构成整流电路。应予说明，在本实施方式中，上述交直流转换电路2由多个二极管2a构成，但并不限于此，还可以由开关元件构成，控制该开关元件将交流电整流成直流电。

上述电容电路3包括电容器3a，该电容器3a并联在上述交直流转换电路2的输出侧。通过设置该电容电路3，能够使已在上述交直流转换电路2中整流的电压平稳。这样一来，就能够将直流电稳定地供向上述直交流转换电路4侧。

上述直交流转换电路4与上述电容电路3都是与上述交直流转换电路2并联。该直交流转换电路4由多个(例如若是三相交流则为6个)开关元件S桥式联结而成。即，虽未特别图示，上述直交流转换电路4包括三个并联的开关臂，每个开关臂由两个开关元件S、S彼此串联而成。直交流转换电路4通过这些开关元件S的导通/截止动作，将直流电压转换成交流电压，并将该交流电压供向马达5。

上述开关元件S是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)或结型场效应晶体管(JFET)等单极性元件，由SiC或GaN等宽禁带半导体构成。而且，上述开关元件S构成为可反向导通。

此处，在本实施方式中，二极管D与上述各开关元件S反并联，由该开关元件S和二极管D构成开关部4a。而且，在本实施方式中，上述二极管D由在构成该开关元件S的芯片内形成的寄生二极管构成。

上述功率转换装置1包括开关控制部11和直交流转换控制部15。开关控制部11在规定时刻向上述直交流转换电路4的各开关元件S输出导通信号Gp、Gn(栅极驱动信号)。而且，直交流转换控制部15向该开关控制部11输出电压指令Vo^*(指令信号)。即，上述直交流转换电路4的各开关元件S构成为：根据从直交流转换控制部15输出的电压指令Vo^*进行导通/截止动作。应予说明，如图3所示，该电压指令具有在载波周期T中的规定输出期间Ton内处于导通状态的信号波形(在图3的情况下，虽未特别图示，每个载波周期T的平均电压为V^*。以下，将该V^*简称为电压指令Vo^*下的平均电压。)。

上述开关控制部11和直交流转换控制部15构成控制部10。该控制部10为本发明的控制部之一例。

上述开关控制部11构成为：根据从上述直交流转换控制部15输出的电压指令Vo^*，决定向各开关元件S输出导通信号Gp、Gn的时刻。该开关控制部11向串联的两个开关元件S、S输出导通信号Gp、Gn，只让这两个开关元件S、S中的任一开关元件导通。即，上述开关控制部11对两个开关元件S、S设定与上述电压指令Vo^*相对应的导通输出设定时间Tp^*。应予说明，上述开关控制部11本应构成为设定让上述两个开关元件S、S全都处于截止状态的死区时间，但在本实施方式中，为简化说明而忽略了死区时间。即，在两个开关元件S、S全都处于截止状态的死区时间的那段时间内，电流流过与开关元件S反并联的二极管D，虽然该二极管D产生通态压降，但该通态压降期间时间极短，二极管D的通态压降几乎没有造成影响，故此处忽略了死区时间。

上述直交流转换控制部15构成为：作为信号接收对由直交流转换电路4所驱动的电动机5的负载要求、为了在不对转子的转动位置进行检测的情况下控制上述电动机5所需的信息(直交流转换电路4的输出电流i、直流电压Vdc、导通设定时间Tp^*)等，根据这些信号向上述开关控制部11输出电压指令Vo^*。而且，该直交流转换控制部15构成为：边考虑开关元件S的通态压降边补正上述电压指令Vo^*。

此处，上述直交流转换控制部15包括输出电压运算部16，该输出电压运算部16对为了无传感器地检测得出上述电动机5的转子转动位置所需的输出电压计算值V’进行计算。该输出电压运算部16构成为：利用导通输出设定时间Tp^*和载波周期T，按照Tp^*/T×Vdc计算出输出电压计算值V’，其中，导通输出设定时间Tp^*根据由电压指令Vo^*决定的导通信号的输出期间Ton(以下也称为导通时间)进行设定。应予说明，该输出电压计算值V’是指每个载波周期T的平均电压，与作为检测值且瞬时值的输出电压Vo不同。

上述直交流转换控制部15构成为：当电流流过与串联的两个开关元件S、S中的一个开关元件S反并联的二极管D之际，向该开关元件S输出导通信号使该开关元件S处于导通状态。即，在该功率转换装置1中进行同步整流。通过进行这样的开关控制，能够让反向电流流过开关元件S侧，因此与让反向电流流过二极管D侧的情况相比，能够降低损耗。

-通态电压补偿-

接着，对直交流转换电路4的输出电压的通态压降补偿(通态电压补偿)进行说明。应予说明，在以下的说明中，为简化说明，如图2所示，利用由作为直流电源的电容器3a和串联的两个开关元件构成的电路进行说明。另外，为了将两个开关元件区别开，在以下的说明中，各开关元件的符号为Sp、Sn。

此处，在上述图2所示的电路中，二极管Dp、Dn分别与串联的开关元件Sp、Sn反并联。由开关元件Sp、Sn和二极管Dp、Dn分别构成开关部4a、4a。并且，该开关部4a、4a的中点与未图示的负载相连接。应予说明，上述图2中的符号gp、gn分别表示开关元件Sp、Sn的栅极端子。

在上述图2的电路中，如果图3所示的电压指令Vo*从上述直交流转换控制部15输入上述开关控制部11，则该开关控制部11向开关元件Sp、Sn输出与该电压指令Vo*相对应的导通信号Gp、Gn(栅极驱动信号)。如果将该导通信号Gp输入开关元件Sp而使该开关元件Sp导通，则例如在上述图2的电路中，在输出电流i流向负载侧的情况(此时i＞0)下，电流就会流过该开关元件Sp，因此输出电压Vo(相当于下侧元件组的开关元件Sn的受控端子间的电压)为电容器3a的电压Vdc减去该开关元件Sp的通态压降部分Vs即Vdc-Vs。另一方面，如果让上述开关元件Sp截止，下侧元件组的开关元件Sn导通，则反向电流流过该开关元件Sn，因此上述输出电压Vo相当于该开关元件Sn的通态压降部分即-Vs。

此处，开关元件Sp、Sn的受控端子间是指，利用控制端子(例如栅极端子)对电流的导通和非导通进行切换的开关元件Sp、Sn的两端子间(例如，如果是MOSFET则为漏极-源极间)。

另一方面，当i＜0时(输出电流i流入上述图2的电路内时)，如果让上侧元件组的开关元件Sp导通，则反向电流流过该开关元件Sp，产生通态压降，因此输出电压Vo成为Vdc+Vs。而且，如果让下侧元件组的开关元件Sn导通，则正向电流流过该开关元件Sn，因此输出电压Vo为该开关元件Sn的通态压降部分即Vs。

这样一来，在电流流过二极管Dn的时刻，通过进行让电流流过导通时的损耗比该二极管Dn少的开关元件Sn侧的控制，能够降低直交流转换电路4的损耗。

如上所述，通过只让电流流过直交流转换电路4内的开关元件Sp、Sn，如图3所示，输出电压Vo中的设备通态压降部分仅为上述开关元件Sp、Sn的通态压降部分Vs，与占空率或电流极性无关。

即，如下式所示，实际输出电压在每个载波周期T内的电压V(以下简称为平均输出电压V。)相对于电压指令Vo^*下的平均电压，开关元件Sp、Sn的通态压降部分Vs产生误差。应予说明，如上所述，忽略死区时间对平均输出电压V的影响。

i＞0时

[式1]

$V=\frac{T_p*}{T}{V}_{\mathrm{dc}}-V_s=V*-V_s...\left(1\right)$

i＜0时

[式2]

$V=\frac{T_p*}{T}{V}_{\mathrm{dc}}+V_s=V*+V_s...\left(2\right)$

对此，在本实施方式中，决定电压指令时在直交流转换控制部15中要考虑开关元件Sp、Sn的通态压降部分Vs。具体而言，当i＞0时，如上述式1和图3所示，输出电压减少开关元件Sp、Sn的通态压降部分Vs，考虑到该减少部分，由目标电压指令Vo^*决定的导通信号的输出期间Ton加上Vs/Vdc×T，得到导通输出设定时间Tp^*(对通态压降加以考虑后的导通信号的输出时间)：

[式3]

$T_p*=T_{\mathrm{on}}+\frac{V_s}{V_{\mathrm{dc}}}T$

如果输出电压指令使导通输出设定时间Tp^*满足上式，则：

[式4]

$V=\frac{T_p*}{T}{V}_{\mathrm{dc}}-V_s=\frac{T_{\mathrm{on}}+\frac{V_s}{V_{\mathrm{dc}}}T}{T}{V}_{\mathrm{dc}}-V_s=\frac{T_{\mathrm{on}}}{T}{V}_{\mathrm{dc}}+V_s-V_s=V*.$

另一方面，在i＜0的情况下也如上述式2和图3所示，输出电压增加开关元件Sp、Sn的通态压降部分Vs，因此考虑到该增加部分，由目标电压指令Vo^*决定的导通信号的输出期间Ton减去Vs/Vdc×T，得到导通输出设定时间Tp^*：

[式5]

$T_p*=T_{\mathrm{on}}-\frac{V_s}{V_{\mathrm{dc}}}T$

如果输出电压指令使导通输出设定时间Tp^*满足上式，，则：

[式6]

$V=\frac{T_p*}{T}{V}_{\mathrm{dc}}+V_s=\frac{T_{\mathrm{on}}-\frac{V_s}{V_{\mathrm{dc}}}T}{T}{V}_{\mathrm{dc}}+V_s=\frac{T_{\mathrm{on}}}{T}{V}_{\mathrm{dc}}-V_s+V_s=V*.$

通过这样的补偿，能够使平均输出电压V与电压指令Vo^*下的平均电压一致。即，本实施方式的控制部10根据开关元件Sp、Sn的通态压降Vs对由直交流转换电路4的输出电压所决定的各开关元件Sp、Sn的导通时间进行补正。

此处，如上所述，为了易于进行高精度的通态电压补偿，优选只让电流流过开关元件Sp、Sn侧。在此情况下，施加在开关部4a的电压比二极管Dp、Dn处于导通状态的阈值电压低是一个条件。即，如图4所示，在MOSFET等的开关元件中几乎没有阈值电压，而在由Si制成的MOSFET(Si-MOSFET)寄生二极管或由SiC制成的续流二极管(SBD)中，通常存在1V左右的阈值电压。因此，在具备Si-MOSFET的寄生二极管或SiC的SBD的直交流转换电路中，只有在电流不在二极管Dp、Dn侧流动的范围，即通态压降在1V以下的范围(电流中1/Ron(导通抵抗)以下的范围)才能适用上述通态电压补偿。

对此，在本实施方式中，由SiC等宽禁带半导体构成开关元件Sp、Sn，采用在该开关元件Sp、Sn的芯片内形成的寄生二极管来代替续流二极管。因此，在本实施方式中，如上述图4所示，能够增大二极管的阈值电压，从而使通态电压补偿的适用范围也随之扩大。例如，在由SiC等宽禁带半导体构成的开关元件Sp、Sn的芯片内形成的寄生二极管的阈值电压通常为3V左右，是Si-MOSFET寄生二极管或SiC的SBD的阈值电压的大致3倍，因此通态电压补偿的适用范围也随之扩大。

-第一实施方式的效果-

如上所述，根据本实施方式，通过控制该开关元件Sp、Sn让反向电流在直交流转换电路4内流过开关元件Sp、Sn，能够使直交流转换电路4内的设备的通态压降仅为开关元件Sp、Sn的通态压降，与占空率或电流极性无关。这样一来，与占空率或电流极性无关，能够高精度且容易地把握上述直交流转换电路4内的通态压降，从而能够易于根据该通态压降进行高精度的通态电压补偿。

在开关控制部11中，通过在决定电压指令之际对上述通态压降加以考虑，能够使平均输出电压V与电压指令Vo^*下的平均电压一致。这样一来，就能够降低由上述开关元件Sp、Sn的通态压降造成的输出电压的误差。

通过由SiC等宽禁带半导体构成上述开关元件Sp、Sn，并使二极管Dp、Dn为寄生二极管，与具备由Si构成的开关元件的寄生二极管或由宽禁带半导体构成的续流二极管的电路结构相比，能够扩大本实施方式的通态电压补偿的可适用范围。

(相关技术)

以下，对本发明的相关技术进行说明。在该相关技术中，直交流转换控制部15的输出电压运算部16的结构和通态电压补偿的方法与上述第一实施方式不同。在以下的说明中，与第一实施方式相同的部分用同一符号来表示，仅对不同部分进行说明。

具体而言，本相关技术中的输出电压运算部16构成为：利用由电压指令下的导通信号的输出期间Ton所设定的导通输出设定时间Tp^*以及载波周期T，按照Tp^*/T×Vdc计算出输出电压计算值，在该输出电压计算值中对开关元件Sp、Sn的通态压降部分Vs加以考虑。即，在上述输出电压运算部16中，如下式所示，当i＞0时用上述输出电压计算值Tp^*/T×Vdc减去通态压降部分Vs，当i＜0时上述输出电压计算值Tp^*/T×Vdc加上通态压降部分Vs，与实际平均输出电压V同样，计算出输出电压计算值V’。

i＞0时

[式7]

$V^{,}=\frac{T_p*}{T}{V}_{\mathrm{dc}}-V_s=V$

i＜0时

[式8]

$V^{,}=\frac{T_p*}{T}{V}_{\mathrm{dc}}+V_s=V$

由此求出的输出电压计算值V’可用于例如不使用位置传感器进行马达的转动控制的无传感器控制等。因此，如上所述，通过采用能够计算出与实际输出电压V同值的高精度计算方法，能够高精度地控制马达。

-相关技术的效果-

如上所述，根据该相关技术，通过在计算出输出电压之际对开关元件Sp、Sn的通态压降部分Vs加以考虑，能够与实际平均输出电压V同样，求出输出电压计算值V’，从而提高输出电压的计算精度。

因此，即使由于开关元件Sp、Sn的通态压降的影响，而使实际平均输出电压V相对于电压指令Vo^*下的平均电压V^*产生误差，也能够高精度地求出输出电压计算值V’，因此能够利用该输出电压计算值V’高精度地控制马达。

(其它实施方式)

对于上述实施方式，还可以采用以下结构。

在上述各实施方式中，使用在构成开关元件Sp、Sn的芯片内形成的寄生二极管作为二极管Dp、Dn，但并不限于此，还能够通过由可反向导通的JFET构成该开关元件Sp、Sn，以省略与该开关元件Sp、Sn反并联的二极管。作为这种在没有二极管的情况下对开关进行控制的方法，在反向电流流过开关元件S的规定时刻，使该开关元件S处于导通状态。

在上述第一实施方式中，利用直交流转换控制部15对开关元件Sp、Sn的通态压降加以考虑输出电压指令，但并不限于此，还可以在由开关控制部11决定导通信号的输出时间时对上述通态压降加以考虑。

本发明除了上述直交流转换电路之外，还能够对各种功率转换方式也适用。例如，本发明还能够适用于交直流转换电路。

本发明并不限于无传感器控制的功率转换装置，还能够对用传感器检测马达的转动位置的情况也适用。

由于通态压降取决于流过开关元件Sp、Sn的电流的大小，因此可以对该性质加以考虑进行输出电压的补正。例如，可以在控制部10中设置上述直交流转换电路4的输出电流以及该输出电流所对应的上述通态压降的对应表，该控制部10根据该对应表对输出电压进行补正。

-产业实用性-

本发明作为具备具有多个开关元件的功率转换部的功率转换装置很有用。

Claims (4)

1.一种功率转换装置，包括功率转换部(4)和控制部(10)，所述功率转换部(4)具有可反向导通的多个开关元件(Sp、Sn)，所述控制部(10)根据所述功率转换部(4)的输出电压决定各开关元件(Sp、Sn)的导通时间，对各开关元件(Sp、Sn)进行切换，其特征在于：

所述控制部(10)让所述功率转换部(4)进行同步整流，并根据所述开关元件(Sp、Sn)的通态压降对所述导通时间进行补正。

2.根据权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于：

所述开关元件(Sp、Sn)由单极性元件构成。

3.根据权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于：

各个所述开关元件(Sp、Sn)由宽禁带半导体形成。

4.根据权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于：

所述控制部(10)根据所述功率转换部(4)的输出电流以及与该输出电流相对应的所述通态压降的对应表进行所述补正。

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