CN110809854B - 交流直流变换装置、电动机驱动控制装置、送风机、压缩机以及空调机 - Google Patents

交流直流变换装置、电动机驱动控制装置、送风机、压缩机以及空调机 Download PDF

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Abstract

交流直流变换装置(100)具备：对电源电压进行升压的升压电路(3)以及检测电源电压的第一电压检测器(5)，该升压电路(3)具有：电抗器(2)，被施加从交流电源(1)输出的电源电压；第一分支(31)，由第一上支路元件(311)和第一下支路元件(312)串联连接而成；以及第二分支(32)，与第一分支(31)并联连接，由第二上支路元件(321)和第二下支路元件(322)串联连接而成。当电源电压为正极性时，交流直流变换装置(100)每隔作为电源电压的周期的电源周期，使第一下支路元件(312)及第二上支路元件(321)交替进行升压动作，当电源电压为负极性时，交流直流变换装置(100)每隔电源周期，使第一上支路元件(311)及第二下支路元件(322)交替进行升压动作。

Description

交流直流变换装置、电动机驱动控制装置、送风机、压缩机以 及空调机
技术领域
本发明涉及将交流电力变换为直流电力的交流直流变换装置、具备该交流直流变换装置的电动机驱动控制装置、具备该电动机驱动控制装置的送风机及压缩机、以及具备该送风机或该压缩机的空调机。
背景技术
交流直流变换装置是将交流电力变换为直流电力的电力变换装置。交流直流变换装置在工作时使电流波形产生失真。因此，在使交流直流变换装置连接于电力系统而工作时，谐波向电力系统流出。由于谐波导致故障，因此国际上设有规定。交流直流变换装置需要遵从该规定。
作为遵从谐波规定的方法之一，有交流直流变换装置中使用的整流元件为开关元件的结构。开关元件的一例是作为金属氧化膜半导体场效应型晶体管的MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，金属-氧化物-半导体场效应晶体管)。在具有开关元件的交流直流变换装置中，通过对输入电力进行斩波来降低电源电流的失真。其结果是能够减少谐波。
在下述专利文献1中，公开了如下技术：在整流元件全部为开关元件的升压型交流直流变换装置中，通过同步整流来降低损耗。
同步整流是与交流电源的电源电压的过零同步地进行开关的控制。由此成为在半导体开关的两端未产生电位差时的开关，因此在原理上不会产生开关损耗。另一方面，关于升压时的开关，需要在半导体开关的两端有电位差的状态下进行开关。因此产生开关损耗。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2011-259560号公报
发明内容
发明所要解决的课题
在专利文献1的技术中，构成全桥电路的四个开关元件中的两个开关元件作为升压用的开关元件而工作。因此发热集中于该开关元件。在每个开关元件具有用于冷却开关元件的散热器的结构的情况下，如果发热集中于特定开关元件，则存在用于冷却该特定开关元件的散热器与其它散热器相比大型化的课题。在利用一个散热器对多个开关元件整体进行冷却的结构的情况下，需要与该特定开关元件相配合地设计散热器，无法避免散热器的大型化。在任何结构的情况下都需要确保用于冷却的风路以及确保与不耐热的部件之间的距离这样的措施。因此，存在装置大型化、成本增加的课题。
本发明是鉴于上述情形而完成的，其目的在于得到一种能够避免发热集中于特定开关元件而抑制装置大型化以及成本增加的交流直流变换装置。
解决课题的技术方案
为了解决上述课题并实现目的，本发明是连接于交流电源的交流直流变换装置。交流直流变换装置具备升压电路以及第一电压检测器，该升压电路具有：电抗器，一端与交流电源连接，被施加从交流电源输出的第一电压；第一分支(leg)，其中第一上支路(arm)元件与第一下支路元件串联连接，第一上支路元件与第一下支路元件的连接点连接于电抗器的另一端；以及第二分支，与第一分支并联连接，其中第二上支路元件与第二下支路元件串联连接，第二上支路元件与第二下支路元件的连接点连接于交流电源，该升压电路对第一电压进行升压，该第一电压检测器连接于交流电源，检测第一电压。当第一电压为正极性时，交流直流变换装置每隔作为第一电压的周期的第一周期使第一下支路元件及第二上支路元件交替进行升压动作，当第一电压为负极性时，交流直流变换装置每隔第一周期使第一下支路元件及第二上支路元件交替进行升压动作。
发明效果
本发明的交流直流变换装置起到能够避免发热集中于特定开关元件而抑制装置大型化以及成本增加的效果。
附图说明
图1是示出实施方式1的交流直流变换装置的结构的电路图。
图2是示出当电源电压为正极性时的经由电抗器的交流电源的短路路径的图。
图3是示出当电源电压为负极性时的经由电抗器的交流电源的短路路径的图。
图4是示出当电源电压为正极性时的对平滑电容器的充电路径的图。
图5是示出当电源电压为负极性时的对平滑电容器的充电路径的图。
图6是示出当电源电压为正极性时的电源短路模式时的与图2不同的电流路径的图。
图7是示出当电源电压为负极性时的电源短路模式时的与图3不同的电流路径的图。
图8是用于实施方式1中的驱动脉冲生成部的工作说明的时序图。
图9是示出实施方式1中的驱动脉冲生成部的工作的流程图。
图10是用于实施方式2中的驱动脉冲生成部的工作说明的第一时序图。
图11是用于实施方式2中的驱动脉冲生成部的工作说明的第二时序图。
图12是将用于实施方式2中的驱动脉冲生成部的工作说明的时间跨度(timespan)加长后的第三时序图。
图13是示出实施方式2中的驱动脉冲生成部的工作的流程图。
图14是示意性地示出一般的开关元件中的电流-损耗特性的图。
图15是示出MOSFET的概略构造的示意性剖视图。
图16是示出电源电压为正极性且进行同步整流时的经由电抗器的交流电源的短路路径的图。
图17是示出电源电压为负极性且进行同步整流时的经由电抗器的交流电源的短路路径的图。
图18是示出电源电压为正极性且进行同步整流时的对平滑电容器的充电路径的图。
图19是示出电源电压为负极性且进行同步整流时的对平滑电容器的充电路径的图。
图20是用于实施方式3中的驱动脉冲生成部的工作说明的时序图。
图21是用于实施方式4中的驱动脉冲生成部的工作说明的第一时序图。
图22是用于实施方式4中的驱动脉冲生成部的工作说明的第二时序图。
图23是将用于实施方式4中的驱动脉冲生成部的工作说明的时间跨度加长后的第三时序图。
图24是示出将实施方式1至实施方式4所示的交流直流变换装置应用于电动机驱动控制装置的例子的图。
图25是示出将图24所示的电动机驱动控制装置应用于空调机的例子的图。
附图标记
1交流电源；2电抗器；3升压电路；3a、3b、3c、3d连接点；4平滑电容器；5第一电压检测器；7第二电压检测器；10控制部；12a、12b直流母线；24驱动脉冲生成部；31第一分支；32第二分支；60半导体基板；61p型区域；62源极电极；63漏极电极；64栅极电极；65n型区域；66氧化绝缘膜；67n型沟道；100交流直流变换装置；101电动机驱动控制装置；311第一上支路元件；312第一下支路元件；321第二上支路元件；322第二下支路元件；500负载；500a逆变器；500b电动机；504压缩元件；505压缩机；506制冷环路部；506a四通阀；506b室内热交换器；506c膨胀阀；506d室外热交换器；D1、D2、D3、D4二极管；S1、S2、S3、S4开关元件。
具体实施方式
以下参照附图，对本发明的实施方式的交流直流变换装置、电动机驱动控制装置、送风机、压缩机以及空调机进行详细说明。此外，本发明并不限定于以下的实施方式。另外以下，将电连接简称为“连接”来进行说明。
实施方式1.
图1是示出实施方式1的交流直流变换装置的结构的电路图。实施方式1的交流直流变换装置100是将从单相交流电源1供给的交流电力变换为直流电力并供给到负载500的交流直流变换装置。如图1所示，实施方式1的交流直流变换装置100具备升压电路3、平滑电容器4、第一电压检测器5、第二电压检测器7以及控制部10。负载500的例子是内置于送风机、压缩机或空调机的三相电动机。
升压电路3具备电抗器2、第一分支31以及第二分支32。第一分支31和第二分支32并联连接。在第一分支31中，第一上支路元件311和第一下支路元件312串联连接。在第二分支32中，第二上支路元件321与第二下支路元件322串联连接。电抗器2的一端连接于交流电源1。电抗器2的另一端连接于第一分支31中的第一上支路元件311与第一下支路元件312的连接点3a。第二上支路元件321与第二下支路元件322的连接点3b连接于交流电源1的另一端。在升压电路3中，连接点3a、3b构成交流端子。升压电路3对从交流电源1输出的电压进行升压。以下，将从交流电源1输出的电压称为“电源电压”，将电源电压的周期称为“电源周期”。另外，有时将电源电压称为“第一电压”，将电源周期称为“第一周期”。
第一上支路元件311包括开关元件S1和与开关元件S1反并联连接的二极管D1。第一下支路元件312包括开关元件S2和与开关元件S2反并联连接的二极管D2。第二上支路元件321包括开关元件S3和与开关元件S3反并联连接的二极管D3。第二下支路元件322包括开关元件S4和与开关元件S4反并联连接的二极管D4。
在图1中，作为开关元件S1、S2、S3、S4，分别例示了MOSFET，但并不限定于MOSFET。MOSFET是能够在漏极与源极之间双向流过电流的开关元件。只要是能够在相当于漏极的第一端子与相当于源极的第二端子之间双向流过电流的开关元件，就可以是任意的开关元件。另外，作为开关元件S1、S2、S3、S4的原材料，例示了硅(Si)、碳化硅(SiC)或氮化镓(GaN)，但可以是任意的原材料，并不限定于这些。
另外，反并联是指，相当于MOSFET的漏极的第一端子与二极管的阴极连接，相当于MOSFET的源极的第二端子与二极管的阳极连接。另外，作为二极管，也可以使用MOSFET自身内部具有的寄生二极管。寄生二极管也被称为体二极管。
平滑电容器4的一端连接于高电位侧的直流母线12a。直流母线12a从第一分支31中的第一上支路元件311与第二分支32中的第二上支路元件321的连接点3c引出。平滑电容器4的另一端连接于低电位侧的直流母线12b。直流母线12b从第一分支31中的第一下支路元件312与第二分支32中的第二下支路元件322的连接点3d引出。在升压电路3中，连接点3c、3d构成直流端子。
升压电路3的输出电压被施加到平滑电容器4的两端。平滑电容器4对升压电路3的输出电压进行平滑。平滑电容器4连接于直流母线12a、12b，将由平滑电容器4平滑后的电压称为“母线电压”。此外，有时将母线电压称为“第二电压”。母线电压也是对负载500的施加电压。
第一电压检测器5与交流电源1的两端并联连接。第一电压检测器5检测电源电压Vs并输出到控制部10。电源电压Vs是交流电源1的瞬时电压的绝对值。
第二电压检测器7与平滑电容器4的两端并联连接。第二电压检测器7检测母线电压Vdc并输出到控制部10。控制部10具备驱动脉冲生成部24。
使用作为运算单元的运算器来构成驱动脉冲生成部24。运算器的一例是微型计算机，而除此之外，也可以是被称为CPU(Central Processing Unit，中央处理单元)、微处理器或DSP(Digital Signal Processor，数字信号处理器)的处理器或处理装置。
驱动脉冲生成部24基于第一电压检测器5及第二电压检测器7的检测值，生成用于驱动构成升压电路3的各支路元件的开关元件的驱动脉冲。
此外，以下为了方便起见，将“驱动各支路元件的开关元件”的情况说明为“驱动各支路元件”。另外，为了识别用于驱动各支路元件的驱动脉冲，有时将用于驱动第一上支路元件311的驱动脉冲称为“第一驱动脉冲”，将用于驱动第一下支路元件312的驱动脉冲称为“第二驱动脉冲”，将用于驱动第二上支路元件321的驱动脉冲称为“第三驱动脉冲”，将用于驱动第二下支路元件322的驱动脉冲称为“第四驱动脉冲”。第一驱动脉冲与图示的Xa对应，第二驱动脉冲与图示的Xb对应，第三驱动脉冲与图示的Ya对应，第四驱动脉冲与图示的Yb对应。
接下来，参照图1至图7的附图对实施方式1的交流直流变换装置100的基本的电路工作进行说明。
图2及图3分别是示出使交流电源1的两端经由电抗器2短路时、即经由电抗器2的交流电源1的短路路径的图。两者的区别在于，图2是电源电压Vs为正极性时，图3是电源电压Vs为负极性时。另外，图4及图5分别是示出对平滑电容器4进行充电时的电流路径、即对平滑电容器4的充电路径的图。两者的区别在于，图4是电源电压Vs的极性为正即电源电压Vs为正极性时，图5为电源电压Vs的极性为负即电源电压Vs为负极性时。此外，如图2及图4所示，将交流电源1的上侧的端子为正电位时定义为电源电压Vs的极性为正，如图3及图5所示，将交流电源1的上侧的端子为负电位时定义为电源电压Vs的极性为负。
在电源电压Vs为正极性时，在不使第一上支路元件311和第二下支路元件322进行开关动作的情况下，如图4所示，以交流电源1、电抗器2、二极管D1、平滑电容器4、二极管D4、交流电源1这样的路径形成充电路径。另外，在电源电压Vs为负极性时，在不使第一下支路元件312及第二上支路元件321进行开关动作的情况下，如图5所示，以交流电源1、二极管D3、平滑电容器4、二极管D2、电抗器2、交流电源1这样的路径形成充电路径。将这些充电路径形成时的工作模式称为“充电模式”。
另外，在电源电压Vs为正极性时，当使第一下支路元件312进行接通(ON)动作时，如图2所示，以交流电源1、电抗器2、第一下支路元件312、第二下支路元件322、交流电源1这样的路径形成短路路径。在电源电压Vs为负极性时，当使第一上支路元件311进行接通动作时，如图3所示，以交流电源1、第二上支路元件321、第一上支路元件311、电抗器2、交流电源1的路径形成短路路径。将形成短路路径的情况称为“电源短路”。将进行电源短路的控制的工作模式称为“电源短路模式”。
在实施方式1的交流直流变换装置100中，通过控制部10的控制来对这些工作模式进行切换控制。在电源短路模式时，在电抗器2中积蓄能量，将积蓄的能量在充电模式时转移到平滑电容器4，由此能够进行升压动作。能够通过变更电源短路模式时的各支路元件的开关次数、以及电源短路模式的工作时间与充电模式的工作时间之比中的至少一个来进行母线电压Vdc的变更。
图6是示出当电源电压为正极性时的电源短路模式时的与图2不同的电流路径的图。另外，图7是示出当电源电压为负极性时的电源短路模式时的与图3不同的电流路径的图。
在电源电压Vs为正极性时，当使第二上支路元件321进行接通动作时，如图6所示，以交流电源1、电抗器2、第一上支路元件311、第二上支路元件321、交流电源1这样的路径形成短路路径。将图6与图2进行比较，进行接通动作的支路元件从第一下支路元件312变更为第二上支路元件321。
另外，在电源电压Vs为负极性时，当使第二下支路元件322进行接通动作时，如图7所示，以交流电源1、第二下支路元件322、第一下支路元件312、电抗器2、交流电源1的路径形成短路路径。将图7与图3进行比较，进行接通动作的支路元件从第一上支路元件311变更为第二下支路元件322。
接下来，对实施方式1的交流直流变换装置的工作进行说明。图8是用于实施方式1的驱动脉冲生成部的工作说明的时序图。
在图8中，在电源电压Vs的第一周期且电源电压Vs为正极性时，第一上支路元件311、第二上支路元件321以及第二下支路元件322被控制为断开(OFF)，第一下支路元件312被控制为进行升压动作。图8中示出了表示第一下支路元件312的升压动作的、由椭圆包围的K1部的放大波形。如该K1部所示，第一下支路元件312重复接通和断开状态。接通状态是图2所示的电源短路模式的工作。另外，断开状态是图4所示的充电模式的工作。
在电源电压Vs的第一周期且电源电压Vs为负极性时，第一下支路元件312、第二上支路元件321以及第二下支路元件322被控制为断开，第一上支路元件311被控制为进行升压动作。第一上支路元件311的放大波形虽然未示出，但是为与K1部的放大波形同样的工作。即，第一上支路元件311重复接通和断开状态。接通状态是图3所示的电源短路模式的工作。另外，断开状态是图5所示的充电模式的工作。
在电源电压Vs的第二周期且电源电压Vs为正极性时，第一上支路元件311、第一下支路元件312以及第二下支路元件322被控制为断开，第二上支路元件321被控制为进行升压动作。第二上支路元件321的放大波形虽然未示出，但是为与K1部的放大波形同样的工作。即，第二上支路元件321重复接通和断开状态。接通状态是图6所示的电源短路模式的工作。另外，断开状态是图4所示的充电模式的工作。
在电源电压Vs的第二周期且电源电压Vs为负极性时，第一上支路元件311、第一下支路元件312以及第二上支路元件321被控制为断开，第二下支路元件322被控制为进行升压动作。第二下支路元件322的放大波形虽然未示出，但是为与K1部的放大波形同样的工作。即，第二下支路元件322重复接通和断开状态。接通状态是图7所示的电源短路模式的工作。另外，断开状态是图5所示的充电模式的工作。
自电源电压Vs的第三周期以后，第一周期的驱动脉冲和第二周期的驱动脉冲交替重复。此外，在图8的时序图中，在电源电压为正极性时，在第二周期和第三周期中使第二上支路元件321进行升压动作，在第一周期和第四周期中使第一下支路元件312进行升压动作。这样的切换方法也被包括在按电源周期进行的切换中。
参照图8，第一上支路元件311、第一下支路元件312、第二上支路元件321以及第二下支路元件322的升压动作在电源周期的2倍的期间中分别出现一次。即，第一上支路元件311、第一下支路元件312、第二上支路元件321以及第二下支路元件322均等、无偏差地工作。其结果是，各支路元件的发热均匀化，避免发热集中于特定开关元件的状况。因此，散热器大型化的课题得以解决。另外，也不需要确保用于冷却的风路以及确保与不耐热的部件之间的距离这样的措施。由此，装置大型化、成本增加的课题也被解决。
接下来，对实施方式1的交流直流变换装置的控制流程进行说明。图9是示出实施方式1中的驱动脉冲生成部24的工作的流程图。
在步骤ST11中，判定电源周期是否为奇数周期。电源周期的第一周期是奇数周期，电源周期的第二周期是偶数周期。以下，奇数周期和偶数周期交替重复。
在电源周期为奇数周期时(步骤ST11为“是”)，转移到步骤ST12，判定电源电压是否为正极性。在电源电压为正极性时(步骤ST12为“是”)，进入步骤ST13。在步骤ST13中，第一上支路元件311、第二上支路元件321以及第二下支路元件322被控制为断开。另一方面，第一下支路元件312被控制为进行升压动作。当步骤ST13的处理结束时，返回到步骤ST11。
另外，在上述的步骤ST12中，在电源电压为负极性时(步骤ST12为“否”)，进入步骤ST14。在步骤ST14中，第一下支路元件312、第二上支路元件321以及第二下支路元件322被控制为断开。另一方面，第一上支路元件311被控制为进行升压动作。当步骤ST14的处理结束时，返回到步骤ST11。
在步骤ST11中，在电源周期为偶数周期时(步骤ST11为“否”)，转移到步骤ST15，判定电源电压是否为正极性。在电源电压为正极性时(步骤ST15为“是”)，进入步骤ST16。在步骤ST16中，第一上支路元件311、第一下支路元件312以及第二下支路元件322被控制为断开。另一方面，第二上支路元件321被控制为进行升压动作。当步骤ST16的处理结束时，返回到步骤ST11。
另外，在上述的步骤ST15中，在电源电压为负极性时(步骤ST15为“否”)，进入步骤ST17。在步骤ST17中，第一上支路元件311、第一下支路元件312以及第二上支路元件321被控制为断开。另一方面，第二下支路元件322被控制为进行升压动作。当步骤ST17的处理结束时，返回到步骤ST11。以后重复上述的从步骤ST11到步骤ST17的处理。
此外，在上述的说明中，在电源电压为正极性且电源周期为奇数周期时，将第一上支路元件311、第二上支路元件321以及第二下支路元件322控制为断开，第一下支路元件312被控制为进行升压动作，但并不限定于此。也可以是当电源电压为正极性且电源周期为奇数周期时，将第一上支路元件311、第一下支路元件312以及第二下支路元件322控制为断开，第二上支路元件321被控制为进行升压动作。
另外，在电源电压为负极性且电源周期为奇数周期时，将第一下支路元件312、第二上支路元件321以及第二下支路元件322控制为断开，第一上支路元件311被控制为进行升压动作，但并不限定于此。也可以是当电源电压为负极性且电源周期为奇数周期时，将第一上支路元件311、第一下支路元件312以及第二上支路元件321控制为断开，第二下支路元件322被控制为进行升压动作。
另外，在电源电压为正极性且电源周期为偶数周期时，将第一上支路元件311、第一下支路元件312以及第二下支路元件322控制为断开，第二上支路元件321被控制为进行升压动作，但并不限定于此。也可以是当电源电压为正极性且电源周期为偶数周期时，将第一上支路元件311、第二上支路元件321以及第二下支路元件322控制为断开，第一下支路元件312被控制为进行升压动作。
另外，在电源电压为负极性且电源周期为偶数周期时，将第一上支路元件311、第一下支路元件312以及第二上支路元件321控制为断开，第二下支路元件322被控制为进行升压动作，但并不限定于此。也可以是当电源电压为负极性且电源周期为偶数周期时，将第一下支路元件312、第二上支路元件321以及第二下支路元件322控制为断开，第一上支路元件311被控制为进行升压动作。
如上所述，在实施方式1中，当电源电压为正极性时，以在电路图上处于对角位置的第一下支路元件312和第二上支路元件321交替进行升压动作的方式进行切换。
另外，如上所述，在实施方式1中，当电源电压为负极性时，以在电路图上处于对角位置的第一上支路元件311和第二下支路元件322交替进行升压动作的方式进行切换。
通过以上的工作，在实施方式1的交流直流变换装置中，构成升压电路3的全部支路元件即第一上支路元件311、第一下支路元件312、第二上支路元件321以及第二下支路元件322均等地工作，因此能够避免发热集中于特定支路元件。由此能够抑制装置大型化以及成本增加。
实施方式2.
在实施方式1中，以电源周期来切换进行升压动作的支路元件。与此相对，实施方式2是以载波周期来切换进行升压动作的支路元件的实施方式。另外，有时将载波周期称为“第二周期”。载波周期短于电源周期。
接下来，对实施方式2的交流直流变换装置的工作进行说明。此外，实施方式2的交流直流变换装置的结构与图1相同。
图10是用于实施方式2中的驱动脉冲生成部24的工作说明的第一时序图。图11是用于实施方式2中的驱动脉冲生成部24的工作说明的第二时序图。图12是将用于实施方式2中的驱动脉冲生成部24的工作说明的时间跨度加长后的第三时序图。
图10示出了电源电压Vs为正极性时的波形。从上部侧起依次示出了用于驱动第一下支路元件312的第二驱动脉冲Xb、用于驱动第二上支路元件321的第三驱动脉冲Ya、载波以及电源电压Vs的波形。
图11示出了电源电压Vs为负极性时的波形。从上部侧起依次示出了用于驱动第一上支路元件311的第一驱动脉冲Xa、用于驱动第二下支路元件322的第四驱动脉冲Yb、载波以及电源电压Vs的波形。
在图10及图11中，示出了载波为三角波时的例子。当将载波周期设为T、将载波频率设为f时，载波频率f的一例为10kHz。在载波频率f为10kHz的情况下，载波周期T为100μs。
在图10中，在载波周期的第一周期，第二上支路元件321被控制为断开，第一下支路元件312被控制为进行升压动作。在升压动作中，接通状态和断开状态被重复两次。此外，第一上支路元件311和第二下支路元件322被控制为始终断开。因此，这些支路元件的驱动脉冲在图10中未示出。
在图10中，能够以载波的波谷为基准来生成第二驱动脉冲Xb的第一脉冲a1。第一脉冲a1的宽度即第一脉冲a1的接通时间能够设定为比载波周期的半周期短的任意时间。第二驱动脉冲Xb的第二脉冲a2能够根据第一脉冲a1下降后的经过时间来生成。从第二驱动脉冲Xb的接通或断开向第三驱动脉冲Ya的切换也能够以载波的波谷为基准来进行。以下说明的其它驱动脉冲也能够通过与第二驱动脉冲Xb同样的方法来生成。
如图所示，第一下支路元件312重复接通和断开状态。接通状态是图2所示的电源短路模式的工作。另外，断开状态是图4所示的充电模式的工作。
在载波的第二周期，第一下支路元件312被控制为断开，第二上支路元件321被控制为进行升压动作。如图所示，第二上支路元件321重复接通和断开状态。接通状态是图6所示的电源短路模式的工作。另外，断开状态是图4所示的充电模式的工作。
载波的第三周期为与载波的第一周期相同的工作。虽然未图示，但载波的第四周期为与载波的第二周期相同的工作。
另外，在图11中，在载波周期的第一周期，第二下支路元件322被控制为断开，第一上支路元件311被控制为进行升压动作。在升压动作中，接通状态和断开状态被重复两次。此外，第一下支路元件312和第二上支路元件321被控制为始终断开。因此，这些支路元件的驱动脉冲在图11中未示出。
如图所示，第一上支路元件311重复接通和断开状态。接通状态是图3所示的电源短路模式的工作。另外，断开状态是图5所示的充电模式的工作。
在载波的第二周期，第一上支路元件311被控制为断开，第二下支路元件322被控制为进行升压动作。如图所示，第二下支路元件322重复接通和断开状态。接通状态是图7所示的电源短路模式的工作。另外，断开状态是图5所示的充电模式的工作。
载波的第三周期为与载波的第一周期相同的工作。虽然未图示，但载波的第四周期为与载波的第二周期相同的工作。
在图12中示出了与图10及图11相比将时间跨度加长后的电源周期的四个周期的波形。从上部侧起依次示出了用于驱动第一下支路元件312的第二驱动脉冲Xb、用于驱动第二上支路元件321的第三驱动脉冲Ya、用于驱动第一上支路元件311的第一驱动脉冲Xa、用于驱动第二下支路元件322的第四驱动脉冲Yb、以及电源电压Vs的波形。
在图12中，当放大由椭圆包围的K2部时，出现图10的时序图所示的第二驱动脉冲Xb及第三驱动脉冲Ya的波形。另外，当放大由椭圆包围的K3部的波形时，出现图11的时序图所示的第一驱动脉冲Xa以及第四驱动脉冲Yb的波形。
根据图10、图11以及图12可知，第一上支路元件311、第一下支路元件312、第二上支路元件321以及第二下支路元件322均等、无偏差地工作。其结果是，各支路元件的发热均匀化，避免发热集中于特定开关元件的状况。因此，用于冷却特定开关元件的散热器大型化的课题得以解决。另外，也不需要确保用于冷却的风路、以及确保与不耐热的部件之间的距离这样的措施。由此，装置大型化、成本增加的课题也被解决。
另外，在图10及图11中，在一个载波周期中生成两个接通的驱动脉冲，但并不限定于两个。接通的驱动脉冲可以是一个，也可以是三个以上。
接下来，对实施方式2的交流直流变换装置的控制流程进行说明。图13是示出实施方式2中的驱动脉冲生成部24的工作的流程图。
在步骤ST21中，判定电源电压是否为正极性。在电源电压为正极性时(步骤ST21为“是”)，进入步骤ST22。
在步骤ST22中，第一上支路元件311、第二上支路元件321以及第二下支路元件322被控制为断开。另一方面，第一下支路元件312被控制为进行升压动作。当步骤ST22的处理结束时，进入步骤ST23。
在步骤ST23中，判定载波是否转移到下一周期。能够通过检测载波波形的变化来检测载波是否转移到下一周期。
在步骤ST23中，如果载波未转移到下一周期(步骤ST23为“否”)，则重复步骤ST22的处理。另一方面，如果载波转移到下一周期(步骤ST23为“是”)，则进入步骤ST24。
在步骤ST24中，第一上支路元件311、第一下支路元件312以及第二下支路元件322被控制为断开。另一方面，第二上支路元件321被控制为进行升压动作。当步骤ST24的处理结束时，进入步骤ST25。
在步骤ST25中，判定载波是否转移到下一周期。在步骤ST25中，如果载波未转移到下一周期(步骤ST25为“否”)，则重复步骤ST24的处理。另一方面，如果载波转移到下一周期(步骤ST25为“是”)，则返回到步骤ST21。
在步骤ST21中，在电源电压为负极性时(步骤ST21为“否”)，进入步骤ST26。在步骤ST26中，第一下支路元件312、第二上支路元件321以及第二下支路元件322被控制为断开。另一方面，第一上支路元件311被控制为进行升压动作。当步骤ST26的处理结束时，进入步骤ST27。
在步骤ST27中，判定载波是否转移到下一周期。在步骤ST27中，如果载波未转移到下一周期(步骤ST27为“否”)，则重复步骤ST26的处理。另一方面，如果载波转移到下一周期(步骤ST27为“是”)，则进入步骤ST28。
在步骤ST28中，第一上支路元件311、第一下支路元件312以及第二上支路元件321被控制为断开。另一方面，第二下支路元件322被控制为进行升压动作。当步骤ST28的处理结束时，进入步骤ST29。
在步骤ST29中，判定载波是否转移到下一周期。在步骤ST29中，如果载波未转移到下一周期(步骤ST29为“否”)，则重复步骤ST28的处理。另一方面，如果载波转移到下一周期(步骤ST29为“是”)，则返回到步骤ST21。以后重复上述的从步骤ST21到步骤ST29的处理。
如上所述，在实施方式2中，在电源电压为正极性时，以在电路图上处于对角位置的第一下支路元件312和第二上支路元件321交替进行升压动作的方式进行切换。
另外，如上所述，在实施方式2中，在电源电压为负极性时，以在电路图上处于对角位置的第一上支路元件311和第二下支路元件322交替进行升压动作的方式进行切换。
通过以上的工作，在实施方式2的交流直流变换装置中，构成升压电路3的全部支路元件即第一上支路元件311、第一下支路元件312、第二上支路元件321以及第二下支路元件322均等地工作，因此能够避免发热集中于特定支路元件。由此，能够抑制装置大型化以及成本增加。
另外，在实施方式2的交流直流变换装置中，以比电源周期短的载波周期来切换进行升压动作的支路元件，因此使开关元件的发热均等化的效果比实施方式1大。
实施方式3.
在实施方式3中，对将同步整流应用于实施方式1的交流直流变换装置的实施方式进行说明。同步整流是指，在电流流向具有整流作用的二极管时使反并联连接的开关元件接通的控制。
首先，参照图14至图19的附图对实施方式3中的同步整流工作进行说明。此外，实施方式3的交流直流变换装置的结构与图1相同。
图14是示意性地示出一般的开关元件中的电流-损耗特性的图。图14示出了寄生二极管的损耗特性和开关元件导通时的损耗特性。在图14中，将寄生二极管的损耗特性上的损耗值与开关元件的损耗特性上的损耗值反转时的电流值设为第一电流值。在电流值小于第一电流值时，开关元件的损耗特性较小，将该区域设为“低电流区域A”。另外，在电流值大于第一电流值时，寄生二极管的损耗特性较小，将该区域设为“高电流区域B”。另外，第一电流值被保持在运算器的内部，或者被保持在运算器能够读取的存储器中。
如上所述，已知如图14所示，一般的开关元件的寄生二极管在低电流区域A中损耗大，而在开关元件接通时的损耗较小。此外，图14的特性在将寄生二极管置换为二极管时也成立。
在开关元件为MOSFET时，能够使用利用了开关特性的同步整流技术。在此所说的开关特性是指，当对MOSFET的栅极给出导通指令时，从漏极朝向源极的方向以及从源极朝向漏极的方向都为导通状态的特性，即能够使电流在开关元件的双向流过的特性。
该特性是与双极晶体管、IGBT这样的开关元件中只能使电流单向导通这一点不同的特性。在利用该特性时，在图14所示的低电流区域A中，通过不使用二极管或寄生二极管而在开关元件中使电流导通，能够比使用二极管或寄生二极管实现更高的效率。
图15是示出MOSFET的概略构造的示意性剖视图。在图15中例示了n型MOSFET。
在n型MOSFET的情况下，如图15所示，使用p型的半导体基板60。在具有p型区域61的半导体基板60形成有源极电极62、漏极电极63以及栅极电极64。在与源极电极62以及漏极电极63相接的部位，高浓度杂质被离子注入而形成n型区域65。另外，在p型的半导体基板60中，在未形成n型区域65的部位与栅极电极64之间形成有氧化绝缘膜66。即，氧化绝缘膜66介于栅极电极64与半导体基板60中的p型区域61之间。
当向栅极电极64施加正电压时，在半导体基板60中的p型区域61与氧化绝缘膜66之间的边界面吸引来电子而带上负电。在电子集中的地方，电子的密度多于空穴而变为n型。该n型化的部分成为电流的通道而被称为沟道。图15的例子是形成n型沟道67的情况的例子。在p型MOSFET的情况下形成p型沟道。
在进行同步整流的情况下，由于将MOSFET控制为导通，因此流通的电流在沟道侧比在二极管侧或寄生二极管侧更多地流过。
图16及图17是示出进行同步整流时的经由电抗器2的交流电源1的短路路径的图。两者的区别在于，图16是电源电压为正极性时，图17是电源电压为负极性时。另外，图18及图19是示出进行同步整流时的对平滑电容器4的充电路径的图。两者的区别在于，图18是电源电压为正极性时，图19是电源电压为负极性时。
在图2和图3中示出了不进行同步整流时的经由电抗器2的交流电源1的短路路径。在经由电抗器2使电源电压短路时，在图2中，不将第二下支路元件322控制为接通而是保持断开，因此短路电流通过二极管D4而流动。
与此相对，在图16中，当经由电抗器2使电源电压短路时，将第二下支路元件322控制为接通，因此电流通过第二下支路元件322的开关元件S4的沟道而流动。在电源短路模式中，由于在短路路径中有电抗器2，因此流过短路路径的短路电流的大小被电抗器2抑制。因此，与使电流流过第二下支路元件322的二极管D4的图2相比，将第二下支路元件322的开关元件S4控制为接通而使电流流过沟道侧的图16的损耗变低。
同样地，在图3中，由于不将第二上支路元件321控制为接通而是保持断开，因此短路电流通过二极管D3而流动。与此相对，在图17中，当经由电抗器2使电源电压短路时，将第二上支路元件321控制为接通，因此电流通过第二上支路元件321的开关元件S3的沟道而流动。在电源短路模式中，由于在短路路径中有电抗器2，因此流过短路路径的短路电流的大小被电抗器2抑制。因此，与使电流流过第二上支路元件321的二极管D3的图3相比，将第二上支路元件321的开关元件S3控制为接通而使电流流过沟道侧的图17的损耗变低。
在图4和图5中示出了不进行同步整流时的对平滑电容器4的充电路径。在对平滑电容器4进行充电时，在图4中，不将第一上支路元件311和第二下支路元件322控制为接通而是保持断开。其结果是，充电电流通过第一上支路元件311的二极管D1和第二下支路元件322的二极管D4而流动。
与此相对，在图18中，在对平滑电容器4进行充电时，将第一上支路元件311和第二下支路元件322控制为接通，因此电流通过第一上支路元件311的开关元件S1和第二下支路元件322的开关元件S4的各沟道而流动。除了初始充电之外，充电电流不太大。因此，与使电流流过第一上支路元件311的二极管D1和第二下支路元件322的二极管D4的图4相比，将第一上支路元件311的开关元件S1和第二下支路元件322的开关元件S4控制为接通而使电流流过各沟道的图18的损耗变低。
同样地，在图5中，不将第一下支路元件312和第二上支路元件321控制为接通而是保持断开。其结果是，充电电流通过第一下支路元件312的二极管D2和第二上支路元件321的二极管D3而流动。
与此相对，在图19中，在对平滑电容器4进行充电时，将第一下支路元件312和第二上支路元件321控制为接通，因此电流通过第一下支路元件312的开关元件S2和第二上支路元件321的开关元件S3的各沟道而流动。除了初始充电之外，充电电流不太大。因此，与使电流流过第一下支路元件312的二极管D2和第二上支路元件321的二极管D3的图5相比，将第一下支路元件312的开关元件S2和第二上支路元件321的开关元件S3控制为接通而使电流流过各沟道的图19的损耗变低。
通过应用以上说明的同步整流，能够以低损耗驱动交流直流变换装置100。同步整流能够通过控制部10的功能来实现。
接下来，对实施方式3的交流直流变换装置的工作进行说明。图20是用于实施方式3中的驱动脉冲生成部的工作说明的时序图。
在图20中，在电源电压Vs的第一周期且电源电压Vs为正极性时，第二上支路元件321被控制为断开，第一下支路元件312被控制为进行升压动作，第一上支路元件311为了同步整流而被进行开关控制，第二下支路元件322为了同步整流而被控制为始终接通。图20示出了由椭圆包围的K4部的放大波形。在该K4部的波形中，第一下支路元件312接通的状态是图16所示的电源短路模式的工作。另外，第一下支路元件312断开的状态是图18所示的充电模式的工作。
在电源电压Vs的第一周期且电源电压Vs为负极性时，第二下支路元件322被控制为断开，第一上支路元件311被控制为进行升压动作，第一下支路元件312为了同步整流而被进行开关控制，第二上支路元件321为了同步整流而被控制为始终接通。放大波形虽然未示出，但是相对于在电源电压Vs的第一周期且电源电压Vs为正极性时的波形，为将第一上支路元件311和第一下支路元件312调换、并将第二上支路元件321和第二下支路元件322调换后的波形。第一上支路元件311接通的状态是图17所示的电源短路模式的工作。另外，第一上支路元件311断开的状态是图19所示的充电模式的工作。
在电源电压Vs的第二周期且电源电压Vs为正极性时，第一下支路元件312被控制为断开，第二上支路元件321被控制为进行升压动作，第二下支路元件322为了同步整流而被进行开关控制，第一上支路元件311为了同步整流而被控制为始终接通。放大波形虽然未示出，但是相对于在电源电压Vs的第一周期且电源电压Vs为正极性时的波形，为将第一上支路元件311和第二下支路元件322调换、并将第一下支路元件312和第二上支路元件321调换后的波形。虽然省略了图示，但第二上支路元件321接通的状态是电源短路模式的工作，第二上支路元件321断开的状态是充电模式的工作。
在电源电压Vs的第二周期且电源电压Vs为负极性时，第一上支路元件311被控制为断开，第二下支路元件322被控制为进行升压动作，第二上支路元件321为了同步整流而被进行开关控制，第一下支路元件312为了同步整流而被控制为始终接通。放大波形虽然未示出，但是相对于在电源电压Vs的第一周期且电源电压Vs为负极性时的波形，为将第一上支路元件311和第二下支路元件322调换、并将第一下支路元件312和第二上支路元件321调换后的波形。虽然省略了图示，但第二下支路元件322接通的状态是电源短路模式的工作，第二下支路元件322断开的状态是充电模式的工作。
自电源电压Vs的第三周期以后，第一周期的驱动脉冲和第二周期的驱动脉冲中的任一脉冲被逐个重复。在图20中，当电源电压Vs为正极性时，在第三周期中选择第二周期的驱动脉冲，在第四周期中选择第一周期的驱动脉冲。另外，当电源电压Vs为负极性时，在第三周期中选择第一周期的驱动脉冲，在第四周期中选择第二周期的驱动脉冲。也可以代替图20的例子，当电源电压Vs为正极性时，在第三周期中选择第一周期的驱动脉冲，在第四周期中选择第二周期的驱动脉冲。另外，也可以是当电源电压Vs为负极性时，在第三周期中选择第二周期的驱动脉冲，在第四周期中选择第一周期的驱动脉冲。即，只要以在电源电压Vs的一个周期的2倍的期间中各驱动脉冲分别出现一次的方式进行选择即可。
关于控制流程，能够使用图9所示的流程图。此时，关于步骤ST13、ST14、ST16以及ST17的处理，只要变更为生成上述的驱动脉冲的处理即可。
由图20可知，第一上支路元件311、第一下支路元件312、第二上支路元件321以及第二下支路元件322均等、无偏差地工作。其结果是，各支路元件的发热均匀化，避免发热集中于特定开关元件的状况。因此，用于冷却特定开关元件的散热器大型化的课题得以解决。另外，也不需要确保用于冷却的风路、以及确保与不耐热的部件之间的距离这样的措施。由此，装置大型化、成本增加的课题也被解决。
如以上说明的那样，在实施方式3的交流直流变换装置中，由于构成升压电路3的全部支路元件即第一上支路元件311、第一下支路元件312、第二上支路元件321以及第二下支路元件322均等地工作，因此能够避免发热集中于特定支路元件。由此，能够抑制装置大型化以及成本增加。
另外，在实施方式3的交流直流变换装置中，应用同步整流，因此能够以低损耗驱动交流直流变换装置。
实施方式4.
在实施方式4中，对将同步整流应用于实施方式2的交流直流变换装置的实施方式进行说明。此外，实施方式4的交流直流变换装置的结构与图1相同。
图21是用于实施方式4中的驱动脉冲生成部24的工作说明的第一时序图。图22是用于实施方式4中的驱动脉冲生成部24的工作说明的第二时序图。图23是将用于实施方式4中的驱动脉冲生成部24的工作说明的时间跨度加长后的第三时序图。
图21示出了电源电压Vs为正极性时的波形。从上部侧起依次示出了用于驱动第一下支路元件312的第二驱动脉冲Xb、用于驱动第二上支路元件321的第三驱动脉冲Ya、用于驱动第一上支路元件311的第一驱动脉冲Xa、用于驱动第二下支路元件322的第四驱动脉冲Yb、载波以及电源电压Vs的波形。
图22示出了电源电压Vs为负极性时的波形。从上部侧起依次示出了用于驱动第一上支路元件311的第一驱动脉冲Xa、用于驱动第二下支路元件322的第四驱动脉冲Yb、用于驱动第一下支路元件312的第二驱动脉冲Xb、用于驱动第二上支路元件321的第三驱动脉冲Ya、载波以及电源电压Vs的波形。
在图21及图22中，示出了载波为三角波时的例子。当将载波周期设为T、将载波频率设为f时，载波频率f的一例为10kHz。在载波频率f为10kHz时，载波周期T为100μs。
在图21中，在载波周期的第一周期中，第二上支路元件321被控制为断开，第一下支路元件312被控制为进行升压动作。在升压动作中，接通状态和断开状态被重复两次。第一上支路元件311为了同步整流而被进行开关控制，第二下支路元件322为了同步整流而被控制为始终接通。第一上支路元件311在第一下支路元件312的断开期间接通，以免第一上支路元件311和第一下支路元件312同时接通。
如图所示，第一下支路元件312重复接通和断开状态。接通状态是图16所示的电源短路模式的工作。另外，断开状态是图18所示的充电模式的工作。
在载波的第二周期中，第一下支路元件312被控制为断开，第二上支路元件321被控制为进行升压动作。在升压动作中，接通状态和断开状态被重复两次。第二下支路元件322为了同步整流而被进行开关控制，第一上支路元件311为了同步整流而被控制为始终接通。第二下支路元件322在第二上支路元件321的断开期间接通，以免第二下支路元件322和第二上支路元件321同时接通。
如图所示，第二上支路元件321重复接通和断开状态。虽然省略了图示，但接通状态是电源短路模式的工作。另外，断开状态是图18所示的充电模式的工作。
载波的第三周期为与载波的第一周期相同的工作。虽然未图示，但载波的第四周期为与载波的第二周期相同的工作。
另外，在图22中，在载波周期的第一周期中，第二下支路元件322被控制为断开，第一上支路元件311被控制为进行升压动作。在升压动作中，接通状态和断开状态被重复两次。第一下支路元件312为了同步整流而被进行开关控制，第二上支路元件321为了同步整流而被控制为始终接通。第一下支路元件312在第一上支路元件311的断开期间接通，以免第一上支路元件311和第一下支路元件312同时接通。
如图所示，第一上支路元件311重复接通和断开状态。接通状态是图17所示的电源短路模式的工作。另外，断开状态是图19所示的充电模式的工作。
在载波的第二周期中，第一上支路元件311被控制为断开，第二下支路元件322被控制为进行升压动作。在升压动作中，接通状态和断开状态被重复两次。第二上支路元件321为了同步整流而被进行开关控制，第一下支路元件312为了同步整流而被控制为始终接通。第二上支路元件321在第二下支路元件322的断开期间接通，以免第二上支路元件321和第二下支路元件322同时接通。
如图所示，第二下支路元件322重复接通和断开状态。虽然省略了图示，但接通状态是电源短路模式的工作。另外，断开状态是图19所示的充电模式的工作。
载波的第三周期为与载波的第一周期相同的工作。虽然未图示，但载波的第四周期为与载波的第二周期相同的工作。
在图23中示出了与图21和图22相比将时间跨度加长后的电源周期的四个周期的波形。从上部侧起依次示出了用于驱动第一下支路元件312的第二驱动脉冲Xb、用于驱动第二上支路元件321的第三驱动脉冲Ya、用于驱动第一上支路元件311的第一驱动脉冲Xa、用于驱动第二下支路元件322的第四驱动脉冲Yb以及电源电压Vs的波形。
在图23中，当放大由椭圆包围的K5部时，出现图21的时序图所示的第一驱动脉冲Xa、第二驱动脉冲Xb、第三驱动脉冲Ya以及第四驱动脉冲Yb的波形。另外，当放大由椭圆包围的K6部的波形时，出现图22的时序图所示的第一驱动脉冲Xa、第二驱动脉冲Xb、第三驱动脉冲Ya以及第四驱动脉冲Yb的波形。
关于控制流程，能够使用图13所示的流程图。此时，关于步骤ST22、ST24、ST26以及ST28的处理，只要变更为上述的生成驱动脉冲的处理即可。
根据图21、图22以及图23可知，第一上支路元件311、第一下支路元件312、第二上支路元件321以及第二下支路元件322均等、无偏差地工作。其结果是，各支路元件的发热均匀化，避免发热集中于特定开关元件的状况。因此，用于冷却特定开关元件的散热器大型化的课题得以解决。另外，也不需要确保用于冷却的风路、以及确保与不耐热的部件之间的距离这样的措施。由此，装置大型化、成本增加的课题也被解决。
另外，在图21和图22中，在一个载波周期中生成两个接通的驱动脉冲，但并不限定于两个。接通的驱动脉冲可以是一个，也可以是三个以上。
如以上说明的那样，在实施方式4的交流直流变换装置中，由于构成升压电路3的全部支路元件即第一上支路元件311、第一下支路元件312、第二上支路元件321以及第二下支路元件322均等地工作，因此能够避免发热集中于特定支路元件。由此，能够抑制装置大型化以及成本增加。
另外，在实施方式4的交流直流变换装置中应用同步整流，因此能够以低损耗驱动交流直流变换装置。
另外，在实施方式4的交流直流变换装置中，由于以比电源周期快的载波周期切换进行升压动作的支路元件，因此使发热均等化的效果比实施方式3大。
实施方式5.
实施方式1至实施方式4中说明的交流直流变换装置能够应用于将直流电力供给到逆变器的电动机驱动控制装置。以下，说明实施方式1至实施方式4中说明的交流直流变换装置100向电动机驱动控制装置的应用例。
图24是示出将实施方式1至实施方式4所示的交流直流变换装置应用于电动机驱动控制装置的例子的图。图24所示的实施方式5的电动机驱动控制装置101具有实施方式1的交流直流变换装置100和逆变器500a。如上所述，交流直流变换装置100是将交流电力变换为直流电力的装置。逆变器500a是将从交流直流变换装置100输出的直流电力变换为交流电力的装置。
在逆变器500a的输出侧连接有电动机500b。逆变器500a通过将变换后的交流电力供给到电动机500b来驱动电动机500b。
图24所示的电动机驱动控制装置101能够应用于送风机、压缩机以及空调机这样的产品。
图25是示出将图24所示的电动机驱动控制装置101应用于空调机的例子的图。在电动机驱动控制装置101的输出侧连接有电动机500b，电动机500b与压缩元件504连结。压缩机505具备电动机500b和压缩元件504。制冷环路部506以包括四通阀506a、室内热交换器506b、膨胀阀506c以及室外热交换器506d的方式构成。
在空调机的内部循环的制冷剂的流路以从压缩元件504起经由四通阀506a、室内热交换器506b、膨胀阀506c、室外热交换器506d并再次经由四通阀506a返回到压缩元件504的方式构成。电动机驱动控制装置101从交流电源1接受交流电力的供给，使电动机500b旋转。压缩元件504通过电动机500b旋转而执行制冷剂的压缩动作，使制冷剂在制冷环路部506的内部循环。
此外，以上的实施方式所示的结构示出本发明的内容的一例，也能够与其它公知技术组合，在不脱离本发明的主旨的范围内，也能够省略、变更结构的一部分。

Claims (11)

1.一种交流直流变换装置，连接于交流电源，具备：
升压电路，具有：电抗器，一端连接于所述交流电源，被施加从所述交流电源输出的第一电压；第一分支，其中第一上支路元件与第一下支路元件串联连接，所述第一上支路元件与所述第一下支路元件的连接点连接于所述电抗器的另一端；以及第二分支，与所述第一分支并联连接，其中第二上支路元件与第二下支路元件串联连接，所述第二上支路元件与所述第二下支路元件的连接点连接于所述交流电源，该升压电路对所述第一电压进行升压；以及
第一电压检测器，连接于所述交流电源，检测所述第一电压，
当所述第一电压为正极性时，每隔作为所述第一电压的周期的第一周期，使所述第一下支路元件及所述第二上支路元件交替进行升压动作，
当所述第一电压为负极性时，每隔所述第一周期，使所述第一上支路元件及所述第二下支路元件交替进行升压动作。
2.根据权利要求1所述的交流直流变换装置，其中，
所述第一上支路元件、所述第一下支路元件、所述第二上支路元件以及所述第二下支路元件的升压动作在所述第一周期的2倍的期间中各出现一次。
3.根据权利要求2所述的交流直流变换装置，其中，
当所述第一电压为正极性且所述第一周期为奇数周期时，使所述第一下支路元件进行升压动作，
当所述第一电压为正极性且所述第一周期为偶数周期时，使所述第二上支路元件进行升压动作，
当所述第一电压为负极性且所述第一周期为奇数周期时，使所述第一上支路元件进行升压动作，
当所述第一电压为负极性且所述第一周期为偶数周期时，使所述第二下支路元件进行升压动作。
4.根据权利要求2所述的交流直流变换装置，其中，
当所述第一电压为正极性且所述第一周期为奇数周期时，所述第二上支路元件进行升压动作，
当所述第一电压为正极性且所述第一周期为偶数周期时，所述第一下支路元件进行升压动作，
当所述第一电压为负极性且所述第一周期为奇数周期时，所述第二下支路元件进行升压动作，
当所述第一电压为负极性且所述第一周期为偶数周期时，所述第一上支路元件进行升压动作。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的交流直流变换装置，其中，
当所述第一下支路元件进行升压动作时，所述第一上支路元件及所述第二下支路元件进行整流动作，
当所述第一上支路元件进行升压动作时，所述第一下支路元件及所述第二上支路元件进行整流动作，
当所述第二上支路元件进行升压动作时，所述第一上支路元件及所述第二下支路元件进行整流动作，
当所述第二下支路元件进行升压动作时，所述第一下支路元件及所述第二上支路元件进行整流动作。
6.一种交流直流变换装置，连接于交流电源，具备：
升压电路，具有：电抗器，一端连接于所述交流电源，被施加从所述交流电源输出的第一电压；第一分支，其中第一上支路元件与第一下支路元件串联连接，所述第一上支路元件与所述第一下支路元件的连接点连接于所述电抗器的另一端；以及第二分支，与所述第一分支并联连接，其中第二上支路元件与第二下支路元件串联连接，所述第二上支路元件与所述第二下支路元件的连接点连接于所述交流电源，该升压电路对所述第一电压进行升压；以及
第一电压检测器，连接于所述交流电源，检测所述第一电压，
当所述第一电压为正极性时，每隔比作为所述第一电压的周期的第一周期短的第二周期，使所述第一下支路元件及所述第二上支路元件交替进行升压动作，
当所述第一电压为负极性时，每隔所述第二周期，使所述第一上支路元件及所述第二下支路元件交替进行升压动作。
7.根据权利要求6所述的交流直流变换装置，其中，
当所述第一下支路元件或所述第二上支路元件进行升压动作时，使所述第一上支路元件及所述第二下支路元件进行整流动作，
当所述第一上支路元件或所述第二下支路元件进行升压动作时，使所述第一下支路元件及所述第二上支路元件进行整流动作。
8.一种电动机驱动控制装置，具备：
权利要求1至7中任一项所述的交流直流变换装置；以及
逆变器，将从所述交流直流变换装置输出的直流电力变换为交流电力。
9.一种送风机，具备权利要求8所述的电动机驱动控制装置。
10.一种压缩机，具备权利要求8所述的电动机驱动控制装置。
11.一种空调机，具备权利要求9所述的送风机以及权利要求10所述的压缩机中的至少一方。
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