JP2014090544A - 直流電源装置、冷凍サイクル装置、空気調和機および冷蔵庫 - Google Patents

Abstract

【課題】更なるコストの低減化を図ることが可能な直流電源装置、冷凍サイクル装置、空気調和機および冷蔵庫を得る。
【解決手段】整流回路５０と、交流電圧検出器１２と、制御部１０と、駆動信号ｓ１，ｓ２に基づいて半導体スイッチを駆動する駆動電源回路を有する駆動部１４と、を備え、制御部１０は、交流電圧検出器１２で検出された電圧値に基づいて交流電源１の極性を判定し、この極性に応じて整流回路５０の一方の半導体スイッチ３をオフ状態にさせ、かつ、整流回路５０の他方の半導体スイッチ４をオン・オフ動作させて、半導体スイッチ３の駆動電源を駆動電源回路に充電させる。
【選択図】図１

Description

本発明は、交流を直流に変換する直流電源装置、冷凍サイクル装置、空気調和機および冷蔵庫に関する。

直流電源装置においては、高効率化、すなわち、回路における損失を抑えることが課題の一つである。

高効率化を目的とした従来の直流電源装置が特許文献１に記載されている。特許文献１に記載の直流電源装置においては、ダイオードの代わりにＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）を使用した構成の整流器を備え、この整流器に電流が流れ始めるタイミングおよび整流器に流れる電流が０に変化するタイミングに同期させてＭＯＳＦＥＴを制御することにより、導通損失の低減を実現している。この技術は同期整流と呼ばれている。

特開２０１２−１４３１５４号公報

しかしながら、上記特許文献１に示される従来技術では、上側アーム駆動回路と下側アーム駆動回路の駆動電源として複数の絶縁電源が必要となる。従って、上記特許文献１に示される従来技術には、更なるコストの低減化を図るというニーズに対応することができないという課題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、更なるコストの低減化を図ることが可能な直流電源装置、冷凍サイクル装置、空気調和機および冷蔵庫を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、ブリッジ整流器を構成しているダイオードのうち、少なくとも一つを半導体スイッチに置き換えた構成の整流回路と、交流電源から前記整流回路に印加される交流電圧の値を検出する交流電圧検出器と、少なくとも前記交流電圧検出器で検出された電圧値に基づいて、前記整流回路の上下アームを構成する一対の半導体スイッチの駆動信号を生成する制御部と、前記駆動信号に基づいて前記半導体スイッチを駆動する駆動電源回路を有する駆動部と、を備え、制御部は、前記電圧値に基づいて前記交流電源の極性を判定し、この極性に応じて前記整流回路の一方の半導体スイッチをオフ状態にさせ、かつ、前記整流回路の他方の半導体スイッチをオン・オフ動作させて、前記一方の半導体スイッチの駆動電源を前記駆動電源回路に充電させることを特徴とする。

この発明によれば、整流回路を構成する複数の半導体スイッチを単電源で駆動するようにしたので、回路構成が簡素化され、更なるコストの低減化を図ることができる、という効果を奏する。

図１は、本発明の実施の形態１に係る直流電源装置の構成例を示す図である。 図２は、図１に示される駆動部の構成例を示す図である。 図３は、本発明の実施の形態１に係る直流電源装置におけるＭＯＳＦＥＴの動作説明図である。 図４は、本発明の実施の形態１に係る直流電源装置において充電時間が設定時間を経過した後における半導体スイッチのオン／オフ制御タイミングを示す図である。 図５は、本発明の実施の形態１に係る直流電源装置において充電時間が設定時間を経過する前における半導体スイッチのオン／オフ制御タイミングを示す図である。 図６は、本発明の実施の形態１に係る直流電源装置における半導体スイッチのオン／オフ動作の制御を示すフローチャートである。 図７は、本発明の実施の形態２に係る直流電源装置の構成例を示す図である。 図８は、本発明の実施の形態２に係る直流電源装置から出力される直流電圧と入力電流の波形を示す図である。 図９は、本発明の実施の形態２に係る直流電源装置における半導体スイッチのオン／オフ動作の制御を示すフローチャートである。 図１０は、本発明の実施の形態３に係る直流電源装置の構成例を示す図である。 図１１は、本発明の実施の形態３に係る直流電源装置において充電時間が設定時間を経過した後における半導体スイッチのオン／オフ制御タイミングを示す図である。 図１２は、本発明の実施の形態４に係る直流電源装置の構成例を示す図である。 図１３は、本発明の実施の形態５に係る直流電源装置において充電時間が設定時間を経過した後における半導体スイッチのオン／オフ制御タイミングを示す図である。 図１４は、本発明の実施の形態６に係る直流電源装置の構成例を示す図である。 図１５は、本発明の実施の形態６に係る直流電源装置において充電時間が設定時間を経過した後における半導体スイッチのオン／オフ制御タイミングを示す図である。 図１６は、本発明の実施の形態６に係る直流電源装置の変形例を示す図である。 図１７は、本発明の実施の形態７に係る冷凍サイクル装置の構成図である。

以下に、本発明に係る直流電源装置、冷凍サイクル装置、空気調和機および冷蔵庫の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係る直流電源装置の構成例を示す図であり、図２は、図１に示される駆動部１４の構成例を示す図であり、図３は、本発明の実施の形態１に係る直流電源装置におけるＭＯＳＦＥＴの動作説明図であり、図４は、本発明の実施の形態１に係る直流電源装置において充電時間Ｔａが設定時間Ｔｏを経過した後における半導体スイッチ３，４のオン／オフ制御タイミングを示す図であり、図５は、本発明の実施の形態１に係る直流電源装置において充電時間Ｔａが設定時間Ｔｏを経過する前における半導体スイッチ３，４のオン／オフ制御タイミングを示す図であり、図６は、本発明の実施の形態１に係る直流電源装置における半導体スイッチ３，４のオン／オフ動作の制御を示すフローチャートである。

図１に示される直流電源装置は、交流電源１、リアクタ２、半導体スイッチ３、半導体スイッチ４、ダイオード５、ダイオード６、コンデンサ７、制御部１０、直流電圧検出器１１、交流電圧検出器１２、交流電流検出器１３、および駆動部１４を備える。半導体スイッチ３，４およびダイオード５，６は、整流回路５０を形成している。

リアクタ２は、整流回路５０の各入力端と交流電源１との間に挿入されている。整流回路５０は、交流電源１から出力された交流電圧を直流電圧に変換する。整流回路５０を形成している半導体スイッチ３，４は、例えばＭＯＳＦＥＴである。半導体スイッチ３，４にＭＯＳＦＥＴを用いた場合、素子内部に寄生ダイオード３ａ，４ａが存在するため、スイッチオフ状態では、半導体スイッチ３，４はダイオードとなり、これらの素子とダイオード５，６とをあわせた４素子でブリッジ整流器の構成となる。

整流回路５０の出力端間にはコンデンサ７が接続され、コンデンサ７は、整流回路５０から出力された直流電圧を平滑化する。コンデンサ７の両端には負荷８が接続される。

交流電流検出器１３は、交流電源１とリアクタ２との間に接続され、交流電源１から整流回路５０へ流れ込む電源電流Ｉｓの値を検出する。交流電圧検出器１２は、交流電源１の電源電圧Ｖｓを検出して制御部１０が取り扱い可能な値に変換する。直流電圧検出器１１は、コンデンサ７の両端電圧（直流電圧）を検出して制御部１０が取り扱い可能な値に変換する。

制御部１０は、交流電圧検出器１２で検出された電源電圧値と、交流電流検出器１３で検出された電源電流値と、直流電圧検出器１１で検出された直流電圧値とに基づいて、半導体スイッチ３，４などの制御を行う。この制御部１０はマイクロコンピュータなどで実現される。

制御部１０では半導体スイッチ３，４を制御するための駆動信号ｓ１，ｓ２が生成され、駆動部１４は、制御部１０で生成された駆動信号ｓ１，ｓ２を、半導体スイッチ３，４が駆動可能な電圧レベルに変換し、駆動信号Ｓ１，Ｓ２として出力する。駆動部１４の詳細に関しては後述する。

図３には半導体スイッチ３，４の一例としてＮ型チャネルのＭＯＳＦＥＴが示されている。一般的にＭＯＳＦＥＴは、そのゲートに電荷が供給されると、単方向通流素子としてではなく、逆方向にも電流を流す性質がある。ここでいう逆方向とは、ＭＯＳＦＥＴの内部に形成される寄生ダイオード３ａ，４ａ、または寄生ダイオード３ａ，４ａと同一方向に並列に外付けされたダイオード５，６が、オンする電流の方向である。図３に示されるＭＯＳＦＥＴには、そのソース側が正となるように電圧が印加（以下、この状態を「逆電圧印加」という）されている。

図３（ａ）には、ＭＯＳＦＥＴのゲートとソースとの間に電圧が印加されておらずオフとなっている状態（「ゲートオフ状態」という）が示されている。このゲートオフ状態においては、寄生ダイオード３ａ，４ａを経由して電流が流れる。図３（ｂ）には、ＭＯＳＦＥＴのゲートとソースとの間に電圧が印加されオンとなっている状態（「ゲートオン状態」という）が示されている。ゲートオン状態において、ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗による電圧低下が寄生ダイオード３ａ，４ａの順方向電圧より低い場合、電流は、寄生ダイオード３ａ，４ａではなくトランジスタ側に流れる。この場合、ダイオードの導通損失よりもＭＯＳＦＥＴのオン抵抗による導通損失の方が小さくなる。ＭＯＳＦＥＴに対する逆電圧印加によって電流を逆方向に導通させ、これにより導通損失を低減させる技術は、一般的に同期整流と呼ばれる。本実施の形態に係る直流電源装置がダイオードの代わりに半導体スイッチ３，４を備えた構成としているのは、ダイオードでの導通損失を低減するためである。

図１に示される回路構成において、半導体スイッチ３，４がゲートオフ状態であれば、整流回路５０は、半導体スイッチ３の寄生ダイオード３ａと半導体スイッチ４の寄生ダイオード４ａとを介した全波整流回路となり、この場合、半導体スイッチ３，４の代わりにダイオードを使用しても同動作が可能である。

図４（ａ）には、交流電源１の電源電圧Ｖｓの波形が示され、ここでは図１に示される電源電圧Ｖｓの矢印の方向を正極とする。図４（ｂ）には、交流電源１から整流回路５０へ流れ込む電源電流Ｉｓの波形が示され、ここでは図１で示される電源電流Ｉｓの矢印の方向を正方向とする。

制御部１０は、図４（ｂ）に示される電源電流Ｉｓ（交流電流検出器１３で検出された電源電流値）に同期させて、駆動信号ｓ１を生成し、駆動部１４ではこの駆動信号ｓ１に基づいて図４（ｃ）に示されるような駆動信号Ｓ１が生成され、この駆動信号Ｓ１により半導体スイッチ３がオン／オフ制御される。より詳細には、制御部１０は、電源電流Ｉｓが正方向に流れ始めるタイミングｔ１で半導体スイッチ３をゲートオン状態にさせ、その後、電源電流Ｉｓが０となるタイミングｔ２で半導体スイッチ３をゲートオフ状態にさせる。また、制御部１０は、図４（ｂ）に示される電源電流Ｉｓに同期させて、駆動信号ｓ２を生成し、駆動部１４ではこの駆動信号ｓ２に基づいて図４（ｄ）に示されるような駆動信号Ｓ２が生成され、この駆動信号Ｓ２により半導体スイッチ３がオン／オフ制御される。より詳細には、制御部１０は、電源電流Ｉｓが逆方向に流れ始めるタイミングｔ３で半導体スイッチ４をゲートオン状態にさせ、その後、電源電流Ｉｓが０となるタイミングｔ４でゲートオフ状態にさせる。

この動作により、半導体スイッチ３，４を流れる電流は、半導体スイッチ３，４の内の寄生ダイオード３ａ，４ａではなく、それぞれ、トランジスタ側を流れるので、ダイオードの順方向電圧ではなくトランジスタでの電圧降下による損失となり、半導体スイッチ３，４における導通損失を低減できる。

次に、駆動部１４の構成を説明する。図２に示される駆動部１４は、主たる構成として、ＩＣ６０と、ブートストラップコンデンサ６１、ゲート抵抗６２ａ，６２ｂと、ゲート・ソース間抵抗６３ａ，６３ｂと、コンデンサ６４ａ，６４ｂとを有して構成されている。

ＩＣ６０は例えばＨＶＩＣであり、ＩＣ６０には、回路電源Ｖ_ＤＤが供給されると共に、制御部１０からの駆動信号ｓ１，ｓ２が入力される。なお、ＩＣ６０は、ＨＶＩＣに限定されるものではない。

ブートストラップコンデンサ６１の一端は、抵抗とダイオードから成る直列回路を介して回路電源Ｖ_ＤＤに接続されると共に、ＩＣ６０の上側アーム駆動部６０ａに接続される。ブートストラップコンデンサ６１の他端は、半導体スイッチ３を構成するＭＯＳＦＥＴのソースと半導体スイッチ４を構成するＭＯＳＦＥＴのドレインとの接続点に接続されると共に、上側アーム駆動部６０ａに接続される。

ゲート抵抗６２ａは上側アーム駆動部６０ａと半導体スイッチ３を構成するＭＯＳＦＥＴのゲートとの間に接続される。コンデンサ６４ａはゲート抵抗６２ａと平行に接続される。ゲート抵抗６２ｂの下側アーム駆動部６０ｂと半導体スイッチ４を構成するＭＯＳＦＥＴのゲートとの間に接続される。コンデンサ６４ｂはゲート抵抗６２ｂと平行に接続される。

このように構成された駆動部１４では、半導体スイッチ３のＭＯＳＦＥＴを駆動するために必要な電荷を、ブートストラップコンデンサ６１に蓄える必要がある。そのため、制御部１０では、先ず、半導体スイッチ４のＭＯＳＦＥＴを一定時間（後述する充電時間Ｔａ）ゲートオン状態にさせるための駆動信号ｓ２が生成され、下側アーム駆動部６０ｂがこの駆動信号ｓ２に従って動作することにより、半導体スイッチ４がゲートオン状態となり、図２の一点鎖線で示される経路で電流が流れ、ブートストラップコンデンサ６１が充電される。

ブートストラップコンデンサ６１の充電時間の計算は、（１）式および（２）式に従って決定される。なお、ＶｃｃはＩＣ６０に入力される直流電源を表し、Ｒはゲート抵抗とゲート・ソース間抵抗との和を表し、Ｃはブートストラップコンデンサ６１の容量を表す。

ただし、電源電圧Ｖｓが正極のときに半導体スイッチ４がゲートオン状態にされた場合、ダイオード６、半導体スイッチ４の順で電流が流れ、電源短絡状態になる虞がある。このような電源短絡を避けるため、制御部１０は、半導体スイッチ４の一定時間ゲートオン状態にさせる際、交流電源１の極性を判定して、電源電圧Ｖｓが負極のとき、半導体スイッチ４をゲートオン状態にさせる。この動作によりブートストラップコンデンサ６１が充電される。

従来の直流電源装置は、上側アーム（半導体スイッチ３）駆動用回路と下側アーム（半導体スイッチ４）駆動用回路の駆動電源として、複数の絶縁電源を必要としていた。従って、駆動部１４の構成を簡素化してコストの低減化を図るというニーズに対応することができないという課題があった。

本実施の形態に係る駆動部１４では、上側アームの半導体スイッチ３を駆動するための基準電位（第１の基準電位）が、半導体スイッチ３と半導体スイッチ４との接続点、すなわち半導体スイッチ３を構成するＭＯＳＦＥＴのソースと半導体スイッチ４を構成するＭＯＳＦＥＴのドレインとの接続点に設けられている。そして、駆動部１４では、半導体スイッチ４がゲートオン状態のときブートストラップコンデンサ６１が充電され、このことにより第１の基準電位が上昇する。従って、ＩＣ６０のＧＮＤと半導体スイッチ４を構成するＭＯＳＦＥＴのソースとの接続点における電位、すなわち下側アームを駆動するための基準電位（第２の基準電位）と第１の基準電位との差ができる。このように、本実施の形態に係る駆動部１４では、絶縁トランスなどの絶縁電源を用いなくとも半導体スイッチ３をフローティングしつつ、２つの素子を単電源で駆動することが可能である。その結果、従来技術に比べて駆動部１４の構成を簡素化することができ、コスト低減を図ることが可能である。

図６において、まず制御部１０では、充電時間Ｔａが所定の設定時間Ｔｏを経過したか否かが判定され、充電時間Ｔａが設定時間Ｔｏを経過していない場合（ステップＳ１,Ｎｏ）、制御部１０では、交流電源１の極性が判定され、交流電源１の極性が正極の場合（ステップＳ２,Ｙｅｓ）、半導体スイッチ３をゲートオフ状態にさせる駆動信号ｓ１が生成され、かつ、ブートストラップコンデンサ６１を充電するため半導体スイッチ４をゲートオン状態にさせる駆動信号ｓ２が生成される。

ステップＳ２において、交流電源１の極性が負極の場合（ステップＳ２,Ｎｏ）、半導体スイッチ３,４をゲートオフ状態にさせる駆動信号ｓ１,ｓ２が生成される。

ステップＳ１において、充電時間Ｔａが設定時間Ｔｏを経過した場合（ステップＳ１,Ｙｅｓ）、制御部１０では、交流電源１の極性が判定され、交流電源１の極性が正極の場合（ステップＳ５,Ｙｅｓ）、半導体スイッチ３をゲートオン状態にさせる駆動信号ｓ１が生成され、かつ、半導体スイッチ４をゲートオフ状態にさせる駆動信号ｓ２が生成される。

ステップＳ５において、交流電源１の極性が負極の場合（ステップＳ５,Ｎｏ）、半導体スイッチ３をゲートオフ状態にさせる駆動信号ｓ１が生成され、かつ、半導体スイッチ４をゲートオン状態にさせる駆動信号ｓ２が生成される。

図５（ａ）には電源電圧Ｖｓの波形が示され、図５（ｂ）には電源電流Ｉｓの波形が示されている。また、図５（ｃ）には充電時間Ｔａが設定時間Ｔｏを経過する前における駆動信号Ｓ１の波形が示され、図５（ｄ）には充電時間Ｔａが設定時間Ｔｏを経過する前における駆動信号Ｓ２の波形が示されている。

なお、本実施の形態では、一例として交流電流検出器１３で検出された電源電流値に同期させて駆動信号ｓ１,ｓ２を生成する構成例を説明したが、これに限定されるものではない。本実施の形態に係る直流電源装置は、交流電圧検出器１２で検出された電源電圧値に同期させて駆動信号ｓ１,ｓ２を生成するように構成してもよい。

また、本実施の形態の整流回路５０では、一例として、２つの素子が半導体スイッチ（ＭＯＳＦＥＴ）で構成されているが、ダイオード５，６も半導体スイッチで構成してもよい。この場合、制御部１０は、半導体スイッチ３とダイオード６の代わりに用いられる半導体スイッチとの双方を図４（ｃ）示される駆動信号によってオン／オフ動作させればよい。また、制御部１０は、半導体スイッチ４とダイオード５の代わりに用いられる半導体スイッチとの双方を図４（ｄ）示される駆動信号によってオン／オフ動作させればよい。このような構成とすることで、ダイオード５，６の代わりに用いられる半導体スイッチの損失がダイオード５，６における導通損失よりも低減され、より高効率な直流電源装置を得ることができる。

以上に説明したように、本実施の形態にかかる直流電源装置は、ブリッジ整流器を構成しているダイオードのうち、少なくとも一つを半導体スイッチに置き換えた構成の整流回路５０と、交流電源１から整流回路５０に印加される交流電圧の値を検出する交流電圧検出器１２と、少なくとも交流電圧検出器１２で検出された電圧値に基づいて整流回路５０の上下アームを構成する一対の半導体スイッチ３，４の駆動信号ｓ１，ｓ２を生成する制御部１０と、駆動信号ｓ１，ｓ２に基づいて半導体スイッチを駆動する駆動電源回路（ＩＣ６０，６１など）を有する駆動部１４と、を備え、制御部１０は、前記電圧値に基づいて交流電源１の極性を判定し、この極性に応じて整流回路５０の一方の半導体スイッチ（例えば半導体スイッチ３）をオフ状態にさせ、かつ、整流回路５０の他方の半導体スイッチ（例えば半導体スイッチ４）をオン・オフ動作させて、一方の半導体スイッチ３の駆動電源を前記駆動電源回路に充電させるように構成されている。この構成により、２つの素子を単電源で駆動することができ、その結果、従来技術に比べて駆動部１４の構成を簡素化することができ、コスト低減を図ることが可能である。

また本実施の形態にかかる駆動部１４は、一方の半導体スイッチ３と他方の半導体スイッチ３との第１の接続点ｅに一端が接続され、他端が直流電源Ｖｃｃに接続された駆動電源としての蓄電素子（ブートストラップコンデンサ６１）を有し、ブートストラップコンデンサ６１が充電されるとき、駆動電源回路（ＩＣ６０）の接地端子ＧＮＤと他方の半導体スイッチ３との第２の接続点ｆの電位（第２の基準電位）が、第１の接続点ｅの電位（第１の基準電位）より低くなるように構成されている。この構成により、絶縁トランスなどの絶縁電源を用いなくとも半導体スイッチ３をフローティングしつつ、２つの素子を単電源で駆動することができる。

また本実施の形態にかかる制御部１０は、電源電流Ｉｓが正方向に流れ始めるタイミングｔ１で一方の半導体スイッチ３をオン状態にさせ、電源電流Ｉｓが０となるタイミングｔ２で半導体スイッチ３をオフ状態にさせ、電源電流Ｉｓが逆方向に流れ始めるタイミングｔ３で他方の半導体スイッチ４をオン状態にさせ、電源電流Ｉｓが０となるタイミングｔ４で半導体スイッチ４をオフ状態にさせるように構成されている。この構成により、半導体スイッチ３，４を流れる電流は、半導体スイッチ３，４の内の寄生ダイオード３ａ，４ａではなく、それぞれトランジスタ側を流れるので、ダイオードの順方向電圧ではなくトランジスタでの電圧降下による損失となり、半導体スイッチ３，４における導通損失を低減できる。

実施の形態２．
図７は、本発明の実施の形態２に係る直流電源装置の構成例を示す図であり、図８は、本発明の実施の形態２に係る直流電源装置から出力される直流電圧と入力電流の波形を示す図であり、図９は、本発明の実施の形態２に係る直流電源装置における半導体スイッチ３，４のオン／オフ動作の制御を示すフローチャートである。

実施の形態１との相違点は、交流電流検出器１３が省かれている点と、制御部１０の代わりに制御部１０Ａが用いられている点と、交流電圧検出器１２で検出された電源電圧値と直流電圧検出器１１で検出された直流電圧値とに基づいて電源電流Ｉｓが０となるタイミングを検出するように構成されている点である。以下、実施の形態１と同一部分には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。

図８（ａ）には、直流電圧検出器１１で検出された直流電圧の波形が実線で示され、交流電圧検出器１２で検出された電源電圧Ｖｓの波形が破線で示されている。電源電圧Ｖｓは、説明の便宜上、全波整流されたものとして示されている。図８（ｂ）には、電源電流Ｉｓの波形が示され、逆方向に流れる電源電流Ｉｓの波形は、説明の便宜上、正方向側に反転して示されている。

電源電流Ｉｓは、電源電圧Ｖｓの絶対値がコンデンサ７の両端電圧（直流電圧値）よりも高くなったとき、半導体スイッチ３,４のＭＯＳＦＥＴに電流が流れ始める。従って、制御部１０では、交流電圧検出器１２で検出された電源電圧Ｖｓの絶対値と交流電圧検出器１２で検出された直流電圧値とに基づいて、電源電流Ｉｓが流れ始めるタイミング（１）を検出することができる。

その後、電源電圧Ｖｓの絶対値が直流電圧値より低くなるタイミング（２）以降では、電源電流Ｉｓが直ちに０とはならず、しばらく電源電流Ｉｓが流れ続ける。これは、リアクタ２に電流を流し続ける性質があるためである。

そして、この電源電流Ｉｓは、タイミング（３）において０となる。このタイミング（３）以降においても半導体スイッチ３または半導体スイッチ４がゲートオン状態となっている場合、直流電圧によって交流電源１側に電流が逆流してしまい、回生状態となる。従って、タイミング（３）で半導体スイッチ３または半導体スイッチ４がオンからオフへ確実に移行するように制御する必要がある。本実施の形態に係る制御部１０では、このタイミング（３）が演算で求められる。

整流後の直流電圧をＶｄｃとし、リアクタ２のインダクタンスをＬとしたとき、電源電圧Ｖｓ、直流電圧Ｖｄｃ、電源電流Ｉｓ、およびインダクタンスＬの間には（３）式のような関係式が成立する。なお、ここでは、リアクタ２の抵抗成分と配線インピーダンスは０であるものと仮定している。

（３）式より、電源電流Ｉｓは、（｜Ｖｓ｜−Ｖｄｃ）／Ｌを積分することによって算出される。また、リアクタ２のインダクタンスＬの値は既知であるので、制御部１０は、直流電圧検出器１１で検出される直流電圧Ｖｄｃと交流電圧検出器１２で検出される電源電圧Ｖｓによって電源電流Ｉｓを算出する。

タイミング（１）からタイミング（２）までの間における（｜Ｖｓ｜−Ｖｄｃ）／Ｌの積分値は上昇するが、タイミング（２）以降の積分値は低下し始め、タイミング（３）においては積分値が０となる。制御部１０は、この積分値を算出および監視することによって、タイミング（３）を検出して半導体スイッチ３または半導体スイッチ４をゲートオフ状態にさせる。

図９を用いて本実施の形態に係る直流電源装置の動作を説明する。まず制御部１０Ａでは、充電時間Ｔａが所定の設定時間Ｔｏを経過したか否かが判定される（ステップＳ１０）。

充電時間Ｔａが設定時間Ｔｏを経過していない場合（ステップＳ１０,Ｎｏ）、制御部１０Ａでは、交流電源１の極性が判定される（ステップＳ１１）。

交流電源１の極性が正極の場合（ステップＳ１１,Ｙｅｓ）、半導体スイッチ３をゲートオフ状態にさせる駆動信号ｓ１が生成され、かつ、ブートストラップコンデンサ６１を充電するため半導体スイッチ４をゲートオン状態にさせる駆動信号ｓ２が生成される。交流電源１の極性が負極の場合（ステップＳ１１,Ｎｏ）、半導体スイッチ３,４をゲートオフ状態にさせる駆動信号ｓ１,ｓ２が生成される。

ステップＳ１０において、充電時間Ｔａが設定時間Ｔｏを経過した場合（ステップＳ１０,Ｙｅｓ）、制御部１０Ａでは、電源電圧Ｖｓの絶対値と直流電圧Ｖｄｃとが比較され、タイミング（１）を検出したか否かが判定される（ステップＳ１４）。

例えば、電源電圧Ｖｓの絶対値が直流電圧Ｖｄｃを超えたとき、制御部１０Ａではタイミング（１）が検出される（ステップＳ１４,Ｙｅｓ）。タイミング（１）を検出した制御部１０Ａでは、（｜Ｖｓ｜−Ｖｄｃ）／Ｌの積分演算が行われる（ステップＳ１５）。そして、制御部１０Ａでは、積分値が０以下になったか否かが判定される（ステップＳ１６）。

積分値が０以下になったとき（ステップＳ１６,Ｙｅｓ）、制御部１０Ａでは電源電流Ｉｓが０となるタイミング（３）が検出される。その結果、制御部１０Ａは、積分演算を完了すると共に（ステップＳ１７）、演算を完了した積分値をリセットする（ステップＳ１８）。そして、制御部１０Ａでは、半導体スイッチ３,４をゲートオフ状態にさせる駆動信号ｓ１,ｓ２が生成される（ステップＳ１９）。

ステップＳ１４において、電源電圧Ｖｓの絶対値が直流電圧Ｖｄｃを超えていないとき、制御部１０Ａでは、タイミング（１）が検出されず（ステップＳ１４,Ｎｏ）、ステップＳ１９の動作が実行される。

ステップＳ１６において、積分値が０以下になっていないとき（ステップＳ１６,Ｎｏ）、制御部１０Ａは、電源電流Ｉｓが流れ始めたものと判定し、交流電源１の極性を判定する（ステップＳ２０）。

交流電源１の極性が正極の場合（ステップＳ２０,Ｙｅｓ）、制御部１０Ａでは、半導体スイッチ３をゲートオン状態にさせ、かつ、半導体スイッチ４をゲートオフ状態にさせる駆動信号ｓ１,ｓ２が生成される（ステップＳ２１）。

ステップＳ２０において、交流電源１の極性が負極の場合（ステップＳ２０,Ｎｏ）、制御部１０Ａでは、半導体スイッチ３をゲートオフ状態にさせ、かつ、半導体スイッチ４をゲートオン状態にさせる駆動信号ｓ１,ｓ２が生成される（ステップＳ２２）。

なお、図９に示されるフロー図では、ステップＳ１６で積分値が０以下であると判定された後に、ステップＳ１７,Ｓ１８,Ｓ１９の順序で処理が行われているが、制御部１０Ａの処理順序は、これに限定されるものではない。制御部１０Ａは、積分値が０以下であると判定した直後に、ステップＳ１９の処理を実施するように構成してもよい。

実施の形態２の構成により、電流センサレスによって安価に同期整流動作を実現することができ、実施の形態１に比べてよりコストを低減することができる。

実施の形態３．
図１０は、本発明の実施の形態３に係る直流電源装置の構成例を示す図であり、図１１は、本発明の実施の形態３に係る直流電源装置において充電時間Ｔａが設定時間Ｔｏを経過した後における半導体スイッチ３，４のオン／オフ制御タイミングを示す図である。

実施の形態２との相違点は、整流回路５０の代わりに整流回路５０Ｂが用いられている点と、制御部１０Ａの代わりに制御部１０Ｂが用いられている点である。以下、実施の形態２と同一部分には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。

整流回路５０Ｂは、ダイオード５のアノードと半導体スイッチ３を構成するＭＯＳＦＥＴのドレインとが接続された直列回路と、ダイオード６のアノードと半導体スイッチ４を構成するＭＯＳＦＥＴのドレインとが接続された直列回路とが、並列に接続されて構成されている。このとき、ダイオード５と半導体スイッチ３との接続点ａ、および、ダイオード６と半導体スイッチ４との接続点ｂが、整流回路５０Ｂの入力端となる。また、ダイオード５と半導体スイッチ３との直列回路の両端、およびダイオード６と半導体スイッチ４との直列回路の両端が整流回路５０Ｂの出力端となる。

図１１（ａ）には、交流電源１の電源電圧Ｖｓの波形が示され、ここでは図１に示される電源電圧Ｖｓの矢印の方向を正極とする。図１１（ｂ）には、交流電源１から整流回路５０へ流れ込む電源電流Ｉｓの波形が示され、ここでは図１で示される電源電流Ｉｓの矢印の方向を正方向とする。このとき、制御部１０Ｂは、図１１（ｂ）に示される電源電流Ｉｓに同期させて、駆動信号ｓ１を生成し、駆動部１４ではこの駆動信号ｓ１に基づいて図１１（ｃ）に示されるような駆動信号Ｓ１が生成され、この駆動信号Ｓ１により半導体スイッチ３がオン／オフ制御される。また、制御部１０Ｂは、図１１（ｂ）に示される電源電流Ｉｓに同期させて、駆動信号ｓ２を生成し、駆動部１４ではこの駆動信号ｓ２に基づいて図１１（ｄ）に示されるような駆動信号Ｓ２が生成され、この駆動信号Ｓ２により半導体スイッチ３がオン／オフ制御される。

ここで、実施の形態３に係る直流電源装置では、実施の形態２とは異なり、半導体スイッチ３，４が同時にオンとなった場合でも、コンデンサ７が短絡状態となることはない。従って、実施の形態２のように半導体スイッチ３,４が同時にオンとならないように制御する必要はなく、制御動作の信頼性が向上する。

具体的には、制御部１０Ｂは、電源電圧Ｖｓが負極から正極に変化することを検出した場合、電源電圧Ｖｓが正極側であるとき整流するためにゲートオン状態にさせる半導体スイッチ３をオンにさせ、かつ、半導体スイッチ４をパルス状にゲートオン状態にさせる。これによって、半導体スイッチ４がゲートオン状態となっている間、交流電源１が短絡状態となり、交流電源１、リアクタ２、半導体スイッチ４、半導体スイッチ３、交流電源１の順で短絡電流が流れる。そして、制御部１０Ｂは、半導体スイッチ４をゲートオフ状態にさせた後、電源電流Ｉｓが０となるタイミングでＭＯＳＦＥＴ３をゲートオフ状態にさせる。

また、制御部１０Ｂは、電源電圧Ｖｓが正極から負極に変化することを検出した場合、電源電圧Ｖｓが負極側であるとき整流するためにゲートオン状態にさせる半導体スイッチ４をオンにさせ、半導体スイッチ３をパルス状にゲートオン状態にさせる。これによって、半導体スイッチ３がパルス状にゲートオン状態となっている間、交流電源１は短絡状態となり、交流電源１、半導体スイッチ３、半導体スイッチ４、リアクタ２、交流電源１の順で短絡電流が流れる。そして、制御部１０Ｂは、半導体スイッチ３をゲートオフ状態にさせた後、電源電流Ｉｓが０となるタイミングで半導体スイッチ４をゲートオフ状態にさせる。

以上に説明したように、本実施の形態に係る直流電源装置では、半導体スイッチ３と半導体スイッチ４とが各々ＭＯＳＦＥＴで構成され、整流回路５０Ｂは、ダイオード５のアノードと一方のＭＯＳＦＥＴのドレインとが接続された直列回路と、このダイオード４とは異なるダイオード６のアノードと他方のＭＯＳＦＥＴのドレインとが接続された直列回路とが、並列に接続されて成る。この構成により、実施の形態１，２の効果を有すると共に、半導体スイッチ３，４が同時にゲートオン状態とならないように制御する必要がなく、制御動作の信頼性を向上させることができる。

実施の形態４．
図１２は、本発明の実施の形態４に係る直流電源装置の構成例を示す図である。実施の形態２との相違点は、制御部１０Ａの代わりに制御部１０Ｃが用いられている点と、コンデンサ７の代わりにコンデンサ７ａ，７ｂの直列回路が用いられている点と、コンデンサ７ａとコンデンサ７ｂとの接続点ｃがダイオード５とダイオード６との接続点ｄに接続されている点である。このような回路構成によって、いわゆる倍電圧整流回路が構成される。

実施の形態４に係る直流電源装置の動作は基本的に実施の形態２と同様である。ただし、実施の形態４に係る直流電源装置は、直流電圧検出器１１で検出される直流電圧Ｖｄｃが、電源電圧Ｖｓの絶対値のピーク値の略２倍となることを考慮している。例えば、図９のフローチャートのステップＳ１４において、Ｖｄｃ／２＜｜Ｖｓ｜となったとき、制御部１０Ｃは、タイミング（１）を検出したものと判断して、ステップＳ１５の処理を行う。一方、Ｖｄｃ／２＜｜Ｖｓ｜とならならいとき、制御部１０ＣはステップＳ１９の処理を行う。また、ステップＳ１５において、制御部１０Ｃは、（｜Ｖｓ｜−Ｖｄｃ／２）／Ｌの積分演算を開始する。その他の処理に関しては、実施の形態２と同様である。

以上に説明したように、本実施の形態に係る整流回路５０は、整流回路５０の出力端子間に接続された２つのコンデンサ７ａ，７ｂとともに倍電圧整流回路を形成している。この構成により、実施の形態１，２の効果を有すると共に、倍電圧整流回路においても電流センサレスによって安価に同期整流動作を実現することができる。

実施の形態５．
図１３は、本発明の実施の形態５に係る直流電源装置において充電時間Ｔａが設定時間Ｔｏを経過した後における半導体スイッチ３，４のオン／オフ制御タイミングを示す図である。本実施の形態に係る直流電源装置は、回路構成が実施の形態１と同様であるが、制御部１０の制御が異なる。

図１３（ａ）には、交流電源１の電源電圧Ｖｓの波形が示され、ここでは図１に示される電源電圧Ｖｓの矢印の方向を正極とする。図１３（ｂ）には、交流電源１から整流回路５０へ流れ込む電源電流Ｉｓの波形が示され、ここでは図１で示される電源電流Ｉｓの矢印の方向を正方向とする。このとき、制御部１０は、図１３（ｂ）に示される電源電流Ｉｓに同期させて、駆動信号ｓ１を生成し、駆動部１４ではこの駆動信号ｓ１に基づいて図１３（ｃ）に示されるような駆動信号Ｓ１が生成され、この駆動信号Ｓ１により半導体スイッチ３がオン／オフ制御される。また、制御部１０は、図１３（ｂ）に示される電源電流Ｉｓに同期させて、駆動信号ｓ２を生成し、駆動部１４ではこの駆動信号ｓ２に基づいて図１３（ｄ）に示されるような駆動信号Ｓ２が生成され、この駆動信号Ｓ２により半導体スイッチ３がオン／オフ制御される。

具体的には、制御部１０は、交流電源１の極性が負極から正極に変化することを検出した場合、交流電源１が正極側である場合に整流するためゲートオン状態にさせる半導体スイッチ３ではなく、半導体スイッチ４をパルス状にゲートオン状態にさせる。これによって、半導体スイッチ４がパルス状にゲートオン状態となっている間、交流電源１が短絡状態となり、交流電源１、リアクタ２、半導体スイッチ４、ダイオード６、交流電源１の順で短絡電流が流れる。

このとき、制御部１０は、半導体スイッチ４がパルス状にゲートオン状態になっている間、半導体スイッチ３をゲートオフ状態にしておく。これは、双方の半導体スイッチ３，４がゲートオン状態になっていると、コンデンサ７が短絡状態となり破損する危険性があるからである。

そして、制御部１０は、半導体スイッチ４をゲートオフ状態にさせるのとほぼ同時に、半導体スイッチ３をゲートオン状態にさせる。その後、短絡電流と同方向の電源電流Ｉｓが流れ続け、制御部１０は、この電源電流Ｉｓが０となるタイミングでＭＯＳＦＥＴ３をゲートオフ状態にさせる。その後、短絡電流と同方向の電源電流Ｉｓが流れ続け、制御部１０は、この電源電流Ｉｓが０となるタイミングで半導体スイッチ３をゲートオフ状態にさせる。

また、制御部１０は、検出される電源電圧Ｖｓが正極から負極に変化することを検出した場合、電源電圧Ｖｓが負極側である場合に整流するためにゲートオン状態にさせる半導体スイッチ４ではなく、半導体スイッチ３をパルス状にゲートオン状態にさせる。これによって、半導体スイッチ３がパルス状にゲートオン状態となっている間、交流電源１が短絡状態となり、交流電源１、ダイオード５、半導体スイッチ３、リアクタ２、交流電源１の順で短絡電流が流れる。そして、制御部１０は、半導体スイッチ３をゲートオフ状態にさせるのとほぼ同時に、半導体スイッチ４をゲートオン状態にさせる。その後、短絡電流と同方向の電源電流Ｉｓが流れ続け、制御部１０は、この電源電流Ｉｓが０となるタイミングで半導体スイッチ４をゲートオフ状態にさせる。

実施の形態５の動作によって、力率改善および高調波電流低減用の新たなスイッチング素子等を追加することなく、安価に力率改善および高調波電流低減を実現できる。

実施の形態６．
図１４は、本発明の実施の形態６に係る直流電源装置の構成例を示す図であり、図１５は、本発明の実施の形態６に係る直流電源装置において充電時間Ｔａが設定時間Ｔｏを経過した後における半導体スイッチ３，４のオン／オフ制御タイミングを示す図である。

実施の形態４との相違点は、整流回路５０の入力側に交流電源１を短絡させる短絡手段を追加している点と、制御部１０の代わりに制御部１０Ｄが用いられている点である。短絡手段としては整流ブリッジ回路２１とＩＧＢＴ等のスイッチング素子２０とから成る。整流ブリッジ回路２１の入力端が整流回路５０の入力端に並列に接続され、整流ブリッジ回路２１の出力側にスイッチング素子２０が接続されている。スイッチング素子２０は、制御部１０Ｄによってオン／オフ動作が制御される。

図１５（ａ）には、交流電源１の電源電圧Ｖｓの波形が示され、ここでは図１に示される電源電圧Ｖｓの矢印の方向を正極とする。図１５（ｂ）には、交流電源１から整流回路５０へ流れ込む電源電流Ｉｓの波形が示され、ここでは図１で示される電源電流Ｉｓの矢印の方向を正方向とする。このとき、制御部１０Ｄは、図１５（ｂ）に示される電源電流Ｉｓに同期させて、駆動信号ｓ１を生成し、駆動部１４ではこの駆動信号ｓ１に基づいて図１５（ｃ）に示されるような駆動信号Ｓ１が生成され、この駆動信号Ｓ１により半導体スイッチ３がオン／オフ制御される。また、制御部１０Ｄは、図１５（ｂ）に示される電源電流Ｉｓに同期させて、駆動信号ｓ２を生成し、駆動部１４ではこの駆動信号ｓ２に基づいて図１５（ｄ）に示されるような駆動信号Ｓ２が生成され、この駆動信号Ｓ２により半導体スイッチ３がオン／オフ制御される。さらに、制御部１０Ｄは、スイッチング素子２０を図１５（ｅ）で示されるような駆動信号によってオン／オフ動作させる。

具体的には、制御部１０Ｄは、交流電源１の極性が負極から正極に変化することを検出した場合、スイッチング素子２０をパルス状にオン状態にさせる。これによって、スイッチング素子２０がパルス状にオン状態になっている間、交流電源１が短絡状態となり、交流電源１、リアクタ２、整流ブリッジ回路２１、スイッチング素子２０、整流ブリッジ回路２１、交流電源１の順で短絡電流が流れる。そして、制御部１０Ｄは、スイッチング素子２０をオフ状態にさせるのとほぼ同時に、半導体スイッチ３をゲートオン状態にさせる。その後、短絡電流と同方向の電源電流Ｉｓが流れ続け、制御部１０Ｄは、この電源電流Ｉｓが０となるタイミングで半導体スイッチ３をゲートオフ状態にさせる。

また、制御部１０Ｄは、電源電圧Ｖｓが正極から負極に変化することを検出した場合、スイッチング素子２０をパルス状にオン状態にさせる。これによって、スイッチング素子２０がパルス状にオン状態になっている間、交流電源１が短絡状態となり、交流電源１、整流ブリッジ回路２１、スイッチング素子２０、整流ブリッジ回路２１、リアクタ２、交流電源１の順で短絡電流が流れる。そして、制御部１０Ｄは、スイッチング素子２０をオフ状態にさせるのとほぼ同時に、半導体スイッチ４をゲートオン状態にさせる。その後、短絡電流と同方向の電源電流Ｉｓが流れ続け、制御部１０Ｄは、この電源電流Ｉｓが０となるタイミングで半導体スイッチ４をゲートオフ状態にさせる。

このように、実施の形態６に係る直流電源装置は、交流電源１と整流回路５０との間に接続されたリアクタ２と、整流回路５０の２つの入力端子間を制御部１０Ｄの指示に従って短絡・開放する短絡手段（２１，２０）を備えるように構成されている。この構成により、例えば制御部１０Ｄが交流電源１の半周期に少なくとも１回短絡させる制御を行い、リアクタ２へのエネルギー授受も行うことによって、力率を改善することができると共に高調波電流の低減を図ることができる。

図１６は、本発明の実施の形態６に係る直流電源装置の変形例を示す図である。図１６に示される直流電源装置は、全波整流回路として動作させるか倍電圧整流回路として動作させるかを切り替える切替手段とし、ダイオード５とダイオード６との接続点ｄとコンデンサ７ａとコンデンサ７ｂとの接続点ｃとの間にリレー２２が設けられている。

リレー２２は、接続点ｃ，ｄ間を短絡または開放するためのものであり、リレー２２のオン／オフ動作によって、全波整流回路として動作させるか倍電圧整流回路として動作させるかを切り替えることができ、利便性を向上させた直流電源装置を得ることができる。なお、図１６の直流電源装置は、リレー２２が制御部１０Ｄによってオン／オフ動作が制御されるように構成されているが、外部からの切替信号によってオン／オフ動作が実施されるものとしてもよい。

実施の形態７．
図１７は、本発明の実施の形態７に係る冷凍サイクル装置の構成図である。実施の形態１〜６との相違点は、負荷８の代わりにインバータ３０が接続されている点と、冷凍サイクルを実現する構成要素として圧縮機３１、凝縮器３２、膨張器３３、および蒸発器３４が用いられている点である。

インバータ３０には圧縮機３１が接続され、圧縮機３１に接続された冷媒配管が凝縮器３２、膨張器３３、蒸発器３４の順で環状に接続されている。この接続構成により冷凍サイクルが形成される。

以下、動作を説明する。交流電源１からの電源電圧Ｖｓが直流電源装置によって整流および平滑されて直流電圧に変換される。この直流電圧はインバータ３０に入力され、インバータ３０では直流電圧が高周波電圧に変換される。インバータ３０からの高周波電圧は圧縮機３１に印加され、この高周波電圧によって圧縮機３１が回転駆動する。このことによって圧縮機３１内の冷媒が圧縮され、高温高圧の気体冷媒が吐出される。圧縮機３１から吐出された気体冷媒は、凝縮器３２に流入し、外部の空気と熱交換が実施されて凝縮される。凝縮された冷媒は、膨張器３３に流入し、膨張されて低圧低温の冷媒となる。膨張器３３から流出した冷媒は、蒸発器３４に流入し、外部の空気と熱交換が実施されて蒸発して気体冷媒となる。蒸発器３４から流出した気体冷媒は、圧縮機３１に吸入され、再び圧縮され高温高圧の気体冷媒となる。以後、この動作が繰り返される。

なお、実施の形態７には、一例として実施の形態２に係る直流電源装置が用いられているが、実施の形態７に係る冷凍サイクル装置は、これに限定されるものではなく、実施の形態１,３,４,５の何れかの直流電源装置を用いてもよい。

以上の構成および動作によって、整流回路５０における導通損失を低減した高効率な冷凍サイクル装置を得ることができる。また、力率改善および高調波電流の低減を実現した冷凍サイクル装置を得ることができる。

なお、実施の形態７に係る冷凍サイクル装置は、例えば、空気調和機や冷蔵庫に搭載してもよい。空気調和機は、室内温度が使用者によって設定された温度に近づくと安定状態となり、圧縮機３１が低速で回転するようにインバータ３０が動作する。従って、空気調和機における圧縮機３１は低速回転状態が最も長時間継続される。また、冷蔵庫は、２４時間常時運転し、低速回転における低電流状態での運転が長い。このような空気調和機または冷蔵庫のように、低電流運転が支配的な機器に対して、その効果が最も大きく反映される。

なお、実施の形態１〜７に示される半導体スイッチ３，４は、ＧａＮ（窒素ガリウム）、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）、ダイヤモンド等のワイドバンドギャップ半導体で構成されたものとしてもよい。この場合、さらなる低損失化を実現することができる。また、ワイドギャップ半導体を使用した場合、耐電圧や耐熱性が高くなるとともに許容電流密度も高くなる。そのため、半導体スイッチの小型化が可能となり、装置を小型化できる。この効果を得るためには、少なくとも一つの半導体スイッチ３，４をワイドバンドギャップ半導体で構成されたものとすればよい。

同様に、少なくとも一つの寄生ダイオード３ａ，４ａをワイドバンドギャップ半導体で構成すれば、同様の効果を得ることができる。

また、本発明の実施の形態に係る直流電源装置、冷凍サイクル装置、空気調和機および冷蔵庫は、本発明の内容の一例を示すものであり、更なる別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略するなど、変更して構成することも可能であることは無論である。

以上のように、本発明は、主に直流電源装置に適用可能であり、特に、更なるコストの低減化を図ることができる発明として有用である。

１ 交流電源、２ リアクタ、３，４ 半導体スイッチ、３ａ，４ａ 寄生ダイオード、５，６ ダイオード、７，７ａ，７ｂ コンデンサ、８ 負荷、１０，１０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃ，１０Ｄ 制御部、１１ 直流電圧検出器、１２ 交流電圧検出器、１３ 交流電流検出器、１４ 駆動部、２０ スイッチング素子、２１ 整流ブリッジ回路、２２ リレー、３０ インバータ、３１ 圧縮機、３２ 凝縮器、３３ 膨張器、３４ 蒸発器、５０，５０Ｂ 整流回路、６０ ＩＣ、６０ａ 上側アーム駆動部、６０ｂ 下側アーム駆動部、６１ ブートストラップコンデンサ、６２ａ，６２ｂ ゲート抵抗、６３ａ，６３ｂ ゲート・ソース間抵抗、６４ａ，６４ｂ コンデンサ、ｅ 第１の接続点、ｆ 第２の接続点、Ｉｓ 電源電流、Ｓ１，Ｓ２，ｓ１，ｓ２ 駆動信号、Ｔａ 充電時間、Ｖ_ＤＤ 回路電源、Ｖｓ 電源電圧。

Claims (12)

1. ブリッジ整流器を構成しているダイオードのうち、少なくとも一つを半導体スイッチに置き換えた構成の整流回路と、
   交流電源から前記整流回路に印加される交流電圧の値を検出する交流電圧検出器と、
   少なくとも前記交流電圧検出器で検出された電圧値に基づいて、前記整流回路の上下アームを構成する一対の半導体スイッチの駆動信号を生成する制御部と、
   前記駆動信号に基づいて前記半導体スイッチを駆動する駆動電源回路を有する駆動部と、
   を備え、
   制御部は、前記電圧値に基づいて前記交流電源の極性を判定し、この極性に応じて前記整流回路の一方の半導体スイッチをオフ状態にさせ、かつ、前記整流回路の他方の半導体スイッチをオン・オフ動作させて、前記一方の半導体スイッチの駆動電源を前記駆動電源回路に充電させることを特徴とする直流電源装置。
2. 前記駆動部は、
   前記一方の半導体スイッチと前記他方の半導体スイッチとの第１の接続点に一端が接続され、他端が直流電源に接続された前記駆動電源としての蓄電素子を有し、
   前記蓄電素子が充電されるとき、前記駆動電源回路の接地端子と前記他方の半導体スイッチとの第２の接続点の電位が、前記第１の接続点の電位より低いことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
3. 前記制御部は、
   電源電流が正方向に流れ始めるタイミングで前記一方の半導体スイッチをオン状態にさせ、電源電流が０となるタイミングでこの半導体スイッチをオフ状態にさせ、
   電源電流が逆方向に流れ始めるタイミングで前記他方の半導体スイッチをオン状態にさせ、電源電流が０となるタイミングでこの半導体スイッチをオフ状態にさせることを特徴とする請求項１または２に記載の直流電源装置。
4. 前記一方の半導体スイッチと前記他方の半導体スイッチとが各々ＭＯＳＦＥＴで構成され、
   前記整流回路は、
   ダイオードのアノードと一方のＭＯＳＦＥＴのドレインとが接続された直列回路と、このダイオードとは異なるダイオードのアノードと他方のＭＯＳＦＥＴのドレインとが接続された直列回路とが、並列に接続されて成ることを特徴とする請求項１〜３のいずれか一つに記載の直流電源装置。
5. 前記整流回路は、前記整流回路の出力端子間に接続された２つのコンデンサとともに倍電圧整流回路を形成していることを特徴とする請求項１〜３のいずれか一つに記載の直流電源装置。
6. 前記交流電源と前記整流回路との間に接続されたリアクタと、
   前記整流回路の２つの入力端子間を前記制御部の指示に従って短絡・開放する短絡手段と、
   を備えることを特徴とする請求項１〜５のいずれか一つに記載の直流電源装置。
7. 全波整流回路として動作させるか倍電圧整流回路として動作させるかを切り替える切替手段を備えたことを特徴とする請求項５に記載の直流電源装置。
8. 前記半導体スイッチのうち、少なくとも一つはワイドバンドギャップ半導体で構成されていることを特徴とする請求項１〜７のいずれか一つに記載の直流電源装置。
9. 前記半導体スイッチの寄生ダイオードのうち、少なくとも一つはワイドバンドギャップ半導体で構成されていることを特徴とする請求項１〜７のいずれか一つに記載の直流電源装置。
10. 請求項１〜９のいずれか一つに記載の直流電源装置と、
    前記直流電源装置から電力供給を受けて動作するインバータと、
    前記インバータにより駆動される圧縮機と、
    を備えることを特徴とする冷凍サイクル装置。
11. 請求項１０に記載の冷凍サイクル装置を備えることを特徴とする空気調和機。
12. 請求項１０に記載の冷凍サイクル装置を備えることを特徴とする冷蔵庫。

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